JPH03174808A - 雑音抑圧型復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、微弱なＦＭ信号を復調する際に、特に有用
な雑音抑圧型の復調器に関するものである。

〔発明の概要〕

本発明の雑音抑圧型復調器は、例えば、通信衛星と地上
局の間で送受信が行われるような装置において、微弱な
受信信号を復調するために、ＰＬＬ型の第１の復調手段
と、この第１の復調手段の出力信号によって中心周波数
が可変とされ、ＰＬＬ回路の可変発振器の出力信号を選
択するバンドパスフィルタ手段と、さらにこのバンドパ
スフィルタ手段の出力を復調する第２の復調手段を備え
ることによって、Ｓ／Ｎが改善されたＦＭ復調信号を得
るようにしたちのである。

さらに、第１の復調手段の復調信号にスパークルノイズ
等大振幅のノイズが発生した場合には、第２の復調手段
の出力信号に出現するノイズ成分を、第２の復調手段の
出力信号からサンプル／ホールドされている信号成分に
置換えて出力することができるようにサンプル／ホール
ド回路、スイッチ制御回路、及びスイッチ手段を構成す
るものである。

〔従来の技術］ 赤道上３５．８００Ｋｍに静止させた放送衛星によって
、地上の広いエリヤ内にある受信端局に対して良好な放
送画像を送出することか行われている。

このような通信衛星による送受信システムは、通信距離
がきわめて長（、また、一般に送信電波のパワーが制限
されるため、受信電界強度が低下し、地上の通信システ
ムに比較して雑音の影響が大きくなる。

そこで通信衛星による放送システムでは、高感度の鋭い
指向性を有するアンテナと、低い雑音指数を持った高周
波アンプを使用するとともに、雑音に対して強い周波数
変調方式を採用し、情報の伝送が行われるようにしてい
る。

第１Ｏ図は放送衛星の受信装置の一例をプロ・ツク図と
したちので、■は放送衛星の電波をキヤ・ンチするパラ
ボラアンテナ、２は放送電波を第１の中間周波数に変換
するＢＳコンバーター、３ａはバンドパスフィルタ、３
ｂは高周波アンプである。４ａはコンバートされた信号
を第２の中間周波数に変換する可変局部発振機４ｂの信
号が入力されているミキサー回路を示す。

ミキサ：回路４ａによって第２の中間周波数に変換され
た信号はバンドパスフィルタ５ａ、ＡＧＣアンプ５ｂを
介してＦＭ復調器６に供給される。

このＦＭ復調器６で復調された信号（映像信号＋音声信
号）はデエンファシス回路７で信号特性が補償され、映
像信号は映像信号処理回路８に入力されてベースバンド
のビデオ信号Ｓｖとして出力される。

また、音声信号は音声サブキャリア復調回路９ａ、音声
信号処理回路９ｂに供給され、単一又は複数のチャンネ
ルのオーデオ信号Ｓａとして出力されている。

［発明が解決しようとする問題点１ ところで上記ような受信装置において、受信した電波が
極めて微弱な信号であるときは、パルス性の雑音や、熱
雑音の影響によってＳ／Ｎが劣化しており、復調された
信号にち多くのノイズ成分が重畳されたものになる。

特に、ＩＣ化が容易であり、かつ直線性に優れているＰ
ＬＬ型の復調器が採用されている時は、雑音によってＰ
ＬＩ−回路の同期関係が瞬間的に外れ、その時に発生す
るサイクルスリップによって、復調信号にスパークルノ
イズが重畳され、著しく画質を劣化するという問題があ
った。

〔問題点を解決するための手段１ 本発明は、かかる問題点を軽減することを目的としてな
されたものであって、ＰＬＬ型で構成されている第１の
復調器の後段に、復調出力によって中心周波数が変化す
るようなバンドパスフィルタを設け、このバンドパスフ
ィルタを介してＰＬＬ型の復調器を構成している可変発
振器の出力を選択し、その出力を復調するように構成し
たちのである。

