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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf ein Verfahren zur Steuerung eines Schaltelements eines
Energieversorgungsgeräts
und das nach diesem Verfahren gesteuerte Energieversorgungsgerät.
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Beschreibung des Stands
der Technik
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Wenn mehrere Wandler in paralleler
Redundanz betrieben werden, ist es üblich, dass jeder Wandler als
Rückstrom-
oder Sperrstromschutz über eine
Diode an die Last angeschaltet ist. Die Diode hat jedoch einen so
hohen Spannungsabfall in Durchlassrichtung, dass der Energieverlust
zu groß ist.
Als eine Möglichkeit
hiergegen wird ein Halbleiter-Schaltelement
wie z. B. ein MOSFET benutzt. In diesem Fall stellt es kein Problem
dar, wenn der MOSFET eingeschaltet und parallel zu dem in das redundante System
eingefügten
Wandler geschaltet wird, nachdem der Wandler vollständig aktiviert
und die Spannung hergestellt ist. Beim dynamischen Zuschalten und
Wegnehmen wird der MOSFET jedoch unvermeidlich bei einer niedrigeren
Spannung als der des redundanten Systems bezogen auf den Spannungsmessfehler
des Hauptwandlers ein/ausgeschaltet. Ein hoher Ladungsstrom fließt sofort
durch den Kondensator des aktivierten Wandlers aus dem redundanten
System, wodurch es zu einer starken Schwankung der Lastspannung
kommt.
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Auch wenn der Wandler bei Benutzung
mit dem MOSFET außer
Kontrolle gerät,
fällt die
Spannung über
den Wandler allmählich
auf einen solchen Pegel ab, dass die Spannung über den fehlerhaften Wandler
niedriger als die Spannung über
das redundante System wird, und der Sperrstrom fließt über den
MOSFET aus dem redundanten System zu dem fehlerhaften Wandler, bis
die Messspannung zum Ausschalten des MOSFET erreicht wird, wodurch
es zu einer starken Schwankung der Lastspannung kommt.
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Wenn das fehlerhafte Energieversorgungsgerät zur Aktivierung
ersetzt wird oder wenn die Energieversorgung außer Kontrolle gerät, wird
der Strom des redundanten Systems gestört, und die Lastspannung schwankt,
wenn der MOSFET wie oben beschrieben eingeschaltet wird. Dadurch
entsteht ein Störrauschen.
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JP 09-051678 A beschreibt ein Energieversorgungsgerät mit den
Merkmalen nach dem ersten Teil von Anspruch 4. Die Vorrichtung nach
dem bisherigen Stand der Technik bezieht sich auf ein System mit
mehreren parallel geschalteten Wandlern. Fällt ein Wandler aus, wird der
Stromfluss von einem anderen Wandler zu dem fehlerhaften Wandler
verhindert.
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Ähnliche
Vorrichtungen sind in US-A-5,428,523 und JP 05-161262 A beschrieben. Nach
dem letztgenannten Dokument wird das Halbleiter-Schaltelement durch
Impulse gesteuert, und beim Einschalten des Schaltelements erfolgt
ein reibungsloser Start.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Zweck der Erfindung ist die Bereitstellung
eines sehr zuverlässigen
Verfahrens zur Steuerung eines Halbleiter-Schaltelements in einem
Energieversorgungsgerät
zum Zeitpunkt der Verhinderung von Sperrstrom sowie ein nach diesem
Verfahren gesteuertes Energieversorgungsgerät.
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Diese Ziel wird durch das in Anspruch
1 definierte Verfahren und das in Anspruch 4 definierte Gerät erfüllt.
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Das Halbleiter-Schaltelement wird
nicht direkt, sondern allmählich
durch einen nicht gesättigten Zustand
eingeschaltet. Der Strom ist zunächst
begrenzt, wenn das Halbleiter-Schaltelement
eingeschaltet wird, und daher kann ein abrupter Stromanstieg verhindert
werden, der eine Lastschwankung verursachen könnte. Die Zuverlässigkeit
des Energieversorgungsgeräts
wird durch die Benutzung des erfindungsgemäßen Steuerverfahrens in der Steuerschaltung
zur Steuerung des Ein/Aus-Betriebs des Halbleiter-Schaltelements
zur Abgabe von Energie aus dem Energieversorgungsgerät verbessert.
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Verschiedene Arten von Halbleiter-Schaltelementen
können
benutzt werden, darunter ein Feldeffekttransistor mit isolierter
Torelektrode, z. B. ein MOSFET (Metalloxidhalbleiter-Transistor), ein
IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Torelektrode) und ein Bipolartransistor.
