JP2014112993A - 整流回路と整流方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】電力損失の小さい整流回路と整流方法を実現する。
【解決手段】スイッチ回路4は、ダイオード1のアノードに接続された第一のスイッチ端子401と、ダイオード1のカソードに接続された第二のスイッチ端子402を備え、オン状態では第一のスイッチ端子401と第二のスイッチ端子402との間を導通させ、オフ状態では第一のスイッチ端子401と第二のスイッチ端子402との間を電気的に切断する。電流検出回路2は、ダイオード1を流れる電流とスイッチ回路4を流れる電流の量との合計量を求める。制御回路3は、電流検出回路2により求められた合計量が所定の基準量を上回ったことに応答して、スイッチ回路4をオフ状態からオン状態に切り替え、電流検出回路2により求められた合計量が所定の基準値を下回ったことに応答して、スイッチ回路4をオン状態からオフ状態に切り替える。
【選択図】図1
【解決手段】スイッチ回路4は、ダイオード1のアノードに接続された第一のスイッチ端子401と、ダイオード1のカソードに接続された第二のスイッチ端子402を備え、オン状態では第一のスイッチ端子401と第二のスイッチ端子402との間を導通させ、オフ状態では第一のスイッチ端子401と第二のスイッチ端子402との間を電気的に切断する。電流検出回路2は、ダイオード1を流れる電流とスイッチ回路4を流れる電流の量との合計量を求める。制御回路3は、電流検出回路2により求められた合計量が所定の基準量を上回ったことに応答して、スイッチ回路4をオフ状態からオン状態に切り替え、電流検出回路2により求められた合計量が所定の基準値を下回ったことに応答して、スイッチ回路4をオン状態からオフ状態に切り替える。
【選択図】図1
Description
本発明は、整流回路と整流方法に関する。
交流電源から、直流電源を必要とする電子回路に電力を供給する場合、整流回路が使用される。
整流回路は、一般に、ダイオードを用いて構成される。特許文献1は、ダイオードを用いた整流回路の一例を開示している。
電流がダイオードを流れる際、電力損失が発生する。電力損失は、順方向電圧降下と導通電流の積である。例えば、広く用いられているシリコン整流用ダイオードでは、順方向電圧降下が0.6Vから1.0V程度あり、これに導通電流をかけた分の電力損失が発生する。
ダイオードを用いた整流回路では、ダイオードを流れる電流の増加に伴って、電力損失も大きくなる。特に、電源向けの整流回路では、整流電流の大部分がダイオードを通過するため、電力損失が大きくなる。
本発明は、以上のような問題点に着目してなされたものであり、電力損失の小さい整流回路と整流方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明の第一の観点にかかる整流回路は、
アノードとカソード間に整流対象の電圧が印加される整流用のダイオードと、
前記ダイオードのアノードに接続された第一のスイッチ端子と、前記ダイオードのカソードに接続された第二のスイッチ端子を備え、オン状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を導通させ、オフ状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を電気的に切断するスイッチ回路と、
前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流の量との合計量を求める電流検出回路と、
前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準量を上回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオフ状態からオン状態に切り替え、前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準値を下回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオン状態からオフ状態に切り替える制御回路と、を備える、
ことを特徴とする。
アノードとカソード間に整流対象の電圧が印加される整流用のダイオードと、
前記ダイオードのアノードに接続された第一のスイッチ端子と、前記ダイオードのカソードに接続された第二のスイッチ端子を備え、オン状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を導通させ、オフ状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を電気的に切断するスイッチ回路と、
前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流の量との合計量を求める電流検出回路と、
前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準量を上回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオフ状態からオン状態に切り替え、前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準値を下回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオン状態からオフ状態に切り替える制御回路と、を備える、