また特に、第１の復調器の復調出力からスパークルノイ
ズ等の大振幅のノイズが検出されたら、その検出出力に
基ずいて生成されるスイッチング制御信号によって、第
２の復調器の後段のスイッチ手段を制御し、このスイッ
チ手段からは、第２の復調器の復調出力に重畳されるノ
イズ成分を第２の復調器の復調出力の信号成分をサンプ
リングしたサンプル／ホールド回路のホールド出力に置
換えて出力するように構成する。

〔作用］ 復調された信号により中心周波数が可変発振器の瞬時周
波数と一致するようにバンドパスフィルタの通過周波数
を設定することにより、ノイズ成分が除去されたＦＭ信
号を形成することができるから、このＦＭ信号を復調す
ることによって、ノイズが除去された復調出力を得るこ
とができる。

また、大振幅ノイズに対しては、このノイズが発生する
直前の信号をサンプルホールドした信号と置換えるよう
にすることにより、大振幅ノイズ成分をほぼ完全に除去
することができる。

［実施例１ 第１図は本発明の雑音抑圧型復調器の一実施例を示す回
路であって、−点鎖線で示す１０の部分はＰＬＬ型の第
１の復調器、２０は中心周波数が可変とされているバン
ドパスフィルタ（以下、トラッキングフィルタという）
、３０は第２の復調器を示す。

第１の復調器１０は入力されたＦＭ信号Ｓ　ＦＭの瞬時
周波数に追従するようなＰ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ−Ｌ
ｏｃｋｅｄ　　Ｌｏｏｐ１回路を構成゛するため、位相
比較器１１とループフィルタ１２および可変発振器（以
下、ＶＣＯという）１３を備えている。

ループフィルタ１２の帯域は、復調出力の周波数帯域よ
り広くなるように設定され、例えばＴＶＲＯ（Ｔｅｌｅ
ｖｉｓｉｏｎＲｅｃｉｖｅｒ　０ｎｌｙ）で採用されて
いる映像信号帯域の最大周波数が８．５ＭＨ２の衛星放
送受信装置では、約１０　Ｍ　Ｈｚ程度である。

トラッキングフィルタ２０は図示されているよう１こ誘
導結合されている３個のコイルＬ、Ｌ。

Ｌ３と、コイルＬ３に対して直列共振回路を形成するコ
ンデンサＣ，，Ｃ，より形成することができる。

他に種々のタイプの例えば容量結合型、電磁・容量両結
合等のインビーグンス素子の組み合せち可能である。

コンデンサＣＤは、例えば電圧可変容量型のダイオード
（バラクタ）であり、このバラクタに抵抗Ｒ（又はコイ
ル）を介して供給されている第１の復調器ｌＯより得ら
れた復調出力Ｓ。によって、その容量値が変化するよう
になされている。

そして、第２図に示すようにコイルＬ３、コンデンサＣ
８，ＣＩよりなる直列共振周波数ｆ。を前記したＶＣＯ
ｌ　３の発振信置波数に追従して変化させるようにして
いる。

この直列共振周波数ｆ０は無変調時、つまり、ＰＬＬ型
の第１の復調器の出力変化がゼロの時にＦＭ信号のキャ
リア周波数と一致するように構成され、入力ＦＭ信号の
キャリア周波数に周波数偏位Δｆがあるときは、その復
調出力Ｓ。により、トラッキングフィルタ２０の中心周
波数ｆ。がＦＭ信号の瞬時周波数ｆ４．つまりＶＣｏ　
１３の発振周波数に追従して、例えばｆｌまたはｆ２に
示されているように変化する。

したがって、コイルＬ、を介して供給されているＶＣＯ
ｌ　３の発振出力は、常にその発振周波数ｆ　Ｏ９Ｃと
共振状態になるように制御されているトラッキングフィ
ルタ２０の共振利得（Ｑ）により選択され、コイルＬ２
からＦＭ信号として取り出され、再び第２の復調器３０
によって復調されることになる。

