JP3299082B2 - 信号２値化回路及びデイジタル信号処理装置 - Google Patents
信号２値化回路及びデイジタル信号処理装置Info
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- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4906—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using binary codes
Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 発明の属する技術分野 従来の技術（図６〜図１２） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 発明の実施の形態（図１〜図５及び図１０） 発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】本発明は、信号２値化回路及
びデイジタル信号処理装置に関し、例えばコンパクトデ
イスク（以下、ＣＤとする）の再生装置の再生信号を２
値化するものに適用して好適である。
びデイジタル信号処理装置に関し、例えばコンパクトデ
イスク（以下、ＣＤとする）の再生装置の再生信号を２
値化するものに適用して好適である。
【０００３】
【従来の技術】従来、デジタル音声、ビデオ、データな
どの信号の記録において、デジタル信号は、誤り検出訂
正符号が付加された後、変調回路に供給され記録再生系
の特性に適した符号に変換（チヤネルコーデイング）さ
れる。例えば、ＣＤ方式の信号フオーマツトの概要を図
６に示しており、変調方式として８−14変換（以下、Ｅ
ＦＭ（Eight to Fourteen Modulation）とする）が用い
られる。ＥＦＭは、入力する８ビツト符号（以下、シン
ボルとする）を14チヤネルビツトの符号に変換し、24チ
ヤネルビツトの同期信号と14チヤネルビツトのサブコー
ドを付加した後、これらの符号間を３チヤネルビツトの
マージンビツトで連結し、ＮＲＺＩ記録する変調方式で
ある。
どの信号の記録において、デジタル信号は、誤り検出訂
正符号が付加された後、変調回路に供給され記録再生系
の特性に適した符号に変換（チヤネルコーデイング）さ
れる。例えば、ＣＤ方式の信号フオーマツトの概要を図
６に示しており、変調方式として８−14変換（以下、Ｅ
ＦＭ（Eight to Fourteen Modulation）とする）が用い
られる。ＥＦＭは、入力する８ビツト符号（以下、シン
ボルとする）を14チヤネルビツトの符号に変換し、24チ
ヤネルビツトの同期信号と14チヤネルビツトのサブコー
ドを付加した後、これらの符号間を３チヤネルビツトの
マージンビツトで連結し、ＮＲＺＩ記録する変調方式で
ある。
【０００４】図７はＣＤ方式のフレーム構成を示す。図
示のように、１シンクフレーム（６標本値区間、Ｌ及び
Ｒチヤネル各６サンプル、１サンプルは16ビツトデー
タ）期間にＣＩＲＣ（クロスインターリーブリードソロ
モンコード）エンコーダから変調回路に入力する24シン
ボルのデータ（音楽信号）と８シンボルのパリテイは、
それぞれ14チヤネルビツトに変換され、３チヤネルビツ
トのマージンビツトで連結されて、１フレームあたり 5
88チヤネルビツトとされ、4.3218〔Ｍｂｐｓ〕のチヤネ
ルビツトレートでＣＤ上にＮＲＺＩ記録される。
示のように、１シンクフレーム（６標本値区間、Ｌ及び
Ｒチヤネル各６サンプル、１サンプルは16ビツトデー
タ）期間にＣＩＲＣ（クロスインターリーブリードソロ
モンコード）エンコーダから変調回路に入力する24シン
ボルのデータ（音楽信号）と８シンボルのパリテイは、
それぞれ14チヤネルビツトに変換され、３チヤネルビツ
トのマージンビツトで連結されて、１フレームあたり 5
88チヤネルビツトとされ、4.3218〔Ｍｂｐｓ〕のチヤネ
ルビツトレートでＣＤ上にＮＲＺＩ記録される。
【０００５】変調回路に入力する各シンボルは、例えば
ルツクアツプテーブルＲＯＭを参照して、”１”と”
１”間の”０”の個数が２個以上かつ10個以下のチヤネ
ルビツトパターンにそれぞれ変換される。フレーム同期
信号Ｓｆのチヤネルビツトパタンは”１０００００００
０００１００００００００００１０”であり、マージン
ビツトパタンは”０００”、”００１”、”０１０”及
び”１００”のうちの一つが選択される。１サブコーデ
イングフレームは98フレームで構成され、第０及び第１
フレームのサブコードとしてサブコードシンク信号Ｓ０
（＝”００１００００００００００１”）、Ｓ１（＝”
０００００００００１００１０”）が付加される（図
８）。
ルツクアツプテーブルＲＯＭを参照して、”１”と”
１”間の”０”の個数が２個以上かつ10個以下のチヤネ
ルビツトパターンにそれぞれ変換される。フレーム同期
信号Ｓｆのチヤネルビツトパタンは”１０００００００
０００１００００００００００１０”であり、マージン
ビツトパタンは”０００”、”００１”、”０１０”及
び”１００”のうちの一つが選択される。１サブコーデ
イングフレームは98フレームで構成され、第０及び第１
フレームのサブコードとしてサブコードシンク信号Ｓ０
（＝”００１００００００００００１”）、Ｓ１（＝”
０００００００００１００１０”）が付加される（図
８）。
【０００６】図９は、サンプル値の１例について、ＥＦ
Ｍ後のチヤネルビツトパタンとＤＳＶ（デジタルサムバ
リエーシヨン）を示す。16ビツトの１サンプルは、上位
８ビツトと下位８ビツトに分割され、ＣＩＲＣエンコー
ダを介して変調回路に入力し、８−14変換されてインフ
オメーシヨンビツトとされる。インフオメーシヨンビツ
トの”１”と”１”の間には前述のように２個以上かつ
10個以下の”０”が介在する。マージンビツトとして”
０００”、”００１”、”０１０”及び”１００”のう
ちの１種が選ばれ、インフオメーシヨンビツト同士の連
結箇所についてもこの規則が常に成立するようにされ、
17チヤネルビツト（ただし、フレーム同期信号Ｓｆの場
合は27チヤネルビツト）を単位とするＥＦＭ信号が変調
回路から4.3218〔Mbps〕で出力される。
Ｍ後のチヤネルビツトパタンとＤＳＶ（デジタルサムバ
リエーシヨン）を示す。16ビツトの１サンプルは、上位
８ビツトと下位８ビツトに分割され、ＣＩＲＣエンコー
ダを介して変調回路に入力し、８−14変換されてインフ
オメーシヨンビツトとされる。インフオメーシヨンビツ
トの”１”と”１”の間には前述のように２個以上かつ
10個以下の”０”が介在する。マージンビツトとして”