ことを特徴とする。
上記目的を達成するため、本発明の第二の観点にかかる整流方法は、
ダイオードのアノードとカソード間に交流電圧を印加し、
前記ダイオードに流れる電流が増加して第1の基準値に達したときに、前記ダイオードに並列にバイパス電流路を接続して該バイパス電流路に電流を流し、
前記バイパス電流路を流れる電流が減少して第2の基準値に達したときに、前記バイパス電流路を前記ダイオードから切断する、
ことを特徴とする。
ダイオードのアノードとカソード間に交流電圧を印加し、
前記ダイオードに流れる電流が増加して第1の基準値に達したときに、前記ダイオードに並列にバイパス電流路を接続して該バイパス電流路に電流を流し、
前記バイパス電流路を流れる電流が減少して第2の基準値に達したときに、前記バイパス電流路を前記ダイオードから切断する、
ことを特徴とする。
本発明により、電力損失の小さい整流回路と整流方法を実現できる。
(実施形態)
以下、本発明の実施の形態に係る整流回路を、図面を参照して説明する。
以下、本発明の実施の形態に係る整流回路を、図面を参照して説明する。
本発明の実施の形態にかかる整流回路10は、図1に示すように、電流流入端子であるA(アノード)端子TAと電流流出端子であるK(カソード)端子TKと、ダイオード1と、電流検出回路2と、制御回路3と、スイッチ回路4と、絶縁電源5と、を備える。
ダイオード1のアノードは、電流検出回路2の電流流出端子202と、スイッチ回路4のスイッチ端子401とに接続されている。ダイオード1のカソードは、スイッチ回路4のスイッチ端子402と、整流回路10のK端子TKに接続されている。ダイオード1は、アノードの電位がカソードの電位よりも順方向電圧Vf以上高い場合にオンして、アノードからカソードへの方向に電流を流し、他の場合には、オフして、電流を阻止する。
電流検出回路2は、電流流入端子201と、電流流出端子202と、制御出力端子203とを備える。電流流入端子201は、整流回路10のA端子TAに接続され、電流流出端子202は、ダイオード1のアノードとスイッチ回路4のスイッチ端子401とに接続される。制御出力端子203は、制御回路3の検出端子301に接続されている。
電流検出回路2は、電流流入端子201から電流流出端子202へ流れる電流、即ち、この整流回路10のA端子TAからK端子TKに、ダイオード1またはスイッチ回路4を介して流れる電流Iの電流を検出し、電流値に対応する信号を、制御出力端子203から、制御回路3の検出端子301に出力する。つまり、電流検出回路2は、ダイオード1を流れる電流とスイッチ回路4を流れる電流の量との合計量に対応する信号を制御回路3に出力する。
電流検出回路2は、電流流入端子201から電流流出端子202へ流れる電流、即ち、この整流回路10のA端子TAからK端子TKに、ダイオード1またはスイッチ回路4を介して流れる電流Iの電流を検出し、電流値に対応する信号を、制御出力端子203から、制御回路3の検出端子301に出力する。つまり、電流検出回路2は、ダイオード1を流れる電流とスイッチ回路4を流れる電流の量との合計量に対応する信号を制御回路3に出力する。
制御回路3は、検出端子301と制御端子302とを備える。検出端子301は、電流検出回路2の制御出力端子203に接続され、制御端子302は、スイッチ回路4の制御入力端子403に接続されている。
制御回路3は、電流検出回路2から検出端子301に供給される信号から、ダイオード1を流れる電流Iが基準電流値Iref以上であるか否かを判別し、電流Iが、基準値Iref以上であると判別すると、制御端子302からオン信号を出力し、基準値Iref未満であると判別すると、制御端子302からオフ信号を出力する。
制御回路3は、電流検出回路2から検出端子301に供給される信号から、ダイオード1を流れる電流Iが基準電流値Iref以上であるか否かを判別し、電流Iが、基準値Iref以上であると判別すると、制御端子302からオン信号を出力し、基準値Iref未満であると判別すると、制御端子302からオフ信号を出力する。
スイッチ回路4は、スイッチ端子401とスイッチ端子402と、制御入力端子403とを備える。スイッチ端子401は、ダイオード1のアノードと電流検出回路2の電流流出端子202とに接続されている。スイッチ端子402は、ダイオード1のカソードと整流回路10のK端子TKとに接続されている。制御入力端子403は、制御回路3の制御端子302に接続されている。
スイッチ回路4は、制御回路3から制御入力端子403にオン信号が供給されると、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間を導通(低インピーダンスで接続)して、ダイオード1に並列に接続された低損失のバイパス電流路を生成する。スイッチ回路4は、制御回路3からオフ信号が供給されると、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間を電気的に切断(高インピーダンスで接続)する。
スイッチ回路4は、制御回路3から制御入力端子403にオン信号が供給されると、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間を導通(低インピーダンスで接続)して、ダイオード1に並列に接続された低損失のバイパス電流路を生成する。スイッチ回路4は、制御回路3からオフ信号が供給されると、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間を電気的に切断(高インピーダンスで接続)する。
