JPH0630359A - 高精細度テレビジョン信号処理装置 - Google Patents
高精細度テレビジョン信号処理装置Info
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- JPH0630359A JPH0630359A JP4183674A JP18367492A JPH0630359A JP H0630359 A JPH0630359 A JP H0630359A JP 4183674 A JP4183674 A JP 4183674A JP 18367492 A JP18367492 A JP 18367492A JP H0630359 A JPH0630359 A JP H0630359A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な構成で音声ノイズを除去できる高精細
度テレビジョン信号処理装置を提供する。 【構成】 入力ＭＵＳＥ信号をＡ／Ｄコンバータにより
変換されたディジタル信号に基づき、標準テレビジョン
信号に変換、あるいは高精細度テレビジョン信号にデコ
ードする装置において、Ａ／Ｄコンバータの出力信号か
ら音声同期信号を検出し音声同期検出信号を出力する音
声同期検出手段と、この音声同期検出信号に基づき特定
周波数帯域の群遅延特性の劣化に起因して音声同期信号
が検出できない場合に、特定周波数帯域のレベルを補正
する周波数特性補正制御信号を出力する周波数特性制御
手段と、周波数特性補正制御信号の入力によりＡ／Ｄコ
ンバータに入力されるＭＵＳＥ信号の特定周波数帯域の
レベル補正を行い当該特定周波数帯域の群遅延特性を変
更する自動レベル制御手段と、を備える。
度テレビジョン信号処理装置を提供する。 【構成】 入力ＭＵＳＥ信号をＡ／Ｄコンバータにより
変換されたディジタル信号に基づき、標準テレビジョン
信号に変換、あるいは高精細度テレビジョン信号にデコ
ードする装置において、Ａ／Ｄコンバータの出力信号か
ら音声同期信号を検出し音声同期検出信号を出力する音
声同期検出手段と、この音声同期検出信号に基づき特定
周波数帯域の群遅延特性の劣化に起因して音声同期信号
が検出できない場合に、特定周波数帯域のレベルを補正
する周波数特性補正制御信号を出力する周波数特性制御
手段と、周波数特性補正制御信号の入力によりＡ／Ｄコ
ンバータに入力されるＭＵＳＥ信号の特定周波数帯域の
レベル補正を行い当該特定周波数帯域の群遅延特性を変
更する自動レベル制御手段と、を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ハイビジョンまたはＨ
ＤＴＶ（High-Definition Television）等の高精細度テ
レビジョン放送用受信器に好適な信号処理装置に係り、
特にＭＵＳＥ（Multiple Sub-Nyquist Sampling Encodi
ng）−ＮＴＳＣコンバータ等の高精細度テレビジョン方
式の信号を標準テレビジョン方式の信号に変換するダウ
ンコンバータおよびＭＵＳＥ信号を高精細度テレビジョ
ン信号に変換するＭＵＳＥデコーダに用いられ、音声ノ
イズを除去する高精細度テレビジョン信号処理装置に関
する。
ＤＴＶ（High-Definition Television）等の高精細度テ
レビジョン放送用受信器に好適な信号処理装置に係り、
特にＭＵＳＥ（Multiple Sub-Nyquist Sampling Encodi
ng）−ＮＴＳＣコンバータ等の高精細度テレビジョン方
式の信号を標準テレビジョン方式の信号に変換するダウ
ンコンバータおよびＭＵＳＥ信号を高精細度テレビジョ
ン信号に変換するＭＵＳＥデコーダに用いられ、音声ノ
イズを除去する高精細度テレビジョン信号処理装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】近年、高品位画像のテレビジョン（以
下、ＴＶという。）放送として、ハイビジョン放送の開
発が進められている。ハイビジョン放送は、ＴＶ受像機
の画面のアスペクト比が１６対９であり、現行の標準Ｔ
Ｖ方式であるＮＴＳＣ方式のアスペクト比（４対３）と
比較して大きく、また走査線の本数が１１２５本（現行
５１２本）であるというように高精細度ＴＶ信号を伝送
する方式であり、ＮＴＳＣ方式と大きく異なるものとな
っている。
下、ＴＶという。）放送として、ハイビジョン放送の開
発が進められている。ハイビジョン放送は、ＴＶ受像機
の画面のアスペクト比が１６対９であり、現行の標準Ｔ
Ｖ方式であるＮＴＳＣ方式のアスペクト比（４対３）と
比較して大きく、また走査線の本数が１１２５本（現行
５１２本）であるというように高精細度ＴＶ信号を伝送
する方式であり、ＮＴＳＣ方式と大きく異なるものとな
っている。
【０００３】ハイビジョン信号は放送衛星（Broadcasti
ng Satellite：以下、ＢＳという。）を利用して各ユー
ザに伝送されるが、ハイビジョン信号の伝送に必要な伝
送帯域は現行ＴＶ放送の５倍以上を必要とし、ハイビジ
ョン信号のままでは、ＢＳ１チャンネル分の伝送帯域幅
では伝送することができない。
ng Satellite：以下、ＢＳという。）を利用して各ユー
ザに伝送されるが、ハイビジョン信号の伝送に必要な伝
送帯域は現行ＴＶ放送の５倍以上を必要とし、ハイビジ
ョン信号のままでは、ＢＳ１チャンネル分の伝送帯域幅
では伝送することができない。
【０００４】そこで、ＢＳによるハイビジョン信号の伝
送を可能とするための信号帯域圧縮方式として、ＭＵＳ
Ｅ方式が開発され、広く知られている（「ＭＵＳＥ方式
の開発」ＮＨＫ技術研究 Vol.39、No.2、Ser.No.172、
1987別刷、「ハイビジョン衛星伝送方式−ＭＵＳＥ−」
テレビジョン学会誌 Vol.42、No.5、1988等参照）。
送を可能とするための信号帯域圧縮方式として、ＭＵＳ
Ｅ方式が開発され、広く知られている（「ＭＵＳＥ方式
の開発」ＮＨＫ技術研究 Vol.39、No.2、Ser.No.172、
1987別刷、「ハイビジョン衛星伝送方式−ＭＵＳＥ−」
テレビジョン学会誌 Vol.42、No.5、1988等参照）。
【０００５】ＭＵＳＥ方式は、ハイビジョン信号を多重
サンプリングして８．１ＭＨｚの伝送帯域に圧縮し、ア
ナログ伝送する方式である。この帯域圧縮された信号
は、「ＭＵＳＥ信号」と呼ばれる。放送系から送信され
るＭＵＳＥ信号は、ＢＳチューナで受信された後、ＭＵ
ＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバータ等により標準ＴＶ信号
にダウンコンバートされ、あるいは、ＭＵＳＥデコーダ
によりもとのハイビジョン信号にデコードされ、表示画
面上に映し出される。
サンプリングして８．１ＭＨｚの伝送帯域に圧縮し、ア
ナログ伝送する方式である。この帯域圧縮された信号
は、「ＭＵＳＥ信号」と呼ばれる。放送系から送信され
るＭＵＳＥ信号は、ＢＳチューナで受信された後、ＭＵ
ＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバータ等により標準ＴＶ信号
にダウンコンバートされ、あるいは、ＭＵＳＥデコーダ
によりもとのハイビジョン信号にデコードされ、表示画
面上に映し出される。
【０００６】図４に従来のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコ
ンバータの入力段の概要構成図を示す。ＭＵＳＥ−ＮＴ
ＳＣダウンコンバータ７０の入力端子ＩＮは図示しない
ＢＳチューナの出力端子に接続され、８．１ＭＨｚに帯
域圧縮されたＭＵＳＥ信号が入力される。入力されたＭ
ＵＳＥ信号はカットオフ周波数が８．１ＭＨｚのローパ
スフィルタ７１により不要な高域成分がカットされ、自
動レベル制御アンプ７２に出力される。
ンバータの入力段の概要構成図を示す。ＭＵＳＥ−ＮＴ
ＳＣダウンコンバータ７０の入力端子ＩＮは図示しない
ＢＳチューナの出力端子に接続され、８．１ＭＨｚに帯
域圧縮されたＭＵＳＥ信号が入力される。入力されたＭ
ＵＳＥ信号はカットオフ周波数が８．１ＭＨｚのローパ
スフィルタ７１により不要な高域成分がカットされ、自
動レベル制御アンプ７２に出力される。
【０００７】自動レベル制御アンプ（図中、ＡＬＣアン
プで示す。）７２は、可変電圧制御アンプ（ＶＣＡ）等
のアンプで構成され、後述のＤ／Ａコンバータからのレ
ベルコントロール信号ＬCXに基づいて適正な振幅レベル
の制御アンプ出力信号をクランプ回路に出力する。
プで示す。）７２は、可変電圧制御アンプ（ＶＣＡ）等
のアンプで構成され、後述のＤ／Ａコンバータからのレ
ベルコントロール信号ＬCXに基づいて適正な振幅レベル
の制御アンプ出力信号をクランプ回路に出力する。
【０００８】クランプ回路７３は、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣ
ダウンコンバートＩＣ７８から供給されるクランプパル
スＣPXにより、ＭＵＳＥ信号の水平同期信号（ＨＤ）期
間をクランプレベルにクランプして、対応する直流成分
を再生する回路であり、そのクランプ出力信号ＣX はＡ
／Ｄコンバータに出力される。
ダウンコンバートＩＣ７８から供給されるクランプパル
スＣPXにより、ＭＵＳＥ信号の水平同期信号（ＨＤ）期
間をクランプレベルにクランプして、対応する直流成分
を再生する回路であり、そのクランプ出力信号ＣX はＡ
／Ｄコンバータに出力される。
【０００９】Ａ／Ｄコンバータ７４は、ＭＵＳＥ信号で
あるクランプ出力信号ＣX のサンプリングを行いＭＵＳ
Ｅ信号をディジタルデータに変換し、対応するディジタ
ルＭＵＳＥ信号ＤX をＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバ
ートＩＣ７８およびＤ／Ａコンバータ７６に出力する。
あるクランプ出力信号ＣX のサンプリングを行いＭＵＳ
Ｅ信号をディジタルデータに変換し、対応するディジタ
ルＭＵＳＥ信号ＤX をＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバ
ートＩＣ７８およびＤ／Ａコンバータ７６に出力する。
【００１０】Ｄ／Ａコンバータ７６は、ディジタルＭＵ
ＳＥ信号ＤX を再びアナログ信号に変換して、バッファ
アンプ７５を介して自動レベル制御アンプ７２にレベル
コントロール信号ＬCXを出力する。
ＳＥ信号ＤX を再びアナログ信号に変換して、バッファ
アンプ７５を介して自動レベル制御アンプ７２にレベル
コントロール信号ＬCXを出力する。
【００１１】ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣ
７８は、電圧制御発振器７７からの３２．４ＭＨｚのタ
イミング信号に基づいて、入力ディジタルＭＵＳＥ信号
をＮＴＳＣ信号に変換して出力する。
７８は、電圧制御発振器７７からの３２．４ＭＨｚのタ
イミング信号に基づいて、入力ディジタルＭＵＳＥ信号
をＮＴＳＣ信号に変換して出力する。
【００１２】図５に従来のＭＵＳＥデコーダの入力段の
概要構成図を示す。ＭＵＳＥデコーダ５０の入力端子Ｉ
Ｎは図示ししないＢＳチューナの出力端子に接続され、
８．１ＭＨｚに帯域圧縮されたＭＵＳＥ信号が入力され
る。入力されたＭＵＳＥ信号はカットオフ周波数が８．
１ＭＨｚのローパスフィルタ５により不要な高域成分が
カットされ、クランプ回路５２に出力される。
概要構成図を示す。ＭＵＳＥデコーダ５０の入力端子Ｉ
Ｎは図示ししないＢＳチューナの出力端子に接続され、
８．１ＭＨｚに帯域圧縮されたＭＵＳＥ信号が入力され
る。入力されたＭＵＳＥ信号はカットオフ周波数が８．
１ＭＨｚのローパスフィルタ５により不要な高域成分が
カットされ、クランプ回路５２に出力される。
【００１３】クランプ回路５２は、図示しないＭＵＳＥ
デコードＩＣから供給されるクランプパルス（＝水平ラ
イン番号５６３および１１２５のクランプレベル情報）
ＣＰにより、ＭＵＳＥ信号の水平同期信号（ＨＤ）期間
をクランプレベル、すなわち、２５６階調中の１２８階
調（１２８／２５６）にクランプして、対応する直流成
分を再生する回路であり、そのクランプ出力信号ＣX2は
Ａ／Ｄコンバータに出力される。
デコードＩＣから供給されるクランプパルス（＝水平ラ
イン番号５６３および１１２５のクランプレベル情報）
ＣＰにより、ＭＵＳＥ信号の水平同期信号（ＨＤ）期間
をクランプレベル、すなわち、２５６階調中の１２８階
調（１２８／２５６）にクランプして、対応する直流成
分を再生する回路であり、そのクランプ出力信号ＣX2は
Ａ／Ｄコンバータに出力される。
【００１４】Ａ／Ｄコンバータ５３（サンプリング周波
数１６．２ＭＨｚ）は、図示しないＰＬＬ回路からのパ
ルス信号ＰP によって１０ビット精度でＭＵＳＥ信号で
あるクランプ出力信号ＣX2のサンプリングを行いＭＵＳ
Ｅ信号をディジタルデータに変換し、対応するディジタ
ルＭＵＳＥ信号ＤX2を遅延回路５４に出力する。
数１６．２ＭＨｚ）は、図示しないＰＬＬ回路からのパ
ルス信号ＰP によって１０ビット精度でＭＵＳＥ信号で
あるクランプ出力信号ＣX2のサンプリングを行いＭＵＳ
Ｅ信号をディジタルデータに変換し、対応するディジタ
ルＭＵＳＥ信号ＤX2を遅延回路５４に出力する。
【００１５】遅延回路５４は、ディジタルＭＵＳＥ信号
を後述の波形等化回路５７の処理時間だけ遅延させて加
算器５５および前述のＰＬＬ回路に出力する。加算器５
５は、後述の波形等化回路５７の出力信号とＭＵＳＥデ
ィジタルデータを加算してＶＩＴパルス取込回路５６に
出力する。
を後述の波形等化回路５７の処理時間だけ遅延させて加
算器５５および前述のＰＬＬ回路に出力する。加算器５
５は、後述の波形等化回路５７の出力信号とＭＵＳＥデ
ィジタルデータを加算してＶＩＴパルス取込回路５６に
出力する。
【００１６】ＶＩＴパルス取込回路５６は、加算器５５
からの信号からＶＩＴ信号ＶX を分離して、波形等化回
路５７に出力する。波形等化回路５７は、クランプ出力
信号ＣX2をバッファアンプ５８により所定電圧に保持し
