JP3573372B2 - エッジ遷移検知パルス発生の中央制御を有する集積回路 - Google Patents
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Description
【産業上の利用分野】
本発明は、集積回路の技術分野に関するものであって、更に詳細には、集積回路のタイミング制御の技術分野に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
多数の最近の集積回路は、動作サイクルを開始させるために、それらの入力端子において遷移の検知を使用している。この技術を特に利用する一つのタイプの集積回路は、プログラマブル及びマスクプログラマブルの両方のリードオンリメモリ(ROM)及びスタチックランダムアクセスメモリ(SRAM)などのスタチックメモリである。当該技術分野において公知の如く、これらのメモリは、スタンドアロンの集積回路メモリチップとして実現することが可能であり、又マイクロプロセサ又はその他のVLSI又はULSI論理装置内に埋込んで実現することが可能である。これらの従来のスタチックメモリは、通常、非同期的態様で動作し、アドレス値とイネーブル信号とを受取ることによりメモリアクセスが開始され、クロック信号が供給されることを必要とするものではない。多くのスタチックメモリは「完全に」スタチックであり、即ち例えばアドレスデコーダ、センスアンプ、及び入力/出力回路などの周辺回路は完全に動作状態に維持されるものであるが、最近のスタチックメモリでは低パワーで高速のアクセス動作のために内部的なダイナミッククロック動作を使用する。これらの内部的にクロック動作されるスタチックメモリはそれから内部クロック信号を発生させることが可能な外部クロック信号を受取るものではないので、それから内部クロック信号を発生することが可能なタイミングパルスを発生する上でエッジ遷移検知(ETD)技術が有用である。ETD(「アドレス遷移検知」即ち「ATD」とも呼称される)を有するメモリの例は、Okuyama et al.著「7.5ns32K×8CMOS SRAM」、IEEEジャーナル・オブ・ソリッド・ステート・サーキッツ、Vol.23、No.5(1988年10月)、pp.1054−1059、Kohno et al.著「可変ビット構成を有する14ns1MbitCMOS SRAM」、IEEEジャーナル・オブ・ソリッド・ステート・サーキッツ、Vol.23、No.5(1988年10月)、pp.1060−1066、及びWilliams et al.著「コンフィギャラブル構成及び動作を有する実験的1Mbit CMOS SRAM」、IEEEジャーナル・オブ・ソリッド・ステート・サーキッツ、Vol.23、No.5(1988年10月)、pp.1085−1094に記載されており、これらの文献は引用により本明細書に導入する。入力バッファにおいてETDを使用する例及びETD回路の例は本願出願人に譲渡されている米国特許第5,124,584号に記載されており、該特許は導入により本明細書に導入する。
【0003】
当業者にとって明らかな如く、エッジ遷移検知から内部クロック信号を発生させることは、スタチックメモリにおいてETDパルスを臨界的なタイミングパラメータとさせる。一方、ETDパルスは、プレチャージ機能及び平衡化機能を成功裡に達成させるために、チップの周りに分布しているクロック動作される回路へ通信されるのに十分に長い間活性状態に止まるものでなければならない。一方、ETDパルスの期間はアクセスを遅延するように長い間維持されるものであってはならない。
【0004】
次に、図1を参照すると、従来の代表的な集積回路メモリチップ1が概略平面図で示されており、入力パッド2及びそれらのエッジ遷移検知(ETD)回路4のレイアウト位置の例が示されている。当該技術分野において公知の如く、エッジ遷移に対してモニタされるべき入力の数は最近のSRAMにおいてはかなりのものとなる場合があり、最近のメモリにおいては50以上のものとなる場合がある(即ち、20個以上のアドレスと、32個以上のデータ入力端子と、関連する制御信号入力である)。図1に示したこの様な入力パッド2及びETD回路4の数は説明の便宜上かなり減少して示してある。更に、入力パッド2以外のパッドも集積回路1内に存在しており、それらは遷移が発生することがないか(例えば、電源パッド及び接地パッド)又はこの目的のためにモニタされるべきものではない(例えば、専用の出力パッド)。
【0005】
この例によれば、各入力パッド2はETD回路4と関連しており、該回路は入力パッド2における遷移を検知し且つそれに応答してパルス信号を発生する。従来、図1に示した如く、ETD回路4はそれらの関連する入力パッド2近くのチップ上に位置されている。集積回路は入力パッド2の任意の一つにおいての遷移の検知に応答してメモリサイクルに対する内部クロック信号を発生するので、各ETD回路4の出力はバスによって加算回路6へ供給され(図1においてはORゲートとして示してある)、該回路は信号ETD*を発生し、その信号から回路1の動作サイクルのための内部クロック信号を発生させることが可能である。別法として、ETD回路4の出力の幾つか又は全てをワイヤードOR装置において結合させることが可能である。