本発明の雑音抑圧型復調器は上記したように第１の復調
器１０として位相比較器ｌｌ、ループフィルタ１２、及
び、ＶＣＯ１３を含むようなＰＬＬ型のＦＭ復調器を採
用し、この第１の復調器１０の復調出力ＳＤによって中
心周波数ｆ。が可変とされているバンドパスフィルタ、
すなわちトラッキングフィルタ２０を制御している。

そしてこのトラッキングフィルタ２０にＰＬＬ回路のｖ
ＣＯ発振出力を供給し、入力されたＦＭ信号波形Ｓ０と
同じ様に周波数変調が加えられているＶＣｏ　１３の瞬
時周波数ｆ。、Ｃを、共振回路により選択して出力する
。

そのため、入力されたＦＭ信号ＳＦＭが、例えば第３図
（ａ）に示すように多くの雑音成分を含んでいるときは
、第１の復調器１０によって復調された復調出力ＳＤに
も第３図（ｂ）に示すように雑音を含むことになるが、
この復調出力Ｓ０によってトラッキングフィルタ２０の
中心周波数ｆ。

を変化し、ＶＣＯｌ　３の瞬時周波数ｆ。３ｃを共振回
路によって選択すると、この瞬時周波数から外れたとこ
ろに発生している信号成分、すなわちノイズ成分は第２
図に示したトラッキングフィルタ２０の共振曲線のスカ
ート特性（？ｉ＆衰特性）に従って減衰され除去される
ことになる。

そのため、トラッキングフィルタ２０からは第３図（Ｃ
）に示すように雑音が除去されたＦＭ信号が得られる。

このＦＭ信号は第２の復調器３０によって再び復調され
雑音の抑圧された復調出力を得ることができる。

雑音の除去率ＮＲは、トラッキングフィルタ２０のバン
ドパス特性によって改善されることになり、入力された
ＦＭ信号の信号帯域をＢＷＩトラッキングフィルタ２０
の通過信号帯域をＢＷ２とすると。

Ｎ　Ｒ＝１０・ｌｏｇ　（ＢＷ　ｚ　／　ＢＷｌｌ　　
となる。

ＣＡＴＶで採用されているＴＶＲＯの場合、ＢＷ、＝３
０ＭＨ２であり、トラッキングフィルタ２０としてＢＷ
２＝　１５ＭＨ２に設定すると、−３ｄＢの改善効果が
得られる。

これは４ＧＨ２用の直径６ｍのパラボラアンテナの面積
を半分にすることを可能とするものであり、直径に換算
すると、４．２ｍで受信したアンテナと同じＣ／Ｎが得
られることになる。したがって、パラボラアンテナの製
造コストを著しく低減することになる。　（パラボラア
ンテナの設置コストは直径の２乗に比例するといわれて
いる）以上、小振幅の雑音の改善効果について述べたが
、ＰＬＬ型の復調器によって引き起こされる大振幅の雑
音についても効果的に除去することができる。

ＰＬＬ型の復調器の場合は、ＦＭ信号の瞬時周波数にＶ
Ｃｏが追従しているときに出力される誤差電圧（ループ
フィルタの出力）が復調出力となるため、この誤差電圧
をフィードバックするループフィルタの帯域が狭いと、
復調出力の帯域も狭くなり、映像信号を復調する際は、
画像の解像度が悪くなる。したがって、広帯域のＦＭ信
号を復調するときはループフィルタの帯域も４〜８ＭＨ
，にする必要があるが、帯域を広くすると一般に妨害信
号除去特性が悪くなり、キャプチャレンジ内で入力信号
が急に変化したときの過度応答が遅くなる。

そのため、入力されたＦＭ信号に大振幅の雑音が重畳さ
れているときは、ＰＬＬ回路の追従性が悪くなることに
よってサイクルスリップを起こし、ループフィルタの回
路が飽和して第４図に示すようにループフィルタの出力
を電源電圧Ｖ。。−Ｖ　ａｓ間まで振るような大振幅の
パルス性ノイズｅＮを発生する。

