JPH0226121A - Ａｆｃ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えばコンポジット形式の映像信号を伝送
する衛星放送信号と、コンポーネント形式の映像信号を
伝送する衛星放送信号を選択的に受信する衛星放送受信
装置において、自動周波数制御（ＡＦＣ）の応答特性を
画形式の信号に必要な特性に適するように自動切替えを
可能としたＡＦＣ回路に関する。

（従来の技術） 近年、Ｉｆｌｌ放送を利用した各種放送の方式が具体化
され、これらの放送を受信するシステムの開発が進めら
れている。

衛星放送の１つに、従来からのテレビジョンカラー放送
方式をそのまま映像情報の伝送に適用し、音声情報はデ
ジタル変調して伝送する放送がある。

また、別の放送方式として、画面サイズの大きく解像度
のｎい映像情報をデジタル帯域圧縮技術によってＩｎの
１チヤンネルに納めるようにした高画質テレビジョン方
式の放送（ＭＵＳＥ方式）もある。前者は一般に輝度信
号に色信号が徂畳されたコンポジット形式の映像信号で
キャリアを周波数変調した放送信号（以下コンポジット
形式衛星放送信号と呼ぶ）であり、後者は時分割した色
信号と輝度信号をサブナイキストサンプリングによって
、略８［ＨＨ２］の帯域に圧縮したコンポーネント形式
の映像信号でキャリアを周波数変調した放送信号（以下
コンポーネント形式衛星放送信号と呼ぶ）である。

こうして異なる方式の衛星放送を受信するシステムは、
概ね第４図に示すように構成されている。

第４図においで、パラボラアンテナ６１からは１２［Ｇ
　ＨＺｌ帯の信号が１［ＧＨｚｌ帯の信号に変換された
第１中閤周波信号がＢＳチューナ６２に送られる。ＢＳ
チューナ６２は、第１中闇周波信号を更に低い周波数の
第２中間周波信号に変換する。この第２中間周波信りは
、例えばＮＴＳＣ方式の場合、４．５［ＭＨｚｌのコン
ポジット映像信号（ベースバンド信号）■となってＢＳ
チューナ６２より導出すると共に、＾画質方式のコンポ
ーネント映像信号（ベースバンド信号）■を導出する。

映像出力■はＣＲＴ６３にａ接供給されるが、映像出力
■は帯域伸長処理或は高画質化のための特殊処理を行う
デコーダ６４を介しＵＣＲＴ６３に供給される。

ところで、ＢＳチューナは、現行のコンポジット形式衛
星放送信号を受信する場合も、へ画質のコンポーネント
形式衛星放送信号を受信する場合も、第１中間周波信号
を第２中間周波信号に変換する際に必要な局部発振出力
を、１１調出力の示す周波数ずれ情報に追従して制御す
るＡＦＣを行わなければならない。

第５図は、局部発振出力を制御するＡＦＣｎ路を示すブ
ロック図である。点線内はＢＳチューナを示し、入力端
子１１は第１中間周波信号が入る。

第１中間周波信号は周波数変換回路７２で電圧制御発振
器７５からの局部発振出力によって第２中閤周波信号に
変換される。第２中間周波信号は、ＦＭ復調回路７３に
てＦＭ復調されて、ベースバンドの映像信号として出力
する。また、この復調出力は、ＡＦＣ回路１４に入り、
電圧制御の中心周波数を与える基準電圧との誤差電圧と
なって出力する。このＡＦＴ誤差電圧は、選局電圧発生
回路７６の出力する選局電圧を自動調整して、局部発振
出力の周波数を選局電圧の設定する周波数に追従するよ
うに制御する。

このようなＡＦＣ回路は、大別して応答性が急峻なキー
ドＡＦＣと、垂直周期より十分長い時開で応答する平均
値ＡＦＣの２通りの方式があるが、コンポーネント形式
衛星放送信号にはキードＡＦＣを使用することが、例え
ば“放送技術”Ｖｏｌ、４２Ｎ０．５１９８８　　（Ｐ
４６８〜Ｐ４７７）に推賞されている。

