JP3542313B2 - 半導体スイッチング素子の駆動方法及び電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電源装置におけるスイッチング素子の駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、複数のコンバータを並列冗長運転する場合は逆流防止のため、各コンバータはダイオードを介して負荷に接続される。しかしダイオードは順電圧降下が高いので電力損失が大きく、この対策としてＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子を使用する。この場合、冗長系に追加するコンバータを、完全に起動が済んで電圧を確立した後にＭＯＳＦＥＴをオンして並列接続すれば問題ないが、活線挿抜する場合は自コンバータの電圧検出の誤差等を考慮すると電圧が冗長系より低い電圧でＭＯＳＦＥＴをオン，オフせざるを得ない。しかしこの場合は冗長系から起動コンバータのコンデンサに瞬時に大きな充電電流が流れ、負荷電圧が大きく変動する。
【０００３】
さらにＭＯＳＦＥＴを使用した場合にコンバータが故障した時もコンバータの電圧が徐々に低下するので、冗長系より故障コンバータの電圧が小さくなり、ＭＯＳＦＥＴをオフするための検出電圧まではＭＯＳＦＥＴを通して冗長系から故障コンバータに逆電流が流れ、負荷電圧を大きく変動させる原因となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
故障電源を取り替えて起動する場合および電源が故障した場合に、前述のようにＭＯＳＦＥＴをオンするときに冗長系の電流を乱し、負荷電圧の電圧変動を招いてノイズが発生する。
【０００５】
本発明は、上記のような問題点を考慮してなされたものであり、電源装置に用いられる半導体スイッチング素子を逆電流防止時などに高信頼でスイッチングできる駆動方法を提供する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明による半導体スイッチング素子の駆動方法においては、電源装置に用いられる半導体スイッチング素子をオンする場合、いきなりオン動作させず、非飽和状態を経て徐々にオンさせる。
【０００７】
さらに具体的には、半導体スイッチング素子をターンオンする場合、電源装置の出力電圧または出力電流が第１の基準値以上では出力電圧または出力電流と第１の基準値の差に比例して徐々に半導体スイッチング素子を非飽和領域で動作させる。さらに、好ましくは、出力電圧または出力電流が増大して第２の基準値以上となるとき、半導体スイッチング素子が飽和領域において十分にオン動作させる。
【０００８】
また、本発明による他の駆動方法においては、電源装置用の半導体スイッチング素子を、電源装置の起動時に、出力電圧または出力電流と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を半導体スイッチング素子に与える。さらに、出力電圧または出力電流が、第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降において、第１の制御信号以上の大きさの第２の制御信号を半導体スイッチング素子に与える。
【０００９】
本発明による駆動方法によれば、半導体スイッチング素子がターンオン開始時に電流を限流するため、負荷変動の変動を引き起こすほどの急激な電流の増大が防止される。なお、電源装置において、電力を出力するための半導体スイッチング素子のオン，オフを制御する制御回路に、本発明による駆動方法を取り込めば、電源装置の信頼性が向上する。
【００１０】
なお、半導体スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ），ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ） などの絶縁ゲート型トランジスタや、バイポーラトランジスタなど、各種の半導体素子が適用される。また、電源装置において、半導体スイッチング素子は、並列運転する際の逆流防止や各種の電力制御など、さまざまな用途に適用される。また、電源装置としては、コンバータ，インバータ，スイッチング電源など、各種の電力変換装置及び電力制御装置が適用される。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の１実施例を図１に示す。この実施例は図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータの並列冗長運転用コンバータ内部構成図である。図７は３台のコンバータの並列冗長運転例で、各コンバータは逆流防止用のＭＯＳＦＥＴ Ｑを介して負荷Ｌｏに接続されている。更に各コンバータは電流バランス制御用の端子ＣＬで接続している。
図１の基本構成はフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータでトランスＴＦの１次側に主スイッチＱ１を介してＤＣ電圧Ｖｉを印加する。主スイッチＱ１は、トランスＴＦの２次側の破線で示した制御回路ＣＩＣにより、スイッチング制御される。トランスの２次側主回路は、整流平滑用としてダイオードＤ１，Ｄ２及びインダクタンスＬ１，コンデンサＣ１及び逆流防止用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ 、及びダイオード
Ｄ３（ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの場合もある）、電流検出用抵抗Ｒｃｄを備える。このような回路により、主スイッチＱ１がある周波数でオンオフするとスイッチングの周期に対するオンの比である通流比に比例した電圧がトランスの２次側に得られる。この電圧をダイオードＤ１で整流し、インダクタンスＬ１を通してコンデンサＣ１に充電する。主スイッチＱ１がオフし、１次電圧が零になると２次電圧が逆方向となるので、ダイオードＤ１は逆バイアスされオフとなり、インダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されるため、電流はコンデンサ
Ｃ１とダイオードＤ２を通して流れ続ける。このようにして整流平滑が行われ、コンデンサの電圧はリプルの少ない直流電圧となり、この電圧で負荷Ｌｏを駆動する。
【００１２】
次に制御回路ＣＩＣの逆流防止動作を説明する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ とダイオードＤ３を並列接続し、これを電流検出用の抵抗Ｒｃｄと直列接続してコンバータ出力の負極側に接続する。電流検出用の抵抗Ｒｃｄの両端をアンプＯＰ４に接続するが、図示のようにグランドＧＮＤ側を＋入力，反対側は抵抗Ｒ９を介して−入力に接続する。アンプＯＰ４の−入力と出力間には抵抗Ｒ８を接続し、利得Ｒ８／
Ｒ９の増幅器を構成する。更に比較器ＣＯＭ４の＋入力はアンプＯＰ４の出力に接続し、比較器ＣＯＭ４の−入力は基準電圧Ｅ４に接続している。アンプＯＰ４と比較器ＣＯＭ４の出力はダイオードＤ６及びＤ７を介してＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ のゲートに接続する。このような構成でこのコンバータが起動すると、他の冗長系のコンバータで駆動中の負荷の電圧Ｖｏに対して出力電圧の低い間はＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ もオフ状態なのでダイオードＤ３により、他の冗長系からコンデンサＣ１の充電電流は阻止される。起動が進みコンバータの電圧が負荷の電圧Ｖｏ以上になるとダイオードＤ３が順バイアスされて電流が流れ始める。この電流がアンプＯＰ４で増幅され、アンプＯＰ４の出力電圧が第１の基準値であるダイオードＤ６の順電圧以上になると、この電流の大きさに比例して、アンプＯＰ４の出力電圧が大きくなる。このアンプＯＰ４の出力電圧が、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の第１の制御信号（ゲート信号）となり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート電圧を上昇させる。このため、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が非飽和状態で徐々に導通を始め、ダイオードＤ３から徐々に電流がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に移り始めるので、ダイオードＤ３の順電圧降下が下がる。起動コンバータの電流が更に大きくなり、アンプＯＰ４の出力電圧が第２の基準値Ｅ４以上になると比較器ＣＯＭ４の出力がオンとなって、この出力がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２に第２の制御信号（ゲート信号）として与えられる。比較器ＣＯＭ４の出力は、第１の制御信号以上の大きさに設定されているので、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２を十分にオンする。このとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２は飽和領域で動作し、電流はダイオードＤ３からＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に十分に移り起動を完了する。
