JP2001286135A - 半導体スイッチング素子の駆動方法及び電源装置 - Google Patents
半導体スイッチング素子の駆動方法及び電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】コンバータの起動時あるいは故障時でも大きな
逆電流を防止し、負荷の電圧変化を抑える半導体スイッ
チング素子の駆動方法を提供する。 【解決手段】電源装置の起動時に、出力電圧または出力
電流と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を半
導体スイッチング素子に与え、出力電圧または出力電流
が、第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達す
る時点以降において、第１の制御信号以上の大きさの第
２の制御信号を半導体スイッチング素子に与える。
逆電流を防止し、負荷の電圧変化を抑える半導体スイッ
チング素子の駆動方法を提供する。 【解決手段】電源装置の起動時に、出力電圧または出力
電流と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を半
導体スイッチング素子に与え、出力電圧または出力電流
が、第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に達す
る時点以降において、第１の制御信号以上の大きさの第
２の制御信号を半導体スイッチング素子に与える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電源装置におけるス
イッチング素子の駆動方法に関する。
イッチング素子の駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、複数のコンバータを並列冗長運転
する場合は逆流防止のため、各コンバータはダイオード
を介して負荷に接続される。しかしダイオードは順電圧
降下が高いので電力損失が大きく、この対策としてMOSF
ETなどの半導体スイッチング素子を使用する。この場
合、冗長系に追加するコンバータを、完全に起動が済ん
で電圧を確立した後にMOSFETをオンして並列接続すれば
問題ないが、活線挿抜する場合は自コンバータの電圧検
出の誤差等を考慮すると電圧が冗長系より低い電圧でMO
SFETをオン，オフせざるを得ない。しかしこの場合は冗
長系から起動コンバータのコンデンサに瞬時に大きな充
電電流が流れ、負荷電圧が大きく変動する。
する場合は逆流防止のため、各コンバータはダイオード
を介して負荷に接続される。しかしダイオードは順電圧
降下が高いので電力損失が大きく、この対策としてMOSF
ETなどの半導体スイッチング素子を使用する。この場
合、冗長系に追加するコンバータを、完全に起動が済ん
で電圧を確立した後にMOSFETをオンして並列接続すれば
問題ないが、活線挿抜する場合は自コンバータの電圧検
出の誤差等を考慮すると電圧が冗長系より低い電圧でMO
SFETをオン，オフせざるを得ない。しかしこの場合は冗
長系から起動コンバータのコンデンサに瞬時に大きな充
電電流が流れ、負荷電圧が大きく変動する。
【０００３】さらにMOSFETを使用した場合にコンバータ
が故障した時もコンバータの電圧が徐々に低下するの
で、冗長系より故障コンバータの電圧が小さくなり、MO
SFETをオフするための検出電圧まではMOSFETを通して冗
長系から故障コンバータに逆電流が流れ、負荷電圧を大
きく変動させる原因となる。
が故障した時もコンバータの電圧が徐々に低下するの
で、冗長系より故障コンバータの電圧が小さくなり、MO
SFETをオフするための検出電圧まではMOSFETを通して冗
長系から故障コンバータに逆電流が流れ、負荷電圧を大
きく変動させる原因となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】故障電源を取り替えて
起動する場合および電源が故障した場合に、前述のよう
にMOSFETをオンするときに冗長系の電流を乱し、負荷電
圧の電圧変動を招いてノイズが発生する。
起動する場合および電源が故障した場合に、前述のよう
にMOSFETをオンするときに冗長系の電流を乱し、負荷電
圧の電圧変動を招いてノイズが発生する。
【０００５】本発明は、上記のような問題点を考慮して
なされたものであり、電源装置に用いられる半導体スイ
ッチング素子を逆電流防止時などに高信頼でスイッチン
グできる駆動方法を提供する。
なされたものであり、電源装置に用いられる半導体スイ
ッチング素子を逆電流防止時などに高信頼でスイッチン
グできる駆動方法を提供する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明による半導体スイ
ッチング素子の駆動方法においては、電源装置に用いら
れる半導体スイッチング素子をオンする場合、いきなり
オン動作させず、非飽和状態を経て徐々にオンさせる。
ッチング素子の駆動方法においては、電源装置に用いら
れる半導体スイッチング素子をオンする場合、いきなり
オン動作させず、非飽和状態を経て徐々にオンさせる。
【０００７】さらに具体的には、半導体スイッチング素
子をターンオンする場合、電源装置の出力電圧または出
力電流が第１の基準値以上では出力電圧または出力電流
と第１の基準値の差に比例して徐々に半導体スイッチン
グ素子を非飽和領域で動作させる。さらに、好ましく
は、出力電圧または出力電流が増大して第２の基準値以
上となるとき、半導体スイッチング素子が飽和領域にお
いて十分にオン動作させる。
子をターンオンする場合、電源装置の出力電圧または出
力電流が第１の基準値以上では出力電圧または出力電流
と第１の基準値の差に比例して徐々に半導体スイッチン
グ素子を非飽和領域で動作させる。さらに、好ましく
は、出力電圧または出力電流が増大して第２の基準値以
上となるとき、半導体スイッチング素子が飽和領域にお
いて十分にオン動作させる。
【０００８】また、本発明による他の駆動方法において
は、電源装置用の半導体スイッチング素子を、電源装置
の起動時に、出力電圧または出力電流と第１の基準値と
の差に応じた第１の制御信号を半導体スイッチング素子
に与える。さらに、出力電圧または出力電流が、第１の
基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降
において、第１の制御信号以上の大きさの第２の制御信
号を半導体スイッチング素子に与える。
は、電源装置用の半導体スイッチング素子を、電源装置
の起動時に、出力電圧または出力電流と第１の基準値と
の差に応じた第１の制御信号を半導体スイッチング素子
に与える。さらに、出力電圧または出力電流が、第１の
基準値よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降
において、第１の制御信号以上の大きさの第２の制御信
号を半導体スイッチング素子に与える。
【０００９】本発明による駆動方法によれば、半導体ス
イッチング素子がターンオン開始時に電流を限流するた
め、負荷変動の変動を引き起こすほどの急激な電流の増
大が防止される。なお、電源装置において、電力を出力
するための半導体スイッチング素子のオン，オフを制御
する制御回路に、本発明による駆動方法を取り込めば、
電源装置の信頼性が向上する。
イッチング素子がターンオン開始時に電流を限流するた
め、負荷変動の変動を引き起こすほどの急激な電流の増
大が防止される。なお、電源装置において、電力を出力
するための半導体スイッチング素子のオン，オフを制御
する制御回路に、本発明による駆動方法を取り込めば、
電源装置の信頼性が向上する。
【００１０】なお、半導体スイッチング素子としては、
MOSFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Trans
istor)，ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transisto
r) などの絶縁ゲート型トランジスタや、バイポーラト
ランジスタなど、各種の半導体素子が適用される。ま
た、電源装置において、半導体スイッチング素子は、並
列運転する際の逆流防止や各種の電力制御など、さまざ
まな用途に適用される。また、電源装置としては、コン
バータ，インバータ，スイッチング電源など、各種の電
力変換装置及び電力制御装置が適用される。
MOSFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Trans
istor)，ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transisto