しかし、わが国で現在放送が行われている現行のＮＴＳ
Ｃ方式衛星放送信号は、平均値ＡＦＣが一般的であるの
で、そのままでは第４図に示すようなシステムに用いる
ことができない。

この理由は、コンポーネント形式衛星放送信号は、帯域
圧縮がしであるとはいっても８［ＭＨｚｌの帯域を有し
、現行の４．５ＭＨ２に比べ遥かに広帯域である。従っ
て、これをＦＭ伝送する際には、受信機の＾域＃ｉ講特
性が重要になり、特に応答性が良くないとトランケーシ
ョンノイズと呼ばれるインパルス性ノイズが発生する。

また当然、ＦＭ伝送時のいわゆる三角雑音によって高域
のＳＮ比も不利となる。また、受信機のＡＦＣがオフセ
ットするとＳＮ比が劣化すると共に、ＦＭ波の側波が削
られ、前述のトランケージ」ンノイズが発生しやすくな
る。つまり、ベースバンド信号の平均値でＡＦＣをかけ
ると信号成分の振幅によってＡＦＣがオフセットして特
に音声データヤＣ映像部が正確にＦＭ復調できない。

そこで、コンポーネント形式衛星放送信号は、第６図ａ
に示すように、データ、１ｒ４ｉａ信号Ｙ１色信号Ｃが
フレーム構成して伝送され、フレームとフレームとの間
には、短時間のクランプ期間が設けられている。このク
ランプ期間は、情報をまったく伝送しないＤＣレベル期
間であり、コンポーネント形式衛星放送信号専用ＢＳチ
ューナでは、このクランプ期間を検出することで、キー
ドＡＦＣ用のクランプパルス（第６図す参照）を生成し
、この期間にキードＡＦＣをかけるようにしている。

平均値へＦＣでベースバンド信号の平均値を得るには、
大きな時定数のローパスフィルタでベースバンド信号の
高域を減衰させるのが一般的である。これに対してキー
ドＡＦＣはクランプ期間の復調出力をサンプルホールド
して基準電位とりる方式が通常用いられる。上記９５２
１１１１問は極めて短いので電圧を充？ｉ　ｉＪる＝１
ンデンサの容ωは大きくできない。従って時定数的には
小さいローパスフィルターとなる。

第７図に平均＃ＪＡＦＣの時定数回路、第８図にはキー
ドＡＦＣ′ｒ−用いられるサンプルボールド回路を示す
。

第７図の時定数回路では、端子８１に復調信号が入ノノ
サれ、この信号は、オペアンプ８３の正反転入力端に導
かれる。この信号は、抵抗８５　（Ｒｆ）とコンデンサ
８６　（Ｏｒ）による時定数で積分される。同時に直流
的には、基準電圧源８８の出力電圧との差を、抵抗８５
と８７の比率（Ｒｒ　／Ｒａ　）で掛輝して（９られる
電圧を端子８４から出力する。端子８４の出力は、第５
図における選局電圧発生回路７６を制御するＡＦＣ誤差
電圧である。

この場合のＡＦＣ動作は、Ｒｆ−（Ｊからなる時定数を
、例えば垂直周期より十分大きくなるように、ローパス
フィルターのカットオフ周波数を極力低く設定している
。

第８図のサンプルホールド回路は、クランプ期間のみス
イッチ９５を閉じてホールドコンデンサ９８（Ｃｈ）を
充電する。ホールド期間はスイッチ９５を開き、オペア
ンプ９６へ流入する微小電流で放電するので、電圧の低
下がほとんど生じない。オペアンプ９３はコンデンサ９
８を早く、しかも発振させずに駆動するドライバーであ
り、短時間充電の為に＾いスリューレイトをもたせであ
る。抵抗９４（ＲＣ）は発振対策用の小抵抗である。ま
た、抵抗９９（Ｒ「）は、第４図の抵抗８５に対応し、
抵抗１００゜９２は同じく抵抗８７．８２に、電圧源９
８は電圧源８８にそれぞれ対応している。この場合、ス
イッチ９５を閉じたままで使用すれば抵抗９４とコンデ
ンサ９８で時定数Ｒｃ−Ｃｈを構成するが、キードＡ　
Ｆ　Ｃ１３作させるために、その値は極めて小さい。即
ら、Ｒ「　・（Ｊ　　）Ｒｃ　　−Ｃｈ　　　　　　　
　　　（１）である。従って、スイッチ９５を閉じたま
ま端子９１にビデオ信号等の交流信号が加わると、オペ
アンプ９３の出力では非常に大きく増幅され、オペアン
プ９３のダイナミックレンジを超えて歪んでしまい正し
いクランプ電圧の伝達ができなくなる。これを避ける為
に入力信号の交流会を予め減衰させることが考えられる
が、これは減資の段階ですでに遅延が起こり、クランプ
パルスとの位相がずれて、やはり八Ｆ　Ｃ誤差電圧が正
確でなくなる。

