JPH0813135B2 - 信号レベル自動制御方法 - Google Patents
信号レベル自動制御方法Info
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- JPH0813135B2 JPH0813135B2 JP61013634A JP1363486A JPH0813135B2 JP H0813135 B2 JPH0813135 B2 JP H0813135B2 JP 61013634 A JP61013634 A JP 61013634A JP 1363486 A JP1363486 A JP 1363486A JP H0813135 B2 JPH0813135 B2 JP H0813135B2
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- Japan
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- signal
- converter
- clamp
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、アナログ入力信号をディジタル信号に変換
して出力する系統の信号レベル自動制御方法に関するも
のである。
して出力する系統の信号レベル自動制御方法に関するも
のである。
本発明は、例えば、多重サブサンプル伝送方式に適合
したハイビジョン受信機のデコーダを構成するために好
適な、信号レベル自動制御方法に関するものである。
したハイビジョン受信機のデコーダを構成するために好
適な、信号レベル自動制御方法に関するものである。
［従来の技術］ 従来から知られている、ALC（自動レベルコントロー
ル）の方法として、信号レベルを検出し、これを平滑化
し、A/D変換器のリファレンスレベルに帰還して自動制
御を行うものがある。
ル）の方法として、信号レベルを検出し、これを平滑化
し、A/D変換器のリファレンスレベルに帰還して自動制
御を行うものがある。
［発明が解決しようとする問題点］ ハイビジョン伝送方式として、フレーム間およびフィ
ールド間のオフセットサブサンプリングを用いた多重サ
ブサンプル伝送方式、例えばMUSE（Multiple Sub−Nyqu
ist Sampling Encoding）と呼ばれる高品位テレビジョ
ン信号サブサンプル伝送方式が知られている。この多重
サブサンプル伝送方式は、従来から知られている方式
（電子通信学会技術報告IE84−72参照）と、未だ公知と
はなっていない本出願人による多重サブサンプル伝送方
式とに大別される。
ールド間のオフセットサブサンプリングを用いた多重サ
ブサンプル伝送方式、例えばMUSE（Multiple Sub−Nyqu
ist Sampling Encoding）と呼ばれる高品位テレビジョ
ン信号サブサンプル伝送方式が知られている。この多重
サブサンプル伝送方式は、従来から知られている方式
（電子通信学会技術報告IE84−72参照）と、未だ公知と
はなっていない本出願人による多重サブサンプル伝送方
式とに大別される。
上述した多重サブサンプル伝送方式とは、エンコード
された伝送信号の低域部にフレーム間の折り返し成分を
含まないようにした伝送方式であって、FM伝送系に関し
ては、ノンリニア−エンファシスを用いている。また、
音声をベースバンド多重する場合も考えられる。
された伝送信号の低域部にフレーム間の折り返し成分を
含まないようにした伝送方式であって、FM伝送系に関し
ては、ノンリニア−エンファシスを用いている。また、
音声をベースバンド多重する場合も考えられる。
これらのいずれの場合にも、信号レベルが規定値より
も変化すると、画質劣化ならびに音質の劣化を招来する
場合がある。
も変化すると、画質劣化ならびに音質の劣化を招来する
場合がある。
また、一般的に、FM復調器はレベルの点からみれば安
定性が高いので、装置のレベル安定性に頼ってシステム
構成をしても良いが、全体の経済性等を考えると、所定
の範囲内でALCを掛けた方が良いことになる。
定性が高いので、装置のレベル安定性に頼ってシステム
構成をしても良いが、全体の経済性等を考えると、所定
の範囲内でALCを掛けた方が良いことになる。
［目的］ よって本発明の目的は、ハイビジョン伝送方式ならび
にその他の伝送方式に適合した信号の自動レベル制御方
法を提供することにある。
にその他の伝送方式に適合した信号の自動レベル制御方
法を提供することにある。