０００”、”００１”、”０１０”及び”１００”のう
ちの１種が選ばれ、インフオメーシヨンビツト同士の連
結箇所についてもこの規則が常に成立するようにされ、
17チヤネルビツト（ただし、フレーム同期信号Ｓｆの場
合は27チヤネルビツト）を単位とするＥＦＭ信号が変調
回路から4.3218〔Mbps〕で出力される。
【０００７】このように任意のチヤネルビツト”１”と
次のチヤネルビツト”１”の間には２個以上10個以下の
チヤネルビツト”０”が介在するので、ＮＲＺＩ記録波
形のハイレベルまたはローレベルの継続期間（記録波
長）は必ず３Ｔ以上11Ｔ以下となる（図９）。この場
合、最短記録波長は３Ｔ、最長記録波長は11Ｔである。
Ｔはチヤネルクロツク4.3218〔ＭHz〕の１周期であり、
以下、これをＥＦＭ・３Ｔ〜11Ｔルールという。
次のチヤネルビツト”１”の間には２個以上10個以下の
チヤネルビツト”０”が介在するので、ＮＲＺＩ記録波
形のハイレベルまたはローレベルの継続期間（記録波
長）は必ず３Ｔ以上11Ｔ以下となる（図９）。この場
合、最短記録波長は３Ｔ、最長記録波長は11Ｔである。
Ｔはチヤネルクロツク4.3218〔ＭHz〕の１周期であり、
以下、これをＥＦＭ・３Ｔ〜11Ｔルールという。
【０００８】ＮＲＺＩ記録波形のＤＣバランスの指標と
してＤＳＶを考える。ＤＳＶは記録波形の時間積分とし
て与えられる。すなわち、記録波形のハイレベルが単位
時間Ｔだけ継続したときのＤＳＶの変化分を＋１とし、
ローレベルが単位時間Ｔだけ継続したときのＤＳＶの変
化分を−１とする。時刻ｔ０におけるＤＳＶの初期値を
零と仮定した場合のＤＳＶの時間に関する変化を図９の
最下段に示す。ここで、期間ｔ１〜ｔ２における変調信
号は17チヤネルビツトパタン”０１０００００１０００
００１００１”によつて一義的に決まるものではなく、
時刻ｔ１における変調信号レベル、つまり、期間ｔ０〜
ｔ１における変調信号波形の最終レベル（以下、ＣＷＬ
Ｌとする）に依存する。
してＤＳＶを考える。ＤＳＶは記録波形の時間積分とし
て与えられる。すなわち、記録波形のハイレベルが単位
時間Ｔだけ継続したときのＤＳＶの変化分を＋１とし、
ローレベルが単位時間Ｔだけ継続したときのＤＳＶの変
化分を−１とする。時刻ｔ０におけるＤＳＶの初期値を
零と仮定した場合のＤＳＶの時間に関する変化を図９の
最下段に示す。ここで、期間ｔ１〜ｔ２における変調信
号は17チヤネルビツトパタン”０１０００００１０００
００１００１”によつて一義的に決まるものではなく、
時刻ｔ１における変調信号レベル、つまり、期間ｔ０〜
ｔ１における変調信号波形の最終レベル（以下、ＣＷＬ
Ｌとする）に依存する。
【０００９】従つて、図示の変調信号波形は時刻ｔ０に
おいてＣＷＬＬがローレベル（ＣＷＬＬ＝”０”）の場
合であり、時刻ｔ０においてＣＷＬＬ＝”１”（ハイレ
ベル）の場合の変調信号波形はハイレベルとローレベル
を置き換えた逆パタンになる。同様に、ＤＳＶの増減も
ＣＷＬＬに依存し、時刻ｔ０においてＣＷＬＬ＝”０”
の場合、インフオメーシヨンビツトパタン”０１０００
１００１０００１０”によるＤＳＶの変化分（以下、14
ＮＷＤとする）、つまり期間ｔ０〜ｔ０＋１４における
ＤＳＶの変化分は図示のように＋２である。図とは逆
に、時刻ｔ０においてＣＷＬＬ＝”１”なら14ＮＷＤ＝
−２となる。また、期間ｔ０＋１４〜ｔ１＋１４におけ
るＤＳＶの変化分を17ＮＷＤという。
おいてＣＷＬＬがローレベル（ＣＷＬＬ＝”０”）の場
合であり、時刻ｔ０においてＣＷＬＬ＝”１”（ハイレ
ベル）の場合の変調信号波形はハイレベルとローレベル
を置き換えた逆パタンになる。同様に、ＤＳＶの増減も
ＣＷＬＬに依存し、時刻ｔ０においてＣＷＬＬ＝”０”
の場合、インフオメーシヨンビツトパタン”０１０００
１００１０００１０”によるＤＳＶの変化分（以下、14
ＮＷＤとする）、つまり期間ｔ０〜ｔ０＋１４における
ＤＳＶの変化分は図示のように＋２である。図とは逆
に、時刻ｔ０においてＣＷＬＬ＝”１”なら14ＮＷＤ＝
−２となる。また、期間ｔ０＋１４〜ｔ１＋１４におけ
るＤＳＶの変化分を17ＮＷＤという。
【００１０】次に、期間ｔ０＋１４〜ｔ１に挿入される
マージンビツトについて説明する。４種類のマージンビ
ツト”０００”、”００１”、”０１０”及び”１０
０”のうち、ＥＦＭ・３Ｔ〜11Ｔルールにより”００
１”と”１００”は挿入できず、”０１０”又は”００
０”が挿入可能である。すなわち、マージンビツトの前
に出力される前回のインフオメーシヨンビツトパタンの
終端の”０”の個数をＢとし、後に出力される今回のイ
ンフオメーシヨンビツトパタンの先端の”０”の個数を
Ａとすれば、Ｂ＝１かつＡ＝１であるためマージンビツ
トの先端が”０”かつ終端が”０”でなければならず、
挿入可能なマージンビツトパタンは”０Ｘ０”となる。
マージンビツトについて説明する。４種類のマージンビ
ツト”０００”、”００１”、”０１０”及び”１０
０”のうち、ＥＦＭ・３Ｔ〜11Ｔルールにより”００
１”と”１００”は挿入できず、”０１０”又は”００
０”が挿入可能である。すなわち、マージンビツトの前
に出力される前回のインフオメーシヨンビツトパタンの
終端の”０”の個数をＢとし、後に出力される今回のイ
ンフオメーシヨンビツトパタンの先端の”０”の個数を
Ａとすれば、Ｂ＝１かつＡ＝１であるためマージンビツ
トの先端が”０”かつ終端が”０”でなければならず、
挿入可能なマージンビツトパタンは”０Ｘ０”となる。
【００１１】マージンビツトとして”０１０”を挿入し
たときのＤＳＶを実線で、また”０００”を挿入したと
きのＤＳＶを破線で図９に示す。一般に、ある連結点で
マージンビツトを挿入する際には、ＥＦＭ・３Ｔ〜11Ｔ
ルールを満たすようなものを選択しなければならない。
また、マージンビツトの挿入によつて、フレーム同期パ
タンと同じ11Ｔの２回繰り返しパタンが生じることを防
止しなければならない。
たときのＤＳＶを実線で、また”０００”を挿入したと
きのＤＳＶを破線で図９に示す。一般に、ある連結点で
マージンビツトを挿入する際には、ＥＦＭ・３Ｔ〜11Ｔ
ルールを満たすようなものを選択しなければならない。
また、マージンビツトの挿入によつて、フレーム同期パ
タンと同じ11Ｔの２回繰り返しパタンが生じることを防
止しなければならない。
【００１２】これらの規則を満たすマージンビツトにつ
いて、それぞれを挿入した場合、それまでの累積ＤＳＶ
に加えてマージンビツト及び次のインフオメーシヨンビ
ツトパタンの終端までの累積ＤＳＶを求め、その絶対値
が最小値となるものを最適マージンビツトとして選択す
