KR100524924B1 - 광 디스크 시스템의 신호 재생 장치 및 방법 - Google Patents

광 디스크 시스템의 신호 재생 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

광 디스크 시스템의 신호 재생 장치 및 방법이 개시된다. 본 발명에 따른 광 디스크 시스템의 신호 재생 장치는, 아날로그의 리드 백 신호를 샘플링 및 양자화하여 n비트의 디지탈 신호로 변환하는 아날로그/디지탈 변환 수단, 디지탈 신호의 비대칭 성분을 보정하기 위한 비대칭 보정 수단, 아날로그/디지탈 변환 수단의 출력과 비대칭 보정 수단의 출력을 가산하여 필터링하고, 필터링된 결과를 정형 신호로서 출력하는 필터를 구비하는 광학 시스템의 신호 재생 장치에 있어서, 필터의 출력 중 최상위 비트 데이타를 입력하여 리드 백 신호의 주기를 카운팅하고, 카운팅된 결과를 신호 간섭 보상값으로서 출력하는 신호 간섭 연산 수단, 신호 간섭 보상값을 입력하여 소정의 연산을 수행하고, 연산된 결과에 응답하여 기준 전압을 조정하는 기준 전압 조정 수단, 및 필터에서 출력되는 정형 신호를 기준 전압과 비교하고, 비교된 결과에 응답하여 제1레벨 또는 제2레벨을 갖는 펄스 신호를 생성하는 적응적 비교 수단을 구비하고, 필터링된 정형 신호에서 발생될 수 있는 비대칭성을 보정할 수 있으며, 정형된 신호로부터 인접 신호 간의 간섭이 보상될 수 있는 최적의 기준 전압을 생성하고, 생성된 기준 전압과 입력 신호를 비교하여 0과 1을 판단함으로써 신호 재생 시에 신호 간섭에 의한 영향을 최소화할 수 있다는 효과가 있다.

Description

광 디스크 시스템의 신호 재생 장치 및 방법{Signal Reproducing Apparatus and Method in Optical Disc System}
본 발명은 컴팩트 디스크 또는 디지탈 비디오 디스크와 같은 광 디스크 시스템에 관한 것으로서, 특히, 인접 신호들 간의 간섭 현상에 의한 영향을 최소화하는 광 디스크 시스템의 신호 재생 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 광 디스크 시스템은 광 픽업에 의해 디스크 표면에 광원을 반사하고, 반사되는 광 신호의 세기에 따라 전류의 흐름을 제어한다. 또한, 상기 제어된 전류의 흐름은 전압으로 변환되어 리드 백 신호(REED BACK 또는 RF)로서 생성되고, 이러한 리드백 신호는 기준 전압과 비교되어 그에 상응하는 펄스 열로서 생성된다. 즉, 신호 재생 장치 내부의 비교기는 리드 백 신호(RF)와 기준 전압을 비교하고, 상기 비교 결과에 의해 하이 레벨 또는 로우 레벨을 갖는 펄스 신호 (NRZ)를 생성한다. 이 때, 생성된 펄스 신호(NRZ)는 EFM(Eight to Fourteen Modulation) 복조부로 인가되어 유효한 8비트의 데이타가 복원된다. .
도 1(a) 및 1(b)는 리드백 신호(RF)와 펄스 신호(NRZ)를 설명하기 위한 도면이다.
도 1(a)를 참조하면, 구간(T1)은 아날로그 형태의 리드 백 신호(RF)를 디지탈 신호로 변환될 때의 샘플링 시간을 나타내며, 상기 리드 백 신호(RF)는 기준 전압(REFERENCE)을 기준으로 하여 하이 또는 로우 레벨을 갖는 펄스 신호(NRZ)로서 생성된다. 생성된 NRZ신호는 도 1(b)에 도시된 바와 같다.
