JPH10134511A - データスライス回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】この発明は、十分に長い区間で計測したＤＳＶ
が概ね“０”になっているような入力符号列に対して、
それに応じたスライスレベルを生成して正確なレベルス
ライス動作を行なうことができるとともに、入力信号の
急激なレベル変動にも十分に追従することができるデー
タスライス回路を提供するものである。 【解決手段】受信信号に一次微分処理を施し、第１及び
第２のしきい値レベルとそれぞれレベル比較した各信号
に基づいて２値信号を生成する。そして、受信信号をス
ライスレベルとレベル比較して得られた２値のビットス
トリームのＤＳＶから、２値信号のＤＳＶを減算した結
果に基づいて、スライスレベルを制御している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば動画像デ
ータや音声データが圧縮符号化されて記録されたディス
クから、光学的に記録データを読み取って再生する光デ
ィスク再生システム等に使用して好適するデータスライ
ス回路の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、近年では、例えば音声用
のＣＤ（Compact Disk）と同じ直径１２ｃｍの光ディス
クに、音声データだけでなく動画像データも圧縮して記
録することができるようになっている。この種の光ディ
スクとしては、例えばＣＤ−ＲＯＭ（Read Only Memor
y）等が、教育用からカラオケ用に至るまで、幅広い分
野に渡って普及している。

【０００３】また、現在では、ＣＤと同径の光ディスク
に、約２時間分の映画に対応する動画像データと８種類
の異なる言語の音声データとを、圧縮符号化して高密度
で記録するだけでなく、３２種類の異なる言語の字幕等
を表わす副映像データをも記録することができるように
した、通称ＤＶＤ（Didital Video Disk）と称される光
ディスクも開発されてきている。

【０００４】このようなＣＤ−ＲＯＭやＤＶＤ等に代表
される各種の光ディスクを再生する光ディスク再生シス
テムは、光学式ピックアップを用いて光ディスクに記録
されたデータを読み取っている。この光学式ピックアッ
プは、半導体レーザからの照射光を対物レンズで光ディ
スクの信号記録面上に集光させ、その反射光を光電変換
器で受光して、電気的信号に変換する機能を有してい
る。

【０００５】このため、上記光学式ピックアップから
は、光ディスクに記録されたデータが電気的なＲＦ（Ra
dio Frequency ）信号として出力されることになる。そ
の後、光ディスク再生システムでは、この光学式ピック
アップから出力されたＲＦ信号を、データスライス回路
に供給して所定のスライスレベルでレベルスライスする
ことにより２値化し、デジタルデータに変換するように
している。

【０００６】図７は、このＲＦ信号のような受信信号か
ら２値化された再生ビットストリームを得るための、従
来のデータスライス回路を示している。すなわち、入力
端子１１に供給された受信信号は、レベル比較回路１２
の非反転入力端＋に供給される。また、このレベル比較
回路１２の反転入力端−には、Ｄ／Ａ（Digital ／Anal
ogue）変換回路１３から出力されるスライスレベルが供
給されている。

【０００７】このレベル比較回路１２は、受信信号レベ
ルがスライスレベルよりも高いときにＨ（High）レベル
となり、受信信号レベルがスライスレベルよりも低いと
きにＬ（Low ）レベルとなる信号を出力している。そし
て、このレベル比較回路１２の出力信号は、再生ビット
ストリームとして出力端子１４から取り出されるととも
に、セレクタ制御信号としてセレクタ回路１５に供給さ
れている。

【０００８】このセレクタ回路１５には、入力端子１６
に設定された所定の正の係数値と、この正の係数値に乗
算回路１７によって入力端子１８に供給された負数“−
１”を乗算してなる負の係数値とが供給されている。そ
して、このセレクタ回路１５は、セレクタ制御信号がＨ
レベルのとき正の係数値を選択し、セレクタ制御信号が
Ｌレベルのとき負の係数値を選択して出力している。

【０００９】このようにして、セレクタ回路１５から出
力された正または負の係数値は、累積加算回路１９に供
給されて所定周期毎に累積加算される。そして、この累
積加算回路１９で計測された累積加算値が、再生ビット
ストリームのＤＳＶ（Digital Sum Value ）として、上
記Ｄ／Ａ変換回路１３に供給されてアナログ化されるこ
とにより、上記スライスレベルが生成される。