【００１３】
制御回路における、上記のような逆流防止動作によれば、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ が、コンバータを起動するとき、ターンオン開始時に電流を限流するため、負荷変動の変動を引き起こすほどの急激な電流の増大が防止される。従って、コンバータの信頼性が向上する。なお、これらの効果は、上記のような第１及び第２の制御信号であれば、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ が非飽和領域や飽和領域から多少ずれた領域で動作しても、得られる。
【００１４】
次に出力電圧を一定に制御するため、電圧制御系が必要である。この構成は、出力電圧を検出するため、抵抗Ｒ１とＲ２をコンデンサＣ１の両端に接続し、その中点より検出電圧Ｖｄを得る、これと基準電圧Ｅｒを加算器Ａｄで比較し、基準電圧Ｅｒよりも検出電圧Ｖｄが低い場合はその差分に比例した誤差電圧をＰＷＭ変換器ＰＷＭに入力し、ＰＷＭ変換器ＰＷＭで誤差電圧に応じてＤｕｔｙを増加したパルス電圧を出力する。この出力を、フォトカプラＰｈｃ等の絶縁手段を介して、トランスＴＦの１次側主スイッチＱ１に制御信号として与え、Ｑ１を駆動する。このようにして出力電圧を上昇させ、基準電圧Ｅｒと検出電圧Ｖｄが一致するようにコンバータを制御する。これにより出力電圧Ｖｏを希望値に制御できる。ここでは第１の基準値をダイオードＤ６の電圧として固定としたが、調整可能な電圧源を用いて第１の基準値を調整可能にしても良い。当然第２の基準値
Ｅ４も調整可能な電圧源を用いて調整可能にしても良い。
【００１５】
更に並列冗長運転のための電流バランス制御のために、電流増幅アンプＰＯ４の出力をアンプＯＰ２の＋入力と抵抗Ｒ１０を介してアンプＯＰ３の−入力に接続する。アンプＯＰ２の出力はダイオードＤ５を介して−入力側とアンプＯＰ３の＋入力及び電流制御ライン端子ＣＬに接続する。アンプＯＰ３の出力は加算器Ａｄの＋入力と抵抗Ｒ１１を介して加算器Ａｄの−入力に接続している。加算器Ａｄの＋入力には基準電圧Ｅｒを接続し、加算器Ａｄの他の−入力にはコンバータのコンデンサＣ１の電圧（ほぼ出力電圧）を抵抗Ｒ１とＲ２で分圧して加える。加算器Ａｄの出力はフォトカプラＰｈｃを介して絶縁してコンバータ主スイッチＱ１のゲートに接続する。このような構成で冗長運転する他のコンバータの内、最大電流を出力しているコンバータの出力電流値が電流制御ライン端子ＣＬより得られ、この値と自コンバータの電流値をアンプＯＰ２で比較し、その大きいほうを電流制御ライン端子ＣＬへ出力する。従って電流制御ライン端子ＣＬには常に並列運転コンバータ中の最大電流値が存在する。アンプＯＰ３も同じように自コンバータの電流値と最大電流値の差をＲ１１／Ｒ１０のゲインで増幅してその誤差出力を加算器Ａｄで基準値Ｅｒに加算する。いま最大値より自コンバータの電流が小さいとアンプＯＰ３の出力が大きくなり、加算器の出力も増加するので、ＰＷＭの出力Ｄｕｔｙを増加させ、その結果、自コンバータの電圧が若干高くなり、自コンバータの電流分担を増加させる。このようにして、各コンバータは電流をバランスさせる方式を最大電流追従制御と仮称する。
【００１６】
次に過電流保護機能を説明する。比較器ＣＯＭ１の−入力には基準電圧Ｅ３を接続し、＋入力にはコンバータの電流値であるアンプＯＰ４の出力を接続する。比較器ＣＯＭ１の出力は保持回路Ｈｊを介してＰＷＭに接続する。コンバータの電流が小さな間は比較器ＣＯＭ１の出力はＬ（Ｌｏｗ）レベルで保持回路Ｈｊの出力もＬレベルなので、ＰＷＭの動作は加算器Ａｄの出力で動作する。しかし、何らかの原因で電流が異常に大きくなり、過電流基準値である基準電圧Ｅ３以上になると比較器ＣＯＭ１の出力がＨ（Ｈｉｇｈ）レベルとなり、保持回路Ｈｊの出力もＨレベルに保たれるので、ＰＷＭはその出力を停止し、主スイッチＱ１をオフにし続ける。リセットは図示しないが保持回路Ｈｊの復帰スイッチで行う。またこの構成において、自コンバータの電流が流れ始めたことを検出した後、
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ を非飽和領域の通過時間を意識的に長くするようにオンさせると共に自コンバータの電流が負荷に電流を供給する時と逆に流れたことを検出してオンに比べて非飽和領域を通過する時間が短くなるようにＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ をオフさせるように制御することも可能である。
【００１７】
図１は以上のように動作するので、並列冗長運転中の活線挿抜に対しても自動的に冗長系に復帰でき、冗長系の電圧変動を少なく出来る。さらに図示のようにＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ と電流検出用抵抗Ｒｃｄをコンバータ出力の負極側に配置することにより、図示破線内の制御回路ＣＩＣはフォトカプラ以外は全て低電圧であり、電流検出の絶縁も必要なく、簡単にモノリシックＩＣに出来る利点が有る。また制御回路ＣＩＣはトランスの２次側の負電圧側に配置されており、主スイッチＱ１をドライブする信号のみ絶縁すればよく、フォトカプラを使用せればノイズの影響も最小に出来、簡単で安価な回路を構成できる。
【００１８】
次に他の実施例を図２で説明する。図１の実施例と異なる点は、電流検出をＭＯＳＦＥＴによって行う点である。制御回路は図１と同様であるため、図２には、主に逆流防止用ＭＯＳＦＥＴの制御回路部分を示し、他の回路部分は図示を省略している。なお、図１と同じ記号は同じ動作を行うものである。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ を電流検出の機能付きのＭＯＳＦＥＴ Ｑ２＋Ｑ２ｓで構成する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｓはＱ２に相似で、Ｑ２に比べてサイズ数十分の１と小さなＭＯＳＦＥＴ であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｓの電流はＱ２の電流に比例し、その数十分の１となる。このような素子を図示のように並列接続する。具体的には同一半導体チップ内に収められている。電流検出用のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｓのソースに電流検出用の抵抗Ｒｃｄの一端子を接続し、抵抗Ｒｃｄの他端子を
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のソースに接続する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｓに接続される電流検出用抵抗Ｒｃｄの一端子を、アンプＯＰ４の−入力に接続する。Ｒｃｄの他端子及びアンプＯＰ４の＋入力はグランド電位に接続される。アンプＯＰ４の出力はダイオードＤ６のアノード及び比較器ＣＯＭ４とＣＯＭ１の＋入力に接続し、ダイオードＤ６のカソードはＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ ＋Ｑ２ｓのゲートに、比較器ＣＯＭ４とＣＯＭ１の−入力はそれぞれ基準電圧であるＥ４とＥ３に接続する。
【００１９】