Das Halbleiter-Schaltelement wird für verschiedene Zwecke benutzt,
einschließlich
zur Unterdrückung
von Sperrstrom.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 zeigt
ein Schaltbild einer Ausführungsform
der Erfindung.
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2 zeigt
ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der Erfindung.
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3 zeigt
ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.
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4 zeigt
ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.
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5 zeigt
ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.
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6 zeigt
ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.
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7 zeigt
ein Schaltbild, bei dem die Erfindung für den Parallelbetrieb von Wandlern
nach einer Ausführungsform
benutzt wird.
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BESCHREIBUNG
DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Ein Energieversorgungsgerät nach einer Ausführungsform
der Erfindung ist in 1 gezeigt. Diese
Ausführungsform
stellt eine interne Konfiguration eines Gleichstromwandlers für den in 7 gezeigten redundanten
Parallelbetrieb dar. 7 zeigt ein
Beispiel für
den redundanten Parallelbetrieb von drei Wandlern, die jeweils über einen
Sperrstromunterdrückungs-MOSFET
Q an eine Last Lo angeschaltet sind. Außerdem ist jeder Wandler zur
Steuerung des Stromabgleichs mit einem Anschluss CL verbunden.
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In der Grundkonfiguration des in 1 gezeigten Vorwärts-Gleichspannungswandlers 1 wird die
Primärwicklung
eines Transformators TF über
einen Hauptschalter Q1 mit einer Gleichspannung Vi beaufschlagt.
Das Schalten des Hauptschalters Q1 wird durch eine Steuerschaltung
CIC gesteuert, die durch die gestrichelte Linie auf der Sekundärseite des
Transformators TF definiert ist. Die Hauptschaltung des Transformators
auf der Sekundärseite
umfasst Dioden D1 und D2 zum Gleichrichten und Glätten, eine
Induktionsspule L1, einen Kondensator C1, einen Sperrstromunterdrückungs-MOSFET
Q2, eine Diode D3 (wobei es sich um eine parasitäre Diode für den MOSFET handeln kann)
und einen Strommesswiderstand Rcd. Wird der Hauptschalter Q1 durch diese
Schaltung bei einer vorbestimmten Frequenz ein/ausgeschaltet, wird
auf der Sekundärseite
des Transformators eine Spannung proportional zur relativen Einschaltdauer
erhalten, die dem Verhältnis
der Einschaltzeit zur Schaltzeit entspricht. Diese Spannung wird
von der Diode D1 gleichgerichtet und zum Laden des Kondensators
C1 über
die Induktionsspule L1 benutzt. Schaltet der Hauptschalter Q1 aus
und fällt
die Primärspannung
auf null, ändert
sich die Sekundärspannung
in die Sperrrichtung, wodurch die Diode D1 in Sperrrichtung betrieben
wird und ausschaltet. Damit wird die in der Induktionsspule L1 gespeicherte
Energie freigesetzt, so dass das Strom weiter durch den Kondensator
C1 und die Diode D2 fließt.
Auf diese Weise wird die Spannung gleichgerichtet und geglättet, und
die Spannung über
den Kondensator wird zu einer Gleichspannung mit geringer Welligkeit.
Die Last Lo wird mit dieser Spannung angesteuert.
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Als Nächstes wird die Sperrstromunterdrückungsfunktion
der Steuerschaltung CIC erläutert. Der
MOSFET Q2 und die Diode D3 sind parallel zueinander geschaltet,
und die Parallelschaltung ist mit einem Strommesswiderstand Rcd
und weiter mit der negativen Seite des Ausgangsanschlusses von Wandler 1 in
Reihe geschaltet. Die beiden Anschlusspunkte des Strommesswiderstands
Rcd sind mit einem Verstärker
OP4 verbunden. Wie gezeigt, ist jedoch die Erdungsseite GND des
Widerstands Rcd mit dem positiven Eingangsanschluss des Verstärkers OP4
verbunden, und die andere Seite ist über einen Widerstand R9 mit
dem negativen Eingangsanschluss des Verstärkers OP4 verbunden. Ein Widerstand
R8 ist zwischen dem negativen Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss
des Verstärkers OP4
eingesetzt, um einen Verstärker
mit einem Verstärkungsfaktor
von R8/R9 zu bilden. Außerdem
ist der positive Eingangsanschluss einer Vergleichsschaltung COM4
mit dem Ausgangsanschluss des Verstärkers OP4 verbunden, und an
dem negativen Eingangsanschluss der Vergleichsschaltung COM4 liegt
eine Referenzspannung E4 an. Die Ausgänge des Verstärkers OP4
und der Vergleichsschaltung COM4 sind über die Dioden D6 bzw. D7 mit
der Steuerelektrode des MOSFET Q2 verbunden. Wenn der Wandler 1 in
dieser Konfiguration aktiviert wird, bleibt der MOSFET Q2 ausgeschaltet,
während die
Ausgangsspannung des Wandlers 1 niedriger als die Spannung
Vo der durch den Wandler 1 des anderen redundanten Systems
gesteuerten Last ist. Dadurch wird der Ladungsstrom für den Kondensator C1
von dem anderen redundanten System durch die Diode D3 unterdrückt. Steigt
die Spannung über
den Wandler 1 im weiteren Verlauf der Aktivierung auf die Spannung
Vo der Last oder darüber,
wird die Diode D3 in Durchlassrichtung betrieben, und der Strom
beginnt zu fließen.
