JP2721182B2 - Ａｆｃ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えばコンポジット形式の映像信号を伝
送する衛星放送信号と、コンポーネント形式の映像信号
を伝送する衛星放送信号を選択的に受信する衛星放送受
信装置において、自動周波数制御（AFC）の応答特性を
両形式の信号に必要な特性に適するように自動切替えを
可能としたAFC回路に関する。

（従来の技術） 近年、衛星放送を利用した各種放送の方式が具体化さ
れ、これらの放送を受信するシステムの開発が進められ
ている。

衛星放送の１つに、従来からのテレビジョンカラー放
送方式をそのまま映像情報の伝送に適用し、音声情報は
デジタル変調して伝送する放送がある。また、別の放送
方式として、画面サイズの大きく解像度の高い映像情報
をデジタル帯域圧縮技術によって衛星の１チェンネルに
納めるようにした高画質テレビジョン方式の放送（MUSE
方式）もある。前者は一般に輝度信号に色信号が重畳さ
れたコンポジット形式の映像信号でキャリアを周波数変
調した放送信号（以下コンポジット形式衛星放送信号と
呼ぶ）であり、後者は時分割した色信号と輝度信号をサ
ブナイキストサンプリングによって、略８［MHz］の帯
域に圧縮したコンポーネント形式の映像信号でキャリア
を周波数変調した放送信号（以下コンポーネント形式衛
星放送信号と呼ぶ）である。

こうして異なる方式の衛星放送を受信するシステム
は、概ね第４図に示すように構成されている。第４図に
おいて、パラボラアンテナ61からは12［GHz］帯の信号
が１［GHz］帯の信号に変換された第１中間周波信号がB
Sチューナ62に送られる。BSチューナ62は、第１中間周
波信号を更に低い周波数の第２中間周波信号に変換す
る。この第２中間周波信号は、例えばNTSC方式の場合、
4.5［MHz］のコンポジット映像信号（ベースバンド信
号）ＩとなってBSチューナ62より導出すると共に、高画
質方式のコンポーネント映像信号（ベースバンド信号）
IIを導出する。映像出力ＩはCRT63に直接供給される
が、映像出力IIは帯域伸長処理或は高画質化のための特
殊処理を行なうデコーダ64を介してCRT63に供給され
る。

ところで、BSチューナは、現行のコンポジット形式衛
星放送信号を受信する場合も、高画質のコンポーネント
形式衛星放送信号を受信する場合も、第１中間周波信号
を第２中間周波信号に変換する際に必要な局部発振出力
を、復調出力の示す周波数ずれ情報に追従して制御する
AFCを行わなければならない。

第５図は、局部発振出力を制御するAFC回路を示すブ
ロック図である。点線内はBSチューナを示し、入力端子
71は第１中間周波信号が入る。第１中間周波信号は周波
数変換回路72で電圧制御発振器75からの局部発振出力に
よって第２中間周波信号に変換される。第２中間周波信
号は、FM復調回路73にFM復調されて、ベースバンドの映
像信号として出力する。また、この復調出力は、AFC回
路74に入り、電圧制御の中心周波数を与える基準電圧と
の誤差電圧となって出力する。このAFC誤差電圧は、選
局電圧発生回路76の出力する選局電圧を自動調整して、
局部発振出力の周波数を選局電圧の設定する周波数に追
従するように制御する。

このようなAFC回路は、大別して応答性が急峻なキー
ドAFCと、垂直周期より十分長い時間で応答する平均値A
FCの２通りの方式があるが、コンポーネント形式衛星放
送信号にはキードAFCを使用することが、例えば“放送
技術"Vol,42 No,5 1988 （P468〜P477）に推賞されてい
る。

しかし、わが国で現在放送が行われている現行のNTSC
方式衛星放送信号は、平均値AFCが一般的であるので、
そのままでは第４図に示すようなシステムに用いること
ができない。

この理由は、コンポーネント形式衛星放送信号は、帯
域圧縮がしてあるとはいっても８［MHz］の帯域を有
し、現行の4.5MHZに比べ遥かに広帯域である。従って、
これをFM伝送する際には、受信機の高域復調特性が重要
になり、特に応答性が良くないとトランケーションノイ
ズと呼ばれるインパルス性ノイズが発生する。また当
然、FM伝送時のいわゆる三角雑音によって高域のSN比も
不利となる。また、受信機のAFCがオフセットするとSN
比が劣化すると共に、FM波の側波が削られ、前述のトラ
ンケーションノイズが発生しやすくなる。つまり、ベー
スバンド信号の平均値でAFCをかけると信号成分の振幅
によってAFCがオフセットして特に音声データや色信号
映像部が正確にFM復調できない。

