DE2717378A1

DE2717378A1 - Gleichstrom/gleichstromwandler

Info

Publication number: DE2717378A1
Application number: DE19772717378
Authority: DE
Inventors: Leonard Eric Jansson
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-04-21
Filing date: 1977-04-20
Publication date: 1977-11-03
Also published as: JPS52149316A; FR2349230A1; GB1525416A; US4162524A

Description

PUB 32546 GROE/VA/MC

N.V. Philip, GV.'iVtc;■< n'abrlekee

Gleichstrom/Gleichstromwandler

Die Erfindung bezeiht sich auf einen Gleichstrom/Gleichstromwandler mit einem Schalttransistor , einer Schaltsignalquelle, deren Ausgang mit der Steuerelektrode des genannten Transistors verbunden ist, und einer Induktivität, die mit der Haupstrombahn des genannten Transistors in Reihe geschaltet und mit einem Aus gangs-klemraenpaar über einen Gleichrichter mit einer derartigen Polarität gekoppelt ist, dass, venn eine Belastung über den genannten Ausgangsklemmen angeordnet, eine Gleichstromspeisequelle über der genannten Reihenanordnung mit der richtigen Polarität für den Transistor geschaltet und der Transistor leitend gemacht wird, der Gleichrichter in der Durchlassrichtung vorgespannt sein wird.

Wenn der Transitor in einem derartigen

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Wandler leitend ist, besteht der von ihm gefürte Strom aus dem Belastungsstrom ( dem wirklichen Strom oder dem mittels eines Transformators reflektierten Strom) und dem Magnetisationsstrom der Induktivität. Dieser Magnetisationsstrom nimmt während jeder leitenden Periode des Transistors zu und normalerweise ist eine Schaltung vorhanden, über diedie resultierende Energie, die in der Induktivität gespeichert wird, zu der Speisequelle während jeder nichtleitenden Periode des Transsistors zurückgeführt wird.

Transistoren können sehr leicht durch Überlastung zerstört werden und daher ist es üblich, solche Wandler mit einer schnell wirkenden Strombegrenzerschaltung zu versehen, durch die der Transistor vor den Effekten zu grosser Ströme geschützt wird. Eine derartige Schaltung kann z.B. einen Widerstand niedrigen Wertes enthalten, der mit der Haup'strombah des Transistors in Reihe geschaltet oder mit dieser über einen Stromtransformator gekoppelt ist, während weiter über dem Widerstand ein Spannungspegeldetektor angeordnet sein kann. Der Pegeldetektor ist derart eingerichtet, dass er bei einer Widerstandsspannung wirken kann, die dem höchstzulässigen Transistorstrom entspricht, und dass bewirkt wird, dass die Ansteuerung des Transistors möglichst schnell beseitigt wird,

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wenn eine derartige Spannung erreicht ist, damit eine etwaige Zunahme des Transistorstroms danach auf eine Mindestrnass beschränkt wird.

Obwohl solche Strombegrenzerschaltungen beim Schützen des Transistors vor dem Effekten zu grosser Belastungsströme sehr zweckmässig wirken können, wurde gefunden, dass sie nicht so zweckmässig wirken, wenn der Transistor vor den Effekten eines Sättigungszustandes geschützt werden soll, der in der Induktivität auftritt ( die normalerweise ein Eisen- oder Ferritkerntransformator oder einedrosselspule ist). Ein derartiger Sättigungszustand kann sich z.B. infolge einer zu langen leitenden Periode des Transistors ergeben, wodurch der Magnetisationsstrom der Induktivität auf einen zu hohen Wert zunehmen kann, oder ein solcher Zustand kann, wenn der Wandler ein Gegentaktwandler ist, durch ein Ungleichgewicht zwischen seinen beiden Hälften herbeigeführt werden, was einen "Treppenbildungs"-Effekt in der Magnetisation zu Folge hat. Wenn die Induktivität in den Sättigungsbereich gesteuert wird, kann der Magnetisationsstrom danach derart schnell zunehmen, dass die Wirkung der üblichen Strombegrenzerschaltung zu langsam sein wird , um den Transistor vor Zerstörung zu schützen. Wenn die übliche Strombegrenzerschaltung die normale Wirkung der Wandlers nicht stören soll, muss der Transistorstrom, bei dem er wirkt, mindestens gleich der Summe der erwarteten maximalen