Dieser Strom wird von dem Verstärker
OP4 verstärkt.
Steigt die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 auf die Durchlassspannung
der Diode D6, die einen ersten Referenzwert darstellt, erhöht sich
die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4
im Verhältnis
zur Größenordnung
des erhaltenen Stroms. Die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4
bildet das erste Steuersignal (Torsignal) für den MOSFET Q2, und die Steuerspannung
des MOSFET Q2 steigt. Folglich wird der MOSFET Q2 allmählich leitend,
während
der MOSFET Q2 nicht gesättigt bleibt,
und der Strom beginnt allmählich
von der Diode D3 zum MOSFET Q2 zu fließen. Dadurch entsteht die Durchlassspannung
der Diode D3. Wird der Aktivierungsstrom des Wandlers weiter bis
zu einem Punkt erhöht,
dass die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 den zweiten Referenzwert
E4 erreicht, schaltet der Ausgang der Vergleichsschaltung COM4 ein.
Dieses Ausgangssignal wird als ein zweites Steuersignal (Torsignal)
an den MOSFET Q2 angelegt. Der Ausgang der Vergleichsschaltung COM4 wird
auf eine Größenordnung
eingestellt, die nicht kleiner als das erste Steuersignal ist, und
daher wird der MOSFET Q2 in hinreichendem Maß eingeschaltet. Gleichzeitig
wird der MOSFET Q2 in einem gesättigten
Bereich betrieben, und der Strom fließt ausreichend von der Diode
D3 zu dem MOSFET Q2, wodurch die Aktivierung abgeschlossen wird.
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Die erwähnte Sperrstromunterdrückungsfunktion
der Steuerschaltung CIC begrenzt den Strom, wenn der MOSFET Q2 zum
Zeitpunkt der Aktivierung des Wandlers 1 einzuschalten
beginnt, wodurch verhindert wird, dass der Strom so abrupt ansteigt,
dass er eine Lastschwankung verursachen könnte. Diese Wirkungen werden
auch erzielt, wenn der MOSFET Q2 in einem geringfügig gegenüber dem
nicht gesättigten
oder gesättigten
Bereich verschobenen Bereich unter der Steuerung der ersten und
zweiten Steuersignale betrieben wird.
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Ein Spannungssteuersystem zur Steuerung der
Ausgangsspannung auf einem konstanten Niveau ist ebenfalls nötig. Bei
einer Konfiguration dieses Systems sind die Widerstände R1 und
R2 mit den Anschlüssen
des Kondensator C1 verbunden, um die Ausgangsspannung zu erfassen,
und eine Messspannung Vd wird an dessen Mittelpunkt abgegriffen.
Diese Spannung wird in einer Additionsschaltung Ad mit einer Referenzspannung
Er verglichen, und wenn die Messspannung Vd niedriger als die Referenzspannung
Er ist, wird eine zu dem Unterschied proportionale Fehlerspannung
in einen PWM-Wandler PWM eingegeben; der eine Impulsspannung mit einer
entsprechend der Fehlerspannung erhöhten Einschaltdauer ausgibt.
Dieses Ausgangssignal wird über
Isoliervorrichtungen wie z. B. einen Optokoppler Phc als ein Steuersignal
an den Hauptschalter Q1 auf der Primärseite des Transformators TF
angelegt, um diesen Schalter Q1 anzusteuern. Auf diese Weise wird
der Wandler 1 so gesteuert, dass die Ausgangsspannung steigt
und die Referenzspannung Er sich mit der Messspannung Vd deckt.