［問題点を解決するための手段］ 本発明に係る信号レベル自動制御方法は、所定のクラ
ンプレベルに対して等しい絶対値の直流レベル（第２図
に示した＋112および−112に相当する。）を有する正お
よび負の直流テスト信号（第２図に示したモノパルスと
フレームパルスとの間に挾まれたDCレベル信号に相当す
る。実施例ではVIT信号と呼ぶ。）を、テレビジョン信
号の垂直帰線期間中における２本の走査線（第２図に示
す通り、MUSE信号のうち、ラインNo.1およびラインNo.2
に相当する）を用いて伝送し、前記テレビジョン信号を
ディジタル信号化する（第１図のA/D変換器２を用い
て、ディジタル化することに相当する。）にあたり、 前記正および負の直流テスト信号のレベルを順次検出
し（ラインNo.1およびNo.2の信号をA/D変換器２に入力
して、A/D変換することに相当する。）、 当該検出レベルと、前記テレビジョン信号の全ダイナ
ミックレンジの中心レベルである前記クランプレベル
（第２図参照：クランプレベルのレベル値を零とす
る。）との差分の絶対値が、前記直流テスト信号の絶対
値に比べて大であるか否かを判別し（第２図に示した２
つの連続ラインNo.1およびNo.2を順次A/D変換し、ROM4
のアドレスとして時系列的に印加することに相当する。
ROM4は２つの出力を持つLUT（第３図参照）として作用
する。）、 該判別結果に基づいてアップ／ダウンカウンタ（第１
図に示したアップ／ダウン・カウンタ10に相当する。）
の計数動作（アップカウントまたはダウンカウントに相
当する。）を順次開始させ、 前記カウンタの計数値をD/A変換して得た直流レベル
（第１図に示したD/A変換器12のアナログ出力に相当す
る。）を、テレビジョン信号用A/D変換器（第１図に示
したA/D変換器２に相当する。）の基準（レファレン
ス）レベルとして帰還する ことを特徴とするものである。
ンプレベルに対して等しい絶対値の直流レベル（第２図
に示した＋112および−112に相当する。）を有する正お
よび負の直流テスト信号（第２図に示したモノパルスと
フレームパルスとの間に挾まれたDCレベル信号に相当す
る。実施例ではVIT信号と呼ぶ。）を、テレビジョン信
号の垂直帰線期間中における２本の走査線（第２図に示
す通り、MUSE信号のうち、ラインNo.1およびラインNo.2
に相当する）を用いて伝送し、前記テレビジョン信号を
ディジタル信号化する（第１図のA/D変換器２を用い
て、ディジタル化することに相当する。）にあたり、 前記正および負の直流テスト信号のレベルを順次検出
し（ラインNo.1およびNo.2の信号をA/D変換器２に入力
して、A/D変換することに相当する。）、 当該検出レベルと、前記テレビジョン信号の全ダイナ
ミックレンジの中心レベルである前記クランプレベル
（第２図参照：クランプレベルのレベル値を零とす
る。）との差分の絶対値が、前記直流テスト信号の絶対
値に比べて大であるか否かを判別し（第２図に示した２
つの連続ラインNo.1およびNo.2を順次A/D変換し、ROM4
のアドレスとして時系列的に印加することに相当する。
ROM4は２つの出力を持つLUT（第３図参照）として作用
する。）、 該判別結果に基づいてアップ／ダウンカウンタ（第１
図に示したアップ／ダウン・カウンタ10に相当する。）
の計数動作（アップカウントまたはダウンカウントに相
当する。）を順次開始させ、 前記カウンタの計数値をD/A変換して得た直流レベル
（第１図に示したD/A変換器12のアナログ出力に相当す
る。）を、テレビジョン信号用A/D変換器（第１図に示
したA/D変換器２に相当する。）の基準（レファレン
ス）レベルとして帰還する ことを特徴とするものである。
上述した通り、本発明を実施するためには第１図およ
び第２図に示した回路構成に基づいて、テレビジョン信
号に対するALCを行っている。すなわち、第２図に示し
た２種の直流テスト信号（クランプレベルを基準とした
±112のDCレベル信号：以下に詳述する実施例では、ク
ランプレベルに対して上下対称の直流テスト信号をそれ
ぞれVIT信号と呼ぶ。）を用いたレベル検出の結果（第
３図参照）、カウンタ10はアップ／ダウンを繰り返し、
たとえば、アップ動作が続けば、カウンタ10のカウント
値は大きくなるので、D/A変換器12のアナログ出力レベ
ルも大きくなる。その結果として、テレビジョン信号を
A/D変換するためのA/D変換器２の基準（レファレンス）
レベルが大きくなり、相対的に入力レベル（テレビジョ
ン信号）のA/D変換コードは小さな値を示すことにな
る。従って、上記レベル検出の結果がほぼ＋／−となる