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Belastungsstroms und des maximalen Magnetisationsstroms sein. Da der maximale Magnetisationsstrom im allgemeinen 10$ des maximale BelastungsStroms ist, ist es möglich, dass bei einem niedrigen Belastungsstrom der Magnetisationsstrom auf das Zehnfache des erwarteten Höchstwertes zunehmen kann, bevor die Strombegrenzerschaltung wirksam wird. Wpnn dieser Magnetisationsstromwert erreicht ist, ist die Induktivität wahrscheinlich reichlich gesättigt, so dass der Magnetisationsstrom bestimmt sehr schnell zunehmen wird. Sogar wenn unter diesen Bedingungen sie Strombegrenzerschaltung selber nur sehr kurz effektiv wirksam ist, kann der Effekt z.B. in dem Basisgebiet des Transistors gespeicherter Ladungsträger bewirken, dass der Transistor eine so lange Zeitdauer benötigt, um den nichtleitenden Zustand zu erreichen, dass er zerstört ist, bevor es so weit ist.

Die Erfindung bezweckt, einen Gleichstrom/ Gleichstromwandler zu schaffen, der für diesen Effekt weniger empfindlich ist.

Nach der Erfindung ist ein Gleichstrom/ Gleichstromwandler mit einem Schalttransistor, einem Schalttransistor. , einer Schaltsignalquelle, deren Ausgang mit der Steuerelektrode dieses Transistors gekoppelt ist, und einer Induktivität, die mit der Hauptstrombahn des genannten Transistors in Reihe angeordnet und mit einem Ausgangsklemmenpaar

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über einen Gleichrichter mit einer derartigen Polarität gekoppelt ist, dass, venn einer Belastung über den genannten Ausgangsklemmen angeordnet, eine Gleichstromspeisequelle über der genannten Reihenanordnung mit der richtigen Polarität geschaltet und der Transistor leitend gemacht wird, der Gleichrichter in der Durchlassrichtung vorgespannt sein wird, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schaltung zum Detektieren von Stromänderungen vorgesehen ist, deren Eingang mit der Haupstrombahn des genannten Schaltti aiisistors gekoppelt ist, um zu detektieren, ob die Zunahme des Stromes in der Haupstrombahn, die während wenigstens eines bestimmten Teilen einer leitenden Periode des genannten Transistors auftritt, einen bestimmten Wert erreicht, wobei diese Detektionsschaltung Tür den Absolutwert des genannten Stromes nahezu unempfindlich ist und der Ausgang dieser Schaltung mit dem Eingang eines Schalttransistorstromsteuerkreises gekoppelt ist, von dem der Schalttransistorstrom derart gesteuert wird, dass vermieden wird, dass der Strom in der Haupstrombahn des genannten Schalttransistors den Maximaletromwert des Transistors überschreitet, wenn der genannte bestimmte Wert erreicht wird.

Es wurde nun gefunden, dass die Änderung , die in dem Strom in der Haupstrombahn des Schalttransistors in einem solchen Wandler während jeder leitenden Periode auftritt ( unter Vernachlässigung etwaiger Einschalterscheinungen),

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ein Mass für den (etwaigen) Sättigungsgrad der Induktivität ist und von dem Belastungsstrom nahezu unabhängig sein kann. So kann eine Sicherungsschaltung, die nur auf diese Änderung anspricht und für den Absolutwert des Transistorstroms unempfindlich ist, bei Sättigung der Induktivität bei einem niedrigen Wert des Belastungsstroms schneller als eine Schaltung, wirken, deren Wirkung davon abhängt, ob der Transistorstrom einen bestimmten Absolutwert erreicht, der grosser als die Summe des Maximal erwarteten Belastungsstroms und des maximalen Magnetisationsstroms ist.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeichen:

Fig. 1 ein Schaltbild des erfindungsgemässen Ausführungsbeispiels, und

Fig. 2 einige Wellenformen zur Erläuterung der Wirkungsweise des Wandlers nach Fig. 1.