r) などの絶縁ゲート型トランジスタや、バイポーラト
ランジスタなど、各種の半導体素子が適用される。ま
た、電源装置において、半導体スイッチング素子は、並
列運転する際の逆流防止や各種の電力制御など、さまざ
まな用途に適用される。また、電源装置としては、コン
バータ，インバータ，スイッチング電源など、各種の電
力変換装置及び電力制御装置が適用される。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の１実施例を図１に示す。
この実施例は図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータの並列冗
長運転用コンバータ内部構成図である。図７は３台のコ
ンバータの並列冗長運転例で、各コンバータは逆流防止
用のMOSFET Qを介して負荷Ｌｏに接続されている。更に
各コンバータは電流バランス制御用の端子ＣＬで接続し
ている。図１の基本構成はフォワード型ＤＣ／ＤＣコン
バータでトランスＴＦの１次側に主スイッチＱ１を介し
てＤＣ電圧Ｖｉを印加する。主スイッチＱ１は、トラン
スＴＦの２次側の破線で示した制御回路ＣＩＣにより、
スイッチング制御される。トランスの２次側主回路は、
整流平滑用としてダイオードＤ１，Ｄ２及びインダクタ
ンスＬ１，コンデンサＣ１及び逆流防止用MOSFET Q2 、
及びダイオードＤ３（MOSFETの寄生ダイオードの場合も
ある）、電流検出用抵抗Ｒｃｄを備える。このような回
路により、主スイッチＱ１がある周波数でオンオフする
とスイッチングの周期に対するオンの比である通流比に
比例した電圧がトランスの２次側に得られる。この電圧
をダイオードＤ１で整流し、インダクタンスＬ１を通し
てコンデンサＣ１に充電する。主スイッチＱ１がオフ
し、１次電圧が零になると２次電圧が逆方向となるの
で、ダイオードＤ１は逆バイアスされオフとなり、イン
ダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されるた
め、電流はコンデンサＣ１とダイオードＤ２を通して流
れ続ける。このようにして整流平滑が行われ、コンデン
サの電圧はリプルの少ない直流電圧となり、この電圧で
負荷Ｌｏを駆動する。
この実施例は図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータの並列冗
長運転用コンバータ内部構成図である。図７は３台のコ
ンバータの並列冗長運転例で、各コンバータは逆流防止
用のMOSFET Qを介して負荷Ｌｏに接続されている。更に
各コンバータは電流バランス制御用の端子ＣＬで接続し
ている。図１の基本構成はフォワード型ＤＣ／ＤＣコン
バータでトランスＴＦの１次側に主スイッチＱ１を介し
てＤＣ電圧Ｖｉを印加する。主スイッチＱ１は、トラン
スＴＦの２次側の破線で示した制御回路ＣＩＣにより、
スイッチング制御される。トランスの２次側主回路は、
整流平滑用としてダイオードＤ１，Ｄ２及びインダクタ
ンスＬ１，コンデンサＣ１及び逆流防止用MOSFET Q2 、
及びダイオードＤ３（MOSFETの寄生ダイオードの場合も
ある）、電流検出用抵抗Ｒｃｄを備える。このような回
路により、主スイッチＱ１がある周波数でオンオフする
とスイッチングの周期に対するオンの比である通流比に
比例した電圧がトランスの２次側に得られる。この電圧
をダイオードＤ１で整流し、インダクタンスＬ１を通し
てコンデンサＣ１に充電する。主スイッチＱ１がオフ
し、１次電圧が零になると２次電圧が逆方向となるの
で、ダイオードＤ１は逆バイアスされオフとなり、イン
ダクタンスＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されるた
め、電流はコンデンサＣ１とダイオードＤ２を通して流
れ続ける。このようにして整流平滑が行われ、コンデン
サの電圧はリプルの少ない直流電圧となり、この電圧で
負荷Ｌｏを駆動する。
【００１２】次に制御回路ＣＩＣの逆流防止動作を説明
する。MOSFET Q2 とダイオードＤ３を並列接続し、これ
を電流検出用の抵抗Ｒｃｄと直列接続してコンバータ出
力の負極側に接続する。電流検出用の抵抗Ｒｃｄの両端
をアンプＯＰ４に接続するが、図示のようにグランドＧ
ＮＤ側を＋入力，反対側は抵抗Ｒ９を介して−入力に接
続する。アンプＯＰ４の−入力と出力間には抵抗Ｒ８を
接続し、利得Ｒ８／Ｒ９の増幅器を構成する。更に比較
器ＣＯＭ４の＋入力はアンプＯＰ４の出力に接続し、比
較器ＣＯＭ４の−入力は基準電圧Ｅ４に接続している。
アンプＯＰ４と比較器ＣＯＭ４の出力はダイオードＤ６
及びＤ７を介してMOSFET Q2 のゲートに接続する。この
ような構成でこのコンバータが起動すると、他の冗長系
のコンバータで駆動中の負荷の電圧Ｖｏに対して出力電
圧の低い間はMOSFET Q2 もオフ状態なのでダイオードＤ
３により、他の冗長系からコンデンサＣ１の充電電流は
阻止される。起動が進みコンバータの電圧が負荷の電圧
Ｖｏ以上になるとダイオードＤ３が順バイアスされて電
流が流れ始める。この電流がアンプＯＰ４で増幅され、
アンプＯＰ４の出力電圧が第１の基準値であるダイオー
ドＤ６の順電圧以上になると、この電流の大きさに比例
して、アンプＯＰ４の出力電圧が大きくなる。このアン
プＯＰ４の出力電圧が、MOSFET Q2の第１の制御信号(ゲ
ート信号）となり、MOSFET Q2のゲート電圧を上昇させ
る。このため、MOSFET Q2が非飽和状態で徐々に導通を
始め、ダイオードＤ３から徐々に電流がMOSFET Q2 に移
り始めるので、ダイオードＤ３の順電圧降下が下がる。
起動コンバータの電流が更に大きくなり、アンプＯＰ４
の出力電圧が第２の基準値Ｅ４以上になると比較器COM4
の出力がオンとなって、この出力がMOSFET Q2に第２の
制御信号（ゲート信号）として与えられる。比較器ＣＯ
Ｍ４の出力は、第１の制御信号以上の大きさに設定され
ているので、MOSFET Q2を十分にオンする。このとき、M
OSFET Q2は飽和領域で動作し、電流はダイオードＤ３か
らMOSFET Q2 に十分に移り起動を完了する。
する。MOSFET Q2 とダイオードＤ３を並列接続し、これ
を電流検出用の抵抗Ｒｃｄと直列接続してコンバータ出
力の負極側に接続する。電流検出用の抵抗Ｒｃｄの両端
をアンプＯＰ４に接続するが、図示のようにグランドＧ
ＮＤ側を＋入力，反対側は抵抗Ｒ９を介して−入力に接
続する。アンプＯＰ４の−入力と出力間には抵抗Ｒ８を
接続し、利得Ｒ８／Ｒ９の増幅器を構成する。更に比較
器ＣＯＭ４の＋入力はアンプＯＰ４の出力に接続し、比
較器ＣＯＭ４の−入力は基準電圧Ｅ４に接続している。
アンプＯＰ４と比較器ＣＯＭ４の出力はダイオードＤ６
及びＤ７を介してMOSFET Q2 のゲートに接続する。この
ような構成でこのコンバータが起動すると、他の冗長系
のコンバータで駆動中の負荷の電圧Ｖｏに対して出力電
圧の低い間はMOSFET Q2 もオフ状態なのでダイオードＤ
３により、他の冗長系からコンデンサＣ１の充電電流は
阻止される。起動が進みコンバータの電圧が負荷の電圧
Ｖｏ以上になるとダイオードＤ３が順バイアスされて電
流が流れ始める。この電流がアンプＯＰ４で増幅され、
アンプＯＰ４の出力電圧が第１の基準値であるダイオー
ドＤ６の順電圧以上になると、この電流の大きさに比例
して、アンプＯＰ４の出力電圧が大きくなる。このアン
プＯＰ４の出力電圧が、MOSFET Q2の第１の制御信号(ゲ
ート信号）となり、MOSFET Q2のゲート電圧を上昇させ
る。このため、MOSFET Q2が非飽和状態で徐々に導通を
始め、ダイオードＤ３から徐々に電流がMOSFET Q2 に移
り始めるので、ダイオードＤ３の順電圧降下が下がる。
起動コンバータの電流が更に大きくなり、アンプＯＰ４
の出力電圧が第２の基準値Ｅ４以上になると比較器COM4
の出力がオンとなって、この出力がMOSFET Q2に第２の
制御信号（ゲート信号）として与えられる。比較器ＣＯ
Ｍ４の出力は、第１の制御信号以上の大きさに設定され
ているので、MOSFET Q2を十分にオンする。このとき、M
OSFET Q2は飽和領域で動作し、電流はダイオードＤ３か
らMOSFET Q2 に十分に移り起動を完了する。
【００１３】制御回路における、上記のような逆流防止
動作によれば、MOSFET Q2 が、コンバータを起動すると
き、ターンオン開始時に電流を限流するため、負荷変動
の変動を引き起こすほどの急激な電流の増大が防止され
る。従って、コンバータの信頼性が向上する。なお、こ
れらの効果は、上記のような第１及び第２の制御信号で
あれば、MOSFET Q2 が非飽和領域や飽和領域から多少ず
れた領域で動作しても、得られる。
動作によれば、MOSFET Q2 が、コンバータを起動すると
き、ターンオン開始時に電流を限流するため、負荷変動