る。このようなアルゴリズムにより求められたマージン
ビツトは、２つの１４ビツトデータの連結箇所において
もＥＦＭ・３Ｔ〜11Ｔルールが成立し、かつフレームシ
ンク信号の誤発生を防止すると共に、ＥＦＭ信号の累積
ＤＳＶを極力零に近づけるようなものとなつている。
いて、それぞれを挿入した場合、それまでの累積ＤＳＶ
に加えてマージンビツト及び次のインフオメーシヨンビ
ツトパタンの終端までの累積ＤＳＶを求め、その絶対値
が最小値となるものを最適マージンビツトとして選択す
る。このようなアルゴリズムにより求められたマージン
ビツトは、２つの１４ビツトデータの連結箇所において
もＥＦＭ・３Ｔ〜11Ｔルールが成立し、かつフレームシ
ンク信号の誤発生を防止すると共に、ＥＦＭ信号の累積
ＤＳＶを極力零に近づけるようなものとなつている。
【００１３】信号に直流成分がある場合、信号波形の積
分値すなわち累積ＤＳＶは正又は負の無限大に発散して
しまうため、一般に、累積ＤＳＶが零に近いということ
は変調信号波形の直流成分が零であることを意味する。
分値すなわち累積ＤＳＶは正又は負の無限大に発散して
しまうため、一般に、累積ＤＳＶが零に近いということ
は変調信号波形の直流成分が零であることを意味する。
【００１４】このような方式で変調された信号は、実際
のＣＤにおいては例えば”１”がピツト（記録領域）
に、”０”がミラー（未記録領域）に対応するように記
録される。なお、記録信号は、信号レベルが反転する位
置のみが情報を持つＮＲＺＩの形に変調されているた
め、ピツト及びミラーの長さが重要であり、信号レベル
とピツト／ミラーとの対応関係は逆になつていてもかま
わない。すなわち、”０”がピツト（記録領域）に、”
１”がミラー（未記録領域）に対応するように記録され
たものも、全く同一に考えることができる。
のＣＤにおいては例えば”１”がピツト（記録領域）
に、”０”がミラー（未記録領域）に対応するように記
録される。なお、記録信号は、信号レベルが反転する位
置のみが情報を持つＮＲＺＩの形に変調されているた
め、ピツト及びミラーの長さが重要であり、信号レベル
とピツト／ミラーとの対応関係は逆になつていてもかま
わない。すなわち、”０”がピツト（記録領域）に、”
１”がミラー（未記録領域）に対応するように記録され
たものも、全く同一に考えることができる。
【００１５】次に、上述のように記録された光デイスク
（ＣＤ）を再生する光デイスク再生装置の構成例を図１
０に示す。光デイスク再生装置１は、再生信号２値化回
路２を有している。光ピツクアツプ３は、光デイスク４
に光束を出射すると共に戻り光を入射し、当該入射光を
電気信号に変換する。光ピツクアツプ３で得られた信号
は、増幅器５を介して信号２値化回路２の入力端子６に
入力される。以下この信号を再生ＲＦ信号Ｓ１と呼ぶ。
また、この信号とは別に、光ピツクアツプ３からの信号
Ｓ２がサーボ回路７に入力され、光ピツクアツプ３のレ
ンズ等の位置決めや、スピンドルモータ８の回転制御等
を行う。
（ＣＤ）を再生する光デイスク再生装置の構成例を図１
０に示す。光デイスク再生装置１は、再生信号２値化回
路２を有している。光ピツクアツプ３は、光デイスク４
に光束を出射すると共に戻り光を入射し、当該入射光を
電気信号に変換する。光ピツクアツプ３で得られた信号
は、増幅器５を介して信号２値化回路２の入力端子６に
入力される。以下この信号を再生ＲＦ信号Ｓ１と呼ぶ。
また、この信号とは別に、光ピツクアツプ３からの信号
Ｓ２がサーボ回路７に入力され、光ピツクアツプ３のレ
ンズ等の位置決めや、スピンドルモータ８の回転制御等
を行う。
【００１６】再生信号２値化回路２に入力される再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１は、電圧比較器９の正入力端子に入力され
る。電圧比較器９は、正入力端子と負入力端子にそれぞ
れ入力された信号の電圧の大小を比較し、正入力端子の
電圧の方が大きい場合にはハイレベルとして＋５〔Ｖ〕
を、負入力端子の電圧の方が大きい場合にはローレベル
として０〔Ｖ〕を出力するものとする。電圧比較器９の
負入力端子には積分器１０の出力信号が入力されてお
り、従つて電圧比較器９は再生ＲＦ信号Ｓ１を、積分器
１０の出力を閾値として、＋５〔Ｖ〕と０〔Ｖ〕に２値
化していることになる。
Ｆ信号Ｓ１は、電圧比較器９の正入力端子に入力され
る。電圧比較器９は、正入力端子と負入力端子にそれぞ
れ入力された信号の電圧の大小を比較し、正入力端子の
電圧の方が大きい場合にはハイレベルとして＋５〔Ｖ〕
を、負入力端子の電圧の方が大きい場合にはローレベル
として０〔Ｖ〕を出力するものとする。電圧比較器９の
負入力端子には積分器１０の出力信号が入力されてお
り、従つて電圧比較器９は再生ＲＦ信号Ｓ１を、積分器
１０の出力を閾値として、＋５〔Ｖ〕と０〔Ｖ〕に２値
化していることになる。
【００１７】電圧比較器９の出力信号は、減算器１１に
供給されると共に、出力端子１２を介してＰＬＬ回路１
３及び復調回路のＥＣＣ信号処理１４に送信される。減
算器１１においては、電圧比較器９の出力から基準電圧
を減算する。基準電圧としては、電圧比較器９の出力の
ハイレベルとローレベルの中点電位（＋ 2.5〔Ｖ〕）を
用いる。積分器１０は、減算器１１の出力を積分し、そ
の出力を電圧比較器９の負入力端子に供給する。
供給されると共に、出力端子１２を介してＰＬＬ回路１
３及び復調回路のＥＣＣ信号処理１４に送信される。減
算器１１においては、電圧比較器９の出力から基準電圧
を減算する。基準電圧としては、電圧比較器９の出力の
ハイレベルとローレベルの中点電位（＋ 2.5〔Ｖ〕）を
用いる。積分器１０は、減算器１１の出力を積分し、そ
の出力を電圧比較器９の負入力端子に供給する。
【００１８】このように構成された再生信号２値化回路
２の動作を説明する。ＣＤに図１１（Ａ）のような信号
を記録する場合、デイスク上には図１１（Ｂ）のような
ピツトが記録される。この時、再生信号は例えば図１１
（Ｃ）に示されるような波形となる。図１０の再生信号
２値化回路２においては、この信号を電圧比較器９で２
値化することによつて、ＮＲＺＩの形の記録波形を再現
することができる。ここではローレベルがピツトに、ハ
イレベルがミラーに対応する。この対応関係は先の記録
時の関係とは逆であるが、先述したようにレベルとピツ
ト／ミラーの対応関係の反転は問題ではなく、それぞれ
の正しい長さが再現されることのみが重要である。
２の動作を説明する。ＣＤに図１１（Ａ）のような信号
を記録する場合、デイスク上には図１１（Ｂ）のような
ピツトが記録される。この時、再生信号は例えば図１１
（Ｃ）に示されるような波形となる。図１０の再生信号