【００１０】この場合、レベル比較回路１２の出力信号
において、Ｈレベルの発生確率がＬレベルの発生確率よ
りも高いと、セレクタ回路１５が正の係数値を選択する
ことが多くなるので、累積加算回路１９の累積加算値
（ＤＳＶ）が正側に増加することになる。このため、こ
の正側に増加した累積加算値がデジタル／アナログ変換
されるので、スライスレベルは順次高くなるように制御
される。

【００１１】また、レベル比較回路１２の出力信号にお
いて、Ｈレベルの発生確率がＬレベルの発生確率よりも
低くい場合には、セレクタ回路１５が負の係数値を選択
することが多くなるので、累積加算回路１９の累積加算
値（ＤＳＶ）が負側に増加することになる。このため、
この負側に増加した累積加算値がデジタル／アナログ変
換されるので、スライスレベルは順次低くなるように制
御される。

【００１２】すなわち、上記スライスレベルは、レベル
比較回路１２の出力信号からＨレベルが発生される確率
が高くなるとそれを抑制し、逆に、Ｌレベルが発生され
る確率が高くなるとそれを抑制して、結局、Ｈレベルの
発生確率とＬレベルの発生確率とが略等しくなるよう
に、つまり、再生ビットストリームのＤＳＶが“０”に
なるように制御されている。

【００１３】例えば、図８（ａ）に符号Ａで示すような
符号列が、受信信号として入力された場合、スライスレ
ベルは、その符号列のＤＳＶに応じて、同図（ａ）に符
号Ｂで示すように制御される。そして、レベル比較回路
１２からは、同図（ｂ）に示すような、Ｈレベルの発生
確率とＬレベルの発生確率とが略等しい再生ビットスト
リームが得られることになる。

【００１４】このため、受信された符号列に、そのＤＳ
Ｖが概ね“０”となるような符号化制御が施されている
場合には、上述したようにスライスレベルを制御するこ
とにより、元の符号列を正確に再生することができる。
つまり、受信された符号列のＤＳＶが“０”で、再生さ
れた符号列のＤＳＶも“０”であれば、正しいスライス
レベルでレベルスライス動作が行なわれたことになる。

【００１５】ところで、一般に、デジタル化された情報
データを、例えばその伝送系に対応したフォーマット
や、光ディスクに記録するためのフォーマット等に符号
化する場合、その符号列のＤＳＶを“０”に制御するよ
うに符号化処理を施すことは、生成された符号列に冗長
性を与え、符号化効率を低下させる結果となることが知
られている。

【００１６】これに対し、例えば、上記したＤＶＤに代
表される高密度記録型の光ディスクにあっては、記録す
べき符号列の冗長度を極力低下させることにより、記録
容量を可能な限り増大させたいという要求がある。この
ため、このような高密度記録型の光ディスクでは、記録
される符号列に対して、そのＤＳＶを“０”にするとい
うことに、あまりこだわらない姿勢がとられている。

【００１７】つまり、これは、具体的に言えば、この種
の光ディスクの場合には、そこに記録される符号列に対
して、短い区間で計測した場合の各ＤＳＶは、それぞれ
の値が十分に“０”の近傍にならずにオフセットが生じ
ることがあるが、十分に長い区間で計測した場合のＤＳ
Ｖは、概ね“０”になっているという、符号化処理が施
されるということである。

【００１８】このため、この種の光ディスクから得られ
たＲＦ信号をデータスライスする際には、累積加算回路
１９の累積加算周期を十分に長く設定し、レベル比較回
路１２から出力される再生ビットストリームを、十分に
長い区間で計測したＤＳＶに基づいてスライスレベルを
制御することによって、正確なスライスレベルを生成す
るようにしている。

【００１９】図９に符号Ａ及びＢで表わされた特性は、
それぞれ再生ビットストリームを十分に長い区間及び短
い区間で計測した場合のＤＳＶの推移を示している。す
なわち、十分に長い区間で計測したＤＳＶの方が、短い
区間で計測したＤＳＶに比して、“０”からのオフセッ
ト量及びそのばらつきが明らかに少なく、正確なスライ
スレベルの生成に寄与し得ることがわかる。