この大振幅のパルス性ノイズｅＮの極性は、雑音電圧が
到来したときのＶＣＯの瞬時周波数がどこにあるかによ
って決まり、例えば、ＶＣＯの瞬時周波数が雑音性パル
スが発生した時点でＦＭ信号の瞬時周波数より高いほう
にあるときは、低いところで発生した雑音性パルスに引
っ張られて−Ｖｏｏとなる負のパルスが発生する。

また、逆にＶＣＯの瞬時周波数が雑音パルスの発生位置
におけるＦＭ信号の瞬時周波数より低い側にあると、サ
イクルスリップを起こして振幅がＶ　ｓｓとなるような
正極性のパルスが発生する。

そして、このようなパルス性ノイズはテレビ画面上では
必要以上に強調されて、いわゆるメダカノイズを形成し
１画質の劣化を大きくする。

しかしながら、本発明の復調器の場合は、上記ような大
振幅の雑音によって発生した誤差電圧はトラッキングフ
ィルタ２０の中心周波数ｆ。を第５図（ａ）（ｂ）にし
めすように復調信号帯域の上端側周波数ｆｈまたは下端
側周波数ｆｌに移動する。そのため、信号帯域内に発生
したノイズｅｓはトラッキングフィルタ２０の通過帯域
から外れ、トラッキングフィルタによって著しく抑圧さ
れることになる。つまり、ＦＭ入力信号の雑音は振幅方
向で発生するが、このＦＭ信号の復調出力に含まれてい
る雑音は、トラッキングフィルタ２０に供給されること
によって周波数軸方向の変化を引き起こし、サイクルス
リップを引き起こすような雑音性パルスが発生する度に
、トラッキングフィルタの中心周波数が、信号帯域の上
側端ｆｈ、または下側端ｆｌにまで逃げることになるた
め、雑音信号はトラッキングフィルタ２０によって大き
く抑圧されることになる。

なお、第２の復調器３０の復調方式としては従来から知
られている種々の復調器が使用できるが、ＰＬＬ型の復
調器を使用する際は、第１と第２の復調器が相互に干渉
をしない様にシールドを十分に行う必要がある。

第６図は本発明の他の実施例を示したもので、第１図と
同一部分は同一符合とされている。

この実施例の場合は復調出力ＳＤは制御電圧適正化回路
１５を介してトラッキングフィルタ２０に供給されてお
り、ｖＣＯの瞬時周波数は遅延回路１４を介してトラッ
キングフィルタ２０に供給されるようになされている。

制御電圧適正化回路１５は復調出力によってトラッキン
グフィルタ２０の中心周波数がｖＣＯの瞬時周波数と一
致するような電圧変換を行わせるものであり、バラクタ
の変化特性によって例えば指数関数的な信号電圧を形成
する６のである。

また、遅延回路１４はトラッキングフィルタの中心周波
数の変化と一致するようにＶＣＯの出力に遅延時間を与
えるものである。

第７図はトラッキングフィルタ２０の他の実施例を示し
たちので、この回路は２次の状態変数型のバンドパスフ
ィルタとして良く知られているちのである。

このバンドパスフィルタの中心周波数ｆｃは積分回路を
構成しているアンプＡ　ｚ　Ａ−の時定数（Ｒｆ、Ｃｆ
）によって設定され、 ｆＣ＝１／（２πＲｆ　Ｃｒ　）　　となる。

また共振回路のＱはＱ＝Ｒ８／Ｒ，であり、利得ＧはＧ
＝Ｒ，／Ｒ，になる 抵抗Ｒ１の値はスイッチドキャパシタＣ０の容量とスイ
ッチＳを切り替える電荷転送周波数に反比例して変化す
る。したがって、ＶＣ０１３の発振出力をパルス発生回
路１６に入力し、この出力によってスイッチＳをＶＣＯ
の発振周波数に関連する周期で駆動すると、この第７図
のバンドパスフィルタの共振周波数ｆｃが、ＶＣＯｌ　
３の瞬時周波数に追従するようなトラッキングフィルタ
とすることができる。