場合には、カウンタ10のアップ／ダウンは50％ずつの確
率で発生することになるので、ラインNo.1およびNo.2の
各信号を入力した後のカウント値はある一定の値とな
る。かくして、A/D変換器２は入力レベルに応じたALC動
作をすることになる。
び第２図に示した回路構成に基づいて、テレビジョン信
号に対するALCを行っている。すなわち、第２図に示し
た２種の直流テスト信号（クランプレベルを基準とした
±112のDCレベル信号：以下に詳述する実施例では、ク
ランプレベルに対して上下対称の直流テスト信号をそれ
ぞれVIT信号と呼ぶ。）を用いたレベル検出の結果（第
３図参照）、カウンタ10はアップ／ダウンを繰り返し、
たとえば、アップ動作が続けば、カウンタ10のカウント
値は大きくなるので、D/A変換器12のアナログ出力レベ
ルも大きくなる。その結果として、テレビジョン信号を
A/D変換するためのA/D変換器２の基準（レファレンス）
レベルが大きくなり、相対的に入力レベル（テレビジョ
ン信号）のA/D変換コードは小さな値を示すことにな
る。従って、上記レベル検出の結果がほぼ＋／−となる
場合には、カウンタ10のアップ／ダウンは50％ずつの確
率で発生することになるので、ラインNo.1およびNo.2の
各信号を入力した後のカウント値はある一定の値とな
る。かくして、A/D変換器２は入力レベルに応じたALC動
作をすることになる。
本発明の好適な実施例では、第２図に示したフレーム
パルスの前部分にVIT信号（垂直帰線期間中に多重され
た試験番号;Vertcal Interval Test signal:第６図参
照）としてレベルの判明している正負対称の直流テスト
信号を重畳させ、そのレベルとクランプレベルとの差の
絶対値を検出し、２つの入力ラインNo.1およびNo.2（第
２図参照）についてアップ／ダウン・カウンタ10を作動
させることにより、入力用A/D変換器２（第１図参照）
の基準レベル入力端子にフィードバックするものであ
る。なお、第１図に示した回路によって実現されるALC
回路のループ時定数は、受像機入力のクランプ時定数よ
り十分長く設定しておき、ALC動作のために生じたDCレ
ベルの“ずれ”をクランプ回路によって吸収するのが好
適である。
パルスの前部分にVIT信号（垂直帰線期間中に多重され
た試験番号;Vertcal Interval Test signal:第６図参
照）としてレベルの判明している正負対称の直流テスト
信号を重畳させ、そのレベルとクランプレベルとの差の
絶対値を検出し、２つの入力ラインNo.1およびNo.2（第
２図参照）についてアップ／ダウン・カウンタ10を作動
させることにより、入力用A/D変換器２（第１図参照）
の基準レベル入力端子にフィードバックするものであ
る。なお、第１図に示した回路によって実現されるALC
回路のループ時定数は、受像機入力のクランプ時定数よ
り十分長く設定しておき、ALC動作のために生じたDCレ
ベルの“ずれ”をクランプ回路によって吸収するのが好
適である。
［実施例］ 以下、実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
本図において、２はA/D（アナログ／デジタル）変換
器、４はROM（リード・オンリー・メモリ）、６および
８はアンドゲート、10はアップ／ダウンカウンタ、12は
D/A変換器である。
本図において、２はA/D（アナログ／デジタル）変換
器、４はROM（リード・オンリー・メモリ）、６および
８はアンドゲート、10はアップ／ダウンカウンタ、12は
D/A変換器である。
第２図は第１図に示した実施例の動作を説明するタイ
ミングチャートであって、ハイビジョン（MUSE）信号の
No.1ラインとNo.2ラインに含まれるVIT信号（第６図で
は、VITS＃1,VITS＃２として示してある。）と、アンド
ゲート6,8に供給されるゲート信号との関係を示してい
る。
ミングチャートであって、ハイビジョン（MUSE）信号の
No.1ラインとNo.2ラインに含まれるVIT信号（第６図で
は、VITS＃1,VITS＃２として示してある。）と、アンド
ゲート6,8に供給されるゲート信号との関係を示してい
る。
上記VIT信号とは、第２図において、フレームパルス
とモノパルスとの間における直流レベル±112のテスト
信号である。すなわち、VIT信号とは、ハイビジョン（M
USE）信号のダイナミックレンジの中心レベルである
“クランプレベル”に対して、上下対称の直流レベルを
有する一対の直流テスト信号である。更に換言すれば、