【0006】
次に、図2aを参照すると、入力パッド2iと関連しており従来技術に基づくETD回路4iが示されており、それについて以下に説明する。勿論、その他のタイプ及び構成のETD回路も従来回路1において使用することが可能である。入力パッド2iにおける信号は、反転用入力バッファ3iによってバッファ動作された後に、ETD回路4iへ送給されると共に集積回路1の残部へ送給される(ノードINiにおいて)。上述した米国特許第5,124,584号に記載される如く、ETD回路4は二つの分岐部8a,8bを有しており、各分岐部は対応するNANDゲート12a,12bで終端している。NANDゲート12a及び12bの出力はNANDゲート10の入力へ接続しており、該NANDゲート10の出力はラインETDiを駆動する。ラインETDiは図1に示した如く加算回路6へ接続されている。更に、上述した米国特許第5,124,584号に記載される如く、ラインETDiは偶発的な入力パルスに対する保護のためにノードINi上の入力信号のラッチングを制御するために使用することが可能である。
【0007】
ETD回路4iの第一分岐部8a及び第二分岐部8bの各々はAND機能の形態で実現された一連の遅延段14を有しており、例えば、図2bに示した如く、各遅延段14は入力を互いに接続したNANDゲート14aとそれに続くインバータ14bとによって実現することが可能である。第一分岐部8aにおいては、ノードINiはNANDゲート12aの一方の入力へ直接的に接続しており、且つ第一分岐部8aにおける第一遅延段14の両方の入力へ接続している。NANDゲート12aの第二入力は第一分岐部8aにおける最後の遅延段14からの反転された出力を受取る。同様に、第二分岐部8bにおいては、ノードINiの反転された状態がNANDゲート12bの第一入力へ供給されると共に第二分岐部8bにおける第一遅延段の両方の入力へ供給される。NANDゲート12bの他方の入力は第二分岐部8bにおける最後の遅延段14の反転された出力を受取る。そうであるから、第一及び第二分岐部8a,8bは、それらの入力に対して相補的な状態が供給されるということを除いて、実質的に同一である。
【0008】
動作について説明すると、ETD回路4iが入力パッド2iにおける論理遷移を受取ることに応答して、NANDゲート10の出力即ちラインETDiにおいて高論理レベルパルスを発生する。例えば、入力パッド2iが初期的に高状態であり且つノードINiが初期的に低状態である場合には、NANDゲート12a及び12bの出力は両方共高状態であり、ラインETDiにおいてNANDゲート10によって低論理レベルを駆動させる。入力パッド2iにおける高から低への遷移がノードINiの低から高への遷移を発生させると、高レベルがNANDゲート12aの一方の入力へ供給され(他方の入力は既に高論理レベルにある)、NANDゲート12aをして状態を変化させ且つ、NANDゲート12b(これはこの遷移に起因して変化することはない)によって以前に駆動された高レベルと結合して、NANDゲート10へ低論理レベルを供給する。このことは、ノードINiにおける高レベルが第一分岐部8aにおける遅延段14を介してNANDゲート12aの第二入力へ伝播する(低論理レベルとして)までの時間ラインETDiを高論理レベルへ移行させ、NANDゲート12aの出力を高状態へ復帰させてノードETDiを低論理レベルへ強制させる。第二分岐部8bは同様の態様で動作して、パッド2iにおける低から高への遷移に応答してラインETDiにおいてパルスを発生する。
【0009】
ETD回路4iの構成の結果として、ラインETDiにおけるパルスの期間は、第一及び第二分岐部8a,8bにおける遅延段14を介しての遅延期間によって(入力遷移の極性に依存する)、従って第一及び第二分岐部8a,8bの各々における遅延段14の数によって決定される。例えば、図2cはETD回路4Dの構成を示しており、その場合、第一及び第二分岐部8a,8bは、それぞれ、二つの遅延段14を有しているに過ぎない。その結果、入力ノードINDにおける遷移に応答してラインETDDにおいてETD回路4Dによって発生されるパルスの幅は図2aのラインETDiにおいて発生されるものよりも一層短い。更に別の従来技術として、ETD回路4Dは従来データ入力遷移検知に関連して使用されており、そのことは、ETD回路4iが従来アドレス入力遷移検知に関連して使用されていたのと対比される。
【0010】