（発明が解決しようとする課題） 以上説明したように、コンポジット形式とコンポーネン
ト形式とで方式の異なる衛星放送信号を受信りることが
できる８３ヂユーナは、コンポジット形式映像信号を受
信するモードのとき、平均値へＦＣが必要となり、コン
ポーネント形式映像信号を受信するモードのとき、キー
ドＡＦＣが必要となる。しかし、これらの方式は、応答
性の点より回路の時定数が責なり、単純な切替え回路に
よっては、キードＡＦＣと平均値ＡＦＣを切替えること
は出来ない。

この発明は上記問題点を除去し、特に大規模な回路構成
を設けること無く、自動的な切替えが可能であり、しか
も各受信モードに必要なと応答特性を満足するＡＦＣ回
路の提供を目的とする。

Ｅ発明の構成］ （課題を解決するための手段） ＦＭ復調された復調 出力をバッファ増幅するバッファ手段と、このバッファ
手段からの信号を１Ｍ１ｒｆｌ制御するスイッチと、こ
のスイッチからの信号をホールドするホールドコンデン
サと、このホールドコンデンサに保持した信号より交流
成分を除去して増幅出力するフィルター手段と、このフ
ィルター手段の出力する電圧に塁づいて眞記局部発振出
力の周波数をｉ、ＩＩ　ＩＩＩする周波数１ｉ１Ｊ−手
段と、前記第２の映像信号におけるクランプ期間を示す
パルスを生成し、該パルスの周期を判定して正しい周期
のときは前記スイツ（作用） このような構成によれば、キードスイッチをコンポジッ
ト形式衛星放送信号受信時に、常時ＯＮ状態にし、コン
ポーネント形式衛早放送受信峙は、クランプパルスによ
って自助的にキードスイッチをＯＮ、０ＦＦＩＩＩＩす
ることができる。従って、キードスイッチ以外の切餅え
回路を要さない。

（実施例） 以下、この発明の実施例°を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明に係るＡＦＣ回路の一実施例を示１回
路図である。入力端子１１には復調後のベースバンド信
号が供給される。この・信号は、抗１２を介して立上り
特性の急峻な（＾速の）ボルテージホロワ形オペアンプ
１３に入力される。オペアンプ１３の出力は、緩衝抵抗
１４　（ＲＣ）を介してキードスイッチ１５に入力され
る。

キードスイッチ１５は、コンポジット形式衛星放送信号
を受信するときは、平均値Ａ　Ｆ　Ｃ１１作を行うため
に、常にＯＮ　（ｆ！ｆｌじる）する。また、コンポー
ネント形式ｗ１星放送信号を受信するときは、キードＡ
ＦＣ動作を行うために、クランプ期間（サンプリング期
間）のみＯＮ（ホールドコンデンサ１６を充電し）し、
ホールド期間はＯＦＦ　＜開く）する。

上記キードスイッチ１５の＆ｌＪ　ｍは、受信モードを
判定するモード判定手段からのυｊ　ｍ　４８号１０ａ
によって行っている。受信モードは、本実施例の場合、
コンポーネント形式復ｍ信号におけるクランプ期間を示
すパルスを検出し、該パルスの周期を判定して正しい周
期のときにコンポーネント形式衛星放送信号受信時と判
定し、周期が異なるときはコンポジット形式衛星放送信
号受信時と判断している。