【００２０】しかしながら、図１０に示すように、例え
ば光ディスク上の傷や外部振動によるディスクの面振れ
等により、ＲＦ信号が欠落した場合には、十分に長い区
間で計測したＤＳＶから生成されたスライスレベルＡよ
りも、短い区間で計測したＤＳＶから生成されたスライ
スレベルＢの方が、より速く最適な値に達して、再生デ
ータの得られないデータ不良区間を短くすることができ
る。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
データスライス回路では、例えば高密度記録型の光ディ
スクのように、十分に長い区間で計測した場合のＤＳＶ
が概ね“０”になっている符号列に対処するように、Ｄ
ＳＶの計測区間を十分に長く設定すると、光ディスク上
の傷やディスクの面振れ等に起因する信号の欠落に対し
て、迅速に対処することができなくなるという問題を有
している。

【００２２】そこで、この発明は上記事情を考慮してな
されたもので、十分に長い区間で計測したＤＳＶが概ね
“０”になっているような入力符号列に対して、それに
応じたスライスレベルを生成して正確なレベルスライス
動作を行なうことができるとともに、入力信号の急激な
レベル変動にも十分に追従することができる極めて良好
なデータスライス回路を提供することを目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】この発明に係るデータス
ライス回路は、受信信号のレベルと所定のスライスレベ
ルとをレベル比較して２値のビットストリームを得る比
較手段と、この比較手段の出力のＤＳＶを計測する第１
の計測手段と、受信信号に一次微分処理を施す一次微分
手段と、この一次微分手段の出力と所定の第１のしきい
値レベルとをレベル比較して２値信号を得る第１のレベ
ル比較手段と、一次微分手段の出力と第１のしきい値レ
ベルと異なる所定の第２のしきい値レベルとをレベル比
較して２値信号を得る第２のレベル比較手段と、第１の
レベル比較手段の出力に基づいて一方の極性に制御され
第２のレベル比較手段の出力に基づいて他方の極性に制
御される２値信号を生成する生成手段と、この生成手段
の出力のＤＳＶを計測する第２の計測手段と、第１の計
測手段で計測されたＤＳＶから第２の計測手段で計測さ
れたＤＳＶを減算する減算手段と、この減算手段の出力
に基づいてスライスレベルを制御するスライスレベル制
御手段とを備えるようにしたものである。

【００２４】また、この発明に係るデータスライス回路
は、受信信号のレベルと所定のスライスレベルとをレベ
ル比較して２値のビットストリームを得る比較手段と、
この比較手段の出力のＤＳＶを計測する第１の計測手段
と、受信信号に二次微分処理を施す二次微分手段と、こ
の二次微分手段の出力と所定のしきい値レベルとをレベ
ル比較して２値信号を得るレベル比較手段と、このレベ
ル比較手段の出力のＤＳＶを計測する第２の計測手段
と、第１の計測手段で計測されたＤＳＶから第２の計測
手段で計測されたＤＳＶを減算する減算手段と、この減
算手段の出力に基づいてスライスレベルを制御するスラ
イスレベル制御手段とを備えるようにしたものである。

【００２５】上記のような構成によれば、受信信号に一
次微分処理を施し、第１及び第２のしきい値レベルとそ
れぞれレベル比較した各信号に基づいて生成された２値
信号と、受信信号に二次微分処理を施し、しきい値レベ
ルとレベル比較して生成された２値信号とは、いずれ
も、平均的に最適なスライスレベルで受信信号をレベル
スライスした信号に相当することになる。このことか
ら、これらの２値信号のＤＳＶは、平均的には送信側符
号列のＤＳＶに等しくなり、送信側符号列の持つＤＳＶ
のゆらぎを示すことになる。

【００２６】一方、上記比較手段の出力信号のＤＳＶ
は、送信側符号列の持つＤＳＶゆらぎ成分に、スライス
誤差成分が加算されたものとなっている。このため、比
較手段の出力信号のＤＳＶから２値信号のＤＳＶを減算
することにより、スライス誤差成分のみを得ることがで
きる。