本実施例の動作は図１の実施例と同様である。すなわち、コンバータの起動時は電圧が低く、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓが逆バイアスされており電流は流れない。電圧が上昇し冗長系の負荷電圧Ｖｏに近づくと、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓを通して電流が流れ始める。この電流を抵抗Ｒｃｄで検出してアンプＯＰ４で増幅し、図１と同様にこの電流がアンプＯＰ４で増幅され、アンプＯＰ４の出力電圧が第１の基準値であるダイオードＤ６の順電圧以上になると、この電流の大きさにより、アンプＯＰ４の出力電圧が大きくなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ ，Ｑ２ｓのゲート電圧が上昇するので、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓが非飽和状態で徐々に導通を始め、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓから徐々に電流がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓに移り始めるので、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓの順電圧降下も下がる。起動コンバータの電流が更に大きくなり、アンプＯＰ４の出力電圧が第２の基準値Ｅ４以上になると比較器ＣＯＭ４の出力がオンとなってＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓが十分にオンし、電流はダイオードＤ３，Ｄ３ｓからＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓに十分に移り起動が完了する。電流が小さくなればアンプＯＰ４の出力も小さくなり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２およびＱ２ｓがオフするが、何らかの故障で逆電流が流れた場合は保護回路が動作する。
【００２０】
本実施例によれば、図１で示した制御回路ＣＩＣを１チップで構成する場合にこのＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓを内蔵すれば回路構成が簡単になり、ノイズにも強く出来る。
【００２１】
次にその他の実施例を図３に示す。この例は逆流防止の制御を自コンバータの電圧から判定する例である。図１と同じ記号は同じ動作をする。従って電圧制御，電流バランス制御，過電流保護機能は図１と同じである。逆流防止の制御においては、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された自コンバータの電圧を抵抗Ｒ１，
Ｒ２の接続点から得る。抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点は、抵抗Ｒ３を介してアンプ
ＯＰ１の＋入力に接続され、さらにダイオードＤ４を介して比較器ＣＯＭ２の出力に接続される。アンプＯＰ１の−入力は、抵抗Ｒ４を介して基準電圧Ｅ１に接続され、かつ抵抗Ｒ５を介してアンプＯＰ１の出力と接続される。
【００２２】
抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の出力は零以下であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はオフ状態を維持する。自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上になるとアンプＯＰ１の出力は正方向になり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はアンプＯＰ１の出力に応じて非飽和状態のオンになる。自コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ は飽和状態に近づき、自コンバータの分圧電圧がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ によって決まる第２の基準値以上になると十分にオンになる。電流は始めダイオードＤ３に多く次第にＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ にスムーズに移行するように流れ、あるところで電流はほとんどＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に流れるようになる。また何らかの影響で、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に逆電流が流れた場合は電流検出抵抗Ｒｃｄを介して比較器ＣＯＭ２で逆電流を検出し、ダイオードＤ４を介した比較器ＣＯＭ２の出力でアンプＯＰ１の＋入力を短絡することで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオフさせて逆電流を防ぐ。
【００２３】
図４はその他の実施例であり、逆流防止ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をコンバータ出力の正極側に設けた例である。図３と同じ記号は同じで動作をする。図３と異なる構成は、前記した逆流防止ＭＯＳＦＥＴの配置のほかに逆流防止制御のために第２の基準値Ｅ２と比較する比較器ＣＯＭ３を追加したことである。抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点は抵抗Ｒ３を介してアンプＯＰ１の＋入力と比較器ＣＯＭ３の＋入力に接続する。比較器ＣＯＭ３の−入力は抵抗Ｒ１２を介して基準値Ｅ２に接続され、かつ抵抗Ｒ１３を介して比較器ＣＯＭ３の出力に接続する。比較器ＣＯＭ３及びアンプＯＰ１の出力は、それぞれダイオードＤ７，Ｄ６を介してＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ のゲートに接続する。
【００２４】
図４の実施例においては、自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の出力は零以下であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はオフ状態を維持する。自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上になるとアンプＯＰ１の出力は正方向になり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はアンプ０Ｐ１の出力に応じて非飽和状態のオンになる。自コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ は飽和状態のオンに近づく。自コンバータの分圧電圧が更に増加して第２の基準値Ｅ２以上になると比較器ＣＯＭ３の出力がＨレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ が十分にオンする。なお、本実施例では、電流センサＣＤによって出力電流を検出する。また、逆電流が流れた場合の動作やその他は図３と同じである。本実施例は、一般的なコンバータの構成に応用できる。
【００２５】
図５はその他の実施例で逆流防止ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ をコンバータ出力の正極側に設け、平滑用のインダクタンスＬを負極側に設けた例である。図３，図４と同じ記号は同じ制御動作を行う。電流バランス制御の構成はアンプＯＰ３を省略し、アンプＯＰ２を兼用して、アンプＯＰ２の出力は加算器Ａｄに−入力として与えている。
【００２６】
本実施例の逆流防止の動作は、図３の実施例と同様である。すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の出力は零以下であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はオフ状態を維持する。自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上になるとアンプＰＯ１の出力は正方向になり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はアンプＰＯ１の出力に応じて非飽和状態のオンになる。自コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ は飽和状態のオンに近づき、自コンバータの分圧電圧がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ によって決まる第２の基準値以上になると十分にオンになる。電流は始めダイオードＤ３に多く次第にＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ にスムーズに移行するように流れ、あるところで電流はほとんどＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に流れるようになる。また何らかの影響で、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に逆電流が流れた場合は電流検出抵抗Ｒｃｄを介して比較器ＣＯＭ２で逆電流を検出し、ダイオードＤ４を介した比較器ＣＯＭ２の出力でアンプＯＰ１の＋入力を短絡することで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオフさせて逆電流を防ぐ。
【００２７】