도 2는 인접 신호들간의 간섭 현상에 의한 리드 백 신호(RF)의 변화를 설명하기 위한 도면으로서, 참조 부호 22는 인접 신호들 간의 간섭이 없는 경우의 리드 백 신호(RF)를 나타내고, 24는 인접 신호들 간의 간섭이 있는 경우의 리드 백 신호(RF)를 나타낸다.
도 2를 참조하면, 리드 백 신호와 같이 연속되는 신호는 상호 간섭에 영향을 받아 정확한 전위에서 벗어나는 경우가 발생될 수 있다. 즉, 인접 신호들간의 간섭 현상은 주기가 일정한 신호의 경우에는 별다른 문제점을 나타내지 않지만, 리드 백 신호(RF)와 같이 주기가 불특정한 경우에는 간섭량도 상응하여 가변되기 때문에 문제점을 나타낼 수 있다. 구체적으로, 리드 백 신호(RF)는 3T에서 14T를 갖고 불특정하게 연속적으로 인가되기 신호로서 정의되기 때문에, 상술한 바와 같이 상호 신호간의 간섭량도 그에 따라 가변됨을 알 수 있다. 이러한 인접 신호들간의 간섭 현상이 나타나는 이유는 반사광의 세기에 따라 이를 감지할 수 있는 소자가 충전 또는 방전될 때 상기 반사광의 세기에 반응하는 시간의 지연이 발생하기 때문이다.
예를 들어, 14T의 신호 이후에 3T의 신호가 연속적으로 인가되는 경우에는, 3T의 신호 이후에 3T의 신호가 연속적으로 인가되는 경우에 비해 심한 왜곡을 나타낼 수 있다. 이로 인해, 리드 백 신호(RF)로부터 구해지는 펄스 신호(NRZ)는 정확하지 않게 된다.
그러나, 종래의 광 디스크 시스템은 펄스 신호(NRZ)를 생성하기 위해 일정한 값을 기준 전압으로 설정하여 리드 백 신호와 비교하고, 비교된 결과에 의해 펄스 신호(NRZ)를 구하기 때문에, 간섭 현상에 의한 영향이 반영될 수 없었다는 문제점이 있다.
본 발명이 이루고자하는 기술적 과제는, 인접 신호들 간의 간섭량을 구하고, 상기 구해진 값에 의해 기준 전압을 가변시켜 펄스 신호(NRZ)를 생성함으로써 간섭 현상에 의한 영향을 최소화할 수 있는 광 디스크 시스템의 신호 재생 장치를 제공하는데 있다.
본 발명이 이루고자하는 다른 기술적 과제는, 상기 신호 재생 장치에서 수행되는 신호 재생 방법을 제공하는데 있다.
상기 과제를 이루기위해, 본 발명에 따른 광 디스크 시스템의 신호 재생 장치는, 아날로그의 리드 백 신호를 샘플링 및 양자화하여 n비트의 디지탈 신호로 변환하는 아날로그/디지탈 변환 수단, 디지탈 신호의 비대칭 성분을 보정하기 위한 비대칭 보정 수단, 아날로그/디지탈 변환 수단의 출력과 비대칭 보정 수단의 출력을 가산하여 필터링하고, 필터링된 결과를 정형 신호로서 출력하는 필터를 구비하는 광학 시스템의 신호 재생 장치에 있어서, 필터의 출력 중 최상위 비트 데이타를 입력하여 리드 백 신호의 주기를 카운팅하고, 카운팅된 결과를 신호 간섭 보상값으로서 출력하는 신호 간섭 연산 수단, 신호 간섭 보상값을 입력하여 소정의 연산을 수행하고, 연산된 결과에 응답하여 기준 전압을 조정하는 기준 전압 조정 수단, 및 필터에서 출력되는 정형 신호를 기준 전압과 비교하고, 비교된 결과에 응답하여 제1레벨 또는 제2레벨을 갖는 펄스 신호를 생성하는 적응적 비교 수단으로 구성되는 것이 바람직하다.