そこで、コンポーネント形式衛星放送信号は、第６図
ａに示すように、データ，輝度信号Y,色信号Ｃがフレー
ム構成して伝送され、フレームとフレームとの間には、
短時間のクランプ期間が設けられている。このクランプ
期間は、情報をまったく伝送しないDCレベル期間であ
り、コンポーネント形式衛星放送信号専用BSチューナで
は、このクランプ期間を検出することで、キードAFC用
のクランプパルス（第６図ｂ参照）を生成し、この期間
にキードAFCをかけるようにしている。

平均値AFCでベースバンド信号の平均値を得るには、
大きな時定数のローパスフィルターでベースバンド信号
の高域を減衰させるのが一般的である。これに対してキ
ードAFCはクランプ期間の復調出力をサンプルホールド
して基準電位とする方式が通常用いられる。上記クラン
プ期間は極めて短いので電圧を充電するコンデンサの容
量は大きくできない。従って時定数的には小さいローパ
スフィルターとなる。

第７図に平均値AFCの時定数回路、第８図にはキードA
FCで用いられるサンプルホールド回路を示す。

第７図の時定数回路では、端子81に復調信号が入力さ
れ、この信号は、オペアンプ83の非反転入力端に導かれ
る。この信号は、抵抗85（Rf）とコンデンサ86（Cf）に
よる時定数で積分される。同時に直流的には、基準電圧
源88の出力電圧との差を、抵抗85と87の比率（Rf/Ra）
で掛算して得られる電圧を端子84から出力する。端子84
の出力は、第５図における選局電圧発生回路76を制御す
るAFC誤差電圧である。

この場合のAFC動作は、Rf・Cfからなる時定数を、例
えば垂直周期より十分大きくなるように、ローパスフィ
ルターのカットオフ周波数を極力低く設定している。

第８図のサンプルホールド回路は、クランプ期間のみ
スイッチ95を閉じてホールドコンデンサ98（Ch）を充電
する。ホールド期間はスイッチ95を開き、オペアンプ96
へ流入する微小電流で放電するので、電圧の低下がほと
んど生じない。オペアンプ93はコンデンサ98を早く、し
かも発振させずに駆動するドライバーであり、短時間充
電の為に高いスリューレイトをもたせてある。抵抗94
（Rc）は発振対策用の小抵抗である。また、抵抗99（R
f）は、第７図の抵抗85に対応し、抵抗100,92は同じく
抵抗87,82に、電圧源98′は電圧源88にそれぞれ対応し
ている。この場合、スイッチ95を閉じたままで使用すれ
ば抵抗94とコンデンサ98で時定数Rc・Chを構成するが、
キードAFC動作させるために、その値は極めて小さい。
即ち、 Rf・Cf≫Rc・Ch （１） である。従って、スイッチ95を閉じたまま端子91にビデ
オ信号等の交流信号が加わると、オペアンプ93の出力で
は非常に大きく増幅され、オペアンプ93のダイナミック
レンジを超えて歪んでしまい正しいクランプ電圧の伝達
ができなくなる。これを避ける為に入力信号の交流分を
予め減衰させることが考えられるが、これは減衰の段階
ですでに遅延が起こり、クランプパルスとの位相がずれ
て、やはりAFC誤差電圧が正確でなくなる。

（発明が解決しようとする課題） 以上説明したように、コンポジット形式とコンポーネ
ント形式とで方式の異なる衛星放送信号を受信すること
ができるBSチューナは、コンポジット形式映像信号を受
信するモードのとき、平均値AFCが必要となり、コンポ
ーネント形式映像信号を受信するモードのとき、キード
AFCが必要となる。しかし、これらの方式は、応答性の
点より回路の時定数が異なり、単純な切替え回路によっ
ては、キードAFCと平均値AFCを切替えることは出来な
い。

この発明は上記問題点を除去し、特に大規模な回路構
成を設けること無く、自動的な切替えが可能であり、し
かも各受信モードに必要な応答特性を満足するAFC回路
の提供を目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明によるAFC回路は、FM復調された復調出力を
バッファ増幅するバッファ手段と、 このバッファ手段からの信号を開閉制御するキードス
イッチと、 このスイッチからの信号をホールドするホールドコン
デンサと、 このホールドコンデンサに保持した信号より交流成分
を除去して増幅出力するフィルター手段と、 このフィルター手段の出力する電圧に基づいて局部発
振出力の周波数を制御する周波数制御手段とを具備し、 キードAFC時はクランプパルスのハイレベル，ローレ
ベルのタイミングで前記スイッチを開閉制御し、平均値
AFCの時は前記スイッチを閉じるようにしたことを特徴
とするものである。