Folglich kann die Ausgangsspannung Vo auf den gewünschten
Wert geregelt werden. Der erste Referenzwert ist als eine Spannung über die
Diode D6 im vorliegenden Fall zwar fest, kann aber durch Benutzung
einer regelbaren Spannungsquelle einstellbar gemacht werden. Auch
der zweite Referenzwert E4 kann mittels einer regelbaren Spannungsquelle
einstellbar gemacht werden.
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Weiter ist zur Steuerung des Stromabgleichs für den redundanten
Parallelbetrieb der Ausgang des Stromverstärkers OP4 mit dem positiven
Eingangsanschluss des Verstärkers
OP2 und über
den Widerstand R10 mit dem negativen Eingangsanschluss des Verstärkers OP3
verbunden. Der Ausgang des Verstärkers
OP2 ist mit dem negativen Eingangsanschluss, dem positiven Eingangsanschluss
des Verstärkers
OP3 und über
die Diode D5 mit dem Stromsteuerleitungsanschluss CL verbunden.
Der Ausgang des Verstärkers
OP3 ist mit dem positiven Eingangsanschluss der Additionsschaltung
Ad und dem Widerstand R11 verbunden. Der positive Eingangsanschluss
der Additionsschaltung Ad ist mit der Referenzspannung Er verbunden,
und der andere negative Eingangsanschluss der Additionsschaltung
Ad ist mit der Spannung (im Wesentlichen gleich der Ausgangsspannung) über den
Kondensator C1 des Wandlers 1 beaufschlagt, geteilt durch
die Widerstände
R1 und R2. Der Ausgang der Additionsschaltung Ad ist über einen
Wandler PWM und einen Optokoppler Phc mit der Steuerelektrode des
Hauptschalters Q1 des Wandlers 1 verbunden. Unter den Wandlern,
die bei dieser Konfiguration den redundanten Betrieb ausführen, wird
der Ausgangsstromwert des Wandlers 1, der den maximalen
Strom liefert, am Stromsteuerleitungsanschluss CL erhalten. Der
Wert dieses Stroms wird mit dem Stromwert des Hauptwandlers 1 in
dem Verstärker
OP2 verglichen, und der größere der
beiden Ströme
wird am Stromsteuerleitungsanschluss CL ausgegeben. Daher steht
der maximale Strom in den parallel betriebenen Wandlern immer am
Stromsteuerleitungsanschluss CL an. Der Verstärker OP3 verstärkt auch
die Differenz zwischen dem Stromwert des Hauptwandlers 1 und
dem maximalen Stromwert mit dem Verstärkungsfaktor von R11/R10, und
der Fehlerausgang wird in der Additionsschaltung Ad zu dem Referenzwert
Er addiert. Unter der Annahme, dass der Strom des Hauptwandlers 1 niedriger
als der Maximalwert ist, steigt der Ausgang des Verstärkers OP3
und ebenso der Ausgang der Additionsschaltung Ad. Dadurch nimmt
die Einschaltdauer des Ausgangs des PWM-Wandlers PWM zu, mit dem
Ergebnis, dass die Spannung des Hauptwandlers für einen erhöhten Stromanteil des Hauptwandlers 1 leicht
steigt. Dieses Verfahren des Stromabgleichs zwischen den Wandlern
wird für
den vorliegenden Zweck als Maximalstrom-Folgeregelung bezeichnet.
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Als Nächstes wird die Überstromschutzfunktion
erklärt.
Der negative Eingang der Vergleichsschaltung COM1 ist mit einer
Referenzspannung E3 verbunden, und der positive Eingang ist mit
dem Ausgang des Verstärkers
OP4 verbunden, dem Stromwert des Wandlers 1. Der Ausgang
der Vergleichsschaltung COM1 ist über eine Halteschaltung Hj
mit dem PWM-Wandler PWM verbunden. So lange der Strom des Wandlers 1 niedrig
ist, ist auch der Ausgang der Vergleichsschaltung COM1 auf einem
niedrigen Pegel (L), genau wie der Ausgang der Halteschaltung Hj.