の変動を引き起こすほどの急激な電流の増大が防止され
る。従って、コンバータの信頼性が向上する。なお、こ
れらの効果は、上記のような第１及び第２の制御信号で
あれば、MOSFET Q2 が非飽和領域や飽和領域から多少ず
れた領域で動作しても、得られる。
【００１４】次に出力電圧を一定に制御するため、電圧
制御系が必要である。この構成は、出力電圧を検出する
ため、抵抗Ｒ１とＲ２をコンデンサＣ１の両端に接続
し、その中点より検出電圧Ｖｄを得る、これと基準電圧
Ｅｒを加算器Ａｄで比較し、基準電圧Ｅｒよりも検出電
圧Ｖｄが低い場合はその差分に比例した誤差電圧をPWM
変換器ＰＷＭに入力し、ＰＷＭ変換器ＰＷＭで誤差電圧
に応じてＤｕｔｙを増加したパルス電圧を出力する。こ
の出力を、フォトカプラＰｈｃ等の絶縁手段を介して、
トランスＴＦの１次側主スイッチＱ１に制御信号として
与え、Ｑ１を駆動する。このようにして出力電圧を上昇
させ、基準電圧Ｅｒと検出電圧Ｖｄが一致するようにコ
ンバータを制御する。これにより出力電圧Ｖｏを希望値
に制御できる。ここでは第１の基準値をダイオードＤ６
の電圧として固定としたが、調整可能な電圧源を用いて
第１の基準値を調整可能にしても良い。当然第２の基準
値Ｅ４も調整可能な電圧源を用いて調整可能にしても良
い。
制御系が必要である。この構成は、出力電圧を検出する
ため、抵抗Ｒ１とＲ２をコンデンサＣ１の両端に接続
し、その中点より検出電圧Ｖｄを得る、これと基準電圧
Ｅｒを加算器Ａｄで比較し、基準電圧Ｅｒよりも検出電
圧Ｖｄが低い場合はその差分に比例した誤差電圧をPWM
変換器ＰＷＭに入力し、ＰＷＭ変換器ＰＷＭで誤差電圧
に応じてＤｕｔｙを増加したパルス電圧を出力する。こ
の出力を、フォトカプラＰｈｃ等の絶縁手段を介して、
トランスＴＦの１次側主スイッチＱ１に制御信号として
与え、Ｑ１を駆動する。このようにして出力電圧を上昇
させ、基準電圧Ｅｒと検出電圧Ｖｄが一致するようにコ
ンバータを制御する。これにより出力電圧Ｖｏを希望値
に制御できる。ここでは第１の基準値をダイオードＤ６
の電圧として固定としたが、調整可能な電圧源を用いて
第１の基準値を調整可能にしても良い。当然第２の基準
値Ｅ４も調整可能な電圧源を用いて調整可能にしても良
い。
【００１５】更に並列冗長運転のための電流バランス制
御のために、電流増幅アンプＰＯ４の出力をアンプＯＰ
２の＋入力と抵抗Ｒ１０を介してアンプＯＰ３の−入力
に接続する。アンプＯＰ２の出力はダイオードＤ５を介
して−入力側とアンプＯＰ３の＋入力及び電流制御ライ
ン端子ＣＬに接続する。アンプＯＰ３の出力は加算器Ａ
ｄの＋入力と抵抗Ｒ１１を介して加算器Ａｄの−入力に
接続している。加算器Ａｄの＋入力には基準電圧Ｅｒを
接続し、加算器Ａｄの他の−入力にはコンバータのコン
デンサＣ１の電圧（ほぼ出力電圧）を抵抗Ｒ１とＲ２で
分圧して加える。加算器Ａｄの出力はフォトカプラＰｈ
ｃを介して絶縁してコンバータ主スイッチＱ１のゲート
に接続する。このような構成で冗長運転する他のコンバ
ータの内、最大電流を出力しているコンバータの出力電
流値が電流制御ライン端子ＣＬより得られ、この値と自
コンバータの電流値をアンプＯＰ２で比較し、その大き
いほうを電流制御ライン端子ＣＬへ出力する。従って電
流制御ライン端子ＣＬには常に並列運転コンバータ中の
最大電流値が存在する。アンプＯＰ３も同じように自コ
ンバータの電流値と最大電流値の差をＲ１１／Ｒ１０の
ゲインで増幅してその誤差出力を加算器Ａｄで基準値Ｅ
ｒに加算する。いま最大値より自コンバータの電流が小
さいとアンプＯＰ３の出力が大きくなり、加算器の出力
も増加するので、ＰＷＭの出力Ｄｕｔｙを増加させ、そ
の結果、自コンバータの電圧が若干高くなり、自コンバ
ータの電流分担を増加させる。このようにして、各コン
バータは電流をバランスさせる方式を最大電流追従制御
と仮称する。
御のために、電流増幅アンプＰＯ４の出力をアンプＯＰ
２の＋入力と抵抗Ｒ１０を介してアンプＯＰ３の−入力
に接続する。アンプＯＰ２の出力はダイオードＤ５を介
して−入力側とアンプＯＰ３の＋入力及び電流制御ライ
ン端子ＣＬに接続する。アンプＯＰ３の出力は加算器Ａ
ｄの＋入力と抵抗Ｒ１１を介して加算器Ａｄの−入力に
接続している。加算器Ａｄの＋入力には基準電圧Ｅｒを
接続し、加算器Ａｄの他の−入力にはコンバータのコン
デンサＣ１の電圧（ほぼ出力電圧）を抵抗Ｒ１とＲ２で
分圧して加える。加算器Ａｄの出力はフォトカプラＰｈ
ｃを介して絶縁してコンバータ主スイッチＱ１のゲート
に接続する。このような構成で冗長運転する他のコンバ
ータの内、最大電流を出力しているコンバータの出力電
流値が電流制御ライン端子ＣＬより得られ、この値と自
コンバータの電流値をアンプＯＰ２で比較し、その大き
いほうを電流制御ライン端子ＣＬへ出力する。従って電
流制御ライン端子ＣＬには常に並列運転コンバータ中の
最大電流値が存在する。アンプＯＰ３も同じように自コ
ンバータの電流値と最大電流値の差をＲ１１／Ｒ１０の
ゲインで増幅してその誤差出力を加算器Ａｄで基準値Ｅ
ｒに加算する。いま最大値より自コンバータの電流が小
さいとアンプＯＰ３の出力が大きくなり、加算器の出力
も増加するので、ＰＷＭの出力Ｄｕｔｙを増加させ、そ
の結果、自コンバータの電圧が若干高くなり、自コンバ
ータの電流分担を増加させる。このようにして、各コン
バータは電流をバランスさせる方式を最大電流追従制御
と仮称する。
【００１６】次に過電流保護機能を説明する。比較器Ｃ
ＯＭ１の−入力には基準電圧Ｅ３を接続し、＋入力には
コンバータの電流値であるアンプＯＰ４の出力を接続す
る。比較器ＣＯＭ１の出力は保持回路Ｈｊを介してＰＷ
Ｍに接続する。コンバータの電流が小さな間は比較器Ｃ
ＯＭ１の出力はＬ（Ｌｏｗ）レベルで保持回路Ｈｊの出
力もＬレベルなので、ＰＷＭの動作は加算器Ａｄの出力
で動作する。しかし、何らかの原因で電流が異常に大き
くなり、過電流基準値である基準電圧Ｅ３以上になると
比較器ＣＯＭ１の出力がＨ（Ｈｉｇｈ）レベルとなり、
保持回路Ｈｊの出力もＨレベルに保たれるので、ＰＷＭ
はその出力を停止し、主スイッチＱ１をオフにし続け
る。リセットは図示しないが保持回路Ｈｊの復帰スイッ
チで行う。またこの構成において、自コンバータの電流
が流れ始めたことを検出した後、MOSFET Q2 を非飽和領
域の通過時間を意識的に長くするようにオンさせると共
に自コンバータの電流が負荷に電流を供給する時と逆に
流れたことを検出してオンに比べて非飽和領域を通過す
る時間が短くなるようにMOSFET Q2 をオフさせるように
制御することも可能である。
ＯＭ１の−入力には基準電圧Ｅ３を接続し、＋入力には
コンバータの電流値であるアンプＯＰ４の出力を接続す
る。比較器ＣＯＭ１の出力は保持回路Ｈｊを介してＰＷ
Ｍに接続する。コンバータの電流が小さな間は比較器Ｃ
ＯＭ１の出力はＬ（Ｌｏｗ）レベルで保持回路Ｈｊの出
力もＬレベルなので、ＰＷＭの動作は加算器Ａｄの出力
で動作する。しかし、何らかの原因で電流が異常に大き
くなり、過電流基準値である基準電圧Ｅ３以上になると
比較器ＣＯＭ１の出力がＨ（Ｈｉｇｈ）レベルとなり、
保持回路Ｈｊの出力もＨレベルに保たれるので、ＰＷＭ
はその出力を停止し、主スイッチＱ１をオフにし続け
る。リセットは図示しないが保持回路Ｈｊの復帰スイッ
チで行う。またこの構成において、自コンバータの電流
が流れ始めたことを検出した後、MOSFET Q2 を非飽和領
域の通過時間を意識的に長くするようにオンさせると共
に自コンバータの電流が負荷に電流を供給する時と逆に
流れたことを検出してオンに比べて非飽和領域を通過す
る時間が短くなるようにMOSFET Q2 をオフさせるように
制御することも可能である。
【００１７】図１は以上のように動作するので、並列冗
長運転中の活線挿抜に対しても自動的に冗長系に復帰で
き、冗長系の電圧変動を少なく出来る。さらに図示のよ
うにMOSFET Q2 と電流検出用抵抗Ｒｃｄをコンバータ出
力の負極側に配置することにより、図示破線内の制御回
路ＣＩＣはフォトカプラ以外は全て低電圧であり、電流
検出の絶縁も必要なく、簡単にモノリシックＩＣに出来
る利点が有る。また制御回路ＣＩＣはトランスの２次側
の負電圧側に配置されており、主スイッチＱ１をドライ
ブする信号のみ絶縁すればよく、フォトカプラを使用せ
ればノイズの影響も最小に出来、簡単で安価な回路を構
成できる。
長運転中の活線挿抜に対しても自動的に冗長系に復帰で
き、冗長系の電圧変動を少なく出来る。さらに図示のよ
うにMOSFET Q2 と電流検出用抵抗Ｒｃｄをコンバータ出
力の負極側に配置することにより、図示破線内の制御回
路ＣＩＣはフォトカプラ以外は全て低電圧であり、電流
検出の絶縁も必要なく、簡単にモノリシックＩＣに出来
る利点が有る。また制御回路ＣＩＣはトランスの２次側