（作用） このような構成によれば、キードスイッチをコンポジ
ット形式衛星放送信号受信時に、常時ON状態にし、コン
ポーネント形式衛星放送受信時は、クランプパルスによ
って自動的にキードスイッチをON,OFF制御することがで
きる。従って、キードスイッチ以外の切替え回路を要さ
ない。

（実施例） 以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明に係るAFC回路の一実施例を示す回
路図である。入力端子11には復調後のベースバンド信号
が供給される。この信号は、抵抗12を介して立上り特性
の急峻な（高速の）ボルテージホロワ形オペアンプ13に
入力される。オペアンプ13の出力は、緩衝抵抗14（Rc）
を介してキードスイッチ15に入力される。

キードスイッチ15は、コンポジット形式衛星放送信号
を受信するときは、平均値AFC動作を行うために、常にO
N（閉じる）する。また、コンポーネント形式衛星放送
信号を受信するときは、キードAFC動作を行うために、
クランプ期間（サンプリング期間）のみON（ホールドコ
ンデンサ16を充電し）し、ホールド期間はOFF（開く）
する。

上記キードスイッチ15の制御は、受信モードを判定す
るモード判定手段からの制御信号10aによって行ってい
る。受信モードは、本実施例の場合、コンポーネント形
式復調信号におけるクランプ期間を示すパルスを検出
し、該パルスの周期を判定して正しい周期のときにコン
ポーネント形式衛星放送信号受信時と判定し、周期が異
なるときはコンポジット形式衛星放送信号受信時と判断
している。

ホールドコンデンサ16（Ch）にホールドされた充電電
荷は、オペアンプ17の非反転入力端に入り、抵抗21を介
して反転入力端に入力された基準電圧源22の電圧と比較
される。この差電圧は、抵抗19と抵抗21との比（Rf/R
a）で掛算されると共に、抵抗19とコンデンサ20の時定
数（Rf・Cf）による周波数特性を持たされて端子18に出
力される。

以上の様な構成によれば、平均値及びキードAFCのい
ずれの場合も、オペアンプ13から出力されるベースバン
ド信号の振幅は等しく、歪みに対して充分余裕を持たせ
ることができる。

また、第８図の回路と比較し、キードスイッチ15まで
に信号を減衰し遅延させる要素がないので、復調信号と
クランプパルスとの位相ずれが起きないようになってい
る。

また、キードスイッチ15より後段のオペアンプ17,抵
抗19及びコンデンサ20から構成されるフィルター回路
は、平均値AFCの場合はローパスフィルター効果の他
に、AFCの応答速度も決めている。同様にキードAFCの場
合は、応答速度のみを決定する。

一般にBSチューナにおけるAFCの応答速度は、復調さ
れる映像信号の垂直周期に比べて充分に遅くしている。
なぜなら、垂直周期に随時応答する平均値AFCにする
と、ビデオ信号の絵柄（振幅）の変化で絶えず中間周波
数を動かしてしまうので、画面にフリッカ状のノイズを
発生させたりして不安定になってしまう。キードAFCの
場合、クランプ期間のみの直流信号をサンプルするの
で、絵柄部分の振幅は関係ないが、送信局側の番組切換
時などに起こる突発的な周波数変化に対しては同じ意味
で効果がある。

第２図は、この発明によるAFC回路をBSチューナに応
用した場合のブロック構成図である。

BSチューナーには、端子40から、FM変調された第１中
間周波数が入力され、周波数変換回路41で電圧制御発振
器49からの局部発振出力との差周波数を有する第２中間
周波信号になる。この第２中間周波信号は、FM復調回路
42で復調される。復調後のベースバンド信号は、第７図
にて説明したAFC誤差増幅回路43に入力され誤差電圧と
して出力される。比較回路44は、誤差電圧の符号化を行
う回路である。この符号化された誤差電圧は、マイクロ
コンピュータ45に入力される。マイクロコンピュータ45
は、その予め内部に設定された比較データをもとに、選
局電圧発生回路48を駆動して電圧制御発振器49を制御す
る。以上の様にしてAFCループが構成される。