Der PWM-Wandler arbeitet daher in Übereinstimmung mit dem Ausgang
der Additionsschaltung Ad. Sobald der Strom aus irgendeinem Grund
ungewöhnlich
auf einen Wert ansteigt, der nicht kleiner als die Referenzspannung
E3 ist, bei der es sich um einen Überstrom-Referenzwert handelt, wird
jedoch der Ausgang der Vergleichsschaltung COM1 hoch (H). Der Ausgang
der Halteschaltung Hj wird ebenfalls auf H-Pegel gehalten, so dass der Ausgang
des PWM-Wandlers PWM dadurch daran gehindert wird, den Hauptschalter
Q1 weiter auszuschalten. Die Schaltung wird mit einem Rückstellschalter
(nicht gezeigt) der Halteschaltung Hj zurückgesetzt. Die Schaltung dieser
Konfiguration kann auch so gesteuert werden, dass der MOSFET Q2
bewusst eingeschaltet wird, um für
eine längere
Zeit nach Erfassung dessen, dass der Strom in den Hauptwandler 1 zu
fließen
begonnen hat, durch den nicht gesättigten Bereich zu gehen, während der MOSFET
Q2 ausgeschaltet wird, so dass der nicht gesättigte Bereich für eine kürzere Zeit
durchlaufen wird, als wenn der MOSFET Q2 eingeschaltet ist, nachdem
erfasst worden ist, dass der Strom des Hauptwandlers 1 in
umgekehrter Richtung zu dem Fall geflossen ist, wenn der Strom der
Last zugeführt wird.
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Die Schaltung in 1 arbeitet wie oben beschrieben und kann
daher automatisch zu dem redundanten System wiederhergestellt werden,
auch im Falle des dynamischen Zuschaltens und Wegnehmens im redundanten
Parallelbetrieb, wodurch es möglich
wird, die Spannungsschwankung des redundanten Systems zu verringert.
Wenn der MOSFET Q2 und der Strommesswiderstand Rcd auf der negativen
Seite des Ausgangs von Wandler 1 angeordnet sind, bleibt
außerdem
wie gezeigt die Steuerschaltung CIC, definiert durch die gestrichelte Linie,
auf einer niedrigen Spannung, mit Ausnahme des Optokopplers, und
daher ist keine Isolierung für
die Strommessung erforderlich, was zu dem Vorteil führt, dass ein
monolithischer IC problemlos hergestellt werden kann. Weil außerdem die
Steuerschaltung CIC auf der negativen Spannungsseite auf der Sekundärseite des
Transformators angeordnet ist und daher nur das Signal zur Steuerung
des Hauptschalters Q1 ausreichend isoliert ist, kann der Einsatz
des Optokopplers die Wirkung von Störrauschen minimieren, so dass eine
einfache, preiswerte Schaltung konfiguriert werden kann.
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Eine weitere Ausführungsform wird anhand von 2 erklärt. Diese Ausführungsform
unterscheidet sich von der Ausführungsform
in 1 dahingehend, das
der Strom durch den MOSFET erfasst wird. Die Steuerschaltung CIC
ist ähnlich
wie die in 1, und daher
zeigt 2 hauptsächlich die Steuerschaltung
für den
Sperrstromunterdrückungs-MOSFET, während die übrigen Schaltungsteile
nicht gezeigt sind. Die mit den Bezugszeichen der entsprechenden
Teile in 1 versehenen
Bauteile haben die gleiche Funktionsweise. Der MOSFET Q2 besteht
aus den MOSFETs Q2 und Q2s mit der Strommessfunktion. Der MOSFET
Q2s ähnelt
in seiner Form dem MOSFET Q2, ist aber mehrere Zehnerpotenzen kleiner
als dieser. Der Strom des MOSFETs Q2s ist proportional zu dem von
MOSFET Q2, aber mehrere Zehnerpotenzen kleiner. Diese Bauteile sind
wie gezeigt parallel geschaltet. Insbesondere sind sie auf demselben
Halbleiter-Chip angeordnet. Die Source-Elektrode des MOSFETs Q2s für die Strommessung
ist mit einem Anschluss des Strommesswiderstands Rcd verbunden,
und der andere Anschluss des Widerstands Rcd ist mit der Source-Elektrode
von MOSFET Q2 verbunden. Ein Anschluss des Strommesswiderstands
Rcd, der mit dem MOSFET Q2s verbunden ist, ist über den Widerstand R9 mit dem
negativen Eingang des Verstärkers OP4
verbunden. Der andere Anschluss des Widerstands Rcd und der positive
Eingang des Verstärkers OP4
sind mit Masse verbunden. Der Ausgang des Verstärkers OP4 ist mit der Anode
der Diode D6 und den positiven Eingangsanschlüssen der Vergleichsschaltungen
COM4 und COM1 verbunden. Die Kathode der Diode D6 hingegen ist mit
den Steuerelektroden der MOSFETs Q2 und Q2s verbunden, und die negativen
Eingänge
der Vergleichsschaltungen COM4 und COM1 sind mit den Referenzspannungen E4
bzw. E3 verbunden.