ホールドコンデンサ１Ｂ　（Ｃｈ）にホールドされた充
１！１ｌｒ４は、オペアンプ１７の非反転入力端に入り
、抵抗２１を介して反転入力端に入力された基準Ｍ　Ｉ
ｔ源２２の電圧と比較される。この差電圧は、抵ｂＬ１
９と抵抗Ｒ２１との比（Ｒｆ　／Ｒａ　）でＭ）算され
ると共に、抵抗１９とコンデンサ２０の時定数（Ｒｆ　
−０ｆ）による周波数特性を持たされて端子１８に出力
される。

以上の様な構成によれば、平均値及びキードＡＦＣのい
ずれの場合６１オペアンプ１３から出力されるベースバ
ンド信号の振幅は等しく、歪みに対して充分余裕を持た
せることができる。

また、第８図の回路と比較し、キードスイッチ１５まで
に信号を減食し遅延させる要素がないので、１ｕｌｌ信
号とクランプパルスとの位相ずれが起きないようになっ
ている。

また、キードスイッチ１５より後段のオペアンプ１７、
抵抗１９及びコンデンサ２０から構成されるフィルター
回路は、平均値ＡＦＣの場合は０−バスフィルター効果
の他に、ＡＦＣの応答速度も決めている。同様にキード
ＡＦＣの場合は、応答速度のみを決定する。

一般に［３８チユーナにおけるＡＦＣの応答速度は、復
調される映像信号の垂直周期に比べて充分に遅くしてい
る。なぜなら、垂直周期に随時応答覆る平均値ＡＦＣに
すると、ビデオ信号の絵柄（振幅）の変化で絶えず中間
周波数を動かしてしまうので、画面にフリッｈ状のノイ
ズを発生させたりして不安定になってしまう。キードＡ
ＦＣの場合、クランプ期間のみの直流信号をサンプルす
るので、絵柄部分の振幅は関係ないが、送信局側の番組
切換時などに起こる突発的な周波数変化に対しては同じ
意味で効果がある。

第２図は、この発明によるＡＦＣ回路をＢＳチ１−すに
応用した場合のブロック構成図である。

ＢＳチューナーには、端子４０から、ＦＭ変調された第
１中間周波数が入力され、周波数変換回路４１で電圧！
１１１ｍ発振器４９からの局部発振出力との差周波数を
０？ｌる第２中間周波信号になる。この第２中間周波信
号は、ＦＭ復調回路４２で復調される。

復調後のベースバンド信号は、第１図にて説明したＡＦ
（Ｊｔ差増幅回路４３に入力されＭ差電圧として出力さ
れる。比較回路４４は、誤差゛電圧の符号化を行う回路
である。この符号化された誤差電圧は、マイク［１：１
ンピユータ４５に入力される。マイクロコンピュータ４
５は、その予め内部に設定された比較データを６とに、
選局電圧発生回路４８を駆動して電圧制御発振鼎４９を
制御する。以上の様にしてＡＦＣループが構成される。

一方、コンポーネント形式衛星放送信号を受信すると、
端子５０よりキードパルスが入来Ｊる。このキードパル
スは、波形整形回路４７を介してマイクロコンピュータ
４５に入力されると共に、ナントゲートにて構成された
波形開閉回路４６に入力する。

マイクロコンピュータ４５は、キードパルスの周期性を
演詐し、規定のパルス周期である場合のみ、この場合、
ロウレベルの信号を発生して、波形開閉回路４６に与え
る。これにより、波形１ｆｌＩ閉回路４６は、波形整形
回路４７からのキードパルスをＡＦＣ誤差増幅回路４３
に制御信号１０ａとして供給する。

尚、５１はその他の入力端子である。

このように本システムは、キードパルスの有無で自動的
にキードＡＦＣ方式と平均値ＡＦＣ方式との切替えを行
っており、キードスイッチ１５の各受信モードで必要な
状態が、パルス周期を判断する回路の出力と一致し、キ
ードスイッチ以外の回路要素を切替える必要がない。