の負電圧側に配置されており、主スイッチＱ１をドライ
ブする信号のみ絶縁すればよく、フォトカプラを使用せ
ればノイズの影響も最小に出来、簡単で安価な回路を構
成できる。
【００１８】次に他の実施例を図２で説明する。図１の
実施例と異なる点は、電流検出をMOSFETによって行う点
である。制御回路は図１と同様であるため、図２には、
主に逆流防止用MOSFETの制御回路部分を示し、他の回路
部分は図示を省略している。なお、図１と同じ記号は同
じ動作を行うものである。MOSFET Q2 を電流検出の機能
付きのMOSFET Q2＋Ｑ２ｓで構成する。MOSFET Q2ｓはＱ
２に相似で、Ｑ２に比べてサイズ数十分の１と小さなMO
SFET であり、MOSFET Q2ｓの電流はＱ２の電流に比例
し、その数十分の１となる。このような素子を図示のよ
うに並列接続する。具体的には同一半導体チップ内に収
められている。電流検出用のMOSFET Q2ｓのソースに電
流検出用の抵抗Ｒｃｄの一端子を接続し、抵抗Ｒｃｄの
他端子をMOSFET Q2のソースに接続する。MOSFET Q2ｓに
接続される電流検出用抵抗Ｒｃｄの一端子を、アンプＯ
Ｐ４の−入力に接続する。Ｒｃｄの他端子及びアンプOP
4の＋入力はグランド電位に接続される。アンプＯＰ４
の出力はダイオードＤ６のアノード及び比較器ＣＯＭ４
とＣＯＭ１の＋入力に接続し、ダイオードＤ６のカソー
ドはMOSFET Q2 ＋Ｑ２ｓのゲートに、比較器ＣＯＭ４と
ＣＯＭ１の−入力はそれぞれ基準電圧であるＥ４とＥ３
に接続する。
実施例と異なる点は、電流検出をMOSFETによって行う点
である。制御回路は図１と同様であるため、図２には、
主に逆流防止用MOSFETの制御回路部分を示し、他の回路
部分は図示を省略している。なお、図１と同じ記号は同
じ動作を行うものである。MOSFET Q2 を電流検出の機能
付きのMOSFET Q2＋Ｑ２ｓで構成する。MOSFET Q2ｓはＱ
２に相似で、Ｑ２に比べてサイズ数十分の１と小さなMO
SFET であり、MOSFET Q2ｓの電流はＱ２の電流に比例
し、その数十分の１となる。このような素子を図示のよ
うに並列接続する。具体的には同一半導体チップ内に収
められている。電流検出用のMOSFET Q2ｓのソースに電
流検出用の抵抗Ｒｃｄの一端子を接続し、抵抗Ｒｃｄの
他端子をMOSFET Q2のソースに接続する。MOSFET Q2ｓに
接続される電流検出用抵抗Ｒｃｄの一端子を、アンプＯ
Ｐ４の−入力に接続する。Ｒｃｄの他端子及びアンプOP
4の＋入力はグランド電位に接続される。アンプＯＰ４
の出力はダイオードＤ６のアノード及び比較器ＣＯＭ４
とＣＯＭ１の＋入力に接続し、ダイオードＤ６のカソー
ドはMOSFET Q2 ＋Ｑ２ｓのゲートに、比較器ＣＯＭ４と
ＣＯＭ１の−入力はそれぞれ基準電圧であるＥ４とＥ３
に接続する。
【００１９】本実施例の動作は図１の実施例と同様であ
る。すなわち、コンバータの起動時は電圧が低く、ダイ
オードＤ３，Ｄ３ｓが逆バイアスされており電流は流れ
ない。電圧が上昇し冗長系の負荷電圧Ｖｏに近づくと、
ダイオードＤ３，Ｄ３ｓを通して電流が流れ始める。こ
の電流を抵抗Ｒｃｄで検出してアンプＯＰ４で増幅し、
図１と同様にこの電流がアンプＯＰ４で増幅され、アン
プＯＰ４の出力電圧が第１の基準値であるダイオードＤ
６の順電圧以上になると、この電流の大きさにより、ア
ンプＯＰ４の出力電圧が大きくなる。このため、MOSFET
Q2 ，Ｑ２ｓのゲート電圧が上昇するので、MOSFET Q
2，Ｑ２ｓが非飽和状態で徐々に導通を始め、ダイオー
ドＤ３，Ｄ３ｓから徐々に電流がMOSFET Q2，Ｑ２ｓに
移り始めるので、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓの順電圧降下
も下がる。起動コンバータの電流が更に大きくなり、ア
ンプＯＰ４の出力電圧が第２の基準値Ｅ４以上になると
比較器ＣＯＭ４の出力がオンとなってMOSFET Q2，Ｑ２
ｓが十分にオンし、電流はダイオードＤ３，Ｄ３ｓから
MOSFET Q2，Ｑ２ｓに十分に移り起動が完了する。電流
が小さくなればアンプＯＰ４の出力も小さくなり、MOSF
ET Q2およびＱ２ｓがオフするが、何らかの故障で逆電
流が流れた場合は保護回路が動作する。
る。すなわち、コンバータの起動時は電圧が低く、ダイ
オードＤ３，Ｄ３ｓが逆バイアスされており電流は流れ
ない。電圧が上昇し冗長系の負荷電圧Ｖｏに近づくと、
ダイオードＤ３，Ｄ３ｓを通して電流が流れ始める。こ
の電流を抵抗Ｒｃｄで検出してアンプＯＰ４で増幅し、
図１と同様にこの電流がアンプＯＰ４で増幅され、アン
プＯＰ４の出力電圧が第１の基準値であるダイオードＤ
６の順電圧以上になると、この電流の大きさにより、ア
ンプＯＰ４の出力電圧が大きくなる。このため、MOSFET
Q2 ，Ｑ２ｓのゲート電圧が上昇するので、MOSFET Q
2，Ｑ２ｓが非飽和状態で徐々に導通を始め、ダイオー
ドＤ３，Ｄ３ｓから徐々に電流がMOSFET Q2，Ｑ２ｓに
移り始めるので、ダイオードＤ３，Ｄ３ｓの順電圧降下
も下がる。起動コンバータの電流が更に大きくなり、ア
ンプＯＰ４の出力電圧が第２の基準値Ｅ４以上になると
比較器ＣＯＭ４の出力がオンとなってMOSFET Q2，Ｑ２
ｓが十分にオンし、電流はダイオードＤ３，Ｄ３ｓから
MOSFET Q2，Ｑ２ｓに十分に移り起動が完了する。電流
が小さくなればアンプＯＰ４の出力も小さくなり、MOSF
ET Q2およびＱ２ｓがオフするが、何らかの故障で逆電
流が流れた場合は保護回路が動作する。
【００２０】本実施例によれば、図１で示した制御回路
ＣＩＣを１チップで構成する場合にこのMOSFET Q2，Ｑ
２ｓを内蔵すれば回路構成が簡単になり、ノイズにも強
く出来る。
ＣＩＣを１チップで構成する場合にこのMOSFET Q2，Ｑ
２ｓを内蔵すれば回路構成が簡単になり、ノイズにも強
く出来る。
【００２１】次にその他の実施例を図３に示す。この例
は逆流防止の制御を自コンバータの電圧から判定する例
である。図１と同じ記号は同じ動作をする。従って電圧
制御，電流バランス制御，過電流保護機能は図１と同じ
である。逆流防止の制御においては、抵抗Ｒ１，Ｒ２に
よって分圧された自コンバータの電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２
の接続点から得る。抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点は、抵抗Ｒ
３を介してアンプＯＰ１の＋入力に接続され、さらにダ
イオードＤ４を介して比較器ＣＯＭ２の出力に接続され
る。アンプＯＰ１の−入力は、抵抗Ｒ４を介して基準電
圧Ｅ１に接続され、かつ抵抗Ｒ５を介してアンプＯＰ１
の出力と接続される。
は逆流防止の制御を自コンバータの電圧から判定する例
である。図１と同じ記号は同じ動作をする。従って電圧
制御，電流バランス制御，過電流保護機能は図１と同じ
である。逆流防止の制御においては、抵抗Ｒ１，Ｒ２に
よって分圧された自コンバータの電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２
の接続点から得る。抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点は、抵抗Ｒ
３を介してアンプＯＰ１の＋入力に接続され、さらにダ
イオードＤ４を介して比較器ＣＯＭ２の出力に接続され
る。アンプＯＰ１の−入力は、抵抗Ｒ４を介して基準電
圧Ｅ１に接続され、かつ抵抗Ｒ５を介してアンプＯＰ１
の出力と接続される。
【００２２】抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された自コンバータ
の分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の
出力は零以下であり、MOSFET Q2 はオフ状態を維持す
る。自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上に
なるとアンプＯＰ１の出力は正方向になり、MOSFET Q2
はアンプＯＰ１の出力に応じて非飽和状態のオンにな
る。自コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、
MOSFET Q2 は飽和状態に近づき、自コンバータの分圧電
圧がMOSFET Q2 によって決まる第２の基準値以上になる
と十分にオンになる。電流は始めダイオードＤ３に多く
次第にMOSFET Q2 にスムーズに移行するように流れ、あ
るところで電流はほとんどMOSFET Q2 に流れるようにな
る。また何らかの影響で、MOSFET Q2 に逆電流が流れた
場合は電流検出抵抗Ｒｃｄを介して比較器ＣＯＭ２で逆