【００２７】このことは、スライス誤り成分のみを用い
てスライスレベルを制御するということになり、送信側
符号列に対して、短い区間で計測した場合のＤＳＶが
“０”になるような制御が施されていなくても、スライ
スレベルの生成に影響が与えられないようになされる。
このため、スライスレベル制御を高速化でき、受信信号
の急激なレベル変動にも十分に追従することができるよ
うになる。

【００２８】

【発明の実施の形態】以下、この発明の第１の実施の形
態について図面を参照して詳細に説明する。図１におい
て、符号２０は入力端子で、例えば光ディスクから読み
取られたＲＦ信号等のような受信信号が入力されてい
る。この入力端子２０に供給された受信信号は、レベル
比較回路２１の非反転入力端＋に供給されるとともに、
一次微分回路２２に供給されている。

【００２９】このうち、レベル比較回路２１の反転入力
端−には、Ｄ／Ａ変換回路２３から出力されるスライス
レベルが供給されている。そして、このレベル比較回路
２１は、受信信号のレベルがスライスレベルよりも高い
ときにＨレベルとなり、受信信号のレベルがスライスレ
ベルよりも低いときにＬレベルとなる信号を出力してい
る。

【００３０】このレベル比較回路２１の出力信号は、再
生ビットストリームとして出力端子２４から取り出され
るとともに、カウンタ制御信号としてＵ／Ｄ（Up／Dow
n）カウンタ回路２５に供給されている。また、上記一
次微分回路２２は、入力された受信信号に一次微分処理
を施し、レベル比較回路２６の非反転入力端＋とレベル
比較回路２７の反転入力端−とにそれぞれ出力してい
る。

【００３１】このうち、レベル比較回路２６の反転入力
端−には、入力端子２８に供給された所定のしきい値電
圧ＶＨが印加されている。そして、このレベル比較回路
２６は、入力された一次微分信号のレベルがしきい値電
圧ＶＨよりも高いときにＨレベルとなり、一次微分信号
のレベルがしきい値電圧ＶＨよりも低いときにＬレベル
となる信号を出力している。

【００３２】また、上記レベル比較回路２７の非反転入
力端＋には、入力端子２９に供給された上記しきい値電
圧ＶＨよりも低いしきい値電圧ＶＬが印加されている。
そして、このレベル比較回路２７は、入力された一次微
分信号のレベルがしきい値電圧ＶＬよりも低いときにＨ
レベルとなり、一次微分信号のレベルがしきい値電圧Ｖ
Ｌよりも高いときにＬレベルとなる信号を出力してい
る。

【００３３】ここで、上記レベル比較回路２６，２７の
各出力信号は、それぞれＲ／Ｓ（Reset ／Set ）ＦＦ
（Flipflop）回路３０に、リセット信号Ｒ及びセット信
号Ｓとして入力されている。このＲ／ＳＦＦ回路３０
は、セット信号Ｓに基づいてＨレベルに立上がり、リセ
ット信号Ｒに基づいてＬレベルに立下がる信号を出力し
ている。

【００３４】そして、このＲ／ＳＦＦ回路３０の出力信
号は、カウンタ制御信号としてＵ／Ｄカウンタ回路３１
に供給されている。このＵ／Ｄカウンタ回路３１は、入
力端子３２を介して供給されたＤＳＶ計測期間信号によ
る計測期間内において、入力されたカウンタ制御信号の
極性に基づいて、入力端子３３に供給されたカウンタク
ロックを、アップまたはダウンカウントしている。

【００３５】すなわち、このＵ／Ｄカウンタ回路３１
は、ＤＳＶ計測期間信号による計測開始時点で、そのカ
ウント値が全カウント範囲の中心値にプリセットされ、
その時点からＤＳＶ計測期間信号による計測停止時点ま
で、カウント制御信号がＨレベルの期間はカウンタクロ
ックをアップカウントし、カウント制御信号がＬレベル
の期間はカウンタクロックをダウンカウントするという
動作を実行する。

【００３６】そして、このＵ／Ｄカウンタ回路３１でア
ップまたはダウンカウントされたカウント値は、レジス
タ回路３４に供給される。このレジスタ回路３４は、上
記入力端子３２を介して供給されたＤＳＶ計測期間信号
による計測開始時点で、Ｕ／Ｄカウンタ回路３１のプリ
セットされる前のカウント値を取り込んで保持し、演算
回路３５の反転入力端−に出力するようにしている。