In Fig. 1 enthält ein Gegentakt- Gleichstrom/Gleichstromwandler ein Schalfc.transistorenpaar 1a, 1b, deren Basen auf übliche Weise von Ausgangklemmen 13a, 13b einer Gegentakschaltsignalquelle 2 über Treibertransitoren 3a bzw. 3b und Steuertransformatoren 4a bzw. 4b gesteuert werden. Die Kollektorkreise der Transistoren 1a und 1b enthalten die Hälften 5a bzw. 5b der Primärwicklung eines Ausgangstransformators 6 mit Mittelabgriff, die damit in Reihe liegen,

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wobei dieser Transformator eine Sekundärwicklung 7^a» 7b mit Mittelabgriff aufweist. Über den Mittelabgriff der genannten Sekundärwicklung wird eine Klemme 8 eines Ausgangsklemmenpaares 8,9 gespeist, wobei die andere Klemme 9 dieses Paares von den beiden Enden deV Sekundärwicklung des Transformators 6 her über Gleichrichter 10a bzw. 10b, eine Drosselspule 11 und einen Glättunskondensator 12 gespeist wird. Ein' Spannungsdetektor I5 detektiert die Spannung über den Klemmen 8,9 auf übliche Weise, wobei das Ausgangssignal des Detektors I5 einem Steuereingang 16 der Quelle 2 zugeführt wird, um das Tastverhältnis des Ausgangssignals dieser Quelle auf übliche Weise zu steuern, damit die Ausgangsspannung über den Klemmen 8,9 auf einem vorbestimmten Wert stabilisiert wird.

Die Hauptstrombahn der Transitoren 1a und 1b enthalten ausserdem die Primärwicklung der Stromtransformatoren 17& bzw. 1Jh, über deren Sekundärwicklungen Widerständen 18a bzw. 18b angeordnet sind. Diese Sekundärwicklungen speisen Belastungswiderstände 20a bzw. 20b über Gleichrichter 19a bzw. 19t). Jede Kombination eines Stromtransformator mit den zugehörigen Widerständen 18 und 20 und dem Gleichrichter 19 bildet einen Strom/Spannungswandler zum Erzeugen einer Spannung, die dem Augenblicklichen Strom im Kollektorkreis des entsprechenden Schalttransistors 1 proportional ist.

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Diese (positive)spannungen werden über Kondensatoren 21a bzw. 21b den Basen der Transistoren 22a bzw. 22b zugeführt. Die Kollektorenbelastungen 23a bzw 23b dieser Transistoren 22a und 22b werden mit Ausgangäinhibitionssteuerklemmen 24a bzw. 24b der Schaltsignalquelle 2 gekoppelt.

Durch eine Anordnung eines Diodenpares, eines Widerstandes und eines Kondesators 25a, 26a, 27a, 28a, bzw. 25b, 26b, 27, 28b wird vermieden, dass jede der Basen der Transistoren 22a und 22b ein negatives Potential erreicht. Die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 22a und 22b werden auch von den Kollektor-Emitter-Strecken der Transsistoren 29a bzw. 29b überbrückt, deren Basen von weiteren Ausgangsklemmen 30a bzw. 30b der Schättsignalquelle 2 gespeist werden.