電流を検出し、ダイオードＤ４を介した比較器ＣＯＭ２
の出力でアンプＯＰ１の＋入力を短絡することで、MOSF
ET Q2をオフさせて逆電流を防ぐ。
の分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の
出力は零以下であり、MOSFET Q2 はオフ状態を維持す
る。自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上に
なるとアンプＯＰ１の出力は正方向になり、MOSFET Q2
はアンプＯＰ１の出力に応じて非飽和状態のオンにな
る。自コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、
MOSFET Q2 は飽和状態に近づき、自コンバータの分圧電
圧がMOSFET Q2 によって決まる第２の基準値以上になる
と十分にオンになる。電流は始めダイオードＤ３に多く
次第にMOSFET Q2 にスムーズに移行するように流れ、あ
るところで電流はほとんどMOSFET Q2 に流れるようにな
る。また何らかの影響で、MOSFET Q2 に逆電流が流れた
場合は電流検出抵抗Ｒｃｄを介して比較器ＣＯＭ２で逆
電流を検出し、ダイオードＤ４を介した比較器ＣＯＭ２
の出力でアンプＯＰ１の＋入力を短絡することで、MOSF
ET Q2をオフさせて逆電流を防ぐ。
【００２３】図４はその他の実施例であり、逆流防止MO
SFET Q2をコンバータ出力の正極側に設けた例である。
図３と同じ記号は同じで動作をする。図３と異なる構成
は、前記した逆流防止MOSFETの配置のほかに逆流防止制
御のために第２の基準値Ｅ２と比較する比較器ＣＯＭ３
を追加したことである。抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点は抵抗
Ｒ３を介してアンプＯＰ１の＋入力と比較器ＣＯＭ３の
＋入力に接続する。比較器ＣＯＭ３の−入力は抵抗Ｒ１
２を介して基準値Ｅ２に接続され、かつ抵抗Ｒ１３を介
して比較器ＣＯＭ３の出力に接続する。比較器ＣＯＭ３
及びアンプＯＰ１の出力は、それぞれダイオードＤ７，
Ｄ６を介してMOSFET Q2 のゲートに接続する。
SFET Q2をコンバータ出力の正極側に設けた例である。
図３と同じ記号は同じで動作をする。図３と異なる構成
は、前記した逆流防止MOSFETの配置のほかに逆流防止制
御のために第２の基準値Ｅ２と比較する比較器ＣＯＭ３
を追加したことである。抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点は抵抗
Ｒ３を介してアンプＯＰ１の＋入力と比較器ＣＯＭ３の
＋入力に接続する。比較器ＣＯＭ３の−入力は抵抗Ｒ１
２を介して基準値Ｅ２に接続され、かつ抵抗Ｒ１３を介
して比較器ＣＯＭ３の出力に接続する。比較器ＣＯＭ３
及びアンプＯＰ１の出力は、それぞれダイオードＤ７，
Ｄ６を介してMOSFET Q2 のゲートに接続する。
【００２４】図４の実施例においては、自コンバータの
分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の出
力は零以下であり、MOSFET Q2 はオフ状態を維持する。
自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上になる
とアンプＯＰ１の出力は正方向になり、MOSFET Q2 はア
ンプ０Ｐ１の出力に応じて非飽和状態のオンになる。自
コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、MOSFET
Q2 は飽和状態のオンに近づく。自コンバータの分圧電
圧が更に増加して第２の基準値Ｅ２以上になると比較器
ＣＯＭ３の出力がＨレベルとなり、MOSFET Q2 が十分に
オンする。なお、本実施例では、電流センサＣＤによっ
て出力電流を検出する。また、逆電流が流れた場合の動
作やその他は図３と同じである。本実施例は、一般的な
コンバータの構成に応用できる。
分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下ではアンプＯＰ１の出
力は零以下であり、MOSFET Q2 はオフ状態を維持する。
自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以上になる
とアンプＯＰ１の出力は正方向になり、MOSFET Q2 はア
ンプ０Ｐ１の出力に応じて非飽和状態のオンになる。自
コンバータの分圧電圧が高くなるにしたがって、MOSFET
Q2 は飽和状態のオンに近づく。自コンバータの分圧電
圧が更に増加して第２の基準値Ｅ２以上になると比較器
ＣＯＭ３の出力がＨレベルとなり、MOSFET Q2 が十分に
オンする。なお、本実施例では、電流センサＣＤによっ
て出力電流を検出する。また、逆電流が流れた場合の動
作やその他は図３と同じである。本実施例は、一般的な
コンバータの構成に応用できる。
【００２５】図５はその他の実施例で逆流防止MOSFET Q
2 をコンバータ出力の正極側に設け、平滑用のインダク
タンスＬを負極側に設けた例である。図３，図４と同じ
記号は同じ制御動作を行う。電流バランス制御の構成は
アンプＯＰ３を省略し、アンプＯＰ２を兼用して、アン
プＯＰ２の出力は加算器Ａｄに−入力として与えてい
る。
2 をコンバータ出力の正極側に設け、平滑用のインダク
タンスＬを負極側に設けた例である。図３，図４と同じ
記号は同じ制御動作を行う。電流バランス制御の構成は
アンプＯＰ３を省略し、アンプＯＰ２を兼用して、アン
プＯＰ２の出力は加算器Ａｄに−入力として与えてい
る。
【００２６】本実施例の逆流防止の動作は、図３の実施
例と同様である。すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧され
た自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下では
アンプＯＰ１の出力は零以下であり、MOSFET Q2 はオフ
状態を維持する。自コンバータの分圧電圧が第１の基準
値Ｅ１以上になるとアンプＰＯ１の出力は正方向にな
り、MOSFET Q2 はアンプＰＯ１の出力に応じて非飽和状
態のオンになる。自コンバータの分圧電圧が高くなるに
したがって、MOSFET Q2 は飽和状態のオンに近づき、自
コンバータの分圧電圧がMOSFET Q2 によって決まる第２
の基準値以上になると十分にオンになる。電流は始めダ
イオードＤ３に多く次第にMOSFET Q2 にスムーズに移行
するように流れ、あるところで電流はほとんどMOSFET Q
2 に流れるようになる。また何らかの影響で、MOSFET Q
2 に逆電流が流れた場合は電流検出抵抗Ｒｃｄを介して
比較器ＣＯＭ２で逆電流を検出し、ダイオードＤ４を介
した比較器ＣＯＭ２の出力でアンプＯＰ１の＋入力を短
絡することで、MOSFET Q2をオフさせて逆電流を防ぐ。
例と同様である。すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧され
た自コンバータの分圧電圧が第１の基準値Ｅ１以下では
アンプＯＰ１の出力は零以下であり、MOSFET Q2 はオフ
状態を維持する。自コンバータの分圧電圧が第１の基準
値Ｅ１以上になるとアンプＰＯ１の出力は正方向にな
り、MOSFET Q2 はアンプＰＯ１の出力に応じて非飽和状
態のオンになる。自コンバータの分圧電圧が高くなるに
したがって、MOSFET Q2 は飽和状態のオンに近づき、自
コンバータの分圧電圧がMOSFET Q2 によって決まる第２
の基準値以上になると十分にオンになる。電流は始めダ
イオードＤ３に多く次第にMOSFET Q2 にスムーズに移行
するように流れ、あるところで電流はほとんどMOSFET Q
2 に流れるようになる。また何らかの影響で、MOSFET Q
2 に逆電流が流れた場合は電流検出抵抗Ｒｃｄを介して
比較器ＣＯＭ２で逆電流を検出し、ダイオードＤ４を介
した比較器ＣＯＭ２の出力でアンプＯＰ１の＋入力を短
絡することで、MOSFET Q2をオフさせて逆電流を防ぐ。
【００２７】また図５の実施例では、自コンバータの電
流が並列運転の最大値より小さい場合は、アンプＯＰ２
の出力が小さくなり、加算器Ａｄで基準値Ｅｒより引き
算する値が減るので、結果的にはＰＷＭ変換器ＰＷＭの
入力を増加し、ＰＷＮ変換器ＰＷＭのＤｕｔｙを増加
し、自コンバータの電圧を若干増加し、電流を増すよう
にして電流をバランスさせる。また、過電流保護回路は
比較器ＣＯＭの出力を保持回路Ｍｃ及び抵抗Ｒ１を介し
てトランジスタＴ１を駆動し、主スイッチ素子MOSFET Q
１のゲートを短絡してオフし、過電流を阻止する。これ