また図５の実施例では、自コンバータの電流が並列運転の最大値より小さい場合は、アンプＯＰ２の出力が小さくなり、加算器Ａｄで基準値Ｅｒより引き算する値が減るので、結果的にはＰＷＭ変換器ＰＷＭの入力を増加し、ＰＷＮ変換器ＰＷＭのＤｕｔｙを増加し、自コンバータの電圧を若干増加し、電流を増すようにして電流をバランスさせる。また、過電流保護回路は比較器ＣＯＭの出力を保持回路Ｍｃ及び抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴ１を駆動し、主スイッチ素子ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートを短絡してオフし、過電流を阻止する。これにより、回路が小型化し、保護回路の分散により信頼性が向上する。
【００２８】
図６はその他の実施例で、逆流防止ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ 及び平滑用のインダクタンスＬを共に負極側に設けた例である。図３，図４，図５の同じ記号の構成は同じ動作を行う。従って、逆流防止の動作も図３と同じ動作である。
【００２９】
図７は、本発明による駆動方法によって駆動される並列冗長電源の実施例である。３台のＤＣ／ＤＣコンバータが並列冗長運転される。各ＤＣ／ＤＣコンバータは平滑コンデンサＣの負荷側に逆流防止ＭＯＳＦＥＴ Ｑを接続して負荷を接続する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑは、図１〜図６で説明した制御回路及び駆動方法によって制御される。なお、本図では制御回路の図示は省略されている。さらに各コンバータは最大電流追従方式の電流バランス制御を電流制御ラインＣＬで接続して電流制御を行っている。
【００３０】
図８は本発明による並列冗長電源のその他の実施例を示し、電池装置を並列運転した例である。電池装置Ｂｓｙ１〜２は直流電源Ｖから充電制御回路Ｃｈｊを経てバッテリＢｔに接続してバッテリの充電を行う。バッテリＢｔは逆流防止用ＭＯＳＦＥＴ Ｑを介して負荷に接続される。図示及び説明は省略するが、逆流防止用ＭＯＳＦＥＴ Ｑの制御回路及び駆動方法は図１〜図６実施例と同様である。
【００３１】
図９は交流スイッチ装置を備える電源装置に本発明を適用した実施例である。交流電源ＡＣからインダクタンスＬ１０を介してＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１及びＱ１２を直列接続して、負荷Ｌｄに電力を供給する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１及びＱ１２をオフ状態からターンオンする場合は、図１〜図６で説明したように、オフ状態から非飽和オン状態を経て飽和オン状態になるように制御する。なお、図９では制御回路の図示は省略している。制御タイミングは交流電源ＡＣに同期して行う。電流が流れている時のスイッチオフや、電圧がかかっている時のスイッチオン等に電流をスムースにオンオフできる。本実施例によれば、交流スイッチ装置の電力損失が低減する。
【００３２】
図１０は、本発明を三相交流の全波整流するためのコンバータに適用した実施例である。三相電源３Ｃｎを入力する三相ブリッジ回路がスイッチＱ２０〜Ｑ２５及びダイオードＤ２０〜Ｄ２５により図示のように構成される。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２０ 〜Ｑ２５は図１〜図６で説明したような制御回路及び駆動方法によって制御される。三相全波整流の６０度ごとの制御タイミングで、オンするＭＯＳＦＥＴ Ｑ２０〜Ｑ２５を切り替える。全波整流された直流を含んだ脈流は、インダクタンスＬ２０とコンデンサＣ２０で平滑され、負荷Ｌｏに直流電力を与える。本実施例によれば、ダイオードからＭＯＳＦＥＴへの電流移行がスムースになるので、ダイオードのリカバリによる短絡電流を抑える。したがって、三相ＡＣ／ＤＣコンバータにおけるノイズが低減する。
【００３３】
【発明の効果】
本発明によれば、電源装置において発生するノイズまたは電力損失が低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施例を示す。
【図２】本発明の他の実施例を示す。
【図３】本発明のその他の実施例を示す。
【図４】本発明のその他の実施例を示す。
【図５】本発明のその他の実施例を示す。
【図６】本発明のその他の実施例を示す。
【図７】本発明をコンバータの並列運転に適用した実施例を示す。
【図８】本発明を電池装置の並列運転に適用した実施例を示す。
【図９】本発明を交流スイッチに適用した実施例を示す。
【図１０】本発明を３相交流の整流に適用した実施例を示す。
【符号の説明】
Ｑ１…主スイッチング素子、ＴＦ…トランス、Ｄ１，Ｄ２…整流平滑ダイオード、Ｌ…平滑用インダクタンス、Ｃ…平滑用コンデンサ、Ｑ２…逆流防止ＭＯＳＦＥＴ、Ｄ３…ダイオード、Ｌｏ…負荷、Ｒｃｄ…電流検出用抵抗、ＣＤ…電流センサ、ＯＰ１〜ＯＰ４…アンプ、ＣＯＭ１〜ＣＯＭ４…比較器、Ａｄ…加算器、ＰＷＭ…ＰＷＭ変換器、Ｈｊ…保持回路、Ｐｈｃ…レベル。
【発明の属する技術分野】
本発明は電源装置におけるスイッチング素子の駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、複数のコンバータを並列冗長運転する場合は逆流防止のため、各コンバータはダイオードを介して負荷に接続される。しかしダイオードは順電圧降下が高いので電力損失が大きく、この対策としてＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子を使用する。この場合、冗長系に追加するコンバータを、完全に起動が済んで電圧を確立した後にＭＯＳＦＥＴをオンして並列接続すれば問題ないが、活線挿抜する場合は自コンバータの電圧検出の誤差等を考慮すると電圧が冗長系より低い電圧でＭＯＳＦＥＴをオン，オフせざるを得ない。しかしこの場合は冗長系から起動コンバータのコンデンサに瞬時に大きな充電電流が流れ、負荷電圧が大きく変動する。
【０００３】
さらにＭＯＳＦＥＴを使用した場合にコンバータが故障した時もコンバータの電圧が徐々に低下するので、冗長系より故障コンバータの電圧が小さくなり、ＭＯＳＦＥＴをオフするための検出電圧まではＭＯＳＦＥＴを通して冗長系から故障コンバータに逆電流が流れ、負荷電圧を大きく変動させる原因となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
故障電源を取り替えて起動する場合および電源が故障した場合に、前述のようにＭＯＳＦＥＴをオンするときに冗長系の電流を乱し、負荷電圧の電圧変動を招いてノイズが発生する。
【０００５】
本発明は、上記のような問題点を考慮してなされたものであり、電源装置に用いられる半導体スイッチング素子を逆電流防止時などに高信頼でスイッチングできる駆動方法を提供する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明による半導体スイッチング素子の駆動方法においては、電源装置に用いられる半導体スイッチング素子をオンする場合、いきなりオン動作させず、非飽和状態を経て徐々にオンさせる。
【０００７】
さらに具体的には、半導体スイッチング素子をターンオンする場合、電源装置の出力電圧または出力電流が第１の基準値以上では出力電圧または出力電流と第１の基準値の差に比例して徐々に半導体スイッチング素子を非飽和領域で動作させる。さらに、好ましくは、出力電圧または出力電流が増大して第２の基準値以上となるとき、半導体スイッチング素子が飽和領域において十分にオン動作させる。
【０００８】
また、本発明による他の駆動方法においては、電源装置用の半導体スイッチング素子を、電源装置の起動時に、出力電圧または出力電流と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を半導体スイッチング素子に与える。さらに、出力電圧または出力電流が、第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降において、第１の制御信号以上の大きさの第２の制御信号を半導体スイッチング素子に与える。
【０００９】
本発明による駆動方法によれば、半導体スイッチング素子がターンオン開始時に電流を限流するため、負荷変動の変動を引き起こすほどの急激な電流の増大が防止される。なお、電源装置において、電力を出力するための半導体スイッチング素子のオン，オフを制御する制御回路に、本発明による駆動方法を取り込めば、電源装置の信頼性が向上する。
【００１０】