次に、この発明の他の実施例によるＡＦＣ誤差増幅回路
を第３図を参照して説明する。

第３図において、第１図と同じ要素に同一の符号を付し
て説明する。この回路は、入力抵抗１２゜ボルテージホ
ロワ形オペアンプ１３．小抵抗１４及びキードパルス１
５までは第１図と同じである。ホールドコンデンサ１６
は、ホールド出力の導出端と反対側の端子３６が、第１
図では基準電位点に接続されていたが、この実施例は、
ｉｉ　Ｄ抵抗器３４の摺動端に現れる電圧にｔｌ　＜　
７１ｆ圧を与えている。即ら。

可変抵抗器３４の摺動端の電圧は、ポルデージホロワ形
オペアンプ３５の非反転入り端に供給され、このオペア
ンプ３５の出力電圧を前記ホールドコンデン＃ｆ１６の
端子３６に与えている。また、このオペアンプ３５の出
力は、抵抗３２を介してフィルター回路を構成りるオペ
アンプ１７の非反転入ｈ　Ｉｌａに導かれている。尚、
オペアンプ１７には、出力端と反転入力端との間に、そ
れぞれコンデンサ２０と抵抗１９が接続されている。

この実施例による回路も、曇本動作は第１図の回路と変
わらない。但し、ホールドコンデンサ１Ｇの両端電圧を
小さくすることができるので、特に電源没入時の応答が
改善される利点がある。また、尚、各オペアンプのうち
１３は、高いスリューレイトを要し、３１は入力インピ
ーダンスの高いものが必要である。また、オペアンプ３
５と７１は、オフセットの小さいものを使用する。しか
し、ホールドコンデン１６の両端電圧を小さくする利得
配分に設定することで、これらはいずれも汎用のものを
使用することが出来る。

上述したごとく、各実施例によれば、第８図の回路と比
較すると、入力段オペアンプ１３にレベル調整手段が改
番プられず、信号の減衰がキードスイッチの前で起きな
いので、クランプパルスと復調信号との位相ずれが極め
て少な（、正確なＡＦＣ誤差電圧を得る利点がある。

また、送信側の番組切替え等、突発的な周波数変化に対
して自動的にキードＡＦＣから平均ｍＡＦＣに変わるの
で、画面にフリッカ等の雑音が発生するのを防止づる効
果がある。

［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明によれば、キードスイッチ
を常時ＯＮすれば平均値ＡＦＣ１クランプパルスによっ
て間欠的にＯＮ、ＯＦＦすれば、キードＡＦＣとなる動
作を行う。このため、クランプパルスの周期性を判定す
るような回路と組合わせることで、自動的な切替えが可
能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るＡＦＣ回路の一実施例を示す回
路図、第２図はこの発明を具体的システムに適用した他
の実施例を示すブロック図、第３図はこの発明の更に他
の実施例を・承り回路図、第４図は異なる方式の衛星放
送Ｍ号を受信するシステムを説明するブロック図、第５
図はＢＳチ１−すにおけるＡＦＣＩ回路を示すブロック
図、第６図は＾画質方式映像信号の一例を説明する説明
図、第７図は平均値ＡＦＣの場合のＡＦＣ誤差増幅回路
を示す回路図、第８図はキードＡＦＣの場合のＡＦＣ誤
差増幅回路を示ν回路図である。　１１・・・入力端子
、１２．１４．１９・・・抵抗、１３．１７・・・オペ
アンプ、１５・・・キードスイッヂ、１６・・・ホール
ドコンデンサ、２０・・・フィルター用コンデンサ、４
６・・・波形開開回路。 第４図 第５ｅｌ 第６ｒＩＩ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 前記ＦＭ復調された復調出力をバッファ増幅するバッフ
   ァ手段と、 このバッファ手段からの信号を開閉制御するキードスイ
   ッチと、 このスイッチからの信号をホールドするホールドコンデ
   ンサと、 このホールドコンデンサに保持した信号より交流成分を
   除去して増幅出力するフィルター手段と、このフィルタ
   ー手段の出力する電圧に基づいて前記局部発振出力の周
   波数を制御する周波数制御手段とを具備し、 キードＡＦＣ時は所定のタイミングで前記スイッチを開
   閉制御し、平均値ＡＦＣの時は前記スイッチを閉じるよ
   うにしたことを特徴するＡＦＣ回路。