により、回路が小型化し、保護回路の分散により信頼性
が向上する。
流が並列運転の最大値より小さい場合は、アンプＯＰ２
の出力が小さくなり、加算器Ａｄで基準値Ｅｒより引き
算する値が減るので、結果的にはＰＷＭ変換器ＰＷＭの
入力を増加し、ＰＷＮ変換器ＰＷＭのＤｕｔｙを増加
し、自コンバータの電圧を若干増加し、電流を増すよう
にして電流をバランスさせる。また、過電流保護回路は
比較器ＣＯＭの出力を保持回路Ｍｃ及び抵抗Ｒ１を介し
てトランジスタＴ１を駆動し、主スイッチ素子MOSFET Q
１のゲートを短絡してオフし、過電流を阻止する。これ
により、回路が小型化し、保護回路の分散により信頼性
が向上する。
【００２８】図６はその他の実施例で、逆流防止MOSFET
Q2 及び平滑用のインダクタンスＬを共に負極側に設け
た例である。図３，図４，図５の同じ記号の構成は同じ
動作を行う。従って、逆流防止の動作も図３と同じ動作
である。
Q2 及び平滑用のインダクタンスＬを共に負極側に設け
た例である。図３，図４，図５の同じ記号の構成は同じ
動作を行う。従って、逆流防止の動作も図３と同じ動作
である。
【００２９】図７は、本発明による駆動方法によって駆
動される並列冗長電源の実施例である。３台のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータが並列冗長運転される。各ＤＣ／ＤＣコン
バータは平滑コンデンサＣの負荷側に逆流防止MOSFET Q
を接続して負荷を接続する。MOSFET Qは、図１〜図６で
説明した制御回路及び駆動方法によって制御される。な
お、本図では制御回路の図示は省略されている。さらに
各コンバータは最大電流追従方式の電流バランス制御を
電流制御ラインＣＬで接続して電流制御を行っている。
動される並列冗長電源の実施例である。３台のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータが並列冗長運転される。各ＤＣ／ＤＣコン
バータは平滑コンデンサＣの負荷側に逆流防止MOSFET Q
を接続して負荷を接続する。MOSFET Qは、図１〜図６で
説明した制御回路及び駆動方法によって制御される。な
お、本図では制御回路の図示は省略されている。さらに
各コンバータは最大電流追従方式の電流バランス制御を
電流制御ラインＣＬで接続して電流制御を行っている。
【００３０】図８は本発明による並列冗長電源のその他
の実施例を示し、電池装置を並列運転した例である。電
池装置Ｂｓｙ１〜２は直流電源Ｖから充電制御回路Ｃｈ
ｊを経てバッテリＢｔに接続してバッテリの充電を行
う。バッテリＢｔは逆流防止用MOSFET Qを介して負荷に
接続される。図示及び説明は省略するが、逆流防止用MO
SFET Qの制御回路及び駆動方法は図１〜図６実施例と同
様である。
の実施例を示し、電池装置を並列運転した例である。電
池装置Ｂｓｙ１〜２は直流電源Ｖから充電制御回路Ｃｈ
ｊを経てバッテリＢｔに接続してバッテリの充電を行
う。バッテリＢｔは逆流防止用MOSFET Qを介して負荷に
接続される。図示及び説明は省略するが、逆流防止用MO
SFET Qの制御回路及び駆動方法は図１〜図６実施例と同
様である。
【００３１】図９は交流スイッチ装置を備える電源装置
に本発明を適用した実施例である。交流電源ＡＣからイ
ンダクタンスＬ１０を介してMOSFET Q11及びＱ１２を直
列接続して、負荷Ｌｄに電力を供給する。MOSFET Q11及
びＱ１２をオフ状態からターンオンする場合は、図１〜
図６で説明したように、オフ状態から非飽和オン状態を
経て飽和オン状態になるように制御する。なお、図９で
は制御回路の図示は省略している。制御タイミングは交
流電源ＡＣに同期して行う。電流が流れている時のスイ
ッチオフや、電圧がかかっている時のスイッチオン等に
電流をスムースにオンオフできる。本実施例によれば、
交流スイッチ装置の電力損失が低減する。
に本発明を適用した実施例である。交流電源ＡＣからイ
ンダクタンスＬ１０を介してMOSFET Q11及びＱ１２を直
列接続して、負荷Ｌｄに電力を供給する。MOSFET Q11及
びＱ１２をオフ状態からターンオンする場合は、図１〜
図６で説明したように、オフ状態から非飽和オン状態を
経て飽和オン状態になるように制御する。なお、図９で
は制御回路の図示は省略している。制御タイミングは交
流電源ＡＣに同期して行う。電流が流れている時のスイ
ッチオフや、電圧がかかっている時のスイッチオン等に
電流をスムースにオンオフできる。本実施例によれば、
交流スイッチ装置の電力損失が低減する。
【００３２】図１０は、本発明を三相交流の全波整流す
るためのコンバータに適用した実施例である。三相電源
３Ｃｎを入力する三相ブリッジ回路がスイッチＱ２０〜
Ｑ25及びダイオードＤ２０〜Ｄ２５により図示のように
構成される。MOSFET Ｑ20 〜Ｑ２５は図１〜図６で説明
したような制御回路及び駆動方法によって制御される。
三相全波整流の６０度ごとの制御タイミングで、オンす
るMOSFET Q20〜Ｑ２５を切り替える。全波整流された直
流を含んだ脈流は、インダクタンスＬ２０とコンデンサ
Ｃ２０で平滑され、負荷Ｌｏに直流電力を与える。本実
施例によれば、ダイオードからMOSFETへの電流移行がス
ムースになるので、ダイオードのリカバリによる短絡電
流を抑える。したがって、三相ＡＣ／ＤＣコンバータに
おけるノイズが低減する。
るためのコンバータに適用した実施例である。三相電源
３Ｃｎを入力する三相ブリッジ回路がスイッチＱ２０〜
Ｑ25及びダイオードＤ２０〜Ｄ２５により図示のように
構成される。MOSFET Ｑ20 〜Ｑ２５は図１〜図６で説明
したような制御回路及び駆動方法によって制御される。
三相全波整流の６０度ごとの制御タイミングで、オンす
るMOSFET Q20〜Ｑ２５を切り替える。全波整流された直
流を含んだ脈流は、インダクタンスＬ２０とコンデンサ
Ｃ２０で平滑され、負荷Ｌｏに直流電力を与える。本実
施例によれば、ダイオードからMOSFETへの電流移行がス
ムースになるので、ダイオードのリカバリによる短絡電
流を抑える。したがって、三相ＡＣ／ＤＣコンバータに
おけるノイズが低減する。
【００３３】
【発明の効果】本発明によれば、電源装置において発生
するノイズまたは電力損失が低減できる。
するノイズまたは電力損失が低減できる。
【図１】本発明の１実施例を示す。
【図２】本発明の他の実施例を示す。
【図３】本発明のその他の実施例を示す。
【図４】本発明のその他の実施例を示す。
【図５】本発明のその他の実施例を示す。
【図６】本発明のその他の実施例を示す。
【図７】本発明をコンバータの並列運転に適用した実施
例を示す。
例を示す。
【図８】本発明を電池装置の並列運転に適用した実施例
を示す。
を示す。
【図９】本発明を交流スイッチに適用した実施例を示
す。
す。
【図１０】本発明を３相交流の整流に適用した実施例を
示す。
示す。
Ｑ１…主スイッチング素子、ＴＦ…トランス、Ｄ１，Ｄ
２…整流平滑ダイオード、Ｌ…平滑用インダクタンス、
Ｃ…平滑用コンデンサ、Ｑ２…逆流防止MOSFET、Ｄ３…
ダイオード、Ｌｏ…負荷、Ｒｃｄ…電流検出用抵抗、Ｃ
Ｄ…電流センサ、ＯＰ１〜ＯＰ４…アンプ、ＣＯＭ１〜
ＣＯＭ４…比較器、Ａｄ…加算器、PWM…ＰＷＭ変換
器、Ｈｊ…保持回路、Ｐｈｃ…レベル。
２…整流平滑ダイオード、Ｌ…平滑用インダクタンス、
Ｃ…平滑用コンデンサ、Ｑ２…逆流防止MOSFET、Ｄ３…
ダイオード、Ｌｏ…負荷、Ｒｃｄ…電流検出用抵抗、Ｃ
Ｄ…電流センサ、ＯＰ１〜ＯＰ４…アンプ、ＣＯＭ１〜
ＣＯＭ４…比較器、Ａｄ…加算器、PWM…ＰＷＭ変換
器、Ｈｊ…保持回路、Ｐｈｃ…レベル。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 恩田 謙一 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 徳永 紀一 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 尾中 猛 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 林 克典 神奈川県小田原市国府津2880番地 株式会 社日立製作所ストレージシステム事業部内 (72)発明者 嵯峨 良平 埼玉県入間郡毛呂山町旭台15番地 日立東 部セミコンダクタ株式会社内 Ｆターム(参考） 5H006 AA01 CA02 CB01 CC08 DC02 DC05 5H420 BB12 CC04 DD03 EA14 EA42 EB01 EB38 FF03 FF04 FF25 5H730 AA14 BB23 BB57 BB82 DD04 EE02 EE08 EE10 FD01 FD31 FF19 FG05 XX03 XX15 XX23 XX35 XX42