Wenn eine Belastung 33 über den Ausgangsklemmen 8,9 angeordnet ist, ein Gleichstromeingangssignal den Kingangklemmen 31» 3 2 mit der angegebenen Polarität zugefüht und die Schaltung erregt wird, wird bewirkt, dass die Schalttransistoren 1a und 1b abwechselend durch Gegentaktschaltsignale leitend gemacht werden, die an den Ausgängen 13a bzw. 13b der Schaltsignalquelle 2 auftreten. Wenn der Transitor 1a leitend ist, ist der Gleichrichter 10a in der Durchlassrichtung vorgespannt und führt der Belastung Strom zu. Auf ähnliche Weise ist, wenn der Transistor 1b leitend ist, der Gleichrichter 10b in der Durchlassrichtung vogespannt und führt

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der Belastung Strom zu. Beim Normalbetrieb können die Kollektorströme 1 der Schalttransistoren la und 1b für einen niedrigen Wert des Belastungsstroms die auf etwa idealisierte Weise in Figuren 2a bzw. 2b dargestellte Form und für einen höheren Wert des Belastungsstroms die in Figuren 2c bzw. 2d dargestellte Form aufweisen. Wenn die Einschaltspitze am Anfang jeder leitenden Periode ( infolge der Entladung der Kapazität am Kollektor des entspechenden Transistors) vernachlässigt wird, lässt sich erkennen, dass die Kollektorströme während jeder leitenden Periode aus einemAustastpegel infolge des reflektiarten Belastungsstroms zuzüglich einer ( schraffiert dargestellten) konstant zunehmenden Komponente bestehen. Die letztere Komponente ist der Magnetisationsstrom des ( induktiven) Ausgangstransormators 6, wobei angenommen wird, dass der Magnetisationsstrom der Drosselspule 11 vergleichsweise derart klein ist, dass er vernachlässigt werden kann.

Wenn aus irgend,einem Grunde der Transformator 6 inseinen Sättigungsbereich gesteuert wird, werden die in Figuren 2a bis 2d dargestellten Wellenformen abgeändert; die schraffierte ( Magnetisations-) Komponente, die in Figuren 2a bis 2d derart dargestellt ist, dass sie während jeder leitenden Periode des betreffenden Transistors linear zunimmt, nimmt stattdessen während jeder leitenden Periode mit zunehmender Geschwindigkeit zu. Ein Bespiel der Weise, in der die Wellenform

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nach Fig. 2d so transformiert werden kann, ist in Fig. 2e dargestellt, und der dann auftretende Höchswert von I könnte genügend sein, um den diesen Strom führenden Schalttransistor zu zerstören.

Wenn eine übliche Schalttransistorsicherungs· schaltung in den Wandler eingebaut wäre, wobei diese Sicherungsschaltung derart wirkt, dass die Ansteuerung der Schalttransistoren beseitigt wird, wenn der von ihnen geführte Strom einen bestimmten Wert erreicht, müsste dieser bestimmte Wert, wie oben erwähnt bis oberhalb des beim Normalbetrieb erwarteten Höchstwertes von I, d.h. bis oberhalb der Spitze der in Fig. 2c dargestellten Kurve, erhöht werden. So kann er z.B. auf dem mit I in Fig.

max

2e bezeichneten Pegel liegen müssen. Es ist ersichtlich, dass der Transistorstrom I in Fig. 2e sehr schnell zunimmt, wenn er einen Wert von I

max

erreicht, und sogar wenn danach nur eine sehr kurze Zeit t..—^ t_ benötigt wird, um durch die Wirkung der Sicherungsschaltung tatsächlich den Strom im Transistor herabzusetzen, kann diese Zeit genügend sein,um zu gestatten, dass I derart weiter zunimmt, dass der Transistor zerstört wird.