なお、半導体スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ），ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ） などの絶縁ゲート型トランジスタや、バイポーラトランジスタなど、各種の半導体素子が適用される。また、電源装置において、半導体スイッチング素子は、並列運転する際の逆流防止や各種の電力制御など、さまざまな用途に適用される。また、電源装置としては、コンバータ，インバータ，スイッチング電源など、各種の電力変換装置及び電力制御装置が適用される。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の１実施例を図１に示す。この実施例は図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータの並列冗長運転用コンバータ内部構成図である。図７は３台のコンバータの並列冗長運転例で、各コンバータは逆流防止用のＭＯＳＦＥＴ Ｑを介して負荷Ｌｏに接続されている。更に各コンバータは電流バランス制御用の端子ＣＬで接続している。
図１の基本構成はフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータでトランスＴＦの１次側に主スイッチＱ１を介してＤＣ電圧Ｖｉを印加する。主スイッチＱ１は、トランスＴＦの２次側の破線で示した制御回路ＣＩＣにより、スイッチング制御される。トランスの２次側主回路は、整流平滑用としてダイオードＤ１，Ｄ２及びインダクタンスＬ１，コンデンサＣ１及び逆流防止用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ 、及びダイオード
Ｄ３（ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの場合もある）、電流検出用抵抗Ｒｃｄを備える。このような回路により、主スイッチＱ１がある周波数でオンオフするとスイッチングの周期に対するオンの比である通流比に比例した電圧がトランスの２次側に得られる。この電圧をダイオードＤ１で整流し、インダクタンスＬ１を通してコンデンサＣ１に充電する。主スイッチＱ１がオフし、１次電圧が零になると２次電圧が逆方向となるので、ダイオードＤ１は逆バイアスされオフとなり、インダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されるため、電流はコンデンサ
Ｃ１とダイオードＤ２を通して流れ続ける。このようにして整流平滑が行われ、コンデンサの電圧はリプルの少ない直流電圧となり、この電圧で負荷Ｌｏを駆動する。
【００１２】
次に制御回路ＣＩＣの逆流防止動作を説明する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ とダイオードＤ３を並列接続し、これを電流検出用の抵抗Ｒｃｄと直列接続してコンバータ出力の負極側に接続する。電流検出用の抵抗Ｒｃｄの両端をアンプＯＰ４に接続するが、図示のようにグランドＧＮＤ側を＋入力，反対側は抵抗Ｒ９を介して−入力に接続する。アンプＯＰ４の−入力と出力間には抵抗Ｒ８を接続し、利得Ｒ８／
Ｒ９の増幅器を構成する。更に比較器ＣＯＭ４の＋入力はアンプＯＰ４の出力に接続し、比較器ＣＯＭ４の−入力は基準電圧Ｅ４に接続している。アンプＯＰ４と比較器ＣＯＭ４の出力はダイオードＤ６及びＤ７を介してＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ のゲートに接続する。このような構成でこのコンバータが起動すると、他の冗長系のコンバータで駆動中の負荷の電圧Ｖｏに対して出力電圧の低い間はＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ もオフ状態なのでダイオードＤ３により、他の冗長系からコンデンサＣ１の充電電流は阻止される。起動が進みコンバータの電圧が負荷の電圧Ｖｏ以上になるとダイオードＤ３が順バイアスされて電流が流れ始める。この電流がアンプＯＰ４で増幅され、アンプＯＰ４の出力電圧が第１の基準値であるダイオードＤ６の順電圧以上になると、この電流の大きさに比例して、アンプＯＰ４の出力電圧が大きくなる。このアンプＯＰ４の出力電圧が、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の第１の制御信号（ゲート信号）となり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート電圧を上昇させる。このため、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が非飽和状態で徐々に導通を始め、ダイオードＤ３から徐々に電流がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に移り始めるので、ダイオードＤ３の順電圧降下が下がる。起動コンバータの電流が更に大きくなり、アンプＯＰ４の出力電圧が第２の基準値Ｅ４以上になると比較器ＣＯＭ４の出力がオンとなって、この出力がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２に第２の制御信号（ゲート信号）として与えられる。比較器ＣＯＭ４の出力は、第１の制御信号以上の大きさに設定されているので、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２を十分にオンする。このとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２は飽和領域で動作し、電流はダイオードＤ３からＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に十分に移り起動を完了する。
【００１３】
制御回路における、上記のような逆流防止動作によれば、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ が、コンバータを起動するとき、ターンオン開始時に電流を限流するため、負荷変動の変動を引き起こすほどの急激な電流の増大が防止される。従って、コンバータの信頼性が向上する。なお、これらの効果は、上記のような第１及び第２の制御信号であれば、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ が非飽和領域や飽和領域から多少ずれた領域で動作しても、得られる。
【００１４】
次に出力電圧を一定に制御するため、電圧制御系が必要である。この構成は、出力電圧を検出するため、抵抗Ｒ１とＲ２をコンデンサＣ１の両端に接続し、その中点より検出電圧Ｖｄを得る、これと基準電圧Ｅｒを加算器Ａｄで比較し、基準電圧Ｅｒよりも検出電圧Ｖｄが低い場合はその差分に比例した誤差電圧をＰＷＭ変換器ＰＷＭに入力し、ＰＷＭ変換器ＰＷＭで誤差電圧に応じてＤｕｔｙを増加したパルス電圧を出力する。この出力を、フォトカプラＰｈｃ等の絶縁手段を介して、トランスＴＦの１次側主スイッチＱ１に制御信号として与え、Ｑ１を駆動する。このようにして出力電圧を上昇させ、基準電圧Ｅｒと検出電圧Ｖｄが一致するようにコンバータを制御する。これにより出力電圧Ｖｏを希望値に制御できる。ここでは第１の基準値をダイオードＤ６の電圧として固定としたが、調整可能な電圧源を用いて第１の基準値を調整可能にしても良い。当然第２の基準値
Ｅ４も調整可能な電圧源を用いて調整可能にしても良い。
【００１５】
更に並列冗長運転のための電流バランス制御のために、電流増幅アンプＰＯ４の出力をアンプＯＰ２の＋入力と抵抗Ｒ１０を介してアンプＯＰ３の−入力に接続する。アンプＯＰ２の出力はダイオードＤ５を介して−入力側とアンプＯＰ３の＋入力及び電流制御ライン端子ＣＬに接続する。アンプＯＰ３の出力は加算器Ａｄの＋入力と抵抗Ｒ１１を介して加算器Ａｄの−入力に接続している。加算器Ａｄの＋入力には基準電圧Ｅｒを接続し、加算器Ａｄの他の−入力にはコンバータのコンデンサＣ１の電圧（ほぼ出力電圧）を抵抗Ｒ１とＲ２で分圧して加える。加算器Ａｄの出力はフォトカプラＰｈｃを介して絶縁してコンバータ主スイッチＱ１のゲートに接続する。このような構成で冗長運転する他のコンバータの内、最大電流を出力しているコンバータの出力電流値が電流制御ライン端子ＣＬより得られ、この値と自コンバータの電流値をアンプＯＰ２で比較し、その大きいほうを電流制御ライン端子ＣＬへ出力する。従って電流制御ライン端子ＣＬには常に並列運転コンバータ中の最大電流値が存在する。アンプＯＰ３も同じように自コンバータの電流値と最大電流値の差をＲ１１／Ｒ１０のゲインで増幅してその誤差出力を加算器Ａｄで基準値Ｅｒに加算する。いま最大値より自コンバータの電流が小さいとアンプＯＰ３の出力が大きくなり、加算器の出力も増加するので、ＰＷＭの出力Ｄｕｔｙを増加させ、その結果、自コンバータの電圧が若干高くなり、自コンバータの電流分担を増加させる。このようにして、各コンバータは電流をバランスさせる方式を最大電流追従制御と仮称する。
【００１６】