상기 다른 과제를 이루기위해, 본 발명에 따른 광 디스크 시스템의 신호 재생 방법은, (a)아날로그의 리드 백 신호를 n비트의 디지탈 신호로 변환하는 단계, (b)디지탈 신호를 필터링한 값이 기준 전압을 중심으로 대칭적인가를 판단하는 단계, (c)필터링한 값이 대칭적이 아닌 것으로 판단되면, 비대칭이 발생되는 양만큼 가산/감산하여 디지탈 신호와 더하는 단계, (d) (b)단계에서 필터링한 값이 대칭적인 것으로 판단되면, 인접 신호간에 간섭이 발생하였는가를 판단하는 단계, (e)인접 신호간에 간섭이 발생하였으면, 간섭량 만큼 기준 전압을 조정하는 단계, (f)필터링한 값이 기준 전압보다 큰가를 판단하고, 필터링한 값이 더 크면 제1레벨의 펄스 신호를 생성하는 단계, 및 (g)필터링한 값이 기준 전압보다 작으면, 제2레벨의 펄스 신호를 생성하는 단계로 구성되는 것이 바람직하다.
이하, 본 발명에 따른 광 디스크 시스템의 신호 재생 장치에 관하여 첨부된 도면을 참조하여 다음과 같이 설명한다.
도 3은 본 발명에 따른 광 디스크 시스템의 신호 재생 장치를 나타내는 실시예의 블럭도로서, 아날로그/디지탈 변환기(300), 가산기(310), 디지탈 필터 (320), 적응적 비교기(330), 비대칭 보정부(340), 신호 간섭(Inter Symbol Interference:ISI) 연산부(350) 및 기준 전압 조정부(360)를 포함한다.
아날로그/디지탈 변환기(Analog/Digital Converter:ADC)(300)는 아날로그의 리드 백 신호(RF)를 소정 비율로 샘플링하고, 소정 레벨로 양자화하여 n비트의 디지탈 신호로 변환한다. 여기에서, 샘플링 비율은 채널 클럭 주파수로 설정되는 것이 바람직하다.
가산기(310)는 아날로그/디지탈 변환기(300)에서 출력된 n비트의 디지탈 신호를, 비대칭 보정부(340)에서 출력되는 비대칭 보정 신호(AS_CO)와 더하고, 더해진 결과를 출력한다.
디지탈 필터(320)는 가산기(310)에서 출력되는 디지탈 신호를 필터링하고, 상기 필터링된 결과를 정형 신호(Fn)로서 출력한다.
비대칭(Asymmetry) 보정부(340)는 디지탈 필터(320)의 출력을 입력하여 필터링된 결과가 비대칭으로 나타나는 경우에 출력 신호를 보정하고, 보정된 결과를 비대칭 보정 신호(AS_CO)로서 출력한다. 즉, 외부 요인으로 인해 기준 전압이 변화되는 경우에, 기준 전압을 중심으로 하여 기준 전압보다 큰 구간과 작은 구간에서 상하 비대칭 성분이 발생될 수 있다. 따라서, 비대칭 보정부(340)는 상기 비대칭 성분을 보정하기 위한 역할을 한다. 구체적으로, 비대칭으로 나타나는 양만큼 원래의 신호 성분에서 가산 또는 감산하고, 상기 가산 또는 감산된 결과를 상기 비대칭 보정 신호(AS_CO)로서 출력한다.
신호 간섭 연산부(350)는 인접 신호간의 간섭을 보상하기 위해, 디지탈 필터 의 출력 중 최상위 비트 데이타(MSB_Fn)를 입력하여 리드 백 신호(RF)의 주기를 카운팅하고, 카운팅된 결과를 신호 간섭 보상값(Ix)으로서 출력한다. 여기에서, Ix는 카운팅된 결과에 의해 구해지는 간섭량이라 할 수 있다.