ハイビジョン信号（低域部にフレーム間の折り返し成分
を含まない多重サブサンプル伝送信号）の垂直帰線期間
中に多重された２つのVIT信号は、第２図に示すよう
に、モノパルスの後に50クロックぶん位のフラットな部
分があり（16MHzの伝送クロックを用いる）、このレベ
ルが（８ビット量子化で考えたときに）クランプレベル
に対して正負対称な±112となっている。
とモノパルスとの間における直流レベル±112のテスト
信号である。すなわち、VIT信号とは、ハイビジョン（M
USE）信号のダイナミックレンジの中心レベルである
“クランプレベル”に対して、上下対称の直流レベルを
有する一対の直流テスト信号である。更に換言すれば、
ハイビジョン信号（低域部にフレーム間の折り返し成分
を含まない多重サブサンプル伝送信号）の垂直帰線期間
中に多重された２つのVIT信号は、第２図に示すよう
に、モノパルスの後に50クロックぶん位のフラットな部
分があり（16MHzの伝送クロックを用いる）、このレベ
ルが（８ビット量子化で考えたときに）クランプレベル
に対して正負対称な±112となっている。
第３図は、ROM4の動作態様を示すメモリ構成図であ
る。このROM4は、そのアドレス入力としてA/D変換器２
の出力が供給されているLUT（ルックアップテーブル）
である。本図に示すように、ROM入力レベル（＝A/D変換
器２から出力されたディジタル値）が−112と＋112との
間にある場合にはROM4の出力端子1,2のレベルがそれぞ
れ「１」，「０」となり、アップ／ダウン・カウンタ10
をカウントダウンさせる。他方、ROM入力レベルの絶対
値が112より大である場合は出力端子1,2からそれぞれ
「０」，「１」の信号が出力され、その結果として、ア
ップ／ダウン・カウンタ10をカウントアップさせる。
る。このROM4は、そのアドレス入力としてA/D変換器２
の出力が供給されているLUT（ルックアップテーブル）
である。本図に示すように、ROM入力レベル（＝A/D変換
器２から出力されたディジタル値）が−112と＋112との
間にある場合にはROM4の出力端子1,2のレベルがそれぞ
れ「１」，「０」となり、アップ／ダウン・カウンタ10
をカウントダウンさせる。他方、ROM入力レベルの絶対
値が112より大である場合は出力端子1,2からそれぞれ
「０」，「１」の信号が出力され、その結果として、ア
ップ／ダウン・カウンタ10をカウントアップさせる。
このように、ROM入力レベルが「−112」と「＋112」
の間であればアップ／ダウン・カウンタ10をカウントダ
ウンさせ、その範囲外であればカウントアップさせるも
のであるが、次に、カウントダウンまたはカウントアッ
プされるアップ／ダウン・カウンタ10の出力を用いて、
入力信号レベルの自動制御（ALC）を達成するための動
作を説明する。
の間であればアップ／ダウン・カウンタ10をカウントダ
ウンさせ、その範囲外であればカウントアップさせるも
のであるが、次に、カウントダウンまたはカウントアッ
プされるアップ／ダウン・カウンタ10の出力を用いて、
入力信号レベルの自動制御（ALC）を達成するための動
作を説明する。
第２図に示すようにフレームパルスの前部分にある直
流テスト信号（VIT信号）をA/D変換器２に入力し、その
変換出力をROM4に入力し、更にゲート信号でゲートをか
けることにより、カウンタ10はアップ／ダウンを繰り返
す。たとえば、ダウン動作が行われることなくアップ動
作が続けば、カウント値は大きくなり、D/A変換器12でD
/A変換した結果も大きくなるので、その結果としてA/D
変換器２の基準（レファレンス）レベルが大きくなり、
相対的に入力ハイビジョン信号のA/D変換されたディジ
タル値は小さくなる。これと異なり、直流テスト信号
（＝VIT信号）のA/D変換の結果がほぼ＋／−112になれ
ば、アップ／ダウン・カウンタ10のカウントアップおよ
びカウントダウンはそれぞれ50％ずつの確率で発生する
のでカウント値はある一定の値になり、その結果とし
て、A/D変換器２は入力レベルに応じたALC動作を行うこ
とになる。
流テスト信号（VIT信号）をA/D変換器２に入力し、その
変換出力をROM4に入力し、更にゲート信号でゲートをか
けることにより、カウンタ10はアップ／ダウンを繰り返
す。たとえば、ダウン動作が行われることなくアップ動
作が続けば、カウント値は大きくなり、D/A変換器12でD
/A変換した結果も大きくなるので、その結果としてA/D
変換器２の基準（レファレンス）レベルが大きくなり、