上述した如く、エッジ遷移検知パルスの期間は最近の集積回路において臨界的なパラメータである。しかしながら、多くの高速集積回路構成において、実際の回路が構築され且つ全ての電圧及び温度条件下において機能的にテストされるまで、適切なETDパルス幅の設計及び選択を最適化することは不可能である。特に、ある条件においてはETDパルスが短すぎる場合があることが判明し、その場合にはETDパルスを長くするための設計変更が余儀なくされる。図2a及び2cから明らかな如く、ETDパルスを長くすることは集積回路1におけるETD回路4i,4Dの各々の第一及び第二分岐部8a,8bの各々の中に更に遅延段14を付加することによって行われる。ETD回路4i,4Dの各々に付加的な遅延段を設けることは、ETD回路4i,4Dの各々に対して付加的な要素を設けねばならないので、レイアウトの観点から極めて効率が悪いものである。更に、レイアウトの拘束条件が実際に遅延段14を付加することを阻止する場合がある。そのことは特に付加的なゲートに対するチップ表面積が欠如している位置における入力データETD回路4Dの場合に観察され、例えば、そこにおいて出力バッファ及びドライバ回路に対して空間が必要とされるからである。更に、例えばフォーカストイオンビーム又は特別のテストモードなどの従来の技術を使用してETDパルス期間を変化させる効果の特性付けはETD回路4が複数個設けられていることにより厄介なものとなっている。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的とするところは、エッジ遷移検知パルスの期間の効率的な最適化を与えるエッジ遷移検知回路を提供することである。
【0012】
本発明の別の目的とするところは、集中化させた遅延段配置を有し、従ってチップレイアウト効率を改善させたエッジ遷移検知回路を提供することである。
【0013】
本発明の更に別の目的とするところは、入力と関連する個々のETD回路を最小のチップ面積において実現することを可能としたエッジ遷移検知回路を提供することである。
【0014】
本発明の更に別の目的とするところは、入力パルス期間の100%を超えてパルス期間を長くすることを可能とする遅延段を提供することである。
【0015】
【課題を解決するための手段】
本発明は各々が1個の入力端子と関連する複数個のエッジ遷移検知回路を有する集積回路において実現することが可能である。エッジ遷移検知回路の各々の出力は加算回路へ送給され、該加算回路は、該複数個のエッジ遷移検知回路のうちの何れか一つがその関連する入力端子において遷移を受取ることを表わすことに応答して、グローバルエッジ遷移信号を発生する。該加算回路は遅延回路を有しており、従って該加算回路の出力は、エッジ遷移検知回路によって発生されるものよりも実質的に長い期間を有している。
【0016】
【実施例】
次に、図3を参照すると、本発明の好適実施例に基づいて構成されたエッジ遷移検知回路が詳細に示されている。図3に概略示した如く、アドレス信号を受取るための多数の入力端子乃至はパッド22aが各々関連するアドレスETD回路24aへ接続している。書込みイネーブル端子22w及びチップイネーブル端子22eは、同様に、それぞれ制御信号ETD回路24w,24eへ接続しており、この様に、これらの制御端子におけるエッジ遷移は本発明に基づいて動作サイクルを開始させることが可能である。本発明のこの好適実施例に基づいて、ETD回路24a,24w,24eの各々は、図2aに関連して上述したETD回路4iと同様に構成されている。
【0017】
同様に、入力データ端子乃至はパッド22dの各々は入力データを受取り、且つ図2cに関連して上述したETD回路4Dと同様に構成されている関連したETD回路24dへ接続している。従って、本発明のこの好適実施例においては、アドレス端子22aにおける遷移が発生した場合に、アドレスETD回路24aによって発生されるETDパルスの期間は、データ入力端子22dにおける遷移に応答して入力データETD回路24dによって発生されるパルスの期間よりも一層長い。例えば、アドレスETD回路24a及び制御信号ETD回路24w,24eによって発生されるパルスの期間は8乃至10ナノ秒の程度であるが、入力データETD回路24dによって発生されるパルスの期間は3乃至4ナノ秒の程度である。
【0018】
本発明の好適実施例によれば、ETD回路24a,24d,24w,24eの各々の出力は、発生されるETDパルスの期間における差に拘らず、加算回路20へ送給される。図4に示した集積回路100の例の場合には、加算回路20は単一配置を有しており且つ集積回路100の周りに位置されたETD回路24からの信号を受取る。加算回路20のラインETD*上の出力は、入力端子(アドレス、制御又は入力データ)のうちの一つにおける遷移が検知され、且つ集積回路100の動作サイクルが開始されるべきであることを表わすパルスである。更に、上述した如く、ラインETD*上のパルスは、又、開始された動作サイクルに対する内部クロック信号を発生するため及びメモリ集積回路におけるプレチャージ及び平衡化を行うためのベースとして使用される。以下の説明から明らかになる如く、アドレスETD回路24a及び制御信号ETD回路24w,24eによって発生されるETDパルスと一貫性を保つために付加的な遅延要素の単一配置によって、加算回路20は入力データETD回路24dによって発生されるETDパルスの期間を長くさせる。