【００３７】一方、上記レベル比較回路２１の出力信号
がカウンタ制御信号として供給されるＵ／Ｄカウンタ回
路２５も、入力端子３２を介して供給されたＤＳＶ計測
期間信号による計測期間内において、入力されたカウン
タ制御信号の極性に基づいて、入力端子３３に供給され
たカウンタクロックを、アップまたはダウンカウントす
るものである。

【００３８】そして、このＵ／Ｄカウンタ回路２５も、
ＤＳＶ計測期間信号による計測開始時点で、そのカウン
ト値が全カウント範囲の中心値にプリセットされ、その
時点からＤＳＶ計測期間信号による計測停止時点まで、
カウント制御信号がＨレベルの期間はカウンタクロック
をアップカウントし、カウント制御信号がＬレベルの期
間はカウンタクロックをダウンカウントするという動作
を実行している。

【００３９】その後、このＵ／Ｄカウンタ回路２５でア
ップまたはダウンカウントされたカウント値は、レジス
タ回路３６に供給される。このレジスタ回路３６は、上
記入力端子３２を介して供給されたＤＳＶ計測期間信号
による計測開始時点で、Ｕ／Ｄカウンタ回路２５のプリ
セットされる前のカウント値を取り込んで保持し、演算
回路３５の非反転入力端＋に出力するようにしている。

【００４０】そして、上記演算回路３５は、その非反転
入力端＋に供給されるレジスタ回路３６に保持されたカ
ウント値から、反転入力端−に供給されるレジスタ回路
３４に保持されたカウント値を減算している。この演算
回路３５から出力される減算値は、乗算回路３７に供給
されて、入力端子３８に供給された所定の係数値が乗算
される。

【００４１】その後、この乗算回路３７の乗算出力が、
累積加算回路３９に供給されて所定の周期で累積加算さ
れる。そして、この累積加算回路３９で計測された累積
加算値が、再生ビットストリームの最適スライスレベル
値として、上記Ｄ／Ａ変換回路２３に供給されてアナロ
グ化され、ここに、レベル比較回路２１の反転入力端−
に供給すべきスライスレベルが生成される。

【００４２】ここで、図２は、入力端子１１に供給され
た受信信号に基づいて、Ｒ／ＳＦＦ回路３０からカウン
タ制御信号が生成されるまでの、各部の波形を示してい
る。すなわち、入力端子１１に供給された図２（ａ）に
示すような受信信号は、一次微分回路２２によって一次
微分処理が施されることにより、同図（ｂ）に示すよう
な信号に変換される。

【００４３】この一次微分回路２２からの出力信号は、
レベル比較回路２６，２７によって図２（ｂ）に示され
るしきい値電圧ＶＨ，ＶＬとそれぞれレベル比較される
ことにより、同図（ｃ），（ｄ）に示すようなリセット
信号Ｒ及びセット信号Ｓが生成される。これにより、Ｒ
／ＳＦＦ回路３０からは、リセット信号Ｒ及びセット信
号Ｓに同期した、図２（ｅ）に示されるカウンタ制御信
号が生成される。

【００４４】なお、上記しきい値電圧ＶＨは、一次微分
回路２２の出力信号の中心レベルから、高い方に一定レ
ベルだけ偏った値に設定され、上記しきい値電圧ＶＬ
は、一次微分回路２２の出力信号の中心レベルから、低
い方に一定レベルだけ偏った値に設定される。つまり、
一次微分回路２２の出力信号の中心レベルから、高い方
及び低い方にそれぞれ一定レベルづつ偏った値となって
いる。

【００４５】そして、図３は、上記のようにして得られ
たＲ／ＳＦＦ回路３０の出力信号からそのＤＳＶを測定
するとともに、上記レベル比較回路２１の出力信号から
もそのＤＳＶを計測し、両ＤＳＶに基づいてスライスレ
ベルを得るまでの各部の波形を示している。すなわち、
図３（ａ）はＲ／ＳＦＦ回路３０の出力信号を示し、同
図（ｂ）はレベル比較回路２１の出力信号を示してい
る。