一方、コンポーネント形式衛星放送信号を受信する
と、端子50よりキードパルスが入来する。このキードパ
ルスは、波形整形回路47を介してマイクロコンピュータ
45に入力されると共に、ナンドゲートにて構成された波
形開閉回路46に入力する。マイクロコンピュータ45は、
キードパルスの周期性を演算し、規定のパルス周期であ
る場合のみ、この場合、ロウレベルの信号を発生して、
波形開閉回路46に与える。これにより、波形開閉回路46
は、波形整形回路47からのキードパルスをAFC誤差増幅
回路43に制御信号10aとして供給する。尚、51はその他
の入力端子である。

このように本システムは、キードパルスの有無で自動
的にキードAFC方式と平均値AFC方式との切替えを行って
おり、キードスイッチ15の各受信モードで必要な状態
が、パルス周期を判断する回路の出力と一致し、キード
スイッチ以外の回路要素を切替える必要がない。

次に、この発明の他の実施例によるAFC誤差増幅回路
を第３図を参照して説明する。

第３図において、第１図と同じ要素に同一の符号を付
して説明する。この回路は、入力抵抗12,ボルテージホ
ロワ形ポペアンプ13,小抵抗14及びキードスイッ15まで
は第１図と同じである。ホールドコンデンサ16は、ホー
ルド出力の導出端と反対側の端子36が、第１図では基準
電位点に接続されていたが、この実施例は、可変抵抗器
34の摺動端に現れる電圧に基く電圧を与えている。即
ち，可変抵抗器34の摺動端の電圧は、ボルテージホロワ
形オペアンプ35の非反転入力端に供給され、このオペア
ンプ35の出力電圧を前記ホールドコンデンサ16の端子36
に与えている。また、このオペアンプ35の出力は、抵抗
32を介してフィルター回路を構成するオペアンプ17の非
反転入力端に導かれている。尚、オペアンプ17には、出
力端と反転入力端との間に、それぞれコンデンサ20と抵
抗19が接続されている。

この実施例による回路も、基本動作は第１図の回路と
変わらない。但し、ホールドコンデンサ16の両端電圧を
小さくすることができるので、特に電源投入時の応答が
改善される利点がある。また、尚、各オペアンプのうち
13は、高いスリューレイトを要し、31は入力インピーダ
ンスの高いものが必要である。また、オペアンプ35と17
は、オフセットの小さいものを使用する。しかし、ホー
ルドコンデン16の両端電圧を小さくする利得配分に設定
することで、これらはいずれも汎用のものを使用するこ
とが出来る。

上述したごとく、各実施例によれば、第８図の回路と
比較すると、入力段オペアンプ13にレベル調整手段が設
けられず、信号の減衰がキードスイッチの前で起きない
ので、クランプパルスと復調信号との位相ずれが極めて
少なく、正確なAFC誤差電圧を得る利点がある。

また、送信側の番組切替え等、突発的な周波数変化に
対して自動的にキードAFCから平均値AFCに変わるので、
画面にフリッカ等の雑音が発生するのを防止する効果が
ある。

［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明によれば、キードスイッ
チを常時ONすれば平均値AFC、クランプパルスによって
間欠的にON,OFFすれば、キードAFCとなる動作を行う。
このため、クランプパルスの周期性を判定するような回
路と組合わせることで、自動的な切替えが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るAFC回路の一実施例を示す回路
図、第２図はこの発明を具体的システムに適用した他の
実施例を示すブロック図、第３図はこの発明の更に他の
実施例を示す回路図、第４図は異なる方式の衛星放送信
号を受信するシステムを説明するブロック図、第５図は
BSチューナにおけるAFC回路を示すブロック図、第６図
は高画質方式映像信号の一例を説明する説明図、第７図
は平均値AFCの場合のAFC誤差増幅回路を示す回路図、第
８図はキードAFCの場合のAFC誤差増幅回路を示す回路図
である。11……入力端子、12,14,19……抵抗、13,17…
…オペアンプ、15……キードスイッチ、16……ホールド
コンデンサ、20……フィルター用コンデンサ、46……波
形開閉回路。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】FM復調された復調出力をバッファ増幅する
   バッファ手段と、 このバッファ手段からの信号を開閉制御するキードスイ
   ッチと、 このスイッチからの信号をホールドするホールドコンデ
   ンサと、 このホールドコンデンサに保持した信号より交流成分を
   除去して増幅出力するフィルター手段と、 このフィルター手段の出力する電圧に基づいて局部発振
   出力の周波数を制御する周波数制御手段とを具備し、 キードAFC時はクランプパルスのハイレベル，ローレベ
   ルのタイミングで前記スイッチを開閉制御し、平均値AF
   Cの時は前記スイッチを閉じるようにしたことを特徴と
   するAFC回路。