第８図は本発明のさらに他の実施例を示したちので、特
に、上述したサイクルスリップに伴うパルス性のノイズ
を、より効果的に除去することができるものである。図
中、第６図と同一符合は同一部分を示す。

本実施例では、第１の復調器１０の復調出力Ｓｏは、制
御電圧適正化回路１５に入力されるとともに、コンパレ
ータＣＰ、、ＣＰ２、オアゲートＯＲ１及び増幅器Ａ、
から構成されるスイッチ制御回路４０に入力されている
。さらに、トラッキングフィルタ２０から出力されたＦ
Ｍ信号を復調する第２の復調器３０の復調出力は、遅延
回路５０ａを介してスイッチ回路６ｏのスイッチｓ１に
供給されるととちに、遅延回路５０ｂを介してスイッチ
Ｓ、、Ｓ、、容量ｃ８．及び増幅器Ａ２から構成される
サンプル／ホールド回路７ｏに入力されている。そして
サンプル／ホールド回路７０の出力はスイッチ回路６ｏ
のスイッチｓ２に供給される。

また、スイッチ回路６ｏのスイッチ５ＩＳ２、及びサン
プル／ホールド回路７ｏのスイッチＳ、、Ｓ、には、ス
イッチ制御回路４ｏの出力がスイッチング制御信号ｓｓ
として遅延回路５０ｃを介して供給され、このスイッチ
ング制御信号Ｓｓに基ずいて、その開閉動作が制御され
るようになされている。

本実施例では、このように構成されることにより、上記
第１図及び第６図の実施例で説明したノイズ抑圧動作が
実行されるとともに、以下第９図の波形図で説明するよ
うに、第１の復調器１０におけるサイクルスリップに伴
って発生するパルス性ノイズをより効果的に除去する動
作が実現される。

第１の復調器ＩＯの復調出力ＳＩ）に、第９図（ａ）に
示すようにパルス性ノイズｅ、４が重畳されている場合
を例にあげると、この復調出力Ｓ。

がスイッチ制御回路４０のコンパレータｃｐ、。

Ｃ２０に入力されることにより、パルス性ノイズｅＮの
発生が検出される。すなわち、コンパレータＣＰ、にお
いては復調出力ｓＤと基準電圧ＶＨが比較されることに
より、Ｖ　ｓｓとなるようなパルス性ノイズに対し、第
８図中■点においては第９図（ｂ）に示す出力が得られ
、またコンパレータＣＰ２においては復調出力ＳＤと基
準電圧ｖＬが比較されることにより、Ｖ　ｎｏとなるよ
うなパルス性ノイズが発生したとき、０点において第９
図（Ｃ）に示す出力が得られる。従って、オアゲートＯ
Ｒの出力（０点）はパルス性ノイズｅ、４の検出信号と
して第９図（ｄ）に示す出力が得られる。

この検出信号は上記したように、スイッチング制御信号
Ｓｓとして遅延回路５０ｃによって所定のタイミングが
設定されてスイッチＳ、〜Ｓ４に供給されることにより
、スイッチＳ、〜Ｓ４はそれぞれ、第９図（ｅ）〜（ｈ
）に示すタイミングで開閉制御される。すなわち、パル
ス性ノイズｅＮが検出されることによって、スイッチｓ
２及びＳ４が閉じられ、スイッチｓ１及びｓ３が開放さ
れることになる。

ところで、第１の復調器の復調出力ＳＤに含まれるノイ
ズ成分は、前記第１図及び第６図の実施例で説明したよ
うに、トラッキングフィルタ２゜の作用により、第２の
復調器３０で復調された時点で、効果的に除去されてい
るが、特にパルス性ノイズｅｘのパルス幅が広いときは
、同時に信号成分ら除去され、この部分が第２の復調器
３０の復調出力Ｓ０゛（第８図中■点）には、第９図（
ｉ）に示すようにパルス性ノイズｅ、ｌとして残留する
ことがある。