たまま補正用Ａ／Ｄコンバータ５９に出力する。補正用
Ａ／Ｄコンバータ５９（サンプリング周波数３２．４Ｍ
Ｈｚ）は、バッファアンプ５８の出力信号を６ビット精
度でサンプリングし、補正用データＣＤを可変タップフ
ィルタ６１に出力する。
からの信号からＶＩＴ信号ＶX を分離して、波形等化回
路５７に出力する。波形等化回路５７は、クランプ出力
信号ＣX2をバッファアンプ５８により所定電圧に保持し
たまま補正用Ａ／Ｄコンバータ５９に出力する。補正用
Ａ／Ｄコンバータ５９（サンプリング周波数３２．４Ｍ
Ｈｚ）は、バッファアンプ５８の出力信号を６ビット精
度でサンプリングし、補正用データＣＤを可変タップフ
ィルタ６１に出力する。
【００１７】一方、マイクロプロセッサ５７は、ＶＩＴ
パルス取込回路５６からのＶＩＴ信号ＶX をモニタリン
グすることにより、波形伝送特性の劣化を検出し、波形
伝送特性の劣化が生じている場合には、可変タップフィ
ルタ６１を制御して、８ビット精度の伝送路等化データ
ＥＤをスイッチＳＷを介して出力させ、加算器５５にフ
ィードバックすることにより、伝送路等化を行い、波形
伝送特性の劣化を補正する。
パルス取込回路５６からのＶＩＴ信号ＶX をモニタリン
グすることにより、波形伝送特性の劣化を検出し、波形
伝送特性の劣化が生じている場合には、可変タップフィ
ルタ６１を制御して、８ビット精度の伝送路等化データ
ＥＤをスイッチＳＷを介して出力させ、加算器５５にフ
ィードバックすることにより、伝送路等化を行い、波形
伝送特性の劣化を補正する。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】上述したように従来の
ＭＵＳＥデコーダは、波形等化回路を用い波形伝送特性
の劣化を補正しているが、必ずしもすべての波形伝送特
性を補正できるわけではなく、図６に示すように入力Ｍ
ＵＳＥ信号の周波数特性および群遅延特性が変動し、４
ＭＨｚ付近の周波数帯域の入力ＭＵＳＥ信号の周波数特
性および群遅延特性の劣化により、音声データの同期が
非同期状態となりデータエラーが発生し、ノイズを含む
音声が出力されてしまう場合があった。
ＭＵＳＥデコーダは、波形等化回路を用い波形伝送特性
の劣化を補正しているが、必ずしもすべての波形伝送特
性を補正できるわけではなく、図６に示すように入力Ｍ
ＵＳＥ信号の周波数特性および群遅延特性が変動し、４
ＭＨｚ付近の周波数帯域の入力ＭＵＳＥ信号の周波数特
性および群遅延特性の劣化により、音声データの同期が
非同期状態となりデータエラーが発生し、ノイズを含む
音声が出力されてしまう場合があった。
【００１９】また、従来のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコ
ンバータは、コストの低減のため、上述したような波形
等化回路を有していないため、同様に４ＭＨｚ付近の周
波数帯域の入力ＭＵＳＥ信号の周波数特性および群遅延
特性の劣化が生じると、ほぼ確実に音声データの同期が
非同期状態となってデータエラーが発生し、ノイズを含
む音声が出力されてしまうという問題点があった。
ンバータは、コストの低減のため、上述したような波形
等化回路を有していないため、同様に４ＭＨｚ付近の周
波数帯域の入力ＭＵＳＥ信号の周波数特性および群遅延
特性の劣化が生じると、ほぼ確実に音声データの同期が
非同期状態となってデータエラーが発生し、ノイズを含
む音声が出力されてしまうという問題点があった。
【００２０】そこで、本発明の目的は、簡単な構成で音
声ノイズを除去することが可能な高精細度テレビジョン
信号処理装置を提供することにある。
声ノイズを除去することが可能な高精細度テレビジョン
信号処理装置を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、第１の発明は、伝送される高精細度テレビジョン信
号の帯域圧縮された信号をＡ／Ｄコンバータによりディ
ジタル信号に変換し、当該変換されたディジタル信号に
基づいて、標準テレビジョン信号に変換する高精細度テ
レビジョン信号処理装置において、前記Ａ／Ｄコンバー
タの出力信号から音声同期信号を検出して音声同期検出
信号を出力する音声同期検出手段と、前記音声同期検出
信号に基づいて特定周波数帯域の群遅延特性の劣化に起
因して前記音声同期信号が検出できない場合に、前記特
定周波数帯域のレベルを補正するための周波数特性補正
制御信号を出力する周波数特性制御手段と、前記Ａ／Ｄ
コンバータに入力される前記帯域圧縮された信号の全体
的なレベル制御を行うとともに、周波数特性補正制御信
号の入力により前記帯域圧縮された信号の特定周波数帯
域のレベル補正を行い当該特定周波数帯域の群遅延特性
を変更する自動レベル制御手段と、を備えて構成する。
め、第１の発明は、伝送される高精細度テレビジョン信
号の帯域圧縮された信号をＡ／Ｄコンバータによりディ
ジタル信号に変換し、当該変換されたディジタル信号に
基づいて、標準テレビジョン信号に変換する高精細度テ
レビジョン信号処理装置において、前記Ａ／Ｄコンバー
タの出力信号から音声同期信号を検出して音声同期検出
信号を出力する音声同期検出手段と、前記音声同期検出
信号に基づいて特定周波数帯域の群遅延特性の劣化に起
因して前記音声同期信号が検出できない場合に、前記特
定周波数帯域のレベルを補正するための周波数特性補正
制御信号を出力する周波数特性制御手段と、前記Ａ／Ｄ
コンバータに入力される前記帯域圧縮された信号の全体
的なレベル制御を行うとともに、周波数特性補正制御信
号の入力により前記帯域圧縮された信号の特定周波数帯
域のレベル補正を行い当該特定周波数帯域の群遅延特性
を変更する自動レベル制御手段と、を備えて構成する。
【００２２】また、第２の発明は、伝送される高精細度
テレビジョン信号の帯域圧縮された信号をＡ／Ｄコンバ
ータによりディジタル信号に変換し、当該変換されたデ
ィジタル信号に基づいて前記高精細度テレビジョン信号
にデコードする高精細度テレビジョン信号処理装置にお
いて、前記Ａ／Ｄコンバータの出力信号から音声同期信
号を検出して音声同期検出信号を出力する音声同期検出
手段と、前記音声同期検出信号に基づいて特定周波数帯
域の群遅延特性の劣化に起因して前記音声同期信号が検
出できない場合に、前記特定周波数帯域のレベルを補正
するための周波数特性補正制御信号を出力する周波数特
性制御手段と、前記Ａ／Ｄコンバータに入力される前記
帯域圧縮された信号の全体的なレベル制御を行うととも
に、周波数特性補正制御信号の入力により前記帯域圧縮
された信号の特定周波数帯域のレベル補正を行い当該特
定周波数帯域の群遅延特性を変更する自動レベル制御手
段と、を備えて構成する。
テレビジョン信号の帯域圧縮された信号をＡ／Ｄコンバ
ータによりディジタル信号に変換し、当該変換されたデ
ィジタル信号に基づいて前記高精細度テレビジョン信号
にデコードする高精細度テレビジョン信号処理装置にお
いて、前記Ａ／Ｄコンバータの出力信号から音声同期信