【0019】
加算回路20はNORゲート25を有しており、該ゲート25は、その入力において、書込みイネーブルETD回路24w及びチップイネーブルETD回路24eの出力を受取る。加算回路20におけるNORゲート26への入力は各アドレスETD回路24aの出力を受取る。NORゲート25,26は、各々、複数個のNORゲートの組合わせとして実現するか、又は別法として、ワイヤードNOR形態で実現することが可能である。NORゲート25,26の出力はNANDゲート28の対応する入力へ接続しており、該NANDゲート28はその出力においてラインACTを駆動する。従って、ラインACTは、アドレスETD回路24a又は制御ETD回路24w,24eの何れか一つがそれと関連する入力端子22a,22w,22eのそれぞれにおける遷移によって活性な高パルスを供給することに応答して、活性な高パルスを供給する。
【0020】
加算回路20は、更に、入力データETDパルスを処理するためのNORゲート27を有している。各入力データETD回路24dの出力はNORゲート27のうちの一つの対応する入力へ接続している。加算回路20は、好適には、入力データETD回路24dの出力がグループ毎に配列されるように、複数個のNORゲート27を有している。NORゲート27の各々は、その出力をNANDゲート29へ供給し、該ゲート29はその出力においてラインDTを駆動する。従って、ラインDTは、入力データETD回路24dのうちの何れか一つが、それと関連する入力データ端子22dにおける遷移に応答して活性な高パルスを供給することに応答して、活性な高パルスを供給する。
【0021】
NANDゲート28の出力におけるラインACT及びNANDゲート29の出力におけるラインDTは、各々、加算回路20におけるNORゲート32のそれぞれの入力へ接続している。ラインDTは遅延回路30へも接続しており、遅延回路30はラインDTDを介して遅延信号をNORゲート32の第三入力へ供給する。本発明の好適実施例によれば、遅延回路30は以下に説明する如く入力データETD回路24dによって発生されるパルスの期間を長くさせる。NORゲート32は、インバータ33による反転の後に、ラインETD*を駆動し、ラインACT,DT,DTDの論理的ORに対応するパルスを供給する。ラインETD*上のパルスは、アドレス端子22a、制御端子22w,22e及び入力データ端子22dの何れかにおける遷移を検知することに応答して、回路100内の動作サイクルを開始するために使用される。この実施例においては、ラインETD*上のパルスは活性な高パルスである。なぜならば、ラインACT,DT,DTD上のパルスは全て活性な高パルスだからである。
【0022】
遅延回路30は、例えば順番に配列した一つ又はそれ以上の論理段などの任意の従来の遅延要素によって実現することが可能である。しかしながら、ETDパルスの期間を大きな量長くさせるためにはある種の回路構成のものが好適であることが判明し、そのことについて以下に詳細に説明する。
【0023】
図5を参照すると、本発明の第一実施例に基づいて構成された、ラインDT上のものよりも期間が長いラインDTD上のパルスを供給する遅延回路30の構成が詳細に示されている。遅延回路30は、第一入力においてインバータ35により反転されたラインDTの状態を受取るNANDゲート40を有している。インバータ35の出力は、遅延段36の両方の入力へ接続している。この実施例においては、遅延段36,38,42は、図2bに関して前に説明したのと同様に構成されており、従って伝播遅延を有する論理的ANDゲートに対応している。勿論、遅延回路30における遅延段の数は、所望のパルス幅に依存して、1個から多数個へ変化することが可能である。遅延段36の出力はNANDゲート40の第二入力へ接続すると共に、引続く遅延段38の両方の入力へ接続している。同様に、遅延段38の出力はNANDゲート40の別の入力へ接続すると共に遅延段42の両方の入力へ接続しており、遅延段42の出力はNANDゲート40の入力へ接続している。
【0024】
この遅延回路30の構成は、従って、ラインDTにおけるパルスの期間及び遅延段36,38,42を介しての伝播遅延によって定義される期間を有するパルスをラインDTD上に発生させる。次に、図6を参照して、遅延回路30の動作について詳細に説明する。入力遷移を検知する前(即ち、定常状態において)、ラインDTは論理低レベルにある。インバータ35の出力(図6においてOUT35として示してある)は、従って論理高レベルにあり、遅延段36,38,42の出力(図6においては、それぞれ、ラインOUT36,OUT38,OUT42として示してある)を高状態とさせる。NANDゲート40への四つの全ての入力が高状態であるので、ラインDTDは低状態へ駆動される。この条件においては、再度図3を参照すると、三つの全てのラインACT,DT,DTDが論理低レベルにある場合には、ラインETD*も論理低レベルに止まる。