【００４６】また、図３（ｃ）はＤＳＶ計測期間信号を
示している。このＤＳＶ計測期間信号は、その立上がり
時点から次の立上がり時点までが、ＤＳＶ計測期間とな
っている。さらに、図３（ｄ）はカウンタクロックを示
している。この場合、ＤＳＶ計測期間信号とカウンタク
ロックとは同期しており、ＤＳＶ計測期間はカウンタク
ロックの１８周期期間となっている。

【００４７】さらに、図３（ｅ）はＵ／Ｄカウンタ回路
３１のカウント値を示している。すなわち、このＵ／Ｄ
カウンタ回路３１は、ＤＳＶ計測期間信号がＨレベルに
立上がった時点で、そのカウント値が全カウント範囲の
中心値である“６４”にプリセットされ、その時点から
図３（ａ）に示したカウント制御信号のＨ及びＬレベル
に基づいて、カウンタクロックをアップ及びダウンカウ
ントしている。

【００４８】また、図３（ｆ）はＵ／Ｄカウンタ回路２
５のカウント値を示している。すなわち、このＵ／Ｄカ
ウンタ回路２５も、ＤＳＶ計測期間信号がＨレベルに立
上がった時点で、そのカウント値が全カウント範囲の中
心値である“６４”にプリセットされ、その時点から図
３（ｂ）に示したカウント制御信号のＨ及びＬレベルに
基づいて、カウンタクロックをアップ及びダウンカウン
トしている。

【００４９】そして、図３（ｇ）はＵ／Ｄカウンタ回路
３１から出力されるカウント値を、レジスタ回路３４が
取り込んで保持する動作を示している。すなわち、この
レジスタ回路３４は、図３（ｃ）に示したＤＳＶ計測期
間信号の立上がり時点毎に、Ｕ／Ｄカウンタ回路３１の
プリセットされる前のカウント値を取り込んで保持して
いる。

【００５０】また、図３（ｈ）はＵ／Ｄカウンタ回路２
５から出力されるカウント値を、レジスタ回路３６が取
り込んで保持する動作を示している。すなわち、このレ
ジスタ回路３６は、図３（ｃ）に示したＤＳＶ計測期間
信号の立上がり時点毎に、Ｕ／Ｄカウンタ回路２５のプ
リセットされる前のカウント値を取り込んで保持してい
る。

【００５１】そして、図３（ｉ）は演算回路３５から出
力される減算値を示している。すなわち、この演算回路
３５からは、レジスタ回路３６に保持された図３（ｈ）
に示すカウント値から、レジスタ回路３４に保持された
同図（ｇ）に示すカウント値を減算した値が出力されて
いる。また、図３（ｊ）は乗算回路３７から出力される
乗算値を示している。

【００５２】この場合、乗算回路３７は、演算回路３５
から出力される減算値に、係数値として“１／１０”を
乗算しているものとする。そして、図３（ｋ）は累積加
算回路３９から出力される累積加算値を示している。す
なわち、この累積加算回路３９は、乗算回路３７からＤ
ＳＶ計測期間信号の周期毎に出力される乗算値を、所定
の周期で累積加算している。

【００５３】ところで、受信信号を一次微分した信号の
ピーク値は、受信信号のスルーレート最大点を与えてい
る。すなわち、図２（ｃ），（ｄ）に示した信号のＨレ
ベル期間は、受信信号のスルーレート最大点に相当して
いる。そして、受信信号のスルーレート最大点における
受信信号レベルの平均値が、その受信信号の最適なスラ
イスレベルとなる。

【００５４】このため、Ｒ／ＳＦＦ回路３０の出力信号
は、平均的に最適なスライスレベルで受信信号をレベル
スライスした信号に相当することになる。このことか
ら、Ｒ／ＳＦＦ回路３０の出力信号をＤＳＶ計測期間内
で計測したＤＳＶは、平均的には送信符号列のＤＳＶに
等しくなり、送信符号列の持つＤＳＶのゆらぎを示すこ
とになる。