号を検出して音声同期検出信号を出力する音声同期検出
手段と、前記音声同期検出信号に基づいて特定周波数帯
域の群遅延特性の劣化に起因して前記音声同期信号が検
出できない場合に、前記特定周波数帯域のレベルを補正
するための周波数特性補正制御信号を出力する周波数特
性制御手段と、前記Ａ／Ｄコンバータに入力される前記
帯域圧縮された信号の全体的なレベル制御を行うととも
に、周波数特性補正制御信号の入力により前記帯域圧縮
された信号の特定周波数帯域のレベル補正を行い当該特
定周波数帯域の群遅延特性を変更する自動レベル制御手
段と、を備えて構成する。
【００２３】
【作用】第１の発明によれば、音声同期検出手段は、Ａ
／Ｄコンバータの出力信号から音声同期信号を検出して
音声同期検出信号を出力し、この音声同期検出信号に基
づいて周波数特性制御手段は、特定周波数帯域の群遅延
特性の劣化に起因して音声同期信号が検出できない場合
に、特定周波数帯域のレベルを補正するための周波数特
性補正制御信号を出力する。
／Ｄコンバータの出力信号から音声同期信号を検出して
音声同期検出信号を出力し、この音声同期検出信号に基
づいて周波数特性制御手段は、特定周波数帯域の群遅延
特性の劣化に起因して音声同期信号が検出できない場合
に、特定周波数帯域のレベルを補正するための周波数特
性補正制御信号を出力する。
【００２４】この結果、自動レベル制御手段は、Ａ／Ｄ
コンバータに入力される帯域圧縮された信号の全体的な
レベル制御を行うとともに、周波数特性補正制御信号の
入力により帯域圧縮された信号の特定周波数帯域のレベ
ル補正を行って特定周波数帯域の群遅延特性を変更す
る。
コンバータに入力される帯域圧縮された信号の全体的な
レベル制御を行うとともに、周波数特性補正制御信号の
入力により帯域圧縮された信号の特定周波数帯域のレベ
ル補正を行って特定周波数帯域の群遅延特性を変更す
る。
【００２５】したがって、音声同期信号の同期ずれに影
響を及ぼす特定周波数帯域の群遅延特性を改善すること
ができ、再び音声同期信号を検出することができるので
標準テレビジョン信号に変換する際に生じる同期ずれに
よる音声ノイズが減少する。
響を及ぼす特定周波数帯域の群遅延特性を改善すること
ができ、再び音声同期信号を検出することができるので
標準テレビジョン信号に変換する際に生じる同期ずれに
よる音声ノイズが減少する。
【００２６】また、第２の発明によれば、音声同期検出
手段は、Ａ／Ｄコンバータの出力信号から音声同期信号
を検出して音声同期検出信号を出力し、この音声同期検
出信号に基づいて周波数特性制御手段は、特定周波数帯
域の群遅延特性の劣化に起因して音声同期信号が検出で
きない場合に、特定周波数帯域のレベルを補正するため
の周波数特性補正制御信号を出力する。
手段は、Ａ／Ｄコンバータの出力信号から音声同期信号
を検出して音声同期検出信号を出力し、この音声同期検
出信号に基づいて周波数特性制御手段は、特定周波数帯
域の群遅延特性の劣化に起因して音声同期信号が検出で
きない場合に、特定周波数帯域のレベルを補正するため
の周波数特性補正制御信号を出力する。
【００２７】この結果、自動レベル制御手段は、Ａ／Ｄ
コンバータに入力される帯域圧縮された信号の全体的な
レベル制御を行うとともに、周波数特性補正制御信号の
入力により帯域圧縮された信号の特定周波数帯域のレベ
ル補正を行って特定周波数帯域の群遅延特性を変更す
る。
コンバータに入力される帯域圧縮された信号の全体的な
レベル制御を行うとともに、周波数特性補正制御信号の
入力により帯域圧縮された信号の特定周波数帯域のレベ
ル補正を行って特定周波数帯域の群遅延特性を変更す
る。
【００２８】したがって、音声同期信号の同期ずれに影
響を及ぼす特定周波数帯域の群遅延特性を改善すること
ができ、再び音声同期信号を検出することができるので
高精細度テレビジョン信号にデコードする際に生じる同
期ずれによる音声ノイズが減少する。
響を及ぼす特定周波数帯域の群遅延特性を改善すること
ができ、再び音声同期信号を検出することができるので
高精細度テレビジョン信号にデコードする際に生じる同
期ずれによる音声ノイズが減少する。
【００２９】
【実施例】次に、図１乃至図３を参照して本発明の実施
例を説明する。第１実施例 本第１実施例は、入力ＭＵＳＥ信号の４ＭＨｚ付近の周
波数帯域の周波数特性および群遅延特性の劣化の影響を
受けやすいＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバータに本発
明を適用した場合のものである。
例を説明する。第１実施例 本第１実施例は、入力ＭＵＳＥ信号の４ＭＨｚ付近の周
波数帯域の周波数特性および群遅延特性の劣化の影響を
受けやすいＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバータに本発
明を適用した場合のものである。
【００３０】図１にＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバー
タの入力段の概要構成図を示す。ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダ
ウンコンバータ１の入力端子ＩＮは図示しないＢＳチュ
ーナの出力端子に接続され、カットオフ周波数が８．１
ＭＨｚのローパスフィルタ（ＬＰＦ）２と、可変電圧制
御アンプ（ＶＣＡ）等のアンプで構成され、後述のＤ／
Ａコンバータからのレベルコントロール信号に基づいて
適正な振幅レベルの制御アンプ出力信号を出力する自動
レベル制御アンプ３（図中、ＡＬＣアンプで示す。）
と、後述のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣか
ら供給されるクランプパルスにより、ＭＵＳＥ信号の水
平同期信号（ＨＤ）期間をクランプレベルにクランプし
て、対応する直流成分を再生しクランプ出力信号として
出力するクランプ回路４と、ＭＵＳＥ信号であるクラン
プ出力信号のサンプリングを行いＭＵＳＥ信号をディジ
タルデータに変換し、対応するディジタルＭＵＳＥ信号
を後述のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣおよ
びＤ／Ａ変換回路に出力するＡ／Ｄコンバータ５と、デ
ィジタルＭＵＳＥ信号を再びアナログ信号に変換して、
バッファアンプ６を介して自動レベル制御アンプ３にレ
ベルコントロール信号を出力するＤ／Ａコンバータ７
と、３２．４ＭＨｚのタイミング信号Ｔを出力する電圧
制御発振器８と、タイミング信号Ｔに基づいて入力ディ
ジタルＭＵＳＥ信号をＮＴＳＣ信号に変換して出力する
ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣ９と、Ａ／Ｄ
コンバータ５の出力信号から音声データを分離し、デコ
ードして音声信号を出力するとともに、音声フレーム同
期信号を出力する音声処理回路１０と、自動レベル制御
アンプ３の周波数特性を補正する周波数特性補正回路１