次に過電流保護機能を説明する。比較器ＣＯＭ１の−入力には基準電圧Ｅ３を接続し、＋入力にはコンバータの電流値であるアンプＯＰ４の出力を接続する。比較器ＣＯＭ１の出力は保持回路Ｈｊを介してＰＷＭに接続する。コンバータの電流が小さな間は比較器ＣＯＭ１の出力はＬ（Ｌｏｗ）レベルで保持回路Ｈｊの出力もＬレベルなので、ＰＷＭの動作は加算器Ａｄの出力で動作する。しかし、何らかの原因で電流が異常に大きくなり、過電流基準値である基準電圧Ｅ３以上になると比較器ＣＯＭ１の出力がＨ（Ｈｉｇｈ）レベルとなり、保持回路Ｈｊの出力もＨレベルに保たれるので、ＰＷＭはその出力を停止し、主スイッチＱ１をオフにし続ける。リセットは図示しないが保持回路Ｈｊの復帰スイッチで行う。またこの構成において、自コンバータの電流が流れ始めたことを検出した後、
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ を非飽和領域の通過時間を意識的に長くするようにオンさせると共に自コンバータの電流が負荷に電流を供給する時と逆に流れたことを検出してオンに比べて非飽和領域を通過する時間が短くなるようにＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ をオフさせるように制御することも可能である。
【００１７】
図１は以上のように動作するので、並列冗長運転中の活線挿抜に対しても自動的に冗長系に復帰でき、冗長系の電圧変動を少なく出来る。さらに図示のようにＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ と電流検出用抵抗Ｒｃｄをコンバータ出力の負極側に配置することにより、図示破線内の制御回路ＣＩＣはフォトカプラ以外は全て低電圧であり、電流検出の絶縁も必要なく、簡単にモノリシックＩＣに出来る利点が有る。また制御回路ＣＩＣはトランスの２次側の負電圧側に配置されており、主スイッチＱ１をドライブする信号のみ絶縁すればよく、フォトカプラを使用せればノイズの影響も最小に出来、簡単で安価な回路を構成できる。
【００１８】
次に他の実施例を図２で説明する。図１の実施例と異なる点は、電流検出をＭＯＳＦＥＴによって行う点である。制御回路は図１と同様であるため、図２には、主に逆流防止用ＭＯＳＦＥＴの制御回路部分を示し、他の回路部分は図示を省略している。なお、図１と同じ記号は同じ動作を行うものである。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ を電流検出の機能付きのＭＯＳＦＥＴ Ｑ２＋Ｑ２ｓで構成する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｓはＱ２に相似で、Ｑ２に比べてサイズ数十分の１と小さなＭＯＳＦＥＴ であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｓの電流はＱ２の電流に比例し、その数十分の１となる。このような素子を図示のように並列接続する。具体的には同一半導体チップ内に収められている。電流検出用のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｓのソースに電流検出用の抵抗Ｒｃｄの一端子を接続し、抵抗Ｒｃｄの他端子を
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のソースに接続する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｓに接続される電流検出用抵抗Ｒｃｄの一端子を、アンプＯＰ４の−入力に接続する。Ｒｃｄの他端子及びアンプＯＰ４の＋入力はグランド電位に接続される。アンプＯＰ４の出力はダイオードＤ６のアノード及び比較器ＣＯＭ４とＣＯＭ１の＋入力に接続し、ダイオードＤ６のカソードはＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ ＋Ｑ２ｓのゲートに、比較器ＣＯＭ４とＣＯＭ１の−入力はそれぞれ基準電圧であるＥ４とＥ３に接続する。
【００１９】
本実施例の動作は図１の実施例と同様である。すなわち、コンバータの起動時は電圧が低く、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓが逆バイアスされており電流は流れない。電圧が上昇し冗長系の負荷電圧Ｖｏに近づくと、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓを通して電流が流れ始める。この電流を抵抗Ｒｃｄで検出してアンプＯＰ４で増幅し、図１と同様にこの電流がアンプＯＰ４で増幅され、アンプＯＰ４の出力電圧が第１の基準値であるダイオードＤ６の順電圧以上になると、この電流の大きさにより、アンプＯＰ４の出力電圧が大きくなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ ，Ｑ２ｓのゲート電圧が上昇するので、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓが非飽和状態で徐々に導通を始め、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓから徐々に電流がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓに移り始めるので、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓの順電圧降下も下がる。起動コンバータの電流が更に大きくなり、アンプＯＰ４の出力電圧が第２の基準値Ｅ４以上になると比較器ＣＯＭ４の出力がオンとなってＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓが十分にオンし、電流はダイオードＤ３，Ｄ３ｓからＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓに十分に移り起動が完了する。電流が小さくなればアンプＯＰ４の出力も小さくなり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２およびＱ２ｓがオフするが、何らかの故障で逆電流が流れた場合は保護回路が動作する。
【００２０】
本実施例によれば、図１で示した制御回路ＣＩＣを１チップで構成する場合にこのＭＯＳＦＥＴ Ｑ２，Ｑ２ｓを内蔵すれば回路構成が簡単になり、ノイズにも強く出来る。
【００２１】
次にその他の実施例を図３に示す。この例は逆流防止の制御を自コンバータの電圧から判定する例である。図１と同じ記号は同じ動作をする。従って電圧制御，電流バランス制御，過電流保護機能は図１と同じである。逆流防止の制御においては、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された自コンバータの電圧を抵抗Ｒ１，
Ｒ２の接続点から得る。抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点は、抵抗Ｒ３を介してアンプ
ＯＰ１の＋入力に接続され、さらにダイオードＤ４を介して比較器ＣＯＭ２の出力に接続される。アンプＯＰ１の−入力は、抵抗Ｒ４を介して基準電圧Ｅ１に接続され、かつ抵抗Ｒ５を介してアンプＯＰ１の出力と接続される。
【００２２】
抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の出力は零以下であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はオフ状態を維持する。自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上になるとアンプＯＰ１の出力は正方向になり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はアンプＯＰ１の出力に応じて非飽和状態のオンになる。自コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ は飽和状態に近づき、自コンバータの分圧電圧がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ によって決まる第２の基準値以上になると十分にオンになる。電流は始めダイオードＤ３に多く次第にＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ にスムーズに移行するように流れ、あるところで電流はほとんどＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に流れるようになる。また何らかの影響で、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に逆電流が流れた場合は電流検出抵抗Ｒｃｄを介して比較器ＣＯＭ２で逆電流を検出し、ダイオードＤ４を介した比較器ＣＯＭ２の出力でアンプＯＰ１の＋入力を短絡することで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオフさせて逆電流を防ぐ。