Eine Sicherungsschaltung anderer Art ( mit den Teilen 17-30 in Fig. 1) ist daher statt oder neben der üblichen Sicherungsschaltung vorgesehen, wobei diese andere Sicherungsschaltung für die Zunahme der Ströme I in den Schalttransistoren während jeder

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leitenden Periode empfindlich und für die Absolutwerte dieser Ströme nahezu unempfindlich ist. Die Sicherungsschaltung 17-30 wirkt derart, dass die. Ansteuerung der Schalttransistoren beseitigr wird, wenn die Zunahme des von jedem Schalttransistor geführten Stromes während des Teiles einer leitenden Periode nach der Einschaltspitze einen bestimmten Wert erreichen, der derart gewählt ist, dass er gerade die Zunahme überschreitet, die in den entprechenden Perioden unter üblichen Betriebsbedingungen auftritt, d.h. die Stromzunahme i in den Figuren 2a-2d. Aus Fig. 2e ist ersichtlich, dass die Sicherungsschaltung infolgedessen zu einem Zeitpunkt wirksam wird, z.B. zu dem Zeitpunkt, der in Fig. 2 mit t_

Π9 bezeichnet wird und zu dem der von dem betreffenden Schalttransistor geführte Strom I noch Verhälnismässig langsam zunimmt, so dass, sogar wenn der Strom im Transistor nicht tatsächlich herabgesetzt wird, bevor eine weitere Zeitspanne t,,—^t. vergangen ist, wobei ( t —> t, ) = ( t —»t_o ), I nicht über-

j Q IiC ITlclX

schritten wird.

Um dies zu erreichen, werden Spannungen, die den Kollektorströmen in den Schalttransistoren 1a und 1b entprechenden, den Kondensatoren 21a bzw. 21b über den entsprechenden Strom/ Spannungswandler 17, 18» 19» 20 zugeführt. Diese Spannungen können daher denen nach Figuren 2a oder 2c und Figuren 2b oder 2d ähnlich sein. Ausserdem wird ein in

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Figuren 2f und 2g dargestelltes Stromwellenformenpaar den Ausgängen 30a bzw. 30b der Schaltsignalquelle 2 entnommen und den Basen der Transistoren 29a bzw 29b zugeführt. Die Anfangszeitpunkte der Impulse der Spannungsform 2f fallen mit den Anfangszeitpunkten der leitenden Perioden des Transistors 1a und die Anfangszeitpunkte der Spannungsform 2g fallen mit den Anfangszeitpunkten der leitenden Perioden des Transistors 1b zusammen. Die Dauer jedes Impulses der Spannungsformen 2f und 2g ist mindestens gleich der Dauer der Einschaltspitze, die am Anfang jeder:leitenden Periode eines Schalttransistors auftritt, Die Spannungsformen 2f und 2g können z.B. mittels monostabiler Multivibratoren von den Schaltimpulsen abgeleitet werden, die von den Ausgängen 13 der Quelle 2 den Treibertransistoren 3a bzw. 3b augeführt werden.

Venn z.B. eine Spannungsform, die einem Impuls der Spannungsform 2a ähnlich ist, der rechten Elektrode der Kondensators 21a zugeführt wird, wird die linke Elektrode des Kondensators 21a während der Einschaltspitze durch die kombinierte Wirkung der Teile 25d,26a, 27a, und 28a ( die verhindern, dass sie negativ wird) und durch Leitung des Transistors 29a (wodurch verhindert wird, dass sie positiv wird) auf Nullpotential gehalten, wobei Leitung d.n dem Transistor 29a wegen des seiner Basis zugeführten Impulsen der Wellenform 2f auftritt.