【００５５】一方、上記レベル比較回路２１の出力信号
をＤＳＶ計測期間内で計測したＤＳＶは、送信符号列の
持つＤＳＶゆらぎ成分に、スライス誤りにおけるスライ
ス誤差成分が加算されたものとなっている。このため、
レベル比較回路２１の出力信号により計測されたＤＳＶ
から、Ｒ／ＳＦＦ回路３０の出力信号により計測された
ＤＳＶを減算することにより、スライス誤差成分のみを
得ることができる。

【００５６】このことは、スライス誤り成分のみを用い
てスライスレベルを生成するということになり、送信符
号列に対して、短い区間で計測した場合のＤＳＶが
“０”になるような制御が施されていなくても、スライ
スレベルの生成に影響が与えられないようになされる。
このため、スライスレベル制御を高速化することがで
き、受信信号の急激なレベル変動にも十分に追従するこ
とができるようになる。

【００５７】図４は、十分に長い区間で計測した場合の
ＤＳＶが概ね“０”になるという符号化処理が施され
た、符号Ａで示す受信信号Ａに対して、図７に示す従来
のデータスライス回路で生成した、符号Ｂで示すスライ
スレベルの変化と、図１に示す実施の形態で説明したデ
ータスライス回路で生成した、符号Ｃで示すスライスレ
ベルの変化との相違を示している。

【００５８】図５は、この発明の他の実施の形態を示す
もので、図１と同一部分には同一符号を付して示してい
る。すなわち、入力端子２０に供給された受信信号は、
二次微分回路４０に供給されて二次微分処理が施された
後、レベル比較回路４１の非反転入力端＋に供給され
る。このレベル比較回路４１の反転入力端−には、入力
端子４２を介してしきい値電圧ＶＲが印加されている。

【００５９】このレベル比較回路４１は、入力された二
次微分信号のレベルがしきい値電圧ＶＲよりも高いとき
にＨレベルとなり、二次微分信号のレベルがしきい値電
圧ＶＲよりも低いときにＬレベルとなる信号を出力して
いる。そして、このレベル比較回路４１の出力信号が、
カウンタ制御信号として上記Ｕ／Ｄカウンタ回路３１に
供給されている。

【００６０】ここで、図６は、入力端子１１に供給され
た受信信号に基づいて、レベル比較回路４１からカウン
タ制御信号が生成されるまでの、各部の波形を示してい
る。すなわち、入力端子１１に供給された図６（ａ）に
示すような受信信号は、二次微分回路４０によって二次
微分処理が施されることにより、同図（ｂ）に示すよう
な信号に変換される。

【００６１】この二次微分回路４０からの出力信号は、
レベル比較回路４１によって、図２（ｂ）に示されるし
きい値電圧ＶＲとレベル比較されることにより、二次微
分信号レベルがしきい値電圧ＶＲよりも高い及び低いと
き、それぞれＨ及びＬレベルとなる、同図（ｃ）に示す
ようなカウンタ制御信号が生成される。なお、しきい値
電圧ＶＲは、二次微分回路４０の出力信号の中心レベル
に設定されている。

【００６２】ところで、この図５に示した実施の形態に
おいて、受信信号の二次微分信号としきい値電圧ＶＲと
の交点は、受信信号のスルーレート最大点を与えてい
る。ここで、受信信号のスルーレート最大点における受
信信号レベルの平均値は、図１に示した実施の形態と同
様に、受信信号の最適スライスレベルを与えていること
になる。

【００６３】このため、レベル比較回路４１の出力信号
は、平均的に最適なスライスレベルで受信信号をレベル
スライスした信号に相当することになる。このことか
ら、レベル比較回路４１の出力信号をＤＳＶ計測期間内
で計測したＤＳＶは、平均的には送信符号列のＤＳＶに
等しくなり、送信符号列の持つＤＳＶのゆらぎを示すこ
とになって、図１に示した実施の形態と同様の効果を得
ることができる。なお、この発明は上記した各実施の形
態に限定されるものではなく、この外その要旨を逸脱し
ない範囲で種々変形して実施することができる。

【００６４】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
十分に長い区間で計測したＤＳＶが概ね“０”になって
いるような入力符号列に対して、それに応じたスライス
レベルを生成して正確なレベルスライス動作を行なうこ
とができるとともに、入力信号の急激なレベル変動にも
十分に追従することができる極めて良好なデータスライ
ス回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係るデータスライス回路の実施の形
態を示すブロック構成図。