２値化回路２においては、この信号を電圧比較器９で２
値化することによつて、ＮＲＺＩの形の記録波形を再現
することができる。ここではローレベルがピツトに、ハ
イレベルがミラーに対応する。この対応関係は先の記録
時の関係とは逆であるが、先述したようにレベルとピツ
ト／ミラーの対応関係の反転は問題ではなく、それぞれ
の正しい長さが再現されることのみが重要である。
【００１９】図１０においては、２値化のための閾値は
積分器１０の出力が用いられるが、当該出力値が図１１
（Ｃ）のａ、ｂ、ｃで示された値であるとすると、各出
力値における電圧比較器１１からの出力信号（２値信
号）は、図１１（Ｄ）のａ′、ｂ′、ｃ′に示すように
なる。すなわち、閾値ｂは最適な閾値であつて、ローレ
ベル及びハイレベルの長さは正しく再生されるのに対
し、ａは最適値より高い閾値であつて、ハイレベルの長
さは本来より短く、ローレベルの長さは本来より長く再
生される。また、ｃは最適値より低い閾値であつて、ハ
イレベルの長さは本来より長く、ローレベルの長さは本
来より短く再生される。
積分器１０の出力が用いられるが、当該出力値が図１１
（Ｃ）のａ、ｂ、ｃで示された値であるとすると、各出
力値における電圧比較器１１からの出力信号（２値信
号）は、図１１（Ｄ）のａ′、ｂ′、ｃ′に示すように
なる。すなわち、閾値ｂは最適な閾値であつて、ローレ
ベル及びハイレベルの長さは正しく再生されるのに対
し、ａは最適値より高い閾値であつて、ハイレベルの長
さは本来より短く、ローレベルの長さは本来より長く再
生される。また、ｃは最適値より低い閾値であつて、ハ
イレベルの長さは本来より長く、ローレベルの長さは本
来より短く再生される。
【００２０】また図１１（Ａ）において、ｔ０からｔ１
までの間にあるローレベルとハイレベルのそれぞれの長
さの合計は等しく８Ｔである。ここで、図１０の電圧比
較器９の出力波形から減算器１１で基準電圧 2.5〔Ｖ〕
を減算することにより、ハイレベルは＋ 2.5〔Ｖ〕、ロ
ーレベルは− 2.5〔Ｖ〕なる電圧に対応づけられる。こ
の波形を積分器１０で積分する。
までの間にあるローレベルとハイレベルのそれぞれの長
さの合計は等しく８Ｔである。ここで、図１０の電圧比
較器９の出力波形から減算器１１で基準電圧 2.5〔Ｖ〕
を減算することにより、ハイレベルは＋ 2.5〔Ｖ〕、ロ
ーレベルは− 2.5〔Ｖ〕なる電圧に対応づけられる。こ
の波形を積分器１０で積分する。
【００２１】最適な閾値ｂによつて得られた波形に関し
てはｔ０〜ｔ１区間内の積分値は０であり、従つてｔ１
における積分値はｔ０での積分値から変化しない。同様
にして、最適値より高い閾値ａによつて得られた波形に
関してはｔ１での積分値はｔ０での積分値から減少し、
最適値より低い閾値ｃによつて得られた波形に関しては
ｔ１での積分値はｔ０での積分値から増加する。
てはｔ０〜ｔ１区間内の積分値は０であり、従つてｔ１
における積分値はｔ０での積分値から変化しない。同様
にして、最適値より高い閾値ａによつて得られた波形に
関してはｔ１での積分値はｔ０での積分値から減少し、
最適値より低い閾値ｃによつて得られた波形に関しては
ｔ１での積分値はｔ０での積分値から増加する。
【００２２】説明の簡単化のためにｔ０〜ｔ１で電圧比
較器９に与えられる閾値は一定である図を示したが、実
際にはこのようにして得られた積分値自体が刻々電圧比
較器９の閾値となる。すなわち、ローレベルとハイレベ
ルの長さの合計が等しくなるような系において、積分器
１０によつて電圧比較器９に与えられる閾値は、高すぎ
る場合は自動的に減少し、低すぎる場合には自動的に増
加する。このようにして、最終的には最適閾値で２値化
が行われるようになる。
較器９に与えられる閾値は一定である図を示したが、実
際にはこのようにして得られた積分値自体が刻々電圧比
較器９の閾値となる。すなわち、ローレベルとハイレベ
ルの長さの合計が等しくなるような系において、積分器
１０によつて電圧比較器９に与えられる閾値は、高すぎ
る場合は自動的に減少し、低すぎる場合には自動的に増
加する。このようにして、最終的には最適閾値で２値化
が行われるようになる。
【００２３】一方、ＥＦＭではマージンビツトの選択に
よつて累積ＤＳＶを極力零に近づくように制御してい
る。従つて、上述の「ローレベルとハイレベルの長さの
合計が等しくなるような系」は、ＥＦＭを採用している
場合には自動的に成り立つことになる。
よつて累積ＤＳＶを極力零に近づくように制御してい
る。従つて、上述の「ローレベルとハイレベルの長さの
合計が等しくなるような系」は、ＥＦＭを採用している
場合には自動的に成り立つことになる。
【００２４】ＣＤの場合、記録信号は、例えばマスタリ
ング装置によつてマスタに記録され、メタルマスタ、マ
ザー、スタンパなどを経てデイスク上に成形される。こ
の際、マスタリング装置やマスタなどの条件によつて、
デイスク上に成形されるピツトの大きさがばらついてし
まうことが起きる。これをアシンメトリと呼ぶ。多くの
場合アシンメトリの影響は、ピツトの幅方向には、全て
の長さのピツトに対し同じように影響し、ピツトの長さ
方向には、全ての長さのピツトに対し前後に同じ量だけ
影響することが知られている（図１２（Ａ）〜
（Ｃ））。
ング装置によつてマスタに記録され、メタルマスタ、マ
ザー、スタンパなどを経てデイスク上に成形される。こ
の際、マスタリング装置やマスタなどの条件によつて、
デイスク上に成形されるピツトの大きさがばらついてし
まうことが起きる。これをアシンメトリと呼ぶ。多くの
場合アシンメトリの影響は、ピツトの幅方向には、全て
の長さのピツトに対し同じように影響し、ピツトの長さ
方向には、全ての長さのピツトに対し前後に同じ量だけ
影響することが知られている（図１２（Ａ）〜
（Ｃ））。
【００２５】上述の２値化回路は、動作原理からわかる
ように、このようなアシンメトリの存在に対しても正し
い最適閾値を与える。すなわち、アシンメトリによるデ
イスク上の物理的なピツトやミラーの長さのずれまでも
補正し、本来記録しようとしていた信号のハイレベルと
ローレベルの正しい長さが得られるような閾値で２値化
が行われるようになる。
ように、このようなアシンメトリの存在に対しても正し
い最適閾値を与える。すなわち、アシンメトリによるデ
イスク上の物理的なピツトやミラーの長さのずれまでも
補正し、本来記録しようとしていた信号のハイレベルと
ローレベルの正しい長さが得られるような閾値で２値化
が行われるようになる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した再