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Wenn der Impuls der Wellenform 2f endet, steigt das Potential der linke Elektrode des Kondensators 21a in positivem Sinne an, weil es nicht mehr vom Transistor 29a auf Null geklemmt wird, während das Potantial an:, der rechten Elektrode des Kondensators infolge des zunehmenden Magnetisationsstroms in Transformator 6 ansteigt. Die Werte der unterschiedlichen Teile der Schaltung sind derart gewählt, dass beim Normalbetrieb die resultierende Erhöhung des Bäsispotentials des Transistors 22a während des verbleibenden Teiles der leitenden Periode im Transistor 1a eben ungenügend ist, um Leitung in diesem Transistor herbeizuführen, d.h., dass sie gerade den Basis- Emitter- Schwellwert desselben unterschreitet. Wenn stattdessen aber eine der nach Fig. 2e ähnlich Spannungsform der rechten Elektrode des Kondensators 21a zugeführt wird, wird .die Zunahme des Potentials an der Basis des Transistors 22a während der leitenden Periode des Transistors 1 schnell genügend, um den Transistor 22a einzuschalten, wobei der resultierende Spannungsabfall über seinem Kollektor der Inhibitionsklemme 24a der Quelle 2 zugeführt wird, um die Ansteuerung der Schalttransistoren zu beseitigen, z.B. dadurch, dass ein Eingangssignal eines in dem Signalweg ^au jeder Ausgangsklemme 13 angeordneten UND-Gatters von einer logischen "1" auf eine logische'O"

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herabgesetzt wird. Die Sicherungsschaltung, di*e die Teile 17b-3O enthält, wirkt auf ähnliche Weise zum Schützen des Transistors Ib.

Erwünschtenfalls können die Teile 2Ob-2-9b weggelassen werden , wobei die Teile 20a—29a den beiden Sicherungsschaltungen gemeinsam gemacht werden, dadurch, dass die Kathode der Gleichrichter 19a und 19b zusammengeschaltet werden, wobei die Ausgänge 30a und 30b der Quelle 2 zu einem einzigen VO Ausgang kombiniert werden, der eine Wellenform erzeugt, die gleich der Summe der Spannungsformen 2f und 2g ist.

In bestimmtei Fällen kann festgestellt werden, dass die in Fig. 2a-2e dargestellten Einschaltspitzen nicht oder nur mit einer vernachlässigbaren Amplitude auftreten. In solchen Fällen können die Wellenformen 2f und 2g abgeändert werden, wobei es dann genügend ist. einfach die Basen der Transietoren 22a und 22b am Anfang jeder leitenden Periode im betreffenden Schalttransistor auf Erdpotential zu klemmen.

Wenn Sättigung in der Drosselspule 11 auftritt, wird der Effekt auf die von den Schalttransistoren geführten Ströme dem vom Transformator 6 hervorgerufenen Effekt ähnlich sein. Wenn die Drosselspule derart ausgebildet wird, dass sie in den Sättigungsbereich gesteuert wird, wenn der von der Belastung 33 verbrauchte Strom anfängt,

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PIIB

den Strom zu überschreiten, den die Schalttransistoren liefern können, kann somit die Sicherungsschaltung die Schalttransistoren auch vor dieser Möglichkeit schützen. Übrigens werden vorzugsweise die über den Widerständen 20a und 20b auftretenden Spannungen auch dazu benutzt, eine übliche Strombegrenzerschaltung zu betreiben, z.B. auf die in dem Aufsatz von B. George mit dem Titel " Six Volt 100 Amp. Switched Mode Power Supply operating directly from the mains" in "Mullard Technical Communications" Nr 123 (July 1974) S. 113 und Fig. 13 auf Seite 115 beschriebene Weise. ( Es kann erwünscht sein, in jedem Fall noch eine solche übliche Strombegrenzerschaltung anzuordnen).Sie können auch dazu benutzt werden, eine Ausgleichsschaltung für die Kollektorströme der Schalttransistoren zu betreiben, z.B. auf die in der britischen Patentschrift Nr. 1.421.797 beschriebene Weise.