【００２３】
図４はその他の実施例であり、逆流防止ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をコンバータ出力の正極側に設けた例である。図３と同じ記号は同じで動作をする。図３と異なる構成は、前記した逆流防止ＭＯＳＦＥＴの配置のほかに逆流防止制御のために第２の基準値Ｅ２と比較する比較器ＣＯＭ３を追加したことである。抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点は抵抗Ｒ３を介してアンプＯＰ１の＋入力と比較器ＣＯＭ３の＋入力に接続する。比較器ＣＯＭ３の−入力は抵抗Ｒ１２を介して基準値Ｅ２に接続され、かつ抵抗Ｒ１３を介して比較器ＣＯＭ３の出力に接続する。比較器ＣＯＭ３及びアンプＯＰ１の出力は、それぞれダイオードＤ７，Ｄ６を介してＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ のゲートに接続する。
【００２４】
図４の実施例においては、自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の出力は零以下であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はオフ状態を維持する。自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上になるとアンプＯＰ１の出力は正方向になり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はアンプ０Ｐ１の出力に応じて非飽和状態のオンになる。自コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ は飽和状態のオンに近づく。自コンバータの分圧電圧が更に増加して第２の基準値Ｅ２以上になると比較器ＣＯＭ３の出力がＨレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ が十分にオンする。なお、本実施例では、電流センサＣＤによって出力電流を検出する。また、逆電流が流れた場合の動作やその他は図３と同じである。本実施例は、一般的なコンバータの構成に応用できる。
【００２５】
図５はその他の実施例で逆流防止ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ をコンバータ出力の正極側に設け、平滑用のインダクタンスＬを負極側に設けた例である。図３，図４と同じ記号は同じ制御動作を行う。電流バランス制御の構成はアンプＯＰ３を省略し、アンプＯＰ２を兼用して、アンプＯＰ２の出力は加算器Ａｄに−入力として与えている。
【００２６】
本実施例の逆流防止の動作は、図３の実施例と同様である。すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の出力は零以下であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はオフ状態を維持する。自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上になるとアンプＰＯ１の出力は正方向になり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ はアンプＰＯ１の出力に応じて非飽和状態のオンになる。自コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ は飽和状態のオンに近づき、自コンバータの分圧電圧がＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ によって決まる第２の基準値以上になると十分にオンになる。電流は始めダイオードＤ３に多く次第にＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ にスムーズに移行するように流れ、あるところで電流はほとんどＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に流れるようになる。また何らかの影響で、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ に逆電流が流れた場合は電流検出抵抗Ｒｃｄを介して比較器ＣＯＭ２で逆電流を検出し、ダイオードＤ４を介した比較器ＣＯＭ２の出力でアンプＯＰ１の＋入力を短絡することで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオフさせて逆電流を防ぐ。
【００２７】
また図５の実施例では、自コンバータの電流が並列運転の最大値より小さい場合は、アンプＯＰ２の出力が小さくなり、加算器Ａｄで基準値Ｅｒより引き算する値が減るので、結果的にはＰＷＭ変換器ＰＷＭの入力を増加し、ＰＷＮ変換器ＰＷＭのＤｕｔｙを増加し、自コンバータの電圧を若干増加し、電流を増すようにして電流をバランスさせる。また、過電流保護回路は比較器ＣＯＭの出力を保持回路Ｍｃ及び抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴ１を駆動し、主スイッチ素子ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートを短絡してオフし、過電流を阻止する。これにより、回路が小型化し、保護回路の分散により信頼性が向上する。
【００２８】
図６はその他の実施例で、逆流防止ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ 及び平滑用のインダクタンスＬを共に負極側に設けた例である。図３，図４，図５の同じ記号の構成は同じ動作を行う。従って、逆流防止の動作も図３と同じ動作である。
【００２９】
図７は、本発明による駆動方法によって駆動される並列冗長電源の実施例である。３台のＤＣ／ＤＣコンバータが並列冗長運転される。各ＤＣ／ＤＣコンバータは平滑コンデンサＣの負荷側に逆流防止ＭＯＳＦＥＴ Ｑを接続して負荷を接続する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑは、図１〜図６で説明した制御回路及び駆動方法によって制御される。なお、本図では制御回路の図示は省略されている。さらに各コンバータは最大電流追従方式の電流バランス制御を電流制御ラインＣＬで接続して電流制御を行っている。
【００３０】
図８は本発明による並列冗長電源のその他の実施例を示し、電池装置を並列運転した例である。電池装置Ｂｓｙ１〜２は直流電源Ｖから充電制御回路Ｃｈｊを経てバッテリＢｔに接続してバッテリの充電を行う。バッテリＢｔは逆流防止用ＭＯＳＦＥＴ Ｑを介して負荷に接続される。図示及び説明は省略するが、逆流防止用ＭＯＳＦＥＴ Ｑの制御回路及び駆動方法は図１〜図６実施例と同様である。
【００３１】
図９は交流スイッチ装置を備える電源装置に本発明を適用した実施例である。交流電源ＡＣからインダクタンスＬ１０を介してＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１及びＱ１２を直列接続して、負荷Ｌｄに電力を供給する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１及びＱ１２をオフ状態からターンオンする場合は、図１〜図６で説明したように、オフ状態から非飽和オン状態を経て飽和オン状態になるように制御する。なお、図９では制御回路の図示は省略している。制御タイミングは交流電源ＡＣに同期して行う。電流が流れている時のスイッチオフや、電圧がかかっている時のスイッチオン等に電流をスムースにオンオフできる。本実施例によれば、交流スイッチ装置の電力損失が低減する。
【００３２】
図１０は、本発明を三相交流の全波整流するためのコンバータに適用した実施例である。三相電源３Ｃｎを入力する三相ブリッジ回路がスイッチＱ２０〜Ｑ２５及びダイオードＤ２０〜Ｄ２５により図示のように構成される。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２０ 〜Ｑ２５は図１〜図６で説明したような制御回路及び駆動方法によって制御される。三相全波整流の６０度ごとの制御タイミングで、オンするＭＯＳＦＥＴ Ｑ２０〜Ｑ２５を切り替える。全波整流された直流を含んだ脈流は、インダクタンスＬ２０とコンデンサＣ２０で平滑され、負荷Ｌｏに直流電力を与える。本実施例によれば、ダイオードからＭＯＳＦＥＴへの電流移行がスムースになるので、ダイオードのリカバリによる短絡電流を抑える。したがって、三相ＡＣ／ＤＣコンバータにおけるノイズが低減する。
【００３３】
【発明の効果】