生信号２値化回路、一般にはデイスクなどの再生信号の
処理回路において、調整の簡便化や回路の高集積化等を
実現するために、回路をデジタル化することが行なわれ
る。この場合、再生信号は離散時間で標本化され、その
標本値を処理することとなる。これは再生信号２値化回
路においても同様である。
生信号２値化回路、一般にはデイスクなどの再生信号の
処理回路において、調整の簡便化や回路の高集積化等を
実現するために、回路をデジタル化することが行なわれ
る。この場合、再生信号は離散時間で標本化され、その
標本値を処理することとなる。これは再生信号２値化回
路においても同様である。
【００２７】ところが、信号２値化回路を単に離散時間
系に置き換えた場合、上述の回路は閾値のずれを２値波
形のエツジの時間軸方向のずれとして検出しているが、
その分解能が標本化周期となつてしまうため、閾値のず
れを検出する際に不感帯を生じる問題がある。特に標本
化周波数が変調のチヤネルクロツク周波数に対して十分
な大きさを有していない系では、２値化のためのきめ細
かな閾値制御ができない問題がある。また、累積ＤＳＶ
が極力零に近づくように制御された信号は、直流成分を
含んでいないが、アシンメトリは、信号の極性に対して
非対称性を持つた歪みであり、再生信号波形の直流成分
を偏らせてしまう問題がある。
系に置き換えた場合、上述の回路は閾値のずれを２値波
形のエツジの時間軸方向のずれとして検出しているが、
その分解能が標本化周期となつてしまうため、閾値のず
れを検出する際に不感帯を生じる問題がある。特に標本
化周波数が変調のチヤネルクロツク周波数に対して十分
な大きさを有していない系では、２値化のためのきめ細
かな閾値制御ができない問題がある。また、累積ＤＳＶ
が極力零に近づくように制御された信号は、直流成分を
含んでいないが、アシンメトリは、信号の極性に対して
非対称性を持つた歪みであり、再生信号波形の直流成分
を偏らせてしまう問題がある。
【００２８】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、離散時間で標本化された入力信号を高精度に２値化
し得る信号２値化回路及び記録媒体再生装置を提案しよ
うとするものである。
で、離散時間で標本化された入力信号を高精度に２値化
し得る信号２値化回路及び記録媒体再生装置を提案しよ
うとするものである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、標本値入力から直流成分を減算す
る減算回路と、当該減算回路の出力値と閾値とを比較
し、当該比較値に応じて２値信号を出力する比較回路
と、減算回路の出力値を所定値で振幅制限する振幅制限
回路と、振幅制限回路の出力値から直流成分を演算する
直流成分生成回路とを設ける。
め本発明においては、標本値入力から直流成分を減算す
る減算回路と、当該減算回路の出力値と閾値とを比較
し、当該比較値に応じて２値信号を出力する比較回路
と、減算回路の出力値を所定値で振幅制限する振幅制限
回路と、振幅制限回路の出力値から直流成分を演算する
直流成分生成回路とを設ける。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下図面について、本発明の一実
施例を詳述する。
施例を詳述する。
【００３１】図１０との対応部分に同一符号を付した図
１においては、本発明の再生信号２値化回路２１が接続
されているデイジタル信号処理装置２０の構成を示す。
光ピツクアツプ３は、光デイスク４に光束を出射すると
共に戻り光を入射し、当該入射光を電気信号に変換する
ようになされている。光ピツクアツプ３で得られた信号
は、増幅器５を介してサンプリングＡＤコンバータ２２
により所定の標本化周波数で標本化され、入力端子６に
入力される。この入力信号を再生ＲＦ信号Ｓ３とする。
また、この信号とは別に、光ピツクアツプ３からの信号
Ｓ２がサーボ回路７に入力され、光ピツクアツプ３のレ
ンズ等の位置決めや、スピンドルモータ８の回転制御等
を行うようになされている。
１においては、本発明の再生信号２値化回路２１が接続
されているデイジタル信号処理装置２０の構成を示す。
光ピツクアツプ３は、光デイスク４に光束を出射すると
共に戻り光を入射し、当該入射光を電気信号に変換する
ようになされている。光ピツクアツプ３で得られた信号
は、増幅器５を介してサンプリングＡＤコンバータ２２
により所定の標本化周波数で標本化され、入力端子６に
入力される。この入力信号を再生ＲＦ信号Ｓ３とする。
また、この信号とは別に、光ピツクアツプ３からの信号
Ｓ２がサーボ回路７に入力され、光ピツクアツプ３のレ
ンズ等の位置決めや、スピンドルモータ８の回転制御等
を行うようになされている。
【００３２】再生信号２値化回路２１は、減算器２３、
振幅制限回路２４、比較器２５及び積分器１０で構成さ
れている。減算器２３は、正入力端子に再生ＲＦ信号Ｓ
３を、負入力端子に積分器１０からの出力をそれぞれ入
力し、これらの演算結果を振幅制限回路２４及び比較器
２５にそれぞれ出力する。振幅制限回路２４は、図２に
示すように振幅制限値をａとする入出力特性を持つた回
路であり、当該回路２４の出力信号は、積分器１０を介
して減算器２３の負入力端子に入力される。また、比較
器２５は、例えば入力信号が０以上の場合は１を、０未
満の場合には０を出力するような回路であり、０を閾値
として入力信号を２値化する回路である。比較器２５か
らの出力信号は、出力端子１２を介して後段のＰＬＬ回
路１３及びＥＣＣ信号処理１４に送出される。
振幅制限回路２４、比較器２５及び積分器１０で構成さ
れている。減算器２３は、正入力端子に再生ＲＦ信号Ｓ
３を、負入力端子に積分器１０からの出力をそれぞれ入
力し、これらの演算結果を振幅制限回路２４及び比較器
２５にそれぞれ出力する。振幅制限回路２４は、図２に
示すように振幅制限値をａとする入出力特性を持つた回
路であり、当該回路２４の出力信号は、積分器１０を介
して減算器２３の負入力端子に入力される。また、比較
器２５は、例えば入力信号が０以上の場合は１を、０未
満の場合には０を出力するような回路であり、０を閾値
として入力信号を２値化する回路である。比較器２５か
らの出力信号は、出力端子１２を介して後段のＰＬＬ回
路１３及びＥＣＣ信号処理１４に送出される。
【００３３】以上の構成において、図１に示した再生信
号２値化回路２１の説明に先立ち、まず図３に示す再生
信号２値化回路３０を考える。この再生信号２値化回路
３０は、図１０に示した再生信号２値化回路２の電圧比
較器９の前に減算器３１を設けたものである。入力端子
６からの入力信号は減算器３１の正入力端子に、積分器