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Die Funktionsweise dieser Ausführungsform ist ähnlich wie
die der in 1 gezeigten
Ausführungsform.
Insbesondere ist die Spannung niedrig, und die Dioden D3 und D3s
werden in Sperrrichtung betrieben, so dass zum Zeitpunkt der Aktivierung
des Wandlers 1 kein Strom fließt. Steigt die Spannung bis in
die Nähe
der Lastspannung Vo des redundanten Systems, beginnt der Strom durch
die Dioden D3 und D3s zu fließen.
Dieser Strom wird von dem Widerstand Rcd erfasst und mit dem Verstärker OP4
verstärkt.
Wird dieser Strom in gleicher Weise wie in 1 durch den Verstärker OP4 verstärkt und
steigt die Ausgangs spannung des Verstärkers OP4 auf die Durchlassspannung
der Diode D6, die den ersten Referenzwert liefert, steigt die Ausgangsspannung des
Verstärkers
OP4 entsprechend der Größenordnung
dieses Stroms. Folglich steigen auch die Steuerspannungen der MOSFETs
Q2 und Q2s. Dadurch werden die MOSFETs Q2 und Q2s allmählich im nicht
gesättigten
Zustand leitend, so dass der Strom allmählich von den Dioden D3 und
D3s zu den MOSFETs Q2 und Q2s zu fließen beginnt und auch die Durchlassspannung
der Dioden D3 und D3s fällt. Wenn
der Strom des Wandlers 1 zum Zeitpunkt der Aktivierung
weiter steigt und die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 den zweiten Referenzwert
E4 erreicht, wird der Ausgang der Vergleichsschaltung COM4 eingeschaltet,
so dass die MOSFETs Q2 und Q2s ausreichend eingeschaltet werden.
Damit fließt ausreichend
Strom von den Dioden D3 und D3s zu den MOSFETs Q2 und Q2s, um die
Aktivierung abzuschließen.
Wenn der Strom sinkt, sinkt auch der Ausgang des Verstärkers OP4,
und die MOSFETs Q2 und Q2s schalten aus. Fließt jedoch aus irgendeinem Grund
der Sperrstrom, wird die Schutzschaltung eingeschaltet.
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Nach dieser Ausführungsform ist die Schaltungskonfiguration
einfach und beständig
gegen Störrauschen,
wenn die in 1 gezeigte
Steuerschaltung CIC, die mit einem einzelnen Chip konfiguriert werden
kann, über
darin integrierte MOSFETs Q2 und Q2s verfügt.
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Eine weitere Ausführungsform ist in 3 gezeigt. Dieses Beispiel
bezieht sich auf die Bestimmung der Steuerung für die Sperrstromunterdrückung aus
der Spannung des Hauptwandlers. Dieselben Bezugszeichen wie in 1 bezeichnen gleiche Bauteile,
die in gleicher Weise wie die entsprechenden Teile in 1 arbeiten. Die Funktionen
für die Spannungssteuerung,
die Stromabgleichsteuerung und den Überstromschutz sind daher dieselben
wie in 1. Bei der Steuerung
für die
Sperrstromunterdrückung
wird die Spannung des Hauptwandlers, geteilt durch die Widerstände R1 und
R2, aus dem Übergangspunkt
der Widerstände
R1 und R2 erhalten. Der Übergangspunkt
der Widerstände
R1 und R2 ist über
den Widerstand R3 mit dem positiven Eingangsanschluss des Verstärkers OP1
verbunden und außerdem über die
Diode D4 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung COM2. Der negative
Eingang des Verstärkers
OP1 ist über
den Widerstand R4 mit der Referenzspannung E1 auf der einen Seite und über den
Widerstand R5 mit dem Ausgang des Verstärkers OP1 auf der anderen Seite
verbunden.
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Wenn die Spannung des Hauptwandlers 1, geteilt
durch die Widerstände
R1 und R2, nicht höher als
der Referenzwert E1 ist, ist der Ausgang des Verstärkers OP1
nicht höher
als null, und der MOSFET Q2 wird im ausgeschalteten Zustand gehalten.