１と、音声フレーム同期信号を監視して、非同期状態を
検出したときに周波数特性補正回路１１を制御し動作さ
せる補正制御回路１２と、を備えて構成されている。
タの入力段の概要構成図を示す。ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダ
ウンコンバータ１の入力端子ＩＮは図示しないＢＳチュ
ーナの出力端子に接続され、カットオフ周波数が８．１
ＭＨｚのローパスフィルタ（ＬＰＦ）２と、可変電圧制
御アンプ（ＶＣＡ）等のアンプで構成され、後述のＤ／
Ａコンバータからのレベルコントロール信号に基づいて
適正な振幅レベルの制御アンプ出力信号を出力する自動
レベル制御アンプ３（図中、ＡＬＣアンプで示す。）
と、後述のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣか
ら供給されるクランプパルスにより、ＭＵＳＥ信号の水
平同期信号（ＨＤ）期間をクランプレベルにクランプし
て、対応する直流成分を再生しクランプ出力信号として
出力するクランプ回路４と、ＭＵＳＥ信号であるクラン
プ出力信号のサンプリングを行いＭＵＳＥ信号をディジ
タルデータに変換し、対応するディジタルＭＵＳＥ信号
を後述のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣおよ
びＤ／Ａ変換回路に出力するＡ／Ｄコンバータ５と、デ
ィジタルＭＵＳＥ信号を再びアナログ信号に変換して、
バッファアンプ６を介して自動レベル制御アンプ３にレ
ベルコントロール信号を出力するＤ／Ａコンバータ７
と、３２．４ＭＨｚのタイミング信号Ｔを出力する電圧
制御発振器８と、タイミング信号Ｔに基づいて入力ディ
ジタルＭＵＳＥ信号をＮＴＳＣ信号に変換して出力する
ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣ９と、Ａ／Ｄ
コンバータ５の出力信号から音声データを分離し、デコ
ードして音声信号を出力するとともに、音声フレーム同
期信号を出力する音声処理回路１０と、自動レベル制御
アンプ３の周波数特性を補正する周波数特性補正回路１
１と、音声フレーム同期信号を監視して、非同期状態を
検出したときに周波数特性補正回路１１を制御し動作さ
せる補正制御回路１２と、を備えて構成されている。
【００３１】次に、動作について説明する。入力された
ＭＵＳＥ信号Ａはローパスフィルタ２により不要な高域
成分がカットされ、自動レベル制御アンプ３に出力され
る。自動レベル制御アンプ３は、Ａ／Ｄコンバータ５か
らのレベルコントロール信号Ｌc に基づいて適正な振幅
レベルの制御アンプ出力信号Ｂをクランプ回路４に出力
する。クランプ回路４は、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコ
ンバートＩＣ９から供給されるクランプパルスＣp によ
り、ＭＵＳＥ信号Ａの水平同期信号（ＨＤ）期間をクラ
ンプレベルにクランプして、対応する直流成分を再生
し、クランプ出力信号ＣとしてＡ／Ｄコンバータ５に出
力する。Ａ／Ｄコンバータ５は、ＭＵＳＥ信号であるク
ランプ出力信号Ｃのサンプリングを行い、ＭＵＳＥ信号
をディジタルデータに変換し、対応するディジタルＭＵ
ＳＥ信号ＤをＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣ
９、Ｄ／Ａコンバータ７および音声処理回路１０に出力
する。
ＭＵＳＥ信号Ａはローパスフィルタ２により不要な高域
成分がカットされ、自動レベル制御アンプ３に出力され
る。自動レベル制御アンプ３は、Ａ／Ｄコンバータ５か
らのレベルコントロール信号Ｌc に基づいて適正な振幅
レベルの制御アンプ出力信号Ｂをクランプ回路４に出力
する。クランプ回路４は、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコ
ンバートＩＣ９から供給されるクランプパルスＣp によ
り、ＭＵＳＥ信号Ａの水平同期信号（ＨＤ）期間をクラ
ンプレベルにクランプして、対応する直流成分を再生
し、クランプ出力信号ＣとしてＡ／Ｄコンバータ５に出
力する。Ａ／Ｄコンバータ５は、ＭＵＳＥ信号であるク
ランプ出力信号Ｃのサンプリングを行い、ＭＵＳＥ信号
をディジタルデータに変換し、対応するディジタルＭＵ
ＳＥ信号ＤをＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣ
９、Ｄ／Ａコンバータ７および音声処理回路１０に出力
する。
【００３２】これと同時に、音声処理回路１０は、Ａ／
Ｄコンバータ５の出力信号であるディジタルＭＵＳＥ信
号Ｄから音声データを分離して音声データをデコードし
て音声信号Ｅとして出力するとともに、音声フレーム同
期信号ＦSYNCを補正制御回路１２に出力する。補正制御
回路１２は、音声フレーム同期信号ＦSYNCを監視して、
この音声フレーム同期信号ＦSYNCが出力されないとき、
すなわち、音声データの非同期状態の頻度を検出し、こ
の検出頻度が所定回数以上になったときに周波数特性補
正回路１１を動作させる。これにより、周波数特性補正
回路１１は、自動レベル制御アンプ３の出力信号である
制御アンプ出力信号Ｂの周波数特性を補正し、４ＭＨｚ
付近の帯域のレベルを持ち上げる。
Ｄコンバータ５の出力信号であるディジタルＭＵＳＥ信
号Ｄから音声データを分離して音声データをデコードし
て音声信号Ｅとして出力するとともに、音声フレーム同
期信号ＦSYNCを補正制御回路１２に出力する。補正制御
回路１２は、音声フレーム同期信号ＦSYNCを監視して、
この音声フレーム同期信号ＦSYNCが出力されないとき、
すなわち、音声データの非同期状態の頻度を検出し、こ
の検出頻度が所定回数以上になったときに周波数特性補
正回路１１を動作させる。これにより、周波数特性補正
回路１１は、自動レベル制御アンプ３の出力信号である
制御アンプ出力信号Ｂの周波数特性を補正し、４ＭＨｚ
付近の帯域のレベルを持ち上げる。
【００３３】具体的には、非同期状態の検出が、頻繁に
なった場合に周波数特性補正回路１１を動作させる。こ
れにより、周波数特性補正回路１１は、自動レベル制御
アンプ３の周波数特性を補正し、４ＭＨｚ付近（約２Ｍ
Ｈｚ〜８ＭＨｚ）の帯域のレベルを持ち上げる。
なった場合に周波数特性補正回路１１を動作させる。こ
れにより、周波数特性補正回路１１は、自動レベル制御
アンプ３の周波数特性を補正し、４ＭＨｚ付近（約２Ｍ
Ｈｚ〜８ＭＨｚ）の帯域のレベルを持ち上げる。
【００３４】この結果、図２に示すように、ディジタル
ＭＵＳＥ信号に対応するＭＵＳＥ信号の周波数特性およ
び群遅延特性が図６の従来例に比較して改善され、音声
ノイズを低減することができる。
ＭＵＳＥ信号に対応するＭＵＳＥ信号の周波数特性およ
び群遅延特性が図６の従来例に比較して改善され、音声
ノイズを低減することができる。
【００３５】一方、Ｄ／Ａコンバータ７は、ディジタル
ＭＵＳＥ信号Ｄを再びアナログ信号に変換して、バッフ
ァアンプ６を介して自動レベル制御アンプ３にレベルコ