【図２】同実施の形態における一部分の動作を説明する
ために示す波形図。

【図３】同実施の形態における残りの部分の動作を説明
するために示す波形図。

【図４】同実施の形態における効果を説明するために示
す波形図。

【図５】この発明の他の実施の形態を示すブロック構成
図。

【図６】同他の実施の形態における一部分の動作を説明
するために示す波形図。

【図７】従来のデータスライス回路を示すブロック構成
図。

【図８】同従来回路の動作を説明するために示す波形
図。

【図９】計測期間の違いによるＤＳＶの変化を示す波形
図。

【図１０】同従来回路の問題点を説明するために示す波
形図。

【符号の説明】

１１…入力端子、 １２…レベル比較回路、 １３…Ｄ／Ａ変換回路、 １４…出力端子、 １５…セレクタ回路、 １６…入力端子、 １７…乗算回路、 １８…入力端子、 １９…累積加算回路、 ２０…入力端子、 ２１…レベル比較回路、 ２２…一次微分回路、 ２３…Ｄ／Ａ変換回路、 ２４…出力端子、 ２５…Ｕ／Ｄカウンタ回路、 ２６，２７…レベル比較回路、 ２８，２９…入力端子、 ３０…Ｒ／ＳＦＦ回路、 ３１…Ｕ／Ｄカウンタ回路、 ３２，３３…入力端子、 ３４…レジスタ回路、 ３５…演算回路、 ３６…レジスタ回路、 ３７…乗算回路、 ３８…入力端子、 ３９…累積加算回路、 ４０…二次微分回路、 ４１…レベル比較回路、 ４２…入力端子。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号のレベルと所定のスライスレベ
   ルとをレベル比較して２値のビットストリームを得る比
   較手段と、この比較手段の出力のＤＳＶを計測する第１
   の計測手段と、前記受信信号に一次微分処理を施す一次
   微分手段と、この一次微分手段の出力と所定の第１のし
   きい値レベルとをレベル比較して２値信号を得る第１の
   レベル比較手段と、前記一次微分手段の出力と前記第１
   のしきい値レベルと異なる所定の第２のしきい値レベル
   とをレベル比較して２値信号を得る第２のレベル比較手
   段と、前記第１のレベル比較手段の出力に基づいて一方
   の極性に制御され前記第２のレベル比較手段の出力に基
   づいて他方の極性に制御される２値信号を生成する生成
   手段と、この生成手段の出力のＤＳＶを計測する第２の
   計測手段と、前記第１の計測手段で計測されたＤＳＶか
   ら前記第２の計測手段で計測されたＤＳＶを減算する減
   算手段と、この減算手段の出力に基づいて前記スライス
   レベルを制御するスライスレベル制御手段とを具備して
   なることを特徴とするデータスライス回路。
2. 【請求項２】 前記第１のしきい値レベルは、前記一次
   微分手段の出力の中心レベルから高い方に一定レベルだ
   け偏った値に設定され、前記第２のしきい値レベルは、
   前記一次微分手段の出力の中心レベルから低い方に一定
   レベルだけ偏った値に設定されることを特徴とする請求
   項１記載のデータスライス回路。
3. 【請求項３】 受信信号のレベルと所定のスライスレベ
   ルとをレベル比較して２値のビットストリームを得る比
   較手段と、この比較手段の出力のＤＳＶを計測する第１
   の計測手段と、前記受信信号に二次微分処理を施す二次
   微分手段と、この二次微分手段の出力と所定のしきい値
   レベルとをレベル比較して２値信号を得るレベル比較手
   段と、このレベル比較手段の出力のＤＳＶを計測する第
   ２の計測手段と、前記第１の計測手段で計測されたＤＳ
   Ｖから前記第２の計測手段で計測されたＤＳＶを減算す
   る減算手段と、この減算手段の出力に基づいて前記スラ
   イスレベルを制御するスライスレベル制御手段とを具備
   してなることを特徴とするデータスライス回路。
4. 【請求項４】 前記しきい値レベルは、前記二次微分手
   段の出力の中心レベルに設定されることを特徴とする請
   求項３記載のデータスライス回路。