１０の出力は減算器３１の負入力端子にそれぞれ入力さ
れる。また、減算器３１の出力は電圧比較器９の正入力
端子に入力され、電圧比較器９の負入力端子は接地され
ている。
号２値化回路２１の説明に先立ち、まず図３に示す再生
信号２値化回路３０を考える。この再生信号２値化回路
３０は、図１０に示した再生信号２値化回路２の電圧比
較器９の前に減算器３１を設けたものである。入力端子
６からの入力信号は減算器３１の正入力端子に、積分器
１０の出力は減算器３１の負入力端子にそれぞれ入力さ
れる。また、減算器３１の出力は電圧比較器９の正入力
端子に入力され、電圧比較器９の負入力端子は接地され
ている。
【００３４】ここで、図１０に示した再生信号２値化回
路２において、電圧比較器９の再生ＲＦ信号をＡ、積分
器１０からの出力をＢとしたとき、電圧比較器９は、次
式
路２において、電圧比較器９の再生ＲＦ信号をＡ、積分
器１０からの出力をＢとしたとき、電圧比較器９は、次
式
【数１】 が成立しているか否かを判定する。この（１）式は、変
形することにより次式
形することにより次式
【数２】 と表せる。
【００３５】また図３において、上述と同条件では減算
器３１からの出力信号がＡ−Ｂとなる。電圧比較器９の
負入力端子は接地されているため０である。よつて
（２）式は、図３における電圧比較器９の判定と同一で
ある。このため、図３の再生信号２値化回路３０と、図
１０の再生信号２値化回路２とは全く等価な動作をする
ことがわかる。
器３１からの出力信号がＡ−Ｂとなる。電圧比較器９の
負入力端子は接地されているため０である。よつて
（２）式は、図３における電圧比較器９の判定と同一で
ある。このため、図３の再生信号２値化回路３０と、図
１０の再生信号２値化回路２とは全く等価な動作をする
ことがわかる。
【００３６】次に、図１の再生信号２値化回路２１は、
図３の再生信号２値化回路３０の電圧比較器９を振幅制
限回路２４に置き換えたものと考えられる。まず、入力
信号が連続波形であるとする。光デイスク４に図４
（Ａ）のようなピツトが記録されていた場合、再生信号
は例えば図４（Ｂ）に示されるような波形となる。ここ
では、記録パタンは３Ｔ−７Ｔ−７Ｔ−３Ｔであり、若
干ピツトが短めとなるようなアシンメトリがあるとす
る。
図３の再生信号２値化回路３０の電圧比較器９を振幅制
限回路２４に置き換えたものと考えられる。まず、入力
信号が連続波形であるとする。光デイスク４に図４
（Ａ）のようなピツトが記録されていた場合、再生信号
は例えば図４（Ｂ）に示されるような波形となる。ここ
では、記録パタンは３Ｔ−７Ｔ−７Ｔ−３Ｔであり、若
干ピツトが短めとなるようなアシンメトリがあるとす
る。
【００３７】ここで図１においては、減算器２３によ
り、積分器１０の出力が直流成分値として入力から減算
される。当該値を図４（Ｂ）のａ、ｂ、ｃで示した値と
すると、そのときの振幅制限器２４の出力信号は図３
（Ｃ）に示されたようになる。ここで振幅制限器２４の
振幅制限値は図３（Ｃ）中破線で示された値である。こ
の振幅制限値については後述する。直流成分値として図
中ｂの値が最適値であることは、信号を２値化して考え
た場合に、３Ｔ及び７Ｔのそれぞれについてハイレベル
とローレベルの長さが等しくなることからわかる。
り、積分器１０の出力が直流成分値として入力から減算
される。当該値を図４（Ｂ）のａ、ｂ、ｃで示した値と
すると、そのときの振幅制限器２４の出力信号は図３
（Ｃ）に示されたようになる。ここで振幅制限器２４の
振幅制限値は図３（Ｃ）中破線で示された値である。こ
の振幅制限値については後述する。直流成分値として図
中ｂの値が最適値であることは、信号を２値化して考え
た場合に、３Ｔ及び７Ｔのそれぞれについてハイレベル
とローレベルの長さが等しくなることからわかる。
【００３８】最適な直流値ｂによつて得られた波形に関
しては、図中破線のような振幅制限値で振幅制限をした
場合にはアシンメトリに起因する上下の非対称性が見ら
れなくなる。従つて、ｔ０〜ｔ１区間内の積分値は０で
あり、ｔ１における積分値はｔ０での積分値から変化し
ない。同様にして、最適値より高い直流値ａによつて得
られた波形に関してはｔ１での積分値はｔ０での積分値
から減少し、最適値より低い直流値ｃによつて得られた
波形に関してはｔ１での積分値はｔ０での積分値から増
加する。
しては、図中破線のような振幅制限値で振幅制限をした
場合にはアシンメトリに起因する上下の非対称性が見ら
れなくなる。従つて、ｔ０〜ｔ１区間内の積分値は０で
あり、ｔ１における積分値はｔ０での積分値から変化し
ない。同様にして、最適値より高い直流値ａによつて得
られた波形に関してはｔ１での積分値はｔ０での積分値
から減少し、最適値より低い直流値ｃによつて得られた
波形に関してはｔ１での積分値はｔ０での積分値から増
加する。
【００３９】上述の説明ではｔ０〜ｔ１で減算器２３に
与えられる直流値は一定である図を示したが、実際には
このようにして得られた積分値自体が刻々減算器２３の
減算値となる。すなわち、ＥＦＭで変調された信号が入
力されるような、本来の信号波形が直流成分を持たない
系において、積分器１０によつて減算器２３に与えられ
る減算値は、高すぎる場合は自動的に減少し、低すぎる
場合には自動的に増加する。このようにして最終的には
減算器２３の出力は直流成分が除去されたものとなるた
め、比較器２５によつて正確に２値化される。
与えられる直流値は一定である図を示したが、実際には
このようにして得られた積分値自体が刻々減算器２３の
減算値となる。すなわち、ＥＦＭで変調された信号が入
力されるような、本来の信号波形が直流成分を持たない
系において、積分器１０によつて減算器２３に与えられ
る減算値は、高すぎる場合は自動的に減少し、低すぎる
場合には自動的に増加する。このようにして最終的には
減算器２３の出力は直流成分が除去されたものとなるた
め、比較器２５によつて正確に２値化される。
【００４０】上述の動作は、連続時間系で考える限り図
３の再生信号２値化回路３０の動作とほぼ同じである。
入力が離散時間系の標本値列である場合にも、基本的な
動作は上述と同じである。ただし、図３の再生信号２値
化回路３０を離散時間系に適用した場合とは、極性反転
が起こる近傍での積分器１０への入力信号に違いが生じ
る。すなわち、比較器９を用いた場合は先述したように
直流成分の変化に対して不感帯が生じてしまうのに対
し、振幅制限器２４を用いることによつて、極性反転近
傍の直流成分の情報を含んだ波形を積分器１０に入力す
ることができる。
３の再生信号２値化回路３０の動作とほぼ同じである。
入力が離散時間系の標本値列である場合にも、基本的な