ントロール信号Ｌc を出力し、適正な振幅レベルに調整
した制御アンプ出力信号Ｂを出力させる。また、ＭＵＳ
Ｅ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣは、電圧制御発振器
８からのタイミング信号Ｔに基づいて、入力ディジタル
ＭＵＳＥ信号をＮＴＳＣ信号に変換して出力する。
ＭＵＳＥ信号Ｄを再びアナログ信号に変換して、バッフ
ァアンプ６を介して自動レベル制御アンプ３にレベルコ
ントロール信号Ｌc を出力し、適正な振幅レベルに調整
した制御アンプ出力信号Ｂを出力させる。また、ＭＵＳ
Ｅ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣは、電圧制御発振器
８からのタイミング信号Ｔに基づいて、入力ディジタル
ＭＵＳＥ信号をＮＴＳＣ信号に変換して出力する。
【００３６】以上の説明のように、本第１実施例によれ
ば、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータから出力される音声
信号ノイズを簡易な構成で、容易に除去することが可能
となる。第２実施例 本第２実施例は、波形等化回路を有するＭＵＳＥデコー
ダに本発明を適用した場合のものである。
ば、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータから出力される音声
信号ノイズを簡易な構成で、容易に除去することが可能
となる。第２実施例 本第２実施例は、波形等化回路を有するＭＵＳＥデコー
ダに本発明を適用した場合のものである。
【００３７】図３にＭＵＳＥデコーダの入力段の概要構
成図を示す。ＭＵＳＥデコーダ２０の入力端子ＩＮが図
示しないＢＳチューナの出力端子に接続され、カットオ
フ周波数が８．１ＭＨｚのローパスフィルタ２１と、入
力ＭＵＳＥ信号の振幅レベルを適正な振幅レベルとして
制御アンプ出力信号を出力する自動レベル制御アンプ２
２と、図示しないＭＵＳＥデコードＩＣから供給される
クランプパルスにより、ＭＵＳＥ信号の水平同期信号
（ＨＤ）期間をクランプレベルにクランプして、対応す
る直流成分を再生し、クランプ出力信号Ｃを出力するク
ランプ回路２３と、図示しないＰＬＬ回路からのパルス
信号によって１０ビット精度でＭＵＳＥ信号であるクラ
ンプ出力信号Ｃのサンプリングを行いＭＵＳＥ信号をデ
ィジタルデータに変換しディジタルＭＵＳＥ信号として
出力するサンプリング周波数１６．２ＭＨｚのＡ／Ｄコ
ンバータ２４と、ディジタルＭＵＳＥ信号を後述の波形
等化回路の処理時間だけ遅延させて出力する遅延回路２
５と、後述の波形等化回路の出力信号とディジタルＭＵ
ＳＥ信号を加算して出力する加算器２６と、加算器２６
の出力信号からＶＩＴ信号を分離して出力するＶＩＴパ
ルス取込回路２７と、波形伝送特性の劣化を補正する波
形等化回路２８と、Ａ／Ｄコンバータの出力信号から音
声データを分離して音声データをデコードし音声信号と
して出力するとともに、音声フレーム同期信号を出力す
る音声処理回路２９と、自動レベル制御アンプ２２の周
波数特性を補正する周波数特性補正回路３０と、音声フ
レーム同期信号を監視して、非同期状態を検出したとき
に周波数特性補正回路３０を制御し動作させる補正制御
回路３１と、を備えて構成されている。
成図を示す。ＭＵＳＥデコーダ２０の入力端子ＩＮが図
示しないＢＳチューナの出力端子に接続され、カットオ
フ周波数が８．１ＭＨｚのローパスフィルタ２１と、入
力ＭＵＳＥ信号の振幅レベルを適正な振幅レベルとして
制御アンプ出力信号を出力する自動レベル制御アンプ２
２と、図示しないＭＵＳＥデコードＩＣから供給される
クランプパルスにより、ＭＵＳＥ信号の水平同期信号
（ＨＤ）期間をクランプレベルにクランプして、対応す
る直流成分を再生し、クランプ出力信号Ｃを出力するク
ランプ回路２３と、図示しないＰＬＬ回路からのパルス
信号によって１０ビット精度でＭＵＳＥ信号であるクラ
ンプ出力信号Ｃのサンプリングを行いＭＵＳＥ信号をデ
ィジタルデータに変換しディジタルＭＵＳＥ信号として
出力するサンプリング周波数１６．２ＭＨｚのＡ／Ｄコ
ンバータ２４と、ディジタルＭＵＳＥ信号を後述の波形
等化回路の処理時間だけ遅延させて出力する遅延回路２
５と、後述の波形等化回路の出力信号とディジタルＭＵ
ＳＥ信号を加算して出力する加算器２６と、加算器２６
の出力信号からＶＩＴ信号を分離して出力するＶＩＴパ
ルス取込回路２７と、波形伝送特性の劣化を補正する波
形等化回路２８と、Ａ／Ｄコンバータの出力信号から音
声データを分離して音声データをデコードし音声信号と
して出力するとともに、音声フレーム同期信号を出力す
る音声処理回路２９と、自動レベル制御アンプ２２の周
波数特性を補正する周波数特性補正回路３０と、音声フ
レーム同期信号を監視して、非同期状態を検出したとき
に周波数特性補正回路３０を制御し動作させる補正制御
回路３１と、を備えて構成されている。
【００３８】波形等化回路２８は、クランプ出力信号に
対してバッファ動作を行うバッファアンプ３２と、サン
プリング周波数３２．４ＭＨｚでバッファアンプ３２の
出力信号を６ビット精度でサンプリングし補正用データ
を出力する補正用Ａ／Ｄコンバータ３３と、ＶＩＴ取込
回路２７からのＶＩＴ信号をモニタリングすることによ
り、波形伝送特性の劣化が生じている場合に波形伝送特
性の劣化を補正するための制御を行うマイクロプロセッ
サ３４と、補正用データを伝送路等化データに変換して
スイッチＳＷを介して出力する可変タップフィルタ３５
と、を備えて構成されている。
対してバッファ動作を行うバッファアンプ３２と、サン
プリング周波数３２．４ＭＨｚでバッファアンプ３２の
出力信号を６ビット精度でサンプリングし補正用データ
を出力する補正用Ａ／Ｄコンバータ３３と、ＶＩＴ取込
回路２７からのＶＩＴ信号をモニタリングすることによ
り、波形伝送特性の劣化が生じている場合に波形伝送特
性の劣化を補正するための制御を行うマイクロプロセッ
サ３４と、補正用データを伝送路等化データに変換して
スイッチＳＷを介して出力する可変タップフィルタ３５
と、を備えて構成されている。
【００３９】次に、動作について説明する。ＭＵＳＥデ
コーダ２０には入力端子ＩＮを介して８．１ＭＨｚに帯
域圧縮されたＭＵＳＥ信号Ａが入力される。入力された
ＭＵＳＥ信号Ａはローパスフィルタ２２により不要な高
域成分がカットされ、自動レベル制御アンプ２２に出力
される。自動レベル制御アンプ２２は、Ａ／Ｄコンバー
タ２４からのレベルコントロール信号Ｌc に基づいて適
正な振幅レベルの制御アンプ出力信号Ｂをクランプ回路
２３に出力する。クランプ回路２３は、図示しないＭＵ
ＳＥデコードＩＣから供給されるクランプパルスによ
り、ＭＵＳＥ信号の水平同期信号（ＨＤ）期間をクラン
プレベルにクランプして、対応する直流成分を再生し、
クランプ出力信号ＣをＡ／Ｄコンバータ２４に出力す
る。Ａ／Ｄコンバータ２４は、図示しないＰＬＬ回路か