絶縁電源5は、2つの電圧出力端子501および502と、2つの電源入力端子P1、P2を備える。電源入力端子P1と電源入力端子P2の間には、外部の電源から交流電圧が印加される。絶縁電源5は、供給された電圧から、直流の電源電圧VCCと接地電圧VEEを生成し、動作電圧として、各部に供給する。
次に、整流回路10の動作を説明する。
整流回路10は、半波整流回路として機能するものであり、A端子TAとK端子TKとの間に交流電圧が印加される。
整流回路10は、半波整流回路として機能するものであり、A端子TAとK端子TKとの間に交流電圧が印加される。
A端子TAとK端子TKの間に加えられる交流電圧により、「A端子TAの電位Vta<K端子TKの電位Vtk+順方向電圧Vf」となっている期間、ダイオード1は導通せず、K端子TKからA端子TAへの電流が阻止され、電流I=0となる。
従って、電流検出回路2は、電流I=0を示す信号を制御回路3に出力する。制御回路3は、この信号に応答して、スイッチ回路4に、オフ信号を出力し続ける。
スイッチ回路4は、オフ信号に応答して、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間を高インピーダンス状態に維持する。
従って、電流検出回路2は、電流I=0を示す信号を制御回路3に出力する。制御回路3は、この信号に応答して、スイッチ回路4に、オフ信号を出力し続ける。
スイッチ回路4は、オフ信号に応答して、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間を高インピーダンス状態に維持する。
次に、「A端子TAの電位Vta≧K端子TKの電位Vtk+順方向電圧Vf」となると、ダイオード1および電流検出回路2を介し、A端子TAからK端子TKに電流Iが流れる。電流検出回路2は、電流Iの値に対応する信号を制御回路3に出力する。当初は、電流Iの値は、回路中に存在する抵抗成分のため、基準値Irefに満たない。このため、制御回路3は、オフ信号を維持し、スイッチ回路4はスイッチ端子401とスイッチ端子402との間は高インピーダンス状態に維持し、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間のバイパス電流路を流れる電流をブロックする。
電流Iが増加し、その値が基準値Iref以上となる(第1の基準値に達する)と、制御回路3は、I≧Iref と判別し、スイッチ回路4にオン信号を出力する。スイッチ回路4は、オン信号に応答し、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間を電気的に接続する。これにより、電流検出回路2の電流流出端子202からK端子TKに流れる電流は、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間のバイパス電流路を流れる。一方、ダイオード1は、そのアノードとカソードとの間の電圧がほぼ0となるため、オフし電流を阻止する状態となる。電流Iは、抵抗がほぼゼロのバイパス電流路を流れ、ダイオード1を電流が流れないため、電力損失は、電流Iがダイオード1を流れる場合に比べ、大幅に低減される。
その後、印加電圧の低下に伴い、A端子TAとK端子TKの間に流れる電流I(すなわちスイッチ回路4をながれる電流)が基準値Iref未満となる(第2の基準値に達する)と、制御回路3は、スイッチ回路4にオフ信号を出力し、スイッチ回路4は、スイッチ端子401とスイッチ端子402との間を高インピーダンス状態とする。このとき、「A端子TAの電位Vta≧K端子TKの電位Vtk+順方向電圧Vf」であれば、一時的に、ダイオード1を電流が流れる。その後、「A端子TAの電位Vta<K端子TKの電位Vtk+順方向電圧Vf」となった時点で、ダイオード1がターンオフし、電流Iが流れなくなる。
その後、再び「A端子TAの電位Vta≧K端子TKの電位Vtk+順方向電圧Vf」となると、上述のサイクルが繰り返される。
以上に示したように、整流回路10は、A端子TAとK端子TKとの間に交流電圧が印加された場合に、A端子TAからK端子TKへの順方向の電流を流すが、K端子TKからA端子TAへの逆方向の電流を流さない。これにより、整流回路10は、ダイオードと同様の整流機能を果たすことができる。
また、ダイオード1を流れる電流Iが基準値Iref以上となると、ダイオード1に並列に接続されている低損失のバイパス電流路をオンすることにより、ダイオード1を流れる電流を抑え、ダイオード1における電力損失を低減している。従って、整流回路10は、高効率で交流電圧を整流することができる。
また、ダイオード1を流れる電流Iが基準値Iref以上となると、ダイオード1に並列に接続されている低損失のバイパス電流路をオンすることにより、ダイオード1を流れる電流を抑え、ダイオード1における電力損失を低減している。従って、整流回路10は、高効率で交流電圧を整流することができる。
次に、整流回路10の具体例について説明する。
具体例に係る整流回路10aは、図2に示すように、A端子TAと、K端子TKと、ダイオード1aと、電流検出抵抗2aと、NチャンネルMOS型FETであるFET4aと、コンパレータ3aと、基準電圧源3bと、絶縁トランス5aと、ダイオード5bと、コンデンサ5cと、を備える。