【0025】
再度図3を参照すると、入力データ端子22dにおける遷移を検知すると、関連する入力データETD回路24dは、ETD回路24dの遅延により定義される期間のアクティブ高パルスをその出力において発生する。このアクティブ高パルスは加算回路20へ送給され、且つNORゲート27の入力へ印加され、該NORゲート27はNANDゲート29へ論理低レベルを供給する。その結果、アクティブ高パルスがラインDT上へ供給され、そのパルスはその遷移を検知した入力データETD回路24dの伝播遅延に対応する期間を有している。上述した如く、レイアウト及び設計上の制限により、このパルス期間は内部クロック信号及び動作サイクルを開始し且つ実行するために集積回路100にとって必要な例えばプレチャージ及び平衡化などのその他の信号を発生するのには適切でない場合がある。
【0026】
図6を参照すると、ラインDT上のアクティブ高パルスがインバータ35の伝播遅延δ35によって遅延されて、ラインOUT35上にインバータ35により論理低レベルを駆動させる。この論理低レベルはNANDゲート40の入力へ供給され、NANDゲート40の伝播遅延δ40の後にラインDTD上に論理高レベルを発生する。加算回路30の適切な動作のために、ラインDTD上のパルスは、ラインETD*上の結果的に得られるパルスがラインDT上のパルスよりも一層長い単一のパルスであるように、ラインDT上のパルスとオーバーラップせねばならない。従って、伝播遅延δ35及びδ40の和は、ラインDT上のパルスの期間よりも小さいものでなければならない。
【0027】
又、インバータ35の出力における低レベルパルスに応答して、遅延段36が、伝播遅延δ36だけ遅延されて、その出力(OUT36)において論理低レベルを発生する。この遅延段36の出力における論理低レベルはNANDゲート40へ供給され、ラインDTが高状態へ復帰した時間の後及びインバータ35の出力が高状態へ復帰した後にラインDTDを高状態に維持する。ラインDTDにおいて単一の延ばされた高論理レベルを維持するために、遅延時間δ36がラインDT上のパルスの期間よりも短いものであることが重要であり、従って遅延段36の出力における論理低レベルはインバータ35の出力における論理低レベルとオーバーラップする。
【0028】
インバータ35の出力において発生する論理低レベルパルスは遅延段38及び42を介して同様の態様で伝播する。図6に示した如く、遅延段38の出力(OUT38)は、遅延段38の伝播遅延δ38だけ遅延されたOUT36の下降エッジに応答して低状態へ移行し、同様に、遅延段42の出力(OUT42)は、遅延段42の伝播遅延δ42だけ遅延されて、OUT38の下降エッジに応答して、低状態へ駆動される。各低レベル出力OUT38, OUT42は、前に発生した低論理レベルとオーバーラップしラインDTDを高状態に維持するためにNANDゲート40へ送給される。各場合において、ラインDTDにおける出力が時期早尚に論理低レベルへ復帰しないことを確保するために、伝播遅延δ38,δ42の何れもがラインDTにおけるパルスの期間を超えるものでないことが重要である。ラインDTD上のパルスは、出力OUT42が高状態へ復帰することに応答して低状態へ復帰し、そのことは、ラインDTの高から低への遷移が遅延回路30を介して伝播して遅延段42の出力において表われ(低から高への遷移として)、且つNANDゲート40を介して伝播する場合に発生する。
【0029】
図6に示した如く、ラインDT及びDTDの論理OR(従って、ラインETD*上のアクティブ高パルス)は、ラインDT上のパルス期間と遅延回路30を介しての伝播遅延δ30の和である期間を有している。伝播遅延δ30は、伝播遅延δ35,δ36,δ38,δ42,δ40の和である。例えば、従来技術に基づくインバータ35及びNANDゲート40に対する典型的な伝播遅延は1ナノ秒の程度であるが、遅延段36,38,42に対する典型的な伝播遅延は2ナノ秒の程度である。入力データETD回路24dによって発生されるラインDT上の3ナノ秒アクティブ高パルスの場合、本発明のこの実施例に基づく加算回路20は、ラインETD*上に11ナノ秒(即ち、3ナノ秒+8ナノ秒)のアクティブ高信号を発生する。従って、加算回路20は中央に位置させた単一配置の遅延回路30を設けることによりETD信号パルスの期間を長くさせることが可能であり、従って、各入力端子に対して遅延段を複製することの必要性を回避し、且つ入力端子パッド近くの臨界的な位置においてチップ面積を完全に利用することを可能とする態様で該パルスの期間を長くすることが可能である。この遅延回路30の集中させた配置は例えばマスク修正、フォーカストイオンビーム、ヒューズプログラミング、及び特別テストモード動作などの従来技術によってETDパルス期間を調節することを著しく容易化させる。