本発明によれば、電源装置において発生するノイズまたは電力損失が低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施例を示す。
【図２】本発明の他の実施例を示す。
【図３】本発明のその他の実施例を示す。
【図４】本発明のその他の実施例を示す。
【図５】本発明のその他の実施例を示す。
【図６】本発明のその他の実施例を示す。
【図７】本発明をコンバータの並列運転に適用した実施例を示す。
【図８】本発明を電池装置の並列運転に適用した実施例を示す。
【図９】本発明を交流スイッチに適用した実施例を示す。
【図１０】本発明を３相交流の整流に適用した実施例を示す。
【符号の説明】
Ｑ１…主スイッチング素子、ＴＦ…トランス、Ｄ１，Ｄ２…整流平滑ダイオード、Ｌ…平滑用インダクタンス、Ｃ…平滑用コンデンサ、Ｑ２…逆流防止ＭＯＳＦＥＴ、Ｄ３…ダイオード、Ｌｏ…負荷、Ｒｃｄ…電流検出用抵抗、ＣＤ…電流センサ、ＯＰ１〜ＯＰ４…アンプ、ＣＯＭ１〜ＣＯＭ４…比較器、Ａｄ…加算器、ＰＷＭ…ＰＷＭ変換器、Ｈｊ…保持回路、Ｐｈｃ…レベル。
Claims (16)
- 直流電源と負荷の間に半導体スイッチング素子が接続され、前記半導体スイッチング素子を介して、前記直流電源から負荷に電力を出力する電源装置における前記半導体スイッチング素子の駆動方法であって、
前記半導体スイッチング素子の制御端子にオペアンプ又はコンパレータを接続し、前記半導体スイッチング素子をターンオンするとき、前記電源装置の出力電圧または出力電流と第１の基準値との差に応じた制御信号を前記オペアンプ又はコンパレータを介して前記半導体スイッチング素子に与え、それによって前記半導体スイッチング素子を非飽和領域で動作させる半導体スイッチング素子の駆動方法。 - 請求項１において、さらに、前記出力電圧または前記出力電流が、前記第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上のとき、前記半導体スイッチング素子を飽和領域でオンにするような制御信号を前記半導体スイッチング素子に与える半導体スイッチング素子の駆動方法。
- 直流電源と負荷の間に半導体スイッチング素子が接続され、前記半導体スイッチング素子を介して、前記直流電源から負荷に電力を出力する電源装置における前記半導体スイッチング素子の駆動方法であって、
前記半導体スイッチング素子の制御端子にオペアンプ又はコンパレータを接続し、前記半導体スイッチング素子をターンオンするとき、前記電源装置の出力電圧または出力電流の増加に応じて、前記電源装置の出力電圧または前記出力電流と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記オペアンプ又はコンパレータを介して前記半導体スイッチング素子に与え、それによって前記半導体スイッチング素子を非飽和領域で動作させる第１のステップと、
前記出力電圧または前記出力電流が、前記第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降において、前記半導体スイッチング素子を飽和領域でオンにするような第２の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与える半導体スイッチング素子の駆動方法。 - 請求項１〜３のいずれか１項において、前記出力電圧または前記出力電流が前記第１の基準値以下のとき、半導体スイッチング素子をオフする半導体スイッチング素子の駆動方法。
- 請求項４において、前記半導体スイッチング素子は、逆流防止用である半導体スイッチング素子の駆動方法。
- 直流電源と負荷の間に設けられて前記直流電源から前記負荷に電力を出力するための半導体スイッチング素子と、
前記半導体スイッチング素子のオン，オフを制御するオペアンプ又はコンパレータを有する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をターンオンするとき、出力電圧の増加に応じて、前記出力電圧と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与え、それによって前記半導体スイッチング素子を非飽和領域で動作させる回路を有する電源装置。 - 請求項６において、前記制御回路は、さらに、前記出力電圧が、前記第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降において、前記半導体スイッチング素子を飽和領域でオンにするような第２の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与える回路を有する電源装置。
- 直流電源と負荷の間に設けられて前記直流電源から前記負荷に電力を出力するための半導体スイッチング素子と、
前記半導体スイッチング素子のオン，オフを制御するオペアンプ又はコンパレータを有する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をターンオンするとき、出力電流の増加に応じて、前記出力電流と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与え、それによって前記半導体スイッチング素子を非飽和領域で動作させる回路を有する電源装置。 - 請求項８において、前記制御回路は、さらに、前記出力電流が、前記第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降において、前記半導体スイッチング素子を飽和領域でオンにするような第２の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与える回路を有する電源装置。
- 請求項５〜９のいずれか１項において、前記制御回路は、前記出力電圧または前記出力電流が前記第１の基準値以下のとき、半導体スイッチング素子をオフする電源装置。
- 請求項１０において、前記半導体スイッチング素子は、逆流防止用である電源装置。
- 直流電源と負荷の間に半導体スイッチング素子が接続され、前記半導体スイッチング素子を介して、前記直流電源から負荷に電力を出力する電源装置における前記半導体スイッチング素子の駆動方法であって、
前記半導体スイッチング素子の制御端子にオペアンプ又はコンパレータを接続し、前記電源装置の起動時に、出力電圧または出力電流と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記オペアンプ又はコンパレータを介して前記半導体スイッチに与え、さらに、前記出力電圧または前記出力電流が、前記第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降において、前記第１の制御信号よりも大きな第２の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与える半導体スイッチング素子の駆動方法。 - 直流電源と負荷の間に設けられて前記直流電源から前記負荷に電力を出力するための半導体スイッチング素子と、
前記半導体スイッチング素子のオン，オフを制御するオペアンプ又はコンパレータを有する制御回路と、
を備える電源装置であって、
前記制御回路は、前記電源装置の起動時に、前記出力電圧と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与え、さらに、前記出力電圧が、前記第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降において、前記第１の制御信号よりも大きな第２の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与える回路を有する電源装置。 - 直流電源と負荷の間に設けられて前記直流電源から前記負荷に電力を出力するための半導体スイッチング素子と、
前記半導体スイッチング素子のオン，オフを制御するオペアンプ又はコンパレータを有する制御回路と、
を備える電源装置であって、
前記制御回路は、前記電源装置の起動時に、前記出力電流と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与え、さらに、前記出力電流が、前記第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降において、前記第１の制御信号よりも大きな第２の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与える回路を有する電源装置。 - 請求項１３または請求項１４において、前記制御回路は、前記出力電圧または前記出力電流が前記第１の基準値以下のとき、半導体スイッチング素子をオフする電源装置。
- 請求項１５において、前記半導体スイッチング素子は、逆流防止用である電源装置。
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