ここで、ダイオード1aは、整流回路10におけるダイオード1に対応し、電流検出抵抗2aは、整流回路10における電流検出回路2に対応する。整流回路10aにおけるコンパレータ3aおよび基準電圧源3bは、整流回路10における制御回路3に対応し、整流回路10aにおけるFET4aは、整流回路10におけるスイッチ回路4に対応する。また、整流回路10aにおけるコンパレータ3aおよび基準電圧源3bは、整流回路10における制御回路3に対応する。また、絶縁トランス5aと、ダイオード5bと、コンデンサ5cとは、絶縁電源5に対応する。
ダイオード1aのカソードは、整流回路10aのK端子TKとFET4aのソースに接続され、そのアノードは、電流検出抵抗2aの一端とFET4aのドレインに接続されている。
電流検出抵抗2aの一端は、ダイオード1aのアノードとFET4aのドレインと基準電圧源3bのグランド端子とに接続されている。電流検出抵抗2aの他端は、A端子TAとコンパレータ3aの非反転入力端子に接続されている。
電流検出抵抗2aの一端は、ダイオード1aのアノードとFET4aのドレインと基準電圧源3bのグランド端子とに接続されている。電流検出抵抗2aの他端は、A端子TAとコンパレータ3aの非反転入力端子に接続されている。
電流検出抵抗2aの抵抗値は、ダイオードのみで整流回路10aを構成した場合の、順方向電圧降下による電力損失に比べ、電流検出抵抗2aでの消費電力が十分小さくなるように設定する。
コンパレータ3aの非反転入力端子は、整流回路10aのA端子TAと電流検出抵抗2aの一端に接続される。コンパレータ3aの反転入力端子は、基準電圧源3bの電圧出力端子に接続される。コンパレータ3aの出力端子は、FET4aのゲート端子に接続される。
基準電圧源3bは、グランド端子と、電圧出力端子との間に、基準電圧ラインVrefに対応する電圧を供給する。
コンパレータ3aは、電流検出抵抗2aを基準値Iref以上の電流が流れることにより、電流検出抵抗2aの両端の電位差が、基準電圧源3bの供給する基準電圧ラインVref以上となると、ハイレベルの電圧(オン信号)をFET4aのゲートに印加し、電流検出抵抗2aの両端の電位差が、基準電圧源3bの供給する基準電圧ラインVref未満となると、ローレベルの電圧(オフ信号)をFET4aのゲートに印加する。即ち、コンパレータ3aは、電流検出抵抗2aを流れる電流Iによって生じる電圧が、基準電圧ラインVrefに対応する基準電圧以上となれば、ハイレベルの電圧信号をFET4aに印加し、基準電圧ラインVrefに対応する基準電圧未満となれば、ローレベルの電圧信号をFET4aに印加する。
基準電圧源3bは、グランド端子と、電圧出力端子との間に、基準電圧ラインVrefに対応する電圧を供給する。
コンパレータ3aは、電流検出抵抗2aを基準値Iref以上の電流が流れることにより、電流検出抵抗2aの両端の電位差が、基準電圧源3bの供給する基準電圧ラインVref以上となると、ハイレベルの電圧(オン信号)をFET4aのゲートに印加し、電流検出抵抗2aの両端の電位差が、基準電圧源3bの供給する基準電圧ラインVref未満となると、ローレベルの電圧(オフ信号)をFET4aのゲートに印加する。即ち、コンパレータ3aは、電流検出抵抗2aを流れる電流Iによって生じる電圧が、基準電圧ラインVrefに対応する基準電圧以上となれば、ハイレベルの電圧信号をFET4aに印加し、基準電圧ラインVrefに対応する基準電圧未満となれば、ローレベルの電圧信号をFET4aに印加する。
FET4aのドレインは、ダイオード1aのアノードと電流検出抵抗2aの一端と基準電圧ラインVrefとに接続されている。
FET4aを構成するP型半導体ボディは、ダイオード1aのアノードとして機能し、FET4aのN型のソース領域は、ダイオード1aのカソードとして機能し、P型半導体ボディとN型ソース領域との境界がダイオード1aのPN接合として機能する。FET4aのゲートは、コンパレータ3aの出力端子に接続される。
なお、FET4aのオン抵抗は、整流回路10aがダイオードのみから構成された場合に、ダイオード1aの順方向電圧降下により発生する電力損失より十分小さくなるような値に設定されている。
FET4aを構成するP型半導体ボディは、ダイオード1aのアノードとして機能し、FET4aのN型のソース領域は、ダイオード1aのカソードとして機能し、P型半導体ボディとN型ソース領域との境界がダイオード1aのPN接合として機能する。FET4aのゲートは、コンパレータ3aの出力端子に接続される。
なお、FET4aのオン抵抗は、整流回路10aがダイオードのみから構成された場合に、ダイオード1aの順方向電圧降下により発生する電力損失より十分小さくなるような値に設定されている。
絶縁電源5は、絶縁トランス5aと、ダイオード5bと、コンデンサ5cと、を備える。
絶縁トランス5aの一次コイルには、電源端子P1とP2を介して、外部電源から交流電圧が印加される。
絶縁トランス5aの二次コイルの一端は、ダイオード5bのアノードに接続される。二次コイルの他端は基準電圧ラインVrefを介して、コンデンサ5cの一端、電流検出抵抗2aの一端、基準電圧ラインVref、コンパレータ3aの負電源端子に接続される。この基準電圧ラインVrefの電圧VEEが、この整流回路10a内の基準電圧レベルとなる。ダイオード5bのカソードは、コンデンサ5cの他端に接続される。
以上の構成により、絶縁電源5は、外部電源から供給された交流電力を、絶縁トランス5aにより外部電源から絶縁及び変圧し、ダイオード5bにより整流し、コンデンサ5cにより平滑化することにより、直流電力化して、コンパレータ3aに動作電圧として供給する。