Sobald die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 den Referenzwert
E1 erreicht oder überschreitet, ändert sich
der Ausgang des Verstärkers
OP1 jedoch in die positive Richtung, und der MOSFET Q2 schaltet
entsprechend dem Ausgang des Verstärkers OP1 im nicht gesättigten
Zustand ein. Mit dem Ansteigen der geteilten Spannung des Hauptwandlers 1 erreicht
der MOSFET Q2 die Sättigung,
und wenn die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 nicht
weniger als den zweiten Referenzwert erreicht, der durch den MOSFET
Q2 bestimmt ist, schaltet er voll ein. Der Strom fließt zunächst in
einer größeren Menge
in die Diode D3, gefolgt von einem allmählichen, stufenlosen Fließen in den
MOSFET Q2. An einem bestimmten Zeitpunkt fließt der Strom zum größten Teil
in den MOSFET Q2. Wenn aus irgendeinem Grund der Sperrstrom in den
MOSFET Q2 fließt,
wird der Sperrstrom von der Vergleichsschaltung COM2 über den Strommesswiderstand
Rcd erfasst, und der MOSFET Q2 wird ausgeschaltet, um zu verhindern,
dass der Sperrstrom den positiven Eingang des Verstärkers OP1
mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung COM2 über die Diode D4 kurzschließt.
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4 zeigt
ein Beispiel für
den Sperrstromunterdrückungs-MOSFET
Q2, angeordnet auf der positiven Seite des Ausgangs von Wandler 1, nach
einer weiteren Ausführungsform.
Dieselben Bezugszeichen wie in 3 bezeichnen
gleiche Bauteile, die in gleicher Weise wie die entsprechenden Teile in 3 arbeiten. Diese Konfiguration
unterscheidet sich von der in 3 in
der Bereitstellung der Vergleichsschaltung COM3 zum Vergleichen
der Spannung mit dem zweiten Referenzwert E2 für die Sperrstromschutzsteuerung
zusätzlich
zu der Bereitstellung des oben beschriebenen Sperrstromunterdrückungs-MOSFET.
Der Übergangspunkt
der Widerstände
R1 und R2 ist mit dem positiven Eingang des Verstärkers OP1
und über
den Widerstand R3 mit dem positiven Eingang der Vergleichsschaltung COM3
verbunden. Der negative Eingang der Vergleichsschaltung COM3 ist über den
Widerstand R12 auf der einen Seite mit dem Referenzwert E2 verbunden
und auf der anderen Seite über
den Widerstand R13 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung COM3.
Die Ausgänge
der Vergleichsschaltung COM3 und des Verstärkers OP1 sind über die
Dioden D7 bzw. D6 mit der Steuerelektrode des MOSFET Q2 verbunden.
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Wenn bei der in 4 gezeigten Ausführungsform die geteilte Spannung
des Hauptwandlers 1 nicht höher als der erste Referenzwert
E1 ist, ist der Ausgang des Verstärkers OP1 nicht höher als
null, so dass der MOSFET Q2 im ausgeschalteten Zustand gehalten
wird. Sobald die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 den
Referenzwert E1 erreicht oder überschreitet, ändert sich
der Ausgang des Verstärkers
OP1 in die positive Richtung, so dass der MOSFET Q2 entsprechend
dem Ausgang des Verstärkers OP1
im nicht gesättigten
Zustand einschaltet. Mit dem Ansteigen der geteilten Spannung des
Hauptwandlers 1 nähert
sich der MOSFET Q2 dem Einschaltzustand bei Sättigung. Steigt die geteilte
Spannung des Hauptwandlers weiter auf den zweiten Referenzwert E2
oder höher,
wird der Ausgang der Vergleichsschaltung COM3 hochpegelig, und der
MOSFET Q2 schaltet vollständig
ein. Nach dieser Ausführungsform
wird der Ausgangsstrom von einem Stromsensor CD erfasst. Die Funktionsweise
und die übrigen
Punkte mit einem Sperrstromfluss sind ebenfalls diesel ben wie in 3. Diese Ausführungsform eignet
sich für
eine normale Wandlerkonfiguration.
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5 zeigt
eine weitere Ausführungsform, bei
der der Sperrstromunterdrückungs-MOSFET Q2 auf der
positiven Seite des Ausgangs von Wandler 1 und die Glättungs-Induktionsspule L
auf der negativen Seite des Ausgangs von Wandler 1 angeordnet ist.
Dieselben Bezugszeichen wie in 3 und 4 bezeichnen gleiche Bauteile,
die dieselben Steuerfunktionen wie in 3 und 4 haben. Als eine Konfiguration
für die
Stromabgleichsteuerung wird der Verstärker OP3 weggelassen und durch
den Verstärker
OP2 verdoppelt, wobei der Ausgang des Verstärkers OP2 als ein negatives
Eingangssignal an die Additionsschaltung Ad angelegt wird.