相対的に入力ハイビジョン信号のA/D変換されたディジ
タル値は小さくなる。これと異なり、直流テスト信号
（＝VIT信号）のA/D変換の結果がほぼ＋／−112になれ
ば、アップ／ダウン・カウンタ10のカウントアップおよ
びカウントダウンはそれぞれ50％ずつの確率で発生する
のでカウント値はある一定の値になり、その結果とし
て、A/D変換器２は入力レベルに応じたALC動作を行うこ
とになる。
上述した本実施例において重要なことは、単にクラン
プレベル（第２図参照）が変化したのみではALC動作に
影響が無いことである。すなわち、第３図に示したROM4
の入出力関係において、A/D変換器２に入力される信号
のクランプレベル（第２図参照）がずれた場合を考える
と（たとえば、上にずれると）、ラインNo.1の直流テス
ト信号（VIT信号）の検出時にはカウンタ10はカウント
アップ動作を行い、次にラインNo.2の直流テスト信号
（VIT信号）の検出時にはカウンタ10はダウンカウント
動作を行うことになるので、この結果として、カウンタ
10のカウント値は変化しないことになる。その結果、D/
A変換器12を介してA/D変換器２の基準レベルは変化せ
ず、ALC動作には、クランプレベルの変動が影響しない
ことになる。
プレベル（第２図参照）が変化したのみではALC動作に
影響が無いことである。すなわち、第３図に示したROM4
の入出力関係において、A/D変換器２に入力される信号
のクランプレベル（第２図参照）がずれた場合を考える
と（たとえば、上にずれると）、ラインNo.1の直流テス
ト信号（VIT信号）の検出時にはカウンタ10はカウント
アップ動作を行い、次にラインNo.2の直流テスト信号
（VIT信号）の検出時にはカウンタ10はダウンカウント
動作を行うことになるので、この結果として、カウンタ
10のカウント値は変化しないことになる。その結果、D/
A変換器12を介してA/D変換器２の基準レベルは変化せ
ず、ALC動作には、クランプレベルの変動が影響しない
ことになる。
このように、カウンタ10のカウントアップとカウント
ダウンがラインNo.1とラインNo.2で交互に生じる場合に
は、アップ／ダウン・カウンタ10からD/A変換器12へ向
けて出力されるカウント値は変化しないことになるの
で、A/D変換器２の基準レベルに変化は無く、従って、
入力信号のレベルを上下非対称に制御することはない
（すなわち、クランプレベルの上側と下側が非対称にな
るような制御を行うことはない）。
ダウンがラインNo.1とラインNo.2で交互に生じる場合に
は、アップ／ダウン・カウンタ10からD/A変換器12へ向
けて出力されるカウント値は変化しないことになるの
で、A/D変換器２の基準レベルに変化は無く、従って、
入力信号のレベルを上下非対称に制御することはない
（すなわち、クランプレベルの上側と下側が非対称にな
るような制御を行うことはない）。
上述したとおり、第１図〜第３図を参照して説明した
本実施例は、入力信号のALC動作を提供するもので、ク
ランプレベルのずれに対してはなんら影響を受けること
はない。但し、第４図および第５図に示すようにA/D変
換器14の入力側にクランプ回路16を設けることにより、
クランプレベルのずれをこのクランプ回路16で補正する
ことができる（詳細は、後に詳述する）。
本実施例は、入力信号のALC動作を提供するもので、ク
ランプレベルのずれに対してはなんら影響を受けること
はない。但し、第４図および第５図に示すようにA/D変
換器14の入力側にクランプ回路16を設けることにより、
クランプレベルのずれをこのクランプ回路16で補正する
ことができる（詳細は、後に詳述する）。
直流テスト信号であるVIT信号の前端部に含まれてい
るモノパルス（第２図参照）は、本発明とは全く独立の
目的により挿入されている（伝送路の振幅／位相等化用
である）。
るモノパルス（第２図参照）は、本発明とは全く独立の
目的により挿入されている（伝送路の振幅／位相等化用
である）。
本実施例において、ALCの時定数はアップ／ダウン・
カウンタ10のビット長にもよるが、数秒〜数10秒程度と
するのが好ましい。
カウンタ10のビット長にもよるが、数秒〜数10秒程度と
するのが好ましい。
なお、第１図に示した本実施例は、クランプ制御系統
とは全く独立に構成されているので、A/D変換器２の基
準レベルを帰還制御するときの状況によっては、ALCお
よびクランプ動作が相互に干渉して、ALC動作自体が入
力信号のクランプレベルを変動させてしまうことが有り
得る。すなわち、第１図に示した回路を用いてALC動作