【0030】
本発明のこの実施例によれば、アドレスETD回路24a及び制御信号ETD回路24w,24eによって発生される遷移検知パルスの期間は10ナノ秒の程度であり、そうであるから、パルスを長くするために加算回路20は必要ではない。勿論、別法においては、パルスが入力データETD回路24dによって発生されるものと同程度に短いものであるようにアドレスETD回路24a及び制御信号ETD回路24w,24eから遅延段を取除き、且つ上述したのと同様の態様でパルスを長くさせるために、ラインACT上のNANDゲート28の出力における論理的組合わせを遅延回路30(又はそれ自身の遅延回路)へ送給することが可能である。
【0031】
次に、図7を参照して、本発明の第二実施例に基づく遅延回路30′について詳細に説明する。遅延回路30′は図3に示した加算回路20における図5の遅延回路30に対して置換させることが可能である。ラインDT及びACTは、前と同じく、インバータ33を介してラインETD*を駆動するためにNORゲート32の入力へ接続している。ラインDTは、更に、インバータ43へ接続しており、インバータ43はAND遅延段45の両方の入力を駆動すると共に、AND遅延段47,49及びNANDゲート50の各々の一方の入力を駆動する。AND遅延段45,47,49は論理的ANDゲートに対応しており、且つ図2bに関して前述した如くNANDゲートとそれに続くインバータとによって構成することが可能である。AND遅延段45の出力はAND遅延段47の第二入力へ接続しており、一方AND遅延段47の出力はAND遅延段49の第二入力へ接続している。AND遅延段49の出力はNANDゲート50の第二入力へ接続しており、NANDゲート50はその出力においてラインDTDを駆動する。ラインDTDは、前述した如く、NORゲート32の位置入力へ接続している。
【0032】
遅延段30′の動作について図8を参照して詳細に説明する。前述した遅延段30の場合と同様に、ラインDTは、入力データ端子22dにおける遷移を検知する前においては、加算回路20の定常状態条件において論理低レベルにある。このことは、インバータ43及びAND遅延段45,47,49の出力において(即ち、それぞれ、OUT43,OUT45,OUT47,OUT49)において論理高レベルとさせる。その結果、NANDゲート50への両方の入力は高状態であり、従ってラインDTDは論理低レベルにある。
【0033】
図3及び5に関して前述した如く、入力データ端子22dのうちの一つにおいてエッジ遷移を検知すると、関連する入力データETD回路24dが比較的短い期間のアクティブ高パルスを加算回路20におけるNORゲート27の入力へ送給する。NANDゲート29の動作によって、ラインDTがアクティブ高パルスをNORゲート32(ラインETD*上において論理高レベルを開始させる)及びインバータ43へ供給する。インバータ43の出力(OUT43)は、ラインDT上のアクティブ高パルスの前端に応答して、伝播遅延δ43だけ遅延された状態で高から低への遷移を発生させる。このインバータ43の出力における低レベルがNANDゲート50へ供給され、該NANDゲート50はそれの伝播遅延δ50の後にラインDTDを高状態へ駆動する。インバータ43の出力における低レベルは、更に、AND遅延段45,47,49の各々の一つの入力へ供給され、それらのそれぞれの伝播遅延δ45,δ47,δ49の後に、それらの出力を低状態へ移行させる。
【0034】
ラインDT上のアクティブ高パルスの終了時であって且つ伝播遅延δ43の後に、インバータ43の出力(OUT43)は高状態へ復帰する。しかしながら、図8に示した如く、この時においては、AND遅延段45,47,49の各々はその出力を低論理レベルに維持している。AND遅延段45の出力(OUT45)は、OUT43における論理高レベルがAND遅延段45を介して伝播するまで低状態を維持し、その時刻においてその出力(OUT45)が高状態へ復帰する。ラインDTDにおいて単一パルスが発生されることを確保するためには、AND遅延段45,47,49の伝播遅延δ45,δ47,δ49の各々がラインDTにおけるパルスの期間よりもより短いものであることが重要であり、従って、インバータ43の出力(OUT43)が論理高レベルに復帰する前に、AND遅延段45,47,49の出力が全て低状態へ駆動されることが重要である。
【0035】
AND遅延段45の出力(OUT45)において復帰する論理高レベルはAND遅延段47へ供給され、それは、伝播遅延δ47の後に、その出力(OUT47)において論理高レベルを駆動する。次いで、OUT47の高論理レベルはAND遅延段49を介して伝播し、伝播遅延δ49の後にその出力(OUT49)に表われ、その時にNANDゲート50はその両方の入力において論理高レベルを有する。次いで、ラインDTDは、NANDゲート50を介しての伝播遅延δ50の後に、論理低レベルへ復帰する。