기준 전압 조정부(360)는 신호 간섭 연산부(350)에서 생성된 신호 간섭 보상 값(Ix)을 입력하여 소정의 연산을 수행하고, 상기 연산된 결과에 상응하여 기준 전압(Rx)을 조정한다. 여기에서, 기준 전압(Rx)은 초기 값이 2n/2로 설정되는 것이 바람직하며, 신호 간섭량(Ix)에 의해 가변되는 값이라 할 수 있다.
적응적 비교기(330)는 디지탈 필터(320)에서 정형된 신호(Fn)를 가변 기준 전압(Rx)과 비교하고, 비교된 결과에 응답하여 제1레벨 또는 제2레벨을 갖는 펄스 신호(NRZ)를 생성한다.
이와 같이, 본 발명에서는 입력되는 리드 백 신호(RF)를 디지탈 신호로 변환하여 필터링하고, 상기 필터링된 신호에 의해 입력 신호의 비대칭을 검출하여 보정함과 동시에 인접 신호 간의 간섭을 보상하여 기준 전압을 최적화함으로써 데이타의 복원 능력을 향상시킨다는 특징이 있다.
도 4는 도 3에 도시된 장치의 신호 간섭 연산부(350)를 설명하기 위한 실시예의 회로도로서, 지연기(40), 배타적 오아 게이트(42), 인버터(43), 제1카운터(45), 제2카운터(47) 및 비교기(49)를 포함한다.
지연기(40)는 디지탈 필터(320)에서 출력되는 정형 신호(Fn)의 최상위 비트 데이타(MSB_Fn)를 입력하여 소정 시간 지연시킨다.
배타적 오아 게이트(42)는 정형된 신호(Fn)의 최상위 비트(MSB_Fn)와 소정 시간 지연된 최상위 비트(DMSB_Fn)를 배타적 논리합하고, 배타적 논리합된 결과에 의해 카운팅 동작을 초기화시키기 위한 리셋 신호(RS)를 생성한다. 즉, MSB_Fn와 DMSB_Fn이 서로 다른 경우에 리셋 신호(RS)는 하이 레벨로 인에이블된다.
제1카운터(45)는 리셋 신호(RS)에 의해 초기화되며, 정형 신호(Fn)의 최상위 비트(MSB_Fn)에 응답하여 채널 클럭 신호(CH_CK)를 카운팅하고, 카운팅된 결과를 제1카운팅 신호(CNT1)로서 출력한다.
인버터(43)는 정형된 신호(Fn)의 최상위 비트(MSB_Fn)를 반전시킨다.
제2카운터(47)는 리셋 신호(RS)에 의해 초기화되며, MSB_Fn의 반전된 신호에 응답하여 채널 클럭 신호(CH_CK)를 카운팅하고, 카운팅된 결과를 제2카운팅 신호(CNT2)로서 출력한다.
비교기(49)는 제1카운터(45)에서 출력되는 제1카운팅 신호(CNT1)와 제2 카운터(47)에서 출력되는 제2카운팅 신호(CNT2)를 비교하고, 비교된 결과를 신호 간섭 보상 값(Ix)으로서 출력한다.
도 4에 도시된 신호 간섭 연산부(350)에서 신호 간섭 보상값(Ix)을 구하는 과정을 설명하면 다음과 같다. 즉, 제1카운터(45)와 제2카운터(47)는 정형된 신호 (Fn)의 MSB_Fn와 반전된 MSB_Fn에 응답하여 각각 채널 클럭 신호(CH_CK)를 카운팅하기 때문에, 기준 전압을 중심으로 서로 반대되는 구간을 카운팅하게 된다. 예를 들어, 정형된 신호(Fn)에 있어서 "1"과 "0"로 나타나는 연속적인 구간 중에서 "1"이 연속되는 구간의 주기는 제1카운터(45)에서 카운팅하고, "0"이 연속되는 구간의 주기는 제2카운터(47)에서 카운팅한다. 따라서, 비교기(49)는 제1카운터 (45)가 동작하여 입력 신호의 주기를 카운팅하는 구간에서는 제1카운터(45)의 출력(CNT1)을 신호 간섭 보상값(Ix)으로서 출력한다. 또한, 비교기(49)는 제2카운터(47)가 동작하여 입력 신호의 주기를 카운팅하는 구간에서는 제2카운터(47)의 출력(CNT2)에 -부호를 부가하여 신호 간섭 보상값(Ix)으로서 출력한다. 또한, 지연기(40)와 배타적 오아 게이트(42)에 의해 연속적으로 인가되는 MSB_Fn가 서로 달라지는 경우에는 리셋 신호(RS)가 인에이블되어 제1, 제2카운터(45, 47)를 초기화시킨다.