を行う場合、A/D変換器２の基準レベル制御として、た
とえば第４図に示すように基準レベルの上下で非対称、
すなわち下側のレベルのみを制御するとすれば（ALC動
作により、たとえば基準レベルを下げる場合）、クラン
プレベルもさらに下がる方向に影響を受けることにな
る。但し、これとは逆に、クランプレベルがずれた場合
には、既述の如くALC動作には影響が無く、発振等の問
題は生じない。
とは全く独立に構成されているので、A/D変換器２の基
準レベルを帰還制御するときの状況によっては、ALCお
よびクランプ動作が相互に干渉して、ALC動作自体が入
力信号のクランプレベルを変動させてしまうことが有り
得る。すなわち、第１図に示した回路を用いてALC動作
を行う場合、A/D変換器２の基準レベル制御として、た
とえば第４図に示すように基準レベルの上下で非対称、
すなわち下側のレベルのみを制御するとすれば（ALC動
作により、たとえば基準レベルを下げる場合）、クラン
プレベルもさらに下がる方向に影響を受けることにな
る。但し、これとは逆に、クランプレベルがずれた場合
には、既述の如くALC動作には影響が無く、発振等の問
題は生じない。
次に、第４図に示した回路の動作をより具体的に説明
する。
する。
第４図に示した回路構成では、A/D変換器14の基準
（レファレンス）レベルとして、クランプレベルに対し
て非対称で下側のレベルRLのみを可変制御するようにし
ている。このため、ALC動作によりA/D変換器14の下端基
準レベルRLが変わるたびに、中心レベルで有るクランプ
レベルも変化することになる。
（レファレンス）レベルとして、クランプレベルに対し
て非対称で下側のレベルRLのみを可変制御するようにし
ている。このため、ALC動作によりA/D変換器14の下端基
準レベルRLが変わるたびに、中心レベルで有るクランプ
レベルも変化することになる。
このようにALC動作によりA/D変換器14の下端基準レベ
ルRLが変化すると、クランプレベルはそれを追いかける
ことになるが、このときクランプ動作の時定数がALC動
作の時定数より大きい（長い）場合には、ALC動作によ
りA/D変換器14の下端基準レベルRLが補正され、それと
同時にクランプレベルも変化させられるので、いつまで
もクランプ動作が安定しないことになる。従って、第４
図に示すような構成をとる場合には、ALCの時定数をク
ランプ時定数より十分長くしておき、下端基準レベルRL
を制御するのが好適である。
ルRLが変化すると、クランプレベルはそれを追いかける
ことになるが、このときクランプ動作の時定数がALC動
作の時定数より大きい（長い）場合には、ALC動作によ
りA/D変換器14の下端基準レベルRLが補正され、それと
同時にクランプレベルも変化させられるので、いつまで
もクランプ動作が安定しないことになる。従って、第４
図に示すような構成をとる場合には、ALCの時定数をク
ランプ時定数より十分長くしておき、下端基準レベルRL
を制御するのが好適である。
すなわち、ALC動作の時定数をクランプ時定数より長
く設定した場合、ALC動作のためにA/D変換器14の下端基
準レベルRLが変化するより速く、信号の中心レベルであ
るクランプレベルが補正されるので、クランプ動作およ
びALC動作ともに安定的に収束することになる。かくし
て、A/D変換器14の基準レベルが非対称であるために生
じる、クランプレベルの変化を、短い時定数のクランプ
動作により追いかけ、これによりALCの影響をなくすこ
とができる。
く設定した場合、ALC動作のためにA/D変換器14の下端基
準レベルRLが変化するより速く、信号の中心レベルであ
るクランプレベルが補正されるので、クランプ動作およ
びALC動作ともに安定的に収束することになる。かくし
て、A/D変換器14の基準レベルが非対称であるために生
じる、クランプレベルの変化を、短い時定数のクランプ
動作により追いかけ、これによりALCの影響をなくすこ
とができる。
以上の説明は、第４図に示した通り、A/D変換器14の
下端基準レベルRLのみを帰還制御するものであったが、
基準レベルの上端および下端を中心レベルに対して対称
的に変化させるALC動作を行わせることにより、上述し
たような、ALC動作に起因したクランプレベルのずれを
回避することが可能となる。かかる観点から、第５図に
示す回路構成を採ることにより、ALC動作に起因したク
ランプレベルへの干渉を防止することができる。
下端基準レベルRLのみを帰還制御するものであったが、
基準レベルの上端および下端を中心レベルに対して対称