しかしながら、スイッチＳ１〜ｓ４が、上記のとおりス
イッチング制御信号ｓｓによって制御されることにより
、残留したパルス性ノイズｅＮは除去されることになる
。

すなわち、第２の復調器３ｏの復調出力ｓＤ゛において
パルス性ノイズｅＮが重畳されていない部分が出力され
ているときは、スイッチｓ１が閉じられているため、そ
の復調出力Ｓ。°は遅延回路５０ａを介して０点に出力
されるとともに、サンプル／ホールド回路７ｏにおいて
はスイッチｓ３も閉じられることによって、遅延回路５
０ｂで遅延されてサンプリングされる。

また、パルス性ノイズｅＮ成分が出力される時点、即ち
ｔ　ｏ　−ｔ　、時点においては、スイッチＳｌは開放
されるため復調出力ｓＤ′のノイズ部分は０点には出力
されないが、サンプル／ホールド回路７０にはスイッチ
ｓ３が開放される直前に入力された復調出力値がホール
ドされているため、スイッチＳ４及びＳ２が閉じられる
ことにより、そのホールド値が０点に出力されることに
なる。

従って、第２の復調器３０によって第９図（ｉ）に示し
たようなパルス性ノイズｅｓを含む復調出力ＳＤ゛が得
られた場合でち、本実施例の復調出力（０点）は第９図
（ｊ）に示すように、重畳されたパルス性ノイズｅＮが
ほぼ完全に除去された波形となる。すなわち、０点の波
形を部分的に拡大した第９図（ｋ）に示すように、ｊｏ
〜ｔ３時点で発生していた比較的大振幅のノイズである
パルス性ノイズｅＮ成分（点線で示す）が削除されると
ともに、その信号部分がホールド出力によって補間され
た波形を得ることができる。

なお、遅延回路５０ａ、５０ｂ、５０ｃは、スイッチ回
路６０に入力される復調信号Ｓ。°のパルス性ノイズｅ
Ｎ成分のみが正確にホールド出力に置換えられるように
するためのタイミングを得るためのものである。つまり
、パルス性ノイズｅ、４は第１の復調器ｌＯの復調出力
Ｓ。から検出されるちのであり、この検出信号を、第２
の復調器２０の復調出力Ｓ。°におけるパルス性ノイズ
ｅＮに対応させてスイッチＳ１〜Ｓ４を制御するスイッ
チ制御信号Ｓ３とするために、各信号系に所定の遅延時
間−を設定してタイミングを設定する。従って各遅延回
路の遅延時間は実施する実際の回路構成に基ずいて決定
されなければならない。

なお、スイッチ制御回路４０及びサンプル／ホールド回
路７０は上記回路構成に限定されるものではない。

また、本実施例では第２の復調器の直後において上記の
とおりホールド値の補間によるパルス性ノイズｅＨの除
去処理を行なうようにしたが、第２の復調器３０の後段
に続くベースバンド信号の処理回路系内であれば、当該
処理はどこで行なって６よい。

さらに、大振幅のスパークルノイズに対しては、トラッ
キングフィルタ２０及び第２の復調器３０を省略し、第
１の復調器１０の復調出力をサンプルホールドして、ス
パークルノイズが発生する期間のみ置き換えるようにす
ることち可能である。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明の雑音抑圧型復調器は、Ｐ
ＬＬ型の復調器の後段にトラッキングフィルタを設け、
このトラッキングフィルタによってｖＣＯの瞬時周波数
を狭帯域で選択し、その後でＦＭ信号の復調が行われる
ように構成されているため、入力されたＦＭ信号のＳ／
Ｎが悪い時でも、雑音を抑圧して復調をすることができ
るという優れた効果を奏するものである。