らのパルス信号によって１０ビット精度でＭＵＳＥ信号
であるクランプ出力信号Ｃのサンプリングを行いＭＵＳ
Ｅ信号をディジタルデータに変換しディジタルＭＵＳＥ
信号Ｄとしてを遅延回路２５および音声処理回路２９に
出力する。
コーダ２０には入力端子ＩＮを介して８．１ＭＨｚに帯
域圧縮されたＭＵＳＥ信号Ａが入力される。入力された
ＭＵＳＥ信号Ａはローパスフィルタ２２により不要な高
域成分がカットされ、自動レベル制御アンプ２２に出力
される。自動レベル制御アンプ２２は、Ａ／Ｄコンバー
タ２４からのレベルコントロール信号Ｌc に基づいて適
正な振幅レベルの制御アンプ出力信号Ｂをクランプ回路
２３に出力する。クランプ回路２３は、図示しないＭＵ
ＳＥデコードＩＣから供給されるクランプパルスによ
り、ＭＵＳＥ信号の水平同期信号（ＨＤ）期間をクラン
プレベルにクランプして、対応する直流成分を再生し、
クランプ出力信号ＣをＡ／Ｄコンバータ２４に出力す
る。Ａ／Ｄコンバータ２４は、図示しないＰＬＬ回路か
らのパルス信号によって１０ビット精度でＭＵＳＥ信号
であるクランプ出力信号Ｃのサンプリングを行いＭＵＳ
Ｅ信号をディジタルデータに変換しディジタルＭＵＳＥ
信号Ｄとしてを遅延回路２５および音声処理回路２９に
出力する。
【００４０】遅延回路２５は、ディジタルＭＵＳＥ信号
Ｄを波形等化回路２８の処理時間だけ遅延させて加算器
２６および前述のＰＬＬ回路に出力する。加算器２６
は、波形等化回路２８の出力信号とディジタルＭＵＳＥ
信号Ｄを加算してＶＩＴパルス取込回路２７に加算信号
Ｇとして出力する。ＶＩＴパルス取込回路２７は、加算
信号ＧからＶＩＴ信号を分離して、波形等化回路２８の
プロセッサ３４に出力するとともに、加算信号Ｇをその
まま図示しないＭＵＳＥデコードＩＣに出力する。
Ｄを波形等化回路２８の処理時間だけ遅延させて加算器
２６および前述のＰＬＬ回路に出力する。加算器２６
は、波形等化回路２８の出力信号とディジタルＭＵＳＥ
信号Ｄを加算してＶＩＴパルス取込回路２７に加算信号
Ｇとして出力する。ＶＩＴパルス取込回路２７は、加算
信号ＧからＶＩＴ信号を分離して、波形等化回路２８の
プロセッサ３４に出力するとともに、加算信号Ｇをその
まま図示しないＭＵＳＥデコードＩＣに出力する。
【００４１】これと同時に、波形等化回路２８は、クラ
ンプ出力信号Ｃをバッファアンプ３２により所定電圧に
保持したまま補正用Ａ／Ｄコンバータ３３に出力する。
補正用Ａ／Ｄコンバータ３３（サンプリング周波数３
２．４ＭＨｚ）は、バッファアンプ３３の出力信号を６
ビット精度でサンプリングし、補正用データＨを可変タ
ップフィルタ３５に出力する。一方、マイクロプロセッ
サ３４は、ＶＩＴ取込回路２７からのＶＩＴ信号をモニ
タリングすることにより、波形伝送特性の劣化を検出
し、波形伝送特性の劣化が生じている場合には、可変タ
ップフィルタ３５を制御して、８ビット精度の伝送路等
化データＩをスイッチＳＷを介して出力させ、加算器２
６にフィードバックすることにより、伝送路等化を行
い、波形伝送特性の劣化を補正し、ディジタルＭＵＳＥ
信号に対応するＭＵＳＥ信号の周波数特性および群遅延
特性を改善する。
ンプ出力信号Ｃをバッファアンプ３２により所定電圧に
保持したまま補正用Ａ／Ｄコンバータ３３に出力する。
補正用Ａ／Ｄコンバータ３３（サンプリング周波数３
２．４ＭＨｚ）は、バッファアンプ３３の出力信号を６
ビット精度でサンプリングし、補正用データＨを可変タ
ップフィルタ３５に出力する。一方、マイクロプロセッ
サ３４は、ＶＩＴ取込回路２７からのＶＩＴ信号をモニ
タリングすることにより、波形伝送特性の劣化を検出
し、波形伝送特性の劣化が生じている場合には、可変タ
ップフィルタ３５を制御して、８ビット精度の伝送路等
化データＩをスイッチＳＷを介して出力させ、加算器２
６にフィードバックすることにより、伝送路等化を行
い、波形伝送特性の劣化を補正し、ディジタルＭＵＳＥ
信号に対応するＭＵＳＥ信号の周波数特性および群遅延
特性を改善する。
【００４２】一方、音声処理回路２９はＡ／Ｄコンバー
タ２４の出力信号であるディジタルＭＵＳＥ信号Ｄから
音声データを分離し、デコードして音声信号Ｅとして出
力するとともに、音声フレーム同期信号ＦSYNCを補正制
御回路３１に出力する。補正制御回路３１は、音声フレ
ーム同期信号ＦSYNCを監視して、この音声フレーム同期
信号が出力されないとき、すなわち、波形等化回路２８
による波形伝送特性の補正によっても除去できなかった
音声データの非同期状態の頻度を検出し、この検出頻度
が所定数以上になったときに周波数特性補正回路３０を
動作させる。
タ２４の出力信号であるディジタルＭＵＳＥ信号Ｄから
音声データを分離し、デコードして音声信号Ｅとして出
力するとともに、音声フレーム同期信号ＦSYNCを補正制
御回路３１に出力する。補正制御回路３１は、音声フレ
ーム同期信号ＦSYNCを監視して、この音声フレーム同期
信号が出力されないとき、すなわち、波形等化回路２８
による波形伝送特性の補正によっても除去できなかった
音声データの非同期状態の頻度を検出し、この検出頻度
が所定数以上になったときに周波数特性補正回路３０を
動作させる。
【００４３】この結果、第１実施例の場合と同様にディ
ジタルＭＵＳＥ信号Ｄに対応するＭＵＳＥ信号の周波数
特性および群遅延特性が改善され、波形等化回路２８に
よる波形伝送特性の補正によっても除去できなかった音
声ノイズを低減することができる。
ジタルＭＵＳＥ信号Ｄに対応するＭＵＳＥ信号の周波数
特性および群遅延特性が改善され、波形等化回路２８に
よる波形伝送特性の補正によっても除去できなかった音
声ノイズを低減することができる。
【００４４】以上の説明のように、本第２実施例によれ
ば、波形等化回路によっても除去できなかった音声ノイ
ズの混入を簡単な回路で容易に除去することが可能とな
る。
ば、波形等化回路によっても除去できなかった音声ノイ
ズの混入を簡単な回路で容易に除去することが可能とな
る。
【００４５】
【発明の効果】第１の発明によれば、特定周波数帯域の
群遅延特性の劣化に起因して音声同期信号が検出できな
い場合に、帯域圧縮された信号の特定周波数帯域のレベ
ル補正を行って特定周波数帯域の群遅延特性を変更する
ので、音声同期信号の同期ずれに影響を及ぼす特定周波
数帯域の群遅延特性を改善することができ、再び音声同
期信号を検出することができるので標準テレビジョン信
号に変換する際に生じる同期ずれによる音声ノイズを減
少させることができる。
群遅延特性の劣化に起因して音声同期信号が検出できな
い場合に、帯域圧縮された信号の特定周波数帯域のレベ
ル補正を行って特定周波数帯域の群遅延特性を変更する
ので、音声同期信号の同期ずれに影響を及ぼす特定周波
数帯域の群遅延特性を改善することができ、再び音声同
期信号を検出することができるので標準テレビジョン信
号に変換する際に生じる同期ずれによる音声ノイズを減
少させることができる。
【００４６】また、第２の発明によれば、特定周波数帯
域の群遅延特性の劣化に起因して音声同期信号が検出で