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Die Funktion der Unterdrückung des
Fließens
von Sperrstrom nach dieser Ausführungsform ist ähnlich wie
bei der Ausführungsform
in 3. Insbesondere bedeutet
dies, so lange die Spannung des Hauptwandlers 1, geteilt
durch die Widerstände
R1 und R2, nicht höher
als der erste Referenzwert E1 ist, ist der Ausgang des Verstärkers OP1
nicht höher
als null, und der MOSFET Q2 wird im ausgeschalteten Zustand gehalten.
Sobald die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 den ersten
Referenzwert E1 erreicht oder überschreitet, ändert sich
der Ausgang des Verstärkers
OP1 jedoch in die positive Richtung, und der MOSFET Q2 schaltet
entsprechend dem Ausgang des Verstärkers OP1 im nicht gesättigten Zustand
ein. Mit dem Ansteigen der geteilten Spannung des Hauptwandlers 1 nähert sich
der MOSFET Q2 dem Einschaltzustand bei Sättigung und wird vollständig eingeschaltet,
wenn die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 den zweiten
Referenzwert erreicht, der durch den MOSFET Q2 bestimmt ist. Der Strom
fließt
zunächst
in einem stärkeren
Maße in
die Diode D3 und dann reibungslos in den MOSFET Q2; an einem vorbestimmten
Punkt beginnt der Strom größtenteils
zum MOSFET Q2 zu fließen.
Wenn aus irgendeinem Grund der Sperrstrom in den MOSFET Q2 fließt, wird
der Sperrstrom von der Vergleichsschaltung COM2 über den Strommesswiderstand Rcd
erfasst und unterdrückt,
indem der MOSFET Q2 durch Kurzschließen des positiven Eingangs
des Verstärkers
OP1 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung COM2 über die
Diode D4 ausgeschaltet wird.
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Wenn bei der in 5 gezeigten Ausführungsform der in dem Hauptwandler 1 fließende Strom
kleiner als der Höchstwert
für den
Parallelbetrieb ist, nimmt der Ausgang des Verstärkers OP2 ab, und in der Additionsschaltung
Ad wird ein niedriger Wert von dem Referenzwert Er abgezogen. Als
Ergebnis steigt der Eingang zu dem PWM-Wandler PWM, ebenso wie die
Einschaltdauer des PWM-Wandlers PWM. Dadurch steigt die Spannung des
Hauptwandlers 1 geringfügig
für einen
erhöhten Strom
in einem ausgeglichenen Zustand. Außerdem steuert die Überstromschutzschaltung
den Transistor T1 über
die Halteschaltung Mc und den Widerstand R1 durch den Ausgang der
Vergleichsschaltung COM und schaltet durch Kurzschließen der
Steuerelektrode des MOSFET Q1 des Hauptschaltelements aus, um den Überstrom
zu unterdrücken.
Folglich kann die Schaltung aufgrund der verteilten Anordnung der
Schutzschaltung mit einer geringeren Größe ausgeführt und die Zuverlässigkeit
verbessert werden.
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6 zeigt
eine weitere Ausführungsform, bei
der der Sperrstromunterdrückungs-MOSFET Q2 und die
Glättungs-Induktionsspule
L auf der negativen Seite angeordnet sind. Die mit den Bezugszeichen
der entsprechenden Teile in 3, 4 und 5 versehenen Bauteile haben die gleiche
Funktionsweise. Daher ist auch die Funktion der Sperrstromunterdrückung dieselbe.
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7 zeigt
ein parallel-redundantes Energieversorgungsgerät, das mit einem Steuerverfahren nach
einer erfindungsgemäßen Ausführungsform
gesteuert wird. Drei Gleichstromwandler werden in paralleler Redundanz
betrieben. Jeder Gleichstromwandler versorgt eine Last durch Verbinden
des Sperrstromunterdrückungs-MOSFET
Q auf der Lastseite des Glättungskondensators
C. Der MOSFET Q wird durch die Steuerschaltung und das Steuerverfahren
gesteuert, die unter Bezugnahme von 1 bis 6 beschrieben wurden. In 7 ist die Steuerschaltung
nicht gezeigt. Außerdem
wird in jedem Wandler 1 der Strom durch Verbinden der Stromabgleichsteuerung
nach dem Maximalstrom-Folgeverfahren mit der Stromsteuerleitung
CL gesteuert.