Claims (17)
- 【請求項１】半導体スイッチング素子をターンオンさせ
る時、ターンオン開始時には前記半導体スイッチング素
子を非飽和領域で動作させ、徐々にオンさせる半導体ス
イッチング素子の駆動方法。 - 【請求項２】半導体スイッチング素子を介して電力を出
力する電源装置における前記半導体スイッチング素子の
駆動方法であって、 前記半導体スイッチング素子をターンオンするとき、前
記電源装置の出力電圧または出力電流と第１の基準値と
の差に応じた制御信号を前記半導体スイッチング素子に
与え、それによって前記半導体スイッチング素子を非飽
和領域で動作させる半導体スイッチング素子の駆動方
法。 - 【請求項３】請求項２において、さらに、前記出力電圧
または前記出力電流が、前記第１の基準値よりも大きな
第２の基準値以上のとき、前記半導体スイッチング素子
を飽和領域でオンにするような制御信号を前記半導体ス
イッチング素子に与える半導体スイッチング素子の駆動
方法。 - 【請求項４】半導体スイッチング素子を介して電力を出
力する電源装置における前記半導体スイッチング素子の
駆動方法であって、 前記半導体スイッチング素子をターンオンするとき、前
記電源装置の出力電圧または出力電流の増加に応じて、
前記電源装置の出力電圧または前記出力電流と第１の基
準値との差に応じた第１の制御信号を前記半導体スイッ
チング素子に与え、それによって前記半導体スイッチン
グ素子を非飽和領域で動作させる第１のステップと、 前記出力電圧または前記出力電流が、前記第１の基準値
よりも大きな第２の基準値以上に達する時点以降におい
て、前記半導体スイッチング素子を飽和領域でオンにす
るような第２の制御信号を前記半導体スイッチング素子
に与える半導体スイッチング素子の駆動方法。 - 【請求項５】請求項１〜４のいずれか１項において、前
記出力電圧または前記出力電流が前記第１の基準値以下
のとき、半導体スイッチング素子をオフする半導体スイ
ッチング素子の駆動方法。 - 【請求項６】請求項５において、前記半導体スイッチン
グ素子は、逆流防止用である半導体スイッチング素子の
駆動方法。 - 【請求項７】電力を出力するための半導体スイッチング
素子と、 前記半導体スイッチング素子のオン，オフを制御する制
御回路と、を備え、 前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をターン
オンするとき、出力電圧の増加に応じて、前記出力電圧
と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記半
導体スイッチング素子に与え、それによって前記半導体
スイッチング素子を非飽和領域で動作させる回路を有す
る電源装置。 - 【請求項８】請求項７において、前記制御回路は、さら
に、前記出力電圧が、前記第１の基準値よりも大きな第
２の基準値以上に達する時点以降において、前記半導体
スイッチング素子を飽和領域でオンにするような第２の
制御信号を前記半導体スイッチング素子に与える回路を
有する電源装置。 - 【請求項９】電力を出力するための半導体スイッチング
素子と、 前記半導体スイッチング素子のオン，オフを制御する制
御回路と、を備え、 前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をターン
オンするとき、出力電流の増加に応じて、前記出力電流
と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記半
導体スイッチング素子に与え、それによって前記半導体
スイッチング素子を非飽和領域で動作させる回路を有す
る電源装置。 - 【請求項１０】請求項９において、前記制御回路は、さ
らに、前記出力電流が、前記第１の基準値よりも大きな
第２の基準値以上に達する時点以降において、前記半導
体スイッチング素子を飽和領域でオンにするような第２
の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与える回路
を有する電源装置。 - 【請求項１１】請求項６〜１０のいずれか１項におい
て、前記制御回路は、前記出力電圧または前記出力電流
が前記第１の基準値以下のとき、半導体スイッチング素
子をオフする電源装置。 - 【請求項１２】請求項１１において、前記半導体スイッ
チング素子は、逆流防止用である電源装置。 - 【請求項１３】半導体スイッチング素子を介して電力を
出力する電源装置における前記半導体スイッチング素子
の駆動方法であって、 前記電源装置の起動時に、出力電圧または出力電流と第
１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記半導体
スイッチング素子に与え、さらに、前記出力電圧または
前記出力電流が、前記第１の基準値よりも大きな第２の
基準値以上に達する時点以降において、前記第１の制御
信号よりも大きな第２の制御信号を前記半導体スイッチ
ング素子に与える半導体スイッチング素子の駆動方法。 - 【請求項１４】電力を出力するための半導体スイッチン
グ素子と、 前記半導体スイッチング素子のオン，オフを制御する制
御回路と、を備える電源装置であって、 前記制御回路は、前記電源装置の起動時に、前記出力電
圧と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記
半導体スイッチング素子に与え、さらに、前記出力電圧
が、前記第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に
達する時点以降において、前記第１の制御信号よりも大
きな第２の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与
える回路を有する電源装置。 - 【請求項１５】電力を出力するための半導体スイッチン
グ素子と、 前記半導体スイッチング素子のオン，オフを制御する制
御回路と、を備える電源装置であって、 前記制御回路は、前記電源装置の起動時に、前記出力電
流と第１の基準値との差に応じた第１の制御信号を前記
半導体スイッチング素子に与え、さらに、前記出力電流
が、前記第１の基準値よりも大きな第２の基準値以上に
達する時点以降において、前記第１の制御信号よりも大
きな第２の制御信号を前記半導体スイッチング素子に与
える回路を有する電源装置。 - 【請求項１６】請求項１４または請求項１５において、
前記制御回路は、前記出力電圧または前記出力電流が前
記第１の基準値以下のとき、半導体スイッチング素子を
オフする電源装置。 - 【請求項１７】請求項１６において、前記半導体スイッ
チング素子は、逆流防止用である電源装置。
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013121308A (ja) * | 2011-12-09 | 2013-06-17 | Murata Mfg Co Ltd | 圧電素子用駆動回路 |
| JP2014112993A (ja) * | 2012-12-05 | 2014-06-19 | Nec Lighting Ltd | 整流回路と整流方法 |
| CN109149551A (zh) * | 2018-09-14 | 2019-01-04 | 北京机械设备研究所 | 一种主动式冗余并联供电控制电路 |
| WO2020067051A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2020-04-02 | Tdk株式会社 | 電源装置 |
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Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW513834B (en) * | 2001-03-30 | 2002-12-11 | Delta Electronics Inc | Failure protection device of parallel type power supply |
| EP1349254B1 (en) | 2002-03-29 | 2012-03-28 | POWER ONE ITALY S.p.A. | Power rectifier with power supply cut-off means |
| WO2004054080A1 (ja) * | 2002-12-12 | 2004-06-24 | Sanken Electric Co., Ltd. | 直流電源装置 |
| US7046494B2 (en) * | 2003-06-05 | 2006-05-16 | Seagate Technology Llc | Protection circuit for a power switching device |