きない場合に、帯域圧縮された信号の特定周波数帯域の
レベル補正を行って特定周波数帯域の群遅延特性を変更
するので、音声同期信号の同期ずれに影響を及ぼす特定
周波数帯域の群遅延特性を改善することができ、再び音
声同期信号を検出することができるので高精細度テレビ
ジョン信号にデコードする際に生じる同期ずれによる音
声ノイズを減少させることができる。
域の群遅延特性の劣化に起因して音声同期信号が検出で
きない場合に、帯域圧縮された信号の特定周波数帯域の
レベル補正を行って特定周波数帯域の群遅延特性を変更
するので、音声同期信号の同期ずれに影響を及ぼす特定
周波数帯域の群遅延特性を改善することができ、再び音
声同期信号を検出することができるので高精細度テレビ
ジョン信号にデコードする際に生じる同期ずれによる音
声ノイズを減少させることができる。
【図１】第１実施例の概要構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】実施例の動作を説明する図である。
【図３】第２実施例の概要構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】従来のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバータの
概要構成を示すブロック図である。
概要構成を示すブロック図である。
【図５】従来のＭＵＳＥデコーダの概要構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】従来例の動作を説明する図である。
１…ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバータ ２…ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ３…自動レベル制御アンプ ４…クランプ回路 ５…Ａ／Ｄコンバータ ６…バッファアンプ ７…Ｄ／Ａコンバータ ８…電圧制御発振器 ９…ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバートＩＣ １０…音声処理回路 １１…周波数特性補正回路 １２…補正制御回路 ２０…ＭＵＳＥデコーダ ２１…ローパスフィルタ ２２…自動レベル制御アンプ ２３…クランプ回路 ２４…Ａ／Ｄコンバータ ２５…遅延回路 ２６…加算器 ２７…ＶＩＴ取込回路 ２８…波形等化回路 ２９…音声処理回路 ３０…周波数特性補正回路 ３１…補正制御回路 ３２…バッファアンプ ３３…補正用Ａ／Ｄコンバータ ３４…マイクロプロセッサ ３５…可変タップフィルタ Ａ…ＭＵＳＥ信号 Ｂ…制御アンプ出力信号 Ｃ…クランプ出力信号 Ｄ…ディジタルＭＵＳＥ信号 Ｅ…音声信号 ＦSYNC…音声フレーム同期信号 Ｇ…加算信号 Ｈ…補正用データ Ｉ…伝送路等化データ ＬC …レベルコントロール信号 Ｖ…ＶＩＴ信号
Claims (2)
- 【請求項１】 伝送される高精細度テレビジョン信号の
帯域圧縮された信号をＡ／Ｄコンバータによりディジタ
ル信号に変換し、当該変換されたディジタル信号に基づ
いて、標準テレビジョン信号に変換する高精細度テレビ
ジョン信号処理装置において、 前記Ａ／Ｄコンバータの出力信号から音声同期信号を検
出して音声同期検出信号を出力する音声同期検出手段
と、 前記音声同期検出信号に基づいて特定周波数帯域の群遅
延特性の劣化に起因して前記音声同期信号が検出できな
い場合に、前記特定周波数帯域のレベルを補正するため
の周波数特性補正制御信号を出力する周波数特性制御手
段と、 前記Ａ／Ｄコンバータに入力される前記帯域圧縮された
信号の全体的なレベル制御を行うとともに、周波数特性
補正制御信号の入力により前記帯域圧縮された信号の特
定周波数帯域のレベル補正を行い当該特定周波数帯域の
群遅延特性を変更する自動レベル制御手段と、 を備えたことを特徴とする高精細度テレビジョン信号処
理装置。 - 【請求項２】 伝送される高精細度テレビジョン信号の
帯域圧縮された信号をＡ／Ｄコンバータによりディジタ
ル信号に変換し、当該変換されたディジタル信号に基づ
いて前記高精細度テレビジョン信号にデコードする高精
細度テレビジョン信号処理装置において、 前記Ａ／Ｄコンバータの出力信号から音声同期信号を検
出して音声同期検出信号を出力する音声同期検出手段
と、 前記音声同期検出信号に基づいて特定周波数帯域の群遅
延特性の劣化に起因して前記音声同期信号が検出できな
い場合に、前記特定周波数帯域のレベルを補正するため
の周波数特性補正制御信号を出力する周波数特性制御手
段と、 前記Ａ／Ｄコンバータに入力される前記帯域圧縮された
信号の全体的なレベル制御を行うとともに、周波数特性
補正制御信号の入力により前記帯域圧縮された信号の特
定周波数帯域のレベル補正を行い当該特定周波数帯域の
群遅延特性を変更する自動レベル制御手段と、 を備えたことを特徴とする高精細度テレビジョン信号処
理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4183674A JPH0630359A (ja) | 1992-07-10 | 1992-07-10 | 高精細度テレビジョン信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4183674A JPH0630359A (ja) | 1992-07-10 | 1992-07-10 | 高精細度テレビジョン信号処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630359A true JPH0630359A (ja) | 1994-02-04 |
Family
ID=16139946
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4183674A Pending JPH0630359A (ja) | 1992-07-10 | 1992-07-10 | 高精細度テレビジョン信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0630359A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009147877A (ja) * | 2007-12-18 | 2009-07-02 | Funai Electric Co Ltd | 音声信号処理装置 |
-
1992
- 1992-07-10 JP JP4183674A patent/JPH0630359A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009147877A (ja) * | 2007-12-18 | 2009-07-02 | Funai Electric Co Ltd | 音声信号処理装置 |
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