的に変化させるALC動作を行わせることにより、上述し
たような、ALC動作に起因したクランプレベルのずれを
回避することが可能となる。かかる観点から、第５図に
示す回路構成を採ることにより、ALC動作に起因したク
ランプレベルへの干渉を防止することができる。
すなわち、第５図において、14,16,18はそれぞれ第４
図に示したA/D変換器，クランプ回路，演算増幅器と同
じである。従って、第５図と第４図との相違は、D/A変
換器12（第１図参照）からの帰還信号をレベル反転器22
および演算増幅器20を介して、上端基準レベルRHとして
いることにある。このように第５図では、基準レベルの
上端RHおよび下端RLを中心レベルに対して対照的に変化
させてALC動作をさせているため、第４図に関して上述
したようなALC動作に起因したクランプレベルのずれは
生じない。かくして、第５図の構成により、ALC動作に
起因したクランプレベルへの干渉を防止することができ
る。
図に示したA/D変換器，クランプ回路，演算増幅器と同
じである。従って、第５図と第４図との相違は、D/A変
換器12（第１図参照）からの帰還信号をレベル反転器22
および演算増幅器20を介して、上端基準レベルRHとして
いることにある。このように第５図では、基準レベルの
上端RHおよび下端RLを中心レベルに対して対照的に変化
させてALC動作をさせているため、第４図に関して上述
したようなALC動作に起因したクランプレベルのずれは
生じない。かくして、第５図の構成により、ALC動作に
起因したクランプレベルへの干渉を防止することができ
る。
なお、これまで述べてきた実施例は、多重サブサンブ
ル伝送方式による信号を入力信号として説明したもので
あるが、その他の伝送系にも適用し得ることは勿論であ
る。
ル伝送方式による信号を入力信号として説明したもので
あるが、その他の伝送系にも適用し得ることは勿論であ
る。
［発明の効果］ 以上説明したとおり、本発明では直流テスト信号によ
って規定される所定のレベルに着目し、A/D変換すべき
テレビジョン信号に上記所定のレベルが現れた際には、
予め設定された特定のデジタル値が得られるようにレベ
ル制御（ALC）を行うことができる。
って規定される所定のレベルに着目し、A/D変換すべき
テレビジョン信号に上記所定のレベルが現れた際には、
予め設定された特定のデジタル値が得られるようにレベ
ル制御（ALC）を行うことができる。
さらに本願発明では、たとえば第２図に示したような
VIT信号（ハイビジョン信号のNo.1ラインおよびNo.2に
含まれる。）を用いることから、テレビジョン信号のラ
イン周期（MUSE信号の場合には、33.75kHz）で動作すれ
ばよいことになるので、低速・廉価な汎用素子を用い
て、閉ループによるALC制御を行うことが可能となる。
VIT信号（ハイビジョン信号のNo.1ラインおよびNo.2に
含まれる。）を用いることから、テレビジョン信号のラ
イン周期（MUSE信号の場合には、33.75kHz）で動作すれ
ばよいことになるので、低速・廉価な汎用素子を用い
て、閉ループによるALC制御を行うことが可能となる。
第１図は本発明を適用した基本的な実施例を示すブロッ
ク構成図、 第２図はVIT信号とゲート信号との関係を示す波形図、 第３図は第１図に示したROMによるレベル検出動作を示
すメモリマップ図、 第４図はフィードバックループを備えた第２の実施例を
示すブロック構成図、 第５図はクランプレベルへの干渉を排した第３の実施例
を示すブロック構成図、 第６図はMUSE伝送信号形式を示す図である。 ２……A/D変換器、 ４……ROM、 6,8……アンドゲート、 10……アップ／ダウン・カウンタ、 12……D/A変換器、 14……A/D変換器、 16……クランプ回路。
ク構成図、 第２図はVIT信号とゲート信号との関係を示す波形図、 第３図は第１図に示したROMによるレベル検出動作を示
すメモリマップ図、 第４図はフィードバックループを備えた第２の実施例を
示すブロック構成図、 第５図はクランプレベルへの干渉を排した第３の実施例
を示すブロック構成図、 第６図はMUSE伝送信号形式を示す図である。 ２……A/D変換器、 ４……ROM、 6,8……アンドゲート、 10……アップ／ダウン・カウンタ、 12……D/A変換器、 14……A/D変換器、 16……クランプ回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 合志 清一 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会放送技術研究所内 (56)参考文献 特開 昭57−58414（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−126390（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】所定のクランプレベルに対して等しい絶対