絶縁トランス5aの二次コイルの一端は、ダイオード5bのアノードに接続される。二次コイルの他端は基準電圧ラインVrefを介して、コンデンサ5cの一端、電流検出抵抗2aの一端、基準電圧ラインVref、コンパレータ3aの負電源端子に接続される。この基準電圧ラインVrefの電圧VEEが、この整流回路10a内の基準電圧レベルとなる。ダイオード5bのカソードは、コンデンサ5cの他端に接続される。
以上の構成により、絶縁電源5は、外部電源から供給された交流電力を、絶縁トランス5aにより外部電源から絶縁及び変圧し、ダイオード5bにより整流し、コンデンサ5cにより平滑化することにより、直流電力化して、コンパレータ3aに動作電圧として供給する。
次に、上記構成を有する整流回路10aの動作を、図3(A)から(E)を参照して説明する。
図3(A)は、A端子TAとK端子TKの間の印加電圧(=Vta−Vtk)、(B)は、電流検出抵抗2aを流れる電流I、(C)は、コンパレータ3aの出力電圧、(D)は、FET4aのドレインからソースに流れる電流、(E)は、ダイオード1aのアノードからカソードに流れる電流、の波形それぞれを示したものである。
図3において、時点T0はA端子TAとK端子TKの間に印加された電圧がダイオード1aの順方向電圧Vfを上回る時点を示している。時点T1は、電流検出抵抗2aの両端子間に生じる電位差が基準電圧ラインVrefを上回る時点、時点T2は、電流検出抵抗2aの両端間電圧が基準電圧ラインVrefを下回る時点、時点T3は、A端子TAとK端子TKの間の電圧がマイナスに転じる時点をそれぞれ示している。
図3(A)は、A端子TAとK端子TKの間の印加電圧(=Vta−Vtk)、(B)は、電流検出抵抗2aを流れる電流I、(C)は、コンパレータ3aの出力電圧、(D)は、FET4aのドレインからソースに流れる電流、(E)は、ダイオード1aのアノードからカソードに流れる電流、の波形それぞれを示したものである。
図3において、時点T0はA端子TAとK端子TKの間に印加された電圧がダイオード1aの順方向電圧Vfを上回る時点を示している。時点T1は、電流検出抵抗2aの両端子間に生じる電位差が基準電圧ラインVrefを上回る時点、時点T2は、電流検出抵抗2aの両端間電圧が基準電圧ラインVrefを下回る時点、時点T3は、A端子TAとK端子TKの間の電圧がマイナスに転じる時点をそれぞれ示している。
時点T0より前の期間では、図3(A)に示すように、A端子TAとK端子TKの間に印加されている電圧(=Vta−Vtk)はダイオード1aの順方向電圧Vfを越えていない。このため、図3(B),(E)に示すように、ダイオード1a及び電流検出抵抗2aには電流が流れず、電流検出抵抗2aでの電圧降下は基準電圧ラインVref未満である。このため、コンパレータ3aは、図3(C)に示すように、出力端子からローレベルの電圧信号をFET4aのゲートに印加する。ローレベルのゲート電圧により、FET4aはオフ状態を維持し、ソース・ドレイン間は高インピーダンス状態を維持する。従って、整流回路10aは、図3(D)に示すように、電流を通さない絶縁状態にある。
続いて、時点T0以後、時点T1までの時間においては、図3(A)に示すように、A端子TAとK端子TKの間に印加された電圧(=Vta−Vtk)はダイオード1aの順方向電圧Vfを越えており、ダイオード1aには順方向電圧Vf以上の電圧が印加される。このため、図3(B)、(E)に示すように、ダイオード1aおよび電流検出抵抗2aを介し、A端子TAからK端子TKに電流Iが流れ、電流値は印加電圧の上昇に伴って上昇する。
ただし、この時間帯においては、電流Iが比較的小さいため、電流検出抵抗2aに発生する電圧降下は、基準電圧ラインVrefよりも小さい。このため、図3(C)に示すように、コンパレータ3aはローレベルの電圧信号をFET4aのゲートに印加し続け、FET4aはオフ状態を維持し、そのソースとドレインの間には電流は流れない。
ただし、この時間帯においては、電流Iが比較的小さいため、電流検出抵抗2aに発生する電圧降下は、基準電圧ラインVrefよりも小さい。このため、図3(C)に示すように、コンパレータ3aはローレベルの電圧信号をFET4aのゲートに印加し続け、FET4aはオフ状態を維持し、そのソースとドレインの間には電流は流れない。
その後、時点T1に達すると、図3(B)に示すように、ダイオード1a及び電流検出抵抗2aを流れる電流量Iが増加し、電流検出抵抗2aの両端に生じる電位差が基準電圧ラインVrefを上回る。そのため、図3(C)に示すように、コンパレータ3aはFET4aのゲートに、ハイレベルの電圧信号を印加する。これによりFET4aがオンし、ソースとドレインの間を低抵抗(オン抵抗)で接続する。これにより、ダイオード1aは、アノードとカソードの間の電圧が順方向電圧Vfより小さくなり、オフする。このため、図3(E)に示すように、ダイオード1aには、電流が流れなくなる。それまで、ダイオード1aを流れていた電流Iは、図3(D)に示すように、FET4aのソース・ドレイン間を流れるようになる。これにより、ダイオード1aでの電力損失が低減し、整流回路10a全体での電力損失が低下する。
その後、時点T2まで、上述の状態が維持される。
時点T2を過ぎると、図3(A)に示すように、A端子TAとK端子TKの間に供給された電圧は減少し、図3(B)に示すように、電流検出抵抗2aでの電圧降下が基準電圧ラインVrefよりも小さくなり、図3(C)に示すように、コンパレータ3aの出力はローレベルとなる。これにより、FET4aがオフし、ソースとドレインの間は高インピーダンス状態となり、図3(D)に示すように、FET4aには、電流は流れなくなる。一方、図3(A)に示すように、印加電圧がダイオード1aの順方向電圧Vf以上であるため、ダイオード1aがオンし、図3(B)、(E)に示すように、ダイオード1aおよび電流検出抵抗2aを介し、A端子TAからK端子TKに電流が流れる。