【0036】
図8に示した如く、且つ遅延回路30に関して上述したのと同様に、ラインDT及びDTDの論理OR(従って、ラインETD*上のアクティブ高パルス)は、ラインDT上のパルス期間と遅延回路30′を介しての伝播遅延δ30′との和である期間を有している。伝播遅延δ30′は、伝播遅延δ43,δ45,δ47,δ49,δ50の和である。例えば、インバータ43及びNANDゲート50に対する伝播遅延は1ナノ秒の程度であり、且つAND遅延段45,47,49に対する伝播遅延は2ナノ秒の程度であり、本発明のこの実施例に基づく加算回路20は、期間が3ナノ秒のラインDT上のアクティブ高パルスを受取ると、期間が11ナノ秒のラインETD*上のアクティブ高信号を発生する。上述したのと同様に、加算回路20における遅延回路30′は、各入力端子に対して遅延段を複製して設けることの必要性なしに、ETD信号パルスの期間を長くしている。従って、特に入力端子パッド近くの位置においてのレイアウト及び設計効率、及びパルス期間調節の容易性が改善されている。
【0037】
勿論、遅延回路30はその他の実施例に基づいて構成することも可能である。しかしながら、入力パルスが所望の長くされるパルスの期間の50%未満である場合には、単に同一期間の第二の遅延されたパルスではなく単一の長くされたパルスが発生されることを確保することに注意が払われねばならない。上述した遅延回路30,30′の好適実施例は、上述した如く、入力パルスの期間の100%をゆうに超えて遷移検知パルスを長くすることに効果的である。
【0038】
上述した本発明の好適実施例は、アドレスETD回路24a及び制御信号ETD回路24w,24eからのETDパルスの期間が適切なものであることを意図するものであり、従って加算回路20においてはそれを長くすることは行われない。勿論、より短いETDパルスが発生される場合には、アドレスETD回路24a及び制御信号ETD回路24w,24eの出力の幾つか又は全てを遅延回路30又は30′へ送給させることが可能であることに注意すべきである。このことは、アドレスETD回路24a及び制御信号ETD回路24w,24eにおける遅延要素の数を減少させることが可能な場合があるので、付加的なレイアウト及び設計効率を与える場合がある。
【0039】
更に別の実施例として、加算回路20は、上述したものよりも遅延回路30,30′においてより多くのプログラム可能な数の遅延段を有するように構成することが可能である。このことは、装置特性及びテスト機能が最適なETDパルス期間を選択することを可能とし、その場合に、レーザプログラミング、又は、別法として、マスクプログラミングを実施して、所望のETDパルス期間を得るために遅延段の所望の数を選択することが可能である。
【0040】
更に別の実施例としては、特に、極めて大型の集積回路チップの場合には、本発明に基づいて複数個の加算回路20を設けることも可能である。特にチップ寸法によって支配されるか、又は異なる動作サイクルに対して異なるETDパルス期間を与えることが必要である場合に、複数個の加算回路を集積回路内に設けることが可能である。
【0041】
何れの場合においても、本発明は、入力端子パッドの近くに位置しており且つそれと関連するETD回路が短い期間のパルスを供給することを可能とし、遅延要素を複数個配置させる従来技術の回路よりも必要とされるチップ面積を少なくするという重要な利点を提供している。中央加算回路は、全ての適宜の入力端子からの遷移に対してETDパルス期間の標準化を確保し、且つ複数個の入力端子に対して単一組の遅延段を使用することを可能とし、それによりレイアウト効率を更に改善している。ETDパルスの期間は、更に、マスク修正、フォーカストイオンビーム、ヒューズプログラミング、特別テストモード動作、及びその他の同様な技術によって、中央加算回路において容易に調節することが可能である。以上、本発明の具体的実施の態様について詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱することなしに種々の変形が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図1】加算回路と共にエッジ遷移検知回路の相対的な位置関係を示した従来の集積回路の概略平面図。
【図2a】従来技術に基づくエッジ遷移検知回路の概略図。
【図2b】図2aの従来の回路において使用される遅延段を示した概略図。
【図2c】図2aのものよりも一層短いパルスを発生する従来技術に基づくエッジ遷移検知回路を示した概略図。
【図3】本発明の好適実施例に基づくエッジ遷移・加算回路を示した概略図。
【図4】図3の加算回路とエッジ遷移検知回路との相対的位置関係を示した本発明の好適実施例に基づく集積回路を示した概略平面図。