動作は上述と同じである。ただし、図３の再生信号２値
化回路３０を離散時間系に適用した場合とは、極性反転
が起こる近傍での積分器１０への入力信号に違いが生じ
る。すなわち、比較器９を用いた場合は先述したように
直流成分の変化に対して不感帯が生じてしまうのに対
し、振幅制限器２４を用いることによつて、極性反転近
傍の直流成分の情報を含んだ波形を積分器１０に入力す
ることができる。
【００４１】このためには、まず、標本化周波数は、入
力信号の極性の最短反転間隔の逆数よりも高くする。こ
れにより、信号の反転を正しく識別することができる。
次に、振幅制限値は、一方では、なるべく小さくするこ
とにより、アシンメトリによる信号の非対称性の影響を
避け得る。他方では、振幅制限値をある程度大きくする
ことにより、極性反転近傍で振幅制限されない標本値が
標本化の位相にかかわらず存在し得る。ここで後者の条
件を満たすためには、入力信号が零レベルを横切る点か
ら前後に等間隔の位置にそれぞれ標本化点がある場合を
考え、その標本値が振幅制限されないために、次式
力信号の極性の最短反転間隔の逆数よりも高くする。こ
れにより、信号の反転を正しく識別することができる。
次に、振幅制限値は、一方では、なるべく小さくするこ
とにより、アシンメトリによる信号の非対称性の影響を
避け得る。他方では、振幅制限値をある程度大きくする
ことにより、極性反転近傍で振幅制限されない標本値が
標本化の位相にかかわらず存在し得る。ここで後者の条
件を満たすためには、入力信号が零レベルを横切る点か
ら前後に等間隔の位置にそれぞれ標本化点がある場合を
考え、その標本値が振幅制限されないために、次式
【数３】 を満たすようにする（図５）。
【００４２】累積ＤＳＶが極力零に近づくように制御さ
れた信号は、直流成分を含んでいない。これに加えて、
標本化周波数と振幅制限値において上述のような制限を
付加することにより、入力が離散時間系の標本値列であ
る場合でも、記録系と再生系の間で直流成分を偏らせる
ような歪みの発生なく、零レベルを閾値とすることで正
確に２値化することができる。このため不感帯を生じる
ことなく精度良く信号処理し得る。また、通常の低域遮
断（ハイパス）フイルタを通過させることによつて記録
信号の波形を正確に再現することができる。
れた信号は、直流成分を含んでいない。これに加えて、
標本化周波数と振幅制限値において上述のような制限を
付加することにより、入力が離散時間系の標本値列であ
る場合でも、記録系と再生系の間で直流成分を偏らせる
ような歪みの発生なく、零レベルを閾値とすることで正
確に２値化することができる。このため不感帯を生じる
ことなく精度良く信号処理し得る。また、通常の低域遮
断（ハイパス）フイルタを通過させることによつて記録
信号の波形を正確に再現することができる。
【００４３】以上の構成によれば、デイジタル信号処理
装置２０に設けられた再生信号２値化回路２１におい
て、制御ループ内に振幅制限回路２４を接続し、零レベ
ルを閾値とし、振幅制限回路２４の振幅制限が（極性反
転近傍の信号の傾き）×（標本化周期）／２以上となる
条件を満たす範囲で再生信号２値化回路２１を動作させ
ることにより、離散時間系にも対応でき、かつデイジタ
ル化が容易となる。また、離散時間系である特長を生か
して再生信号２値化回路をデジタル化することにより、
オフセツト、ドリフト等の問題が生じなくなるため、無
調整で常に最高の性能を得ることができる。
装置２０に設けられた再生信号２値化回路２１におい
て、制御ループ内に振幅制限回路２４を接続し、零レベ
ルを閾値とし、振幅制限回路２４の振幅制限が（極性反
転近傍の信号の傾き）×（標本化周期）／２以上となる
条件を満たす範囲で再生信号２値化回路２１を動作させ
ることにより、離散時間系にも対応でき、かつデイジタ
ル化が容易となる。また、離散時間系である特長を生か
して再生信号２値化回路をデジタル化することにより、
オフセツト、ドリフト等の問題が生じなくなるため、無
調整で常に最高の性能を得ることができる。
【００４４】なお上述の実施例においては、再生信号２
値化回路２１の前段にＡＤコンバータ２２を接続し、デ
イジタル化するものについて述べたが、本発明はこれに
限らず、再生信号２値化回路２１の前後の信号処理回路
についてもデジタル化するようにしても良い。この場
合、全体を集積した単一の集積回路とすることもでき、
デイジタル信号処理装置全体の部品点数の削減及び低価
格化に寄与することができる。
値化回路２１の前段にＡＤコンバータ２２を接続し、デ
イジタル化するものについて述べたが、本発明はこれに
限らず、再生信号２値化回路２１の前後の信号処理回路
についてもデジタル化するようにしても良い。この場
合、全体を集積した単一の集積回路とすることもでき、
デイジタル信号処理装置全体の部品点数の削減及び低価
格化に寄与することができる。
【００４５】また上述の実施例においては、積分器１０
が接続された再生信号２値化回路２１を用いるものにつ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、例えば、積分器
１０の代わりに、低域に第１の極を持つ不完全積分回路
すなわち１次のローパスフイルタを用いても良い。この
場合、系の直流分に対する利得が有限の値に制限され、
得られる直流値は定常偏差を持つ代わりに、積分値の飽
和の可能性が減少する。
が接続された再生信号２値化回路２１を用いるものにつ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、例えば、積分器
１０の代わりに、低域に第１の極を持つ不完全積分回路
すなわち１次のローパスフイルタを用いても良い。この
場合、系の直流分に対する利得が有限の値に制限され、
得られる直流値は定常偏差を持つ代わりに、積分値の飽
和の可能性が減少する。
【００４６】さらに上述の実施例においては、実際の２
値出力を得るために比較器２５を設けているものについ
て述べたが、本発明はこれに限らず、一般的なデジタル
信号処理に於ける信号の表現法においては、最上位ビツ
トを符号ビツトとすることが多いため、比較器２５を省
略しても良い。この場合、出力端子１２には減算器２３
の出力の最上位ビツトを単に出力するだけで良い。
値出力を得るために比較器２５を設けているものについ
て述べたが、本発明はこれに限らず、一般的なデジタル
信号処理に於ける信号の表現法においては、最上位ビツ
トを符号ビツトとすることが多いため、比較器２５を省
略しても良い。この場合、出力端子１２には減算器２３
の出力の最上位ビツトを単に出力するだけで良い。
【００４７】また上述の実施例においては、光ピツクア