さらに、ＰＬＬ型の復調器の復調出力に大振幅のノイズ
が重畳された場合は、後段のＦＭ復調器の復調出力にお
いて重畳されているノイズ成分を、ノイズ発生直前の復
調出力のホールド値によって置換えるように構成したた
め、大振幅ノイズち非常に有効的に除去することができ
るという効果らある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図。 第２図はトラッキングフィルタの中心周波数の特性図。 第３図（ａ）〜（Ｃ）は雑音が重畳されているＦＭ振動
波の波形図、 第４図は大振幅の雑音が発生したときの復調出力の波形
図、 第５図（ａ）（ｂ）は大振幅の雑音によって変化する中
心周波数の変化を示す図、 第６図は本発明の他の実施例を示す回路図、第７図はト
ラッキングフィルタの他の実施例を示す回路図、 第８図は本発明のさらに他の実施例を示す回路図、 第９図（ａ）〜（ｋ）は第８図の実施例の動作説明のた
めの波形図、 第１Ｏ図は衛星放送の受信装置の一例を示すブロック図
である。 図中、１０は第１の復調器、１１は位相比較器、１２は
ループフィルタ、１３ＧｉＶＣＯ１２０はトラッキング
フィルタ、３０は第２の復調器、４０はスイッチ制御回
路。 ６０はスイッチ回路、 ７０はサンプル／ホールド回路を示す。 第 図 第 図 第 ５ 図 ネールド出力

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力されたＦＭ信号の瞬時周波数に追従して変化
   する可変発振器を備えているＰＬＬ型の第１の復調手段
   と、この第１の復調手段の出力信号によって中心周波数
   が変化し、前記可変周波数発振器の発振出力を選択する
   するバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタを
   通過した出力を復調する第２の復調手段から構成されて
   いることを特徴とする雑音抑圧型復調器。
2. （２）入力されたＦＭ信号の瞬時周波数に追従して変化
   する可変発振器を備えているＰＬＬ型の復調手段と、こ
   の復調手段の復調出力をサンプリングし所定時点でホー
   ルド出力することができるサンプル／ホールド回路と、
   前記復調手段の出力信号に所定レベル以上のノイズ成分
   が重畳されていることを検出してスイッチング制御信号
   を生成するスイッチ制御回路と、このスイッチ制御回路
   から供給されるスイッチング制御信号に基ずいて前記復
   調手段の復調出力と前記サンプル／ホールド回路のホー
   ルド出力とを選択して出力することができるスイッチ手
   段を備え、 前記復調手段の復調出力信号上において所定レベル以上
   のノイズ成分が出現した信号部分を前記サンプル／ホー
   ルド回路からのホールド出力に置換えて出力することが
   できるように構成されていることを特徴とする雑音抑圧
   型復調器。
3. （３）入力されたＦＭ信号の瞬時周波数に追従して変化
   する可変発振器を備えているＰＬＬ型の第１の復調手段
   と、この第１の復調手段の出力信号によって中心周波数
   が変化し、前記可変周波数発振器の発振出力を選択する
   するバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタを
   通過した出力を復調する第２の復調手段と、この第２の
   復調手段の復調出力をサンプリングし所定時点でホール
   ド出力することができるサンプル／ホールド回路と、前
   記第１の復調手段の出力信号に所定レベル以上のノイズ
   成分が重畳されていることを検出してスイッチング制御
   信号を生成するスイッチ制御回路と、このスイッチ制御
   回路から供給されるスイッチング制御信号に基ずいて前
   記第２の復調手段の復調出力と前記サンプル／ホールド
   回路のホールド出力とを選択して出力することができる
   スイッチ手段を備え、 前記第２の復調手段の復調出力信号上において所定レベ
   ル以上のノイズ成分が出現した信号部分を前記サンプル
   ／ホールド回路からのホールド出力に置換えて出力する
   ことができるように構成されていることを特徴とする雑
   音抑圧型復調器。