値の直流レベルを有する正および負の直流テスト信号
を、テレビジョン信号の垂直帰線期間中における２本の
走査線を用いて伝送し、前記テレビジョン信号をディジ
タル信号化するにあたり、 前記正および負の直流テスト信号のレベルを順次検出
し、 当該検出レベルと、前記テレビジョン信号のダイナミッ
クレンジの中心レベルである前記クランプレベルとの差
分の絶対値が、前記直流テスト信号の絶対値に比べて大
であるか否かを判別し、 該判別結果に基づいてアップ／ダウンカウンタの計数動
作を順次開始させ、 前記カウンタの計数値をD/A変換して得た直流レベル
を、テレビジョン信号用A/D変換器の基準レベルとして
帰還する ことを特徴とする信号レベル自動制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61013634A JPH0813135B2 (ja) | 1986-01-27 | 1986-01-27 | 信号レベル自動制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61013634A JPH0813135B2 (ja) | 1986-01-27 | 1986-01-27 | 信号レベル自動制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62172820A JPS62172820A (ja) | 1987-07-29 |
| JPH0813135B2 true JPH0813135B2 (ja) | 1996-02-07 |
Family
ID=11838664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61013634A Expired - Lifetime JPH0813135B2 (ja) | 1986-01-27 | 1986-01-27 | 信号レベル自動制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0813135B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4893182A (en) * | 1988-03-18 | 1990-01-09 | Micronyx, Inc. | Video tracking and display system |
| JP2885403B2 (ja) * | 1988-08-26 | 1999-04-26 | 日本電信電話株式会社 | ディジタルクランプ回路 |
| JPH0393313A (ja) * | 1989-09-05 | 1991-04-18 | Nec Corp | レベル補正回路 |
| JP2598327B2 (ja) * | 1989-10-03 | 1997-04-09 | シャープ株式会社 | 映像信号処理装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56126390A (en) * | 1980-03-10 | 1981-10-03 | Sanyo Electric Co Ltd | A-d converting circuit of video signal |
| JPS5758414A (en) * | 1980-09-25 | 1982-04-08 | Fujitsu Ltd | Analog-to-digital conversion circuit providing agc function |
-
1986
- 1986-01-27 JP JP61013634A patent/JPH0813135B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62172820A (ja) | 1987-07-29 |
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Legal Events
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