ツプ３からの信号をサンプリングＡＤコンバータ２２に
よつて所定の標本化周波数で標本化し、再生信号２値化
回路２１の入力端子６へと出力するものについて述べた
が、本発明はこれに限らず、サンプリングＡＤコンバー
タ２２によつて標本化されてから入力端子６に至るま２
の間に波形等化などの処理を施しても良い。
ツプ３からの信号をサンプリングＡＤコンバータ２２に
よつて所定の標本化周波数で標本化し、再生信号２値化
回路２１の入力端子６へと出力するものについて述べた
が、本発明はこれに限らず、サンプリングＡＤコンバー
タ２２によつて標本化されてから入力端子６に至るま２
の間に波形等化などの処理を施しても良い。
【００４８】なお上述の実施例においては、光デイスク
４を再生し得るデイジタル信号処理装置の再生信号２値
化回路２１について述べたが、本発明はこれに限らず、
累積ＤＳＶが零に近づくような手法で変調を施された再
生ＲＦ信号が入力されるものであれば、光デイスク４を
再生する装置以外、例えばＤＶＤ（デジタルビデオデイ
スク）等をはじめとする、光カード、光テープ、光デイ
スク、光磁気デイスク、磁気デイスクなどの再生装置や
記録再生装置等のデイジタル信号による再生信号を２値
化するものにも適用し得る。
４を再生し得るデイジタル信号処理装置の再生信号２値
化回路２１について述べたが、本発明はこれに限らず、
累積ＤＳＶが零に近づくような手法で変調を施された再
生ＲＦ信号が入力されるものであれば、光デイスク４を
再生する装置以外、例えばＤＶＤ（デジタルビデオデイ
スク）等をはじめとする、光カード、光テープ、光デイ
スク、光磁気デイスク、磁気デイスクなどの再生装置や
記録再生装置等のデイジタル信号による再生信号を２値
化するものにも適用し得る。
【００４９】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、標本値入
力から直流成分を減算する減算回路と、当該減算回路の
出力値と閾値とを比較し、当該比較値に応じて２値信号
を出力する比較回路と、減算回路の出力値を所定値で振
幅制限する振幅制限回路と、振幅制限回路の出力値から
直流成分を演算する直流成分生成回路とを備えることに
より、離散時間で標本化された入力信号を高精度に２値
化し得る信号２値化回路及び記録媒体再生装置を実現で
きる。
力から直流成分を減算する減算回路と、当該減算回路の
出力値と閾値とを比較し、当該比較値に応じて２値信号
を出力する比較回路と、減算回路の出力値を所定値で振
幅制限する振幅制限回路と、振幅制限回路の出力値から
直流成分を演算する直流成分生成回路とを備えることに
より、離散時間で標本化された入力信号を高精度に２値
化し得る信号２値化回路及び記録媒体再生装置を実現で
きる。
【図１】本発明のデイジタル信号処理装置の構成を示す
略線図である。
略線図である。
【図２】振幅制限回路の入出力特性の説明に供する特性
線図である。
線図である。
【図３】本発明の再生信号２値化回路の説明に供する略
線図である。
線図である。
【図４】再生信号波形及び振幅制限出力を示す特性曲線
図である。
図である。
【図５】再生信号の振幅制限値と標本化周期の条件の説
明に供する特性曲線図である。
明に供する特性曲線図である。
【図６】ＣＤ方式の信号フオーマツトを示す図表であ
る。
る。
【図７】フレーム構成の説明に供する略線図である。
【図８】サブコーデイングフレーム構成の説明に供する
略線図である。
略線図である。
【図９】サンプル値の一例、ＥＦＭ後のチヤネルビツト
パタン及びデジタルサムバリエーシヨンを示す特性線図
である。
パタン及びデジタルサムバリエーシヨンを示す特性線図
である。
【図１０】従来の再生信号２値化回路を有する光デイス
ク再生装置の構成を示す略線図である。
ク再生装置の構成を示す略線図である。
【図１１】再生信号波形とその２値信号の波形を示す特
性曲線図である。
性曲線図である。
【図１２】アシンメトリの概念の説明に供する略線図で
ある。
ある。
２、２１、３０……再生信号２値化回路、６……入力端
子、１０……積分器、１１……電圧比較器、１２……出
力端子、２０……デイジタル信号処理装置、２３……減
算器、２４……振幅制限回路、２５……比較器。
子、１０……積分器、１１……電圧比較器、１２……出
力端子、２０……デイジタル信号処理装置、２３……減
算器、２４……振幅制限回路、２５……比較器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03M 7/32
Claims (6)
- 【請求項１】入力信号を所定の閾値で２値の信号に変換
する信号２値化回路において、 上記入力信号は、２値波形の直流成分が零となる変調符
合によつて変調された信号を離散時間で標本化したもの
でなり、 上記標本値入力から直流成分を減算する減算回路と、 上記減算回路の出力値と上記閾値とを比較し、当該比較
値に応じて２値信号を出力する比較回路と、 上記減算回路の出力値を所定値で振幅制限する振幅制限
回路と、 上記振幅制限回路の出力値から直流成分を演算する直流
成分生成回路とを具えることを特徴とする信号２値化回
路。 - 【請求項２】上記所定の閾値は零であり、 上記振幅制限回路の上記振幅制限は、 （極性反転近傍の信号の傾き）×（標本化周期）／２ 以上であることを特徴とする請求項１に記載の信号２値
化回路。 - 【請求項３】上記直流成分生成回路は、 積分回路又はローパスフイルタであることを特徴とする
請求項１に記載の信号２値化回路。 - 【請求項４】２値波形の直流成分が零となる変調符合に
よつて変調された信号を離散時間で標本化した入力信号
を所定の閾値で２値の信号に変換する信号２値化回路を
接続してなるデイジタル信号処理装置において、 上記信号２値化回路は、 上記標本値入力から直流成分を減算する減算回路と、 上記減算回路の出力値と上記閾値とを比較し、当該比較
値に応じて２値信号を出力する比較回路と、 上記減算回路の出力値を所定値で振幅制限する振幅制限
回路と、 上記振幅制限回路の出力値から直流成分を演算する直流
成分生成回路とを具えることを特徴とするデイジタル信
号処理装置。 - 【請求項５】上記所定の閾値は零であり、 上記振幅制限回路の上記振幅制限は、 （極性反転近傍の信号の傾き）×（標本化周期）／２ 以上であることを特徴とする請求項４に記載のデイジタ
ル信号処理装置。 - 【請求項６】上記直流成分生成回路は、 積分回路又はローパスフイルタであることを特徴とする
請求項４に記載のデイジタル信号処理装置。
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