Die Teile der dargestelltem Sicherungsschaltungen können die nachstehenden Werte aufweisen und von den nachstehenden Typen sein:

Transformatoren 17: Sekundärinduktion 20 mH, Primärinduktion 0,2 mH ( wobei eine Schaltfrequenz von etwa

25 kHz vorausgesetzt wird) Widerstände 18: 1 kA.
Dioden 19: ΒΎΧ 55
Widerstände 20: 10/t

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Kondensatoren 21: 2200 pF

Transistoren 22: BSX

Widerstände 23: 18 kft Dioden 25,26: BAW 62 Widerstände 27: 1 kft

Kondesatoren 28: 0,22 ji'F

Transistoren 29: BSX

Eine Sicherungsschaltung der beschriebenen Art kann auch in einem einseitig angeschlossenen Wandler vom "Durchlass"-Typ verwendet werden, d.h. vom Typ, bei dem einer Belastung während der leitenden Periode eines Schalttransistors Strom zugeführt wird.

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Claims

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Patentansprüche

1. Gleichstrom/Gleichstromwandler mit einem Schalttransistor, einer Schaltsignalquelle, deren Ausgang mit der Steuerelektrode des genannten Transistors gekoppelt ist, und einer Induktivität, die mit der Haupstrombahn des genannten Transistors in Reihe angeordnet und mit einem Ausgangsklemmenpaar über einen Gleichrichter mit einer derartigen Polarität gekoppelt ist, dass, wenn eine Belastung über den genannten Ausgansklemmen angeordnet, eine Gleichstromspeisequelle über der genannten Reihenanordnung mit der richtigen Polarität geschaltet und der Transistor leitdnd gemacht wird, der Gleichrichter in der Durchlassrichtung vorgespannt sein wird, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schaltung zum Detektieren von Stromänderungen mit ihren Eingang (17) an die Hauptstrombahn des genannten Schalttransistors (i) angeschlossen ist, um zu detektieren, ob die Zunahme des Stromes in der genannten Haupstroinbahn während wenigstens eines bestimmten Teiles jeder leitenden Perioden des genannten Transistors einen bestimmten Wert erreicht, wobei diese Detektionsschaltung für den

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Abolutwert des genannten Stroms Nahezu unempfindlich ist und mit ihrem Ausgang (2h) an den Eingang eines Schalttransistorstromsteuerkreises(2) angeschlossen ist. der den Schalttransistorstrom derart steuert dass vermieden wird, dass der Strom in der Hauptstrombahn des genannten Schalttransistors den Maximalstromwert des Transistors überschreitet, wenn der genannte bestimmte Wert erreicht wird.

2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der genannte Schalttransistorstromsteuerkreis eine Ausgangsinhibitionsschaltung enthält, die in der genannten Schaltsignalquelle auf genominen ist.

3. Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Stromänderungsdetektionsschaltung einen Strom/Spannungswandler (17-20) enthält, dessen Eingang in der Hauptstrombahn des Schalttransistors aufgenommen ist, während eine Spannungsanderungsdetektionsschaltung(21-23) vorgesehen ist, deren Eingang mit den Ausgang des genannten Strom/Spannungswandlers (17-20) verbunden ist, wobei diese Spannungsänderungsdetektiondschaltung derart ausgebildet ist, dass sie delektiert, ob die Zunahme des Ausgangssignale des genannten Strom/ Spannungswandlei's während wenigstens des genannten bestimmten Teiles jeder leitenden Periode des genannten Transistors einen bestimmton Wert erreicht

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h. Wandler nach Anspruch 3> dadurch gekennzeichnet, dass die gennale Spannungsänderungsdetektionsschaltung eine auf einen Spannungsschwellwert ansprechende Vorrichtung(22) enthält, deren Eingang mit dem Ausgang des Strom/Spannungswandlers (i7r2O) über einen Kondensator (21) gekoppelt ist wobei Mittel (25-30) vorgesehen sind, mit deren Hilfe das Potential auf der der auf die Schwellwertspannung ansprechenden Vorrichtung zugewandten Seite des Kondensators auf einen Bezugspegel an Anfang jedes genannten bestimmten Teiles einer leitenden Periode eingestellt wird.

5. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jeder genannte bestimmte Teil einer leitenden Periode die ganze entsprechende leitende Periode ist nach einem Anfangsteil derselben .

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