時点T3に達すると、A端子TAとK端子TKの間に印加された電圧がダイオード1aの順方向電圧Vf未満となり、整流回路10aは、電流を通さない状態となる。その後、再びA端子TAとK端子TKの間に印加された電圧がダイオード1aの順方向電圧Vfを越えると、上述の時点T0以降の動作を繰り返す。
このような動作を、印加電圧の1周期毎に繰り返すことにより、整流回路10aは、印加された交流電圧を半波整流する。
なお、整流回路1aにおいては、時点T0から時点T1及び時点T2から時点T3の時間帯におけるダイオード1aの順方向電圧Vfによる損失の他に、時点T1から時点T2の時間帯において、FET4aのオン抵抗による損失が発生し、時点T0から時点T2の時間帯において、電流検出抵抗2aによる損失が発生し、また、全期間において、コンパレータ3a、基準電圧源3b、絶縁電源5の稼働による損失が発生してしまう。
しかし、電流検出抵抗2aとFET4aのオン抵抗、コンパレータ3a等の消費電力を抑えることにより、ダイオードのみで整流する場合に比して、電力損失を抑えることができる。
しかし、電流検出抵抗2aとFET4aのオン抵抗、コンパレータ3a等の消費電力を抑えることにより、ダイオードのみで整流する場合に比して、電力損失を抑えることができる。
以上のとおり、整流回路10aは、交流電力を直流電力に変換して供給し、かつ、順方向電圧時で電流量が多い時間帯(時点T1から時点T2まで)では、ダイオード1aでの電力損失を低減している。
図4は、上述した整流回路10aを採用した電源回路例を示す。
交流電源20に、整流回路10a、平滑用コンデンサ22、および負荷回路23が接続される。この回路では、交流電源20が供給する交流電力を、整流回路10aが整流し、平滑用コンデンサ22が定電圧化することで、直流電力として負荷23に供給する。
なお、本発明は、上記実施の形態及び実施例に限定されるものではない。
例えば、電流検出回路2として電流検出抵抗2aに代えてホール素子、変流器等を用いてもよい。
スイッチ回路4として、N型MOSFETを使用する例を示したが、P型MOSFETを使用することも可能である。さらには、バイポーラトランジスタを使用することも可能である。また、機械的なスイッチで代替することも可能である。ただし、整流対象の交流電圧の周波数に比べ、十分な応答速度があることが望ましい。
また、本発明の整流回路10aを4つ組み合わせることにより、フルブリッジ整流回路とすることも可能である。
また、本発明は、商用交流電源を整流して直流電源を得る装置、機器をはじめとして、発変電装置、モーター制御装置などの整流ダイオードを使用している装置、機器に応用可能である。また、自動車搭載設備など、直流回路において電流の逆流を防止するダイオードの代わりとしても好適である。
絶縁トランス5aと、ダイオード5bと、コンデンサ5cとは、P1、P2端子からの入力電力を絶縁のうえでコンパレータ3aに供給する。これらは、例えば光発電素子による別電源入力で代替してもよい。また、整流回路10への入力電力と動作電源とを絶縁する必要は必ずしもない。
なお、上記の実施例の一部または全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
(付記1)
アノードとカソード間に整流対象の電圧が印加される整流用のダイオードと、
前記ダイオードのアノードに接続された第一のスイッチ端子と、前記ダイオードのカソードに接続された第二のスイッチ端子を備え、オン状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を導通させ、オフ状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を電気的に切断するスイッチ回路と、
前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流の量との合計量を求める電流検出回路と、
前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準量を上回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオフ状態からオン状態に切り替え、前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準値を下回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオン状態からオフ状態に切り替える制御回路と、を備える、
ことを特徴とする整流回路。
アノードとカソード間に整流対象の電圧が印加される整流用のダイオードと、
前記ダイオードのアノードに接続された第一のスイッチ端子と、前記ダイオードのカソードに接続された第二のスイッチ端子を備え、オン状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を導通させ、オフ状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を電気的に切断するスイッチ回路と、
前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流の量との合計量を求める電流検出回路と、