| US7116563B2 (en) * | 2004-05-19 | 2006-10-03 | Semtech Corporation | Dual mode over-current protection for switching mode power converter |
| US7616464B2 (en) * | 2005-08-16 | 2009-11-10 | Astec International Limited | Reverse current control system for a power converter |
| RU2475805C2 (ru) * | 2010-06-22 | 2013-02-20 | Открытое акционерное общество "Научно-производственный центр "Полюс" | Способ управления импульсным преобразователем постоянного напряжения и устройство для его реализации |
| US9906147B2 (en) * | 2011-09-14 | 2018-02-27 | Futurewei Technologies, Inc. | Adaptive dead time control apparatus and method for switching power converters |
| DE102013101400A1 (de) * | 2013-02-13 | 2014-08-14 | Hella Kgaa Hueck & Co. | Gleichspannungswandler |
| JP7066538B2 (ja) * | 2018-06-07 | 2022-05-13 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
| US10651753B1 (en) | 2019-06-26 | 2020-05-12 | Cypress Semiconductor Corporation | Accurate valley detection for secondary controlled flyback converter |
| US10651754B1 (en) | 2019-06-26 | 2020-05-12 | Cypress Semiconductor Corporation | Accurate peak detection architecture for secondary controlled AC-DC converter |
| US10554140B1 (en) * | 2019-06-26 | 2020-02-04 | Cypress Semiconductor Corporation | AC-DC converter with secondary side-control and synchronous rectifier sense architecture |
| US10693384B1 (en) * | 2019-06-26 | 2020-06-23 | Cypress Semiconductor Corporation | Accurate feed-forward sensing in flyback-transformer based secondary controller |
| US10910954B1 (en) * | 2019-09-23 | 2021-02-02 | Cypress Semiconductor Corporation | Power saving technique in detach condition for USB-power delivery with integrated synchronous recitifier controller |
| US11165422B2 (en) | 2020-04-01 | 2021-11-02 | Delta Electronics, Inc. | Gate driver circuit with reduced power semiconductor conduction loss |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5911257B2 (ja) * | 1979-12-19 | 1984-03-14 | 恒男 池上 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPH05161262A (ja) * | 1991-11-29 | 1993-06-25 | Oki Electric Ind Co Ltd | 直流給電回路 |
| JPH0670544A (ja) * | 1992-08-11 | 1994-03-11 | Fujitsu Ltd | 並列電源逆流防止回路 |
| US5428523A (en) * | 1993-03-30 | 1995-06-27 | Ro Associates | Current sharing signal coupling/decoupling circuit for power converter systems |
| JP2994174B2 (ja) * | 1993-06-18 | 1999-12-27 | 日本電気 株式会社 | 電源並列運転方式 |
| FR2720558B1 (fr) * | 1994-05-31 | 1996-06-21 | Cit Alcatel | Système d'alimentation sécurisé. |
| JPH0951678A (ja) * | 1995-08-04 | 1997-02-18 | Hitachi Ltd | 並列冗長電源装置 |
| JPH09103073A (ja) * | 1995-10-05 | 1997-04-15 | Fujitsu Denso Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JPH1118415A (ja) * | 1997-06-27 | 1999-01-22 | Nec Tohoku Ltd | 並列運転電源装置の電流バランス回路 |
| US6101104A (en) * | 1998-06-04 | 2000-08-08 | Hughes Electronics Corporation | Predictive threshold synchronous rectifier control |
| US6130828A (en) * | 1999-08-26 | 2000-10-10 | Lucent Technologies, Inc. | Multiple output converter having self-synchronized pulse width modulation regulation |
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Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013121308A (ja) * | 2011-12-09 | 2013-06-17 | Murata Mfg Co Ltd | 圧電素子用駆動回路 |
| JP2014112993A (ja) * | 2012-12-05 | 2014-06-19 | Nec Lighting Ltd | 整流回路と整流方法 |
| CN109149551A (zh) * | 2018-09-14 | 2019-01-04 | 北京机械设备研究所 | 一种主动式冗余并联供电控制电路 |
| WO2020067051A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2020-04-02 | Tdk株式会社 | 電源装置 |
| JP2020054176A (ja) * | 2018-09-28 | 2020-04-02 | Tdk株式会社 | 電源装置 |
| WO2021005820A1 (ja) * | 2019-07-09 | 2021-01-14 | 株式会社村田製作所 | 電源システム |
| JPWO2021005820A1 (ja) * | 2019-07-09 | 2021-01-14 | ||
| JP7388436B2 (ja) | 2019-07-09 | 2023-11-29 | 株式会社村田製作所 | 電源システム |
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