【図5】本発明の好適実施例に基づく加算回路における遅延段を示した概略図。
【図6】図5の回路の動作を説明するのに有用なタイミング線図。
【図7】本発明の別の実施例に基づく加算回路における遅延段を示した概略図。
【図8】図7の回路の動作を説明するのに有用なタイミング線図。
【符号の説明】
20 加算回路
22a 入力端子(パッド)
22w 書込みイネーブル端子
22e チップイネーブル端子
24a アドレスETD回路
24w,24e 制御信号ETD回路
24d 入力データETD回路
100 集積回路
Claims (7)
- 集積回路において、
第1複数個の入力端子、
各々が前記第1複数個の入力端子の内の一つと関連しており且つ各々がそれと関連する入力端子における論理遷移に応答して出力にパルスを供給する第1複数個の遷移検知回路、
第2複数個の入力端子、
各々が前記第2複数個の入力端子の内の一つと関連しており且つ各々がそれと関連する入力端子における論理遷移に応答してパルスを発生する第2複数個の遷移検知回路、
各々が前記第1及び第2複数個の遷移検知回路の内の一つの出力へ接続されている複数個の入力を有しており、前記第1複数個の遷移検知回路の内の一つの出力におけるパルスに応答して前記第1複数個の遷移検知回路の内の一つの出力におけるパルスの期間よりも長い期間を有している加算遷移検知パルスを供給する加算回路、
を有しており、
前記加算回路が、
各々が前記第1複数個の遷移検知回路の内の一つの出力に結合されている複数個の入力を有しており、前記第1複数個の遷移検知回路の内の一つからのパルスの受取りに応答してその出力から出力信号を出力する第1論理回路、
前記第1論理回路の出力へ結合されており、前記第1論理回路の出力信号に応答して遅延され長期化されたパルスをその出力から出力する遅延回路、
各々が前記第2複数個の遷移検知回路の内の一つの出力へ結合されている複数個の入力を有しており、前記第2複数個の遷移検知回路の内の一つからのパルスの受取りに応答してその出力から出力信号を出力する第2論理回路、
前記第1論理回路と前記第2論理回路と前記遅延回路とに結合されており、前記第1論理回路からの前記出力信号か、前記第2論理回路からの前記出力信号か、又は前記遅延回路から出力される前記遅延され長期化されたパルスのいずれかに応答して前記加算遷移検知パルスを発生する出力回路、
を有していることを特徴とする集積回路。 - 請求項1において、前記第1複数個の入力端子が前記集積回路の複数個の端部近くに配設されており、且つ前記複数個の遷移検知回路の各々がそれと関連する入力端子の近くに位置されていることを特徴とする集積回路。
- 請求項1において、前記加算遷移検知パルスは本集積回路の動作サイクルを開始させるために使用されることを特徴とする集積回路。
- 請求項3において、本集積回路がメモリを有しており、且つ前記加算遷移検知パルスは前記メモリのアクセスを開始させるために使用されることを特徴とする集積回路。
- 請求項1において、前記第1複数個の入力端子が本集積回路の入力データ端子を包含していることを特徴とする集積回路。
- 請求項1において、前記第2複数個の入力端子が本集積回路のアドレス端子を包含していることを特徴とする集積回路。
- 集積回路において、
第1複数個の入力端子、
各々が前記第1複数個の入力端子の内の一つと関連しており且つ各々がそれと関連する入力端子における論理遷移に応答して出力からパルスを出力する第1複数個の遷移検知回路、
各々が前記第1複数個の遷移検知回路の内の一つの出力へ接続されている複数個の入力を有しており、前記第1複数個の遷移検知回路の内の一つの出力におけるパルスに応答して前記第1複数個の遷移検知回路の内の一つの出力における前記パルスの期間よりも長い期間を有している加算遷移検知パルスを供給する加算回路、
を有しており、
前記加算回路が、
各々が前記第1複数個の遷移検知回路の内の一つの出力へ結合している複数個の入力を有しており、前記第1複数個の遷移検知回路の内の一つからのパルスを受取ることに応答してその出力から出力信号を出力する第1論理回路、
前記第1論理回路の出力へ結合しており、前記第1論理回路の出力信号に応答してその出力に遅延され長期化されたパルスを出力させ、各々が第1及び第2入力を具備している一連の遅延段であってその内の第1の遅延段がその第1及び第2入力を前記第1論理回路の出力へ結合しておりその他の各遅延段はその第1入力を先行する遅延段の出力へ結合しており且つその第2入力を前記第1論理回路の出力へ結合している一連の遅延段を有している遅延回路、
前記第1論理回路と前記一連の遅延段の最後の遅延段の出力とに結合されており、前記第1論理回路からの前記出力信号か又は前記遅延回路から出力される前記遅延され長期化されたパルスのいずれかに応答して前記加算遷移検知パルスを発生する出力回路、
を有していることを特徴とする集積回路。
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