前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準量を上回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオフ状態からオン状態に切り替え、前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準値を下回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオン状態からオフ状態に切り替える制御回路と、を備える、
ことを特徴とする整流回路。
(付記2)
前記電流検出回路は、前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流とが流れ、前記合計量に相当する電位差を両端の間に発生させる抵抗を備え、
前記制御回路は、前記抵抗の両端の間に発生する電位差に基づいて、前記合計量が基準値を超えたか否かを判別する、
ことを特徴とする付記1に記載の整流回路。
前記電流検出回路は、前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流とが流れ、前記合計量に相当する電位差を両端の間に発生させる抵抗を備え、
前記制御回路は、前記抵抗の両端の間に発生する電位差に基づいて、前記合計量が基準値を超えたか否かを判別する、
ことを特徴とする付記1に記載の整流回路。
(付記3)
前記電流検出回路は、前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流とが流れ、前記合計量に相当する電位差を2つの出力端子の間に発生させるホール素子を備え、
前記制御回路は、前記ホール素子の前記2つの出力端子の間に発生する電位差に基づいて、前記合計量が基準値を超えたか否かを判別する、
ことを特徴とする付記1に記載の整流回路。
前記電流検出回路は、前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流とが流れ、前記合計量に相当する電位差を2つの出力端子の間に発生させるホール素子を備え、
前記制御回路は、前記ホール素子の前記2つの出力端子の間に発生する電位差に基づいて、前記合計量が基準値を超えたか否かを判別する、
ことを特徴とする付記1に記載の整流回路。
(付記4)
前記スイッチ回路は、ゲート端子と、一端が前記ダイオードのアノードに接続され、他端が前記ダイオードのカソードに接続された電流路とを備える電界効果トランジスタを備え、
前記制御回路は、前記ゲート端子に印加する電圧を制御することにより、前記電界効果トランジスタのオンとオフを制御する、
ことを特徴とする付記1から3のいずれか1つに記載の整流回路。
前記スイッチ回路は、ゲート端子と、一端が前記ダイオードのアノードに接続され、他端が前記ダイオードのカソードに接続された電流路とを備える電界効果トランジスタを備え、
前記制御回路は、前記ゲート端子に印加する電圧を制御することにより、前記電界効果トランジスタのオンとオフを制御する、
ことを特徴とする付記1から3のいずれか1つに記載の整流回路。
(付記5)
前記ダイオードは、前記電界効果トランジスタのボディダイオードから構成される、
ことを特徴とする付記4に記載の整流回路。
前記ダイオードは、前記電界効果トランジスタのボディダイオードから構成される、
ことを特徴とする付記4に記載の整流回路。
(付記6)
外部の電源から供給された電力を受ける受電回路と、前記受電回路とは電気的に絶縁され、前記受電回路に供給された電力を前記制御回路に供給する送電回路と、を備える絶縁電源回路をさらに備える、
ことを特徴とする付記1から5のいずれか1つに記載の整流回路。
外部の電源から供給された電力を受ける受電回路と、前記受電回路とは電気的に絶縁され、前記受電回路に供給された電力を前記制御回路に供給する送電回路と、を備える絶縁電源回路をさらに備える、
ことを特徴とする付記1から5のいずれか1つに記載の整流回路。
(付記7)
前記絶縁電源回路は、外部の電源から供給された電力を受ける受電用コイルと、前記受電用コイルとは電気的に絶縁され、前記受電用コイルに供給された電力を前記制御回路に供給する送電用コイルと、を備える絶縁トランスを備える、
ことを特徴とする付記6に記載の整流回路。
前記絶縁電源回路は、外部の電源から供給された電力を受ける受電用コイルと、前記受電用コイルとは電気的に絶縁され、前記受電用コイルに供給された電力を前記制御回路に供給する送電用コイルと、を備える絶縁トランスを備える、
ことを特徴とする付記6に記載の整流回路。
(付記8)
ダイオードのアノードとカソード間に交流電圧を印加し、
前記ダイオードに流れる電流が増加して第1の基準値に達したときに、前記ダイオードに並列にバイパス電流路を接続して該バイパス電流路に電流を流し、
前記バイパス電流路を流れる電流が減少して第2の基準値に達したときに、前記バイパス電流路を前記ダイオードから切断する、
ことを特徴とする整流方法。
ダイオードのアノードとカソード間に交流電圧を印加し、
前記ダイオードに流れる電流が増加して第1の基準値に達したときに、前記ダイオードに並列にバイパス電流路を接続して該バイパス電流路に電流を流し、
前記バイパス電流路を流れる電流が減少して第2の基準値に達したときに、前記バイパス電流路を前記ダイオードから切断する、
ことを特徴とする整流方法。
1:ダイオード
1a:ダイオード
2:電流検出回路
2a:電流検出抵抗
3:制御回路
3a:コンパレータ
3b:基準電圧源
4:スイッチ回路、
4a:FET
5:絶縁電源
5a:絶縁トランス
5b:ダイオード
5c:コンデンサ
10:整流回路
10a:整流回路
11:外部電源
20:交流電源
22:コンデンサ
23:負荷回路
1a:ダイオード
2:電流検出回路
2a:電流検出抵抗
3:制御回路
3a:コンパレータ
3b:基準電圧源
4:スイッチ回路、
4a:FET
5:絶縁電源
5a:絶縁トランス
5b:ダイオード
5c:コンデンサ
10:整流回路
10a:整流回路
11:外部電源
20:交流電源
22:コンデンサ
23:負荷回路
Claims (8)
- アノードとカソード間に整流対象の電圧が印加される整流用のダイオードと、
前記ダイオードのアノードに接続された第一のスイッチ端子と、前記ダイオードのカソードに接続された第二のスイッチ端子を備え、オン状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を導通させ、オフ状態では前記第一のスイッチ端子と前記第二のスイッチ端子との間を電気的に切断するスイッチ回路と、
前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流の量との合計量を求める電流検出回路と、
前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準量を上回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオフ状態からオン状態に切り替え、前記電流検出回路により求められた前記合計量が所定の基準値を下回ったことに応答して、前記スイッチ回路をオン状態からオフ状態に切り替える制御回路と、を備える、
ことを特徴とする整流回路。 - 前記電流検出回路は、前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流とが流れ、前記合計量に相当する電位差を両端の間に発生させる抵抗を備え、
前記制御回路は、前記抵抗の両端の間に発生する電位差に基づいて、前記合計量が基準値を超えたか否かを判別する、
ことを特徴とする請求項1に記載の整流回路。 - 前記電流検出回路は、前記ダイオードを流れる電流と前記スイッチ回路を流れる電流とが流れ、前記合計量に相当する電位差を2つの出力端子の間に発生させるホール素子を備え、
前記制御回路は、前記ホール素子の前記2つの出力端子の間に発生する電位差に基づいて、前記合計量が基準値を超えたか否かを判別する、
ことを特徴とする請求項1に記載の整流回路。 - 前記スイッチ回路は、ゲート端子と、一端が前記ダイオードのアノードに接続され、他端が前記ダイオードのカソードに接続された電流路とを備える電界効果トランジスタを備え、
前記制御回路は、前記ゲート端子に印加する電圧を制御することにより、前記電界効果トランジスタのオンとオフを制御する、
ことを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の整流回路。 - 前記ダイオードは、前記電界効果トランジスタのボディダイオードから構成される、
ことを特徴とする請求項4に記載の整流回路。 - 外部の電源から供給された電力を受ける受電回路と、前記受電回路とは電気的に絶縁され、前記受電回路に供給された電力を前記制御回路に供給する送電回路と、を備える絶縁電源回路をさらに備える、
ことを特徴とする請求項1から5のいずれか1項に記載の整流回路。 - 前記絶縁電源回路は、外部の電源から供給された電力を受ける受電用コイルと、前記受電用コイルとは電気的に絶縁され、前記受電用コイルに供給された電力を前記制御回路に供給する送電用コイルと、を備える絶縁トランスを備える、
ことを特徴とする請求項6に記載の整流回路。 - ダイオードのアノードとカソード間に交流電圧を印加し、
前記ダイオードに流れる電流が増加して第1の基準値に達したときに、前記ダイオードに並列にバイパス電流路を接続して該バイパス電流路に電流を流し、
前記バイパス電流路を流れる電流が減少して第2の基準値に達したときに、前記バイパス電流路を前記ダイオードから切断する、
ことを特徴とする整流方法。
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---|---|---|---|
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014112993A true JP2014112993A (ja) | 2014-06-19 |
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ID=51169741
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2012266073A Pending JP2014112993A (ja) | 2012-12-05 | 2012-12-05 | 整流回路と整流方法 |
Country Status (1)
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- 2012-12-05 JP JP2012266073A patent/JP2014112993A/ja active Pending
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