이와 같이, 신호 간섭 연산부(350)에서 생성된 신호 간섭 보상 값(Ix)은 기준 전압 조정부(360)에서 다음과 같은 수학식에 의해 기준 전압(Rx)으로서 생성된다.
여기에서, K1과 K2는 상수이며, 2n/2는 Rx의 초기값을 나타낸다. 즉, 수학식 1을 참조하면, Ix3은 발생되는 신호 간섭의 방향을 계산하기 위함이고, 는 간섭의 크기를 계산하는데 이용된다. 따라서, 기준 전압 조정부(360)는 인접 신호들 간의 간섭의 방향 및 간섭의 크기를 반영하여 최적의 기준 전압(Rx)을 구할 수 있다. 결과적으로, 인접 신호 간에 발생되는 간섭 현상에 의한 영향은 상기 간섭량(Ix) 만큼 기준 전압(Rx)을 조정해줌으로써 보상될 수 있다.
도 5는 도 3에 도시된 장치의 적응적 비교기(330)를 나타내는 실시예의 블럭도로서, 지연기(52)와 비교기(54)를 포함한다.
지연기(52)는 디지탈 필터(320)에서 출력된 정형 신호(Fn)를 소정 시간 지연시키고, 지연된 신호를 출력한다.
비교기(54)는 소정 시간 지연된 정형 신호와 기준 전압(Rx)을 비교하여 지연된 신호(Fn)가 기준 전압(Rx)보다 크면 제1레벨, 예를 들어 하이 레벨의 펄스 신호(NRZ)를 생성하고, 기준 전압(Rx)보다 작으면 제2레벨 예를 들어 로우 레벨의 펄스 신호(NRZ)를 생성한다. 여기에서, 제1레벨은 예를 들어 하이 레벨로 설정될 수 있고, 제2레벨은 예를 들어 로우 레벨로 설정될 수 있다. 상세하게 도시되지는 않았으나, 비교기(54)에서 출력되는 펄스 신호(NRZ)는 EFM복조부(미도시)로 인가되어 복조된다.
도 6은 본 발명에 따른 광학 시스템의 신호 재생 방법을 설명하기 위한 플로우차트로서, 리드 백 신호(RF)를 디지탈 신호로 변환하고 필터링하여 비대칭 성분을 보정하는 단계(제600~610단계), 인접 신호 간에 간섭이 발생하였으면 신호 간의 간섭량 만큼 기준 전압을 조정하는 단계(제620~630단계), 디지탈 신호를 필터링한 값과 조정된 기준 전압을 비교하여 제1레벨 또는 제2레벨의 펄스 신호(NRZ)를 생성하는 단계(제640~650단계)를 포함한다.
도 3~도 6을 참조하여 본 발명에 따른 신호 재생 장치의 동작 및 재생 방법에 관하여 상세히 설명한다.
우선, 도 3의 A/D변환기(300)는 리드 백 신호(RF)를 n비트의 디지탈 신호로 변환한다(제600단계). 상술한 바와 같이 A/D변환기(300)는 채널 클럭 신호 (CH_CK)의 주파수로 입력 신호(RF)를 샘플링하고, 2n 레벨로 양자화함으로써 n비트의 디지탈 신호를 출력한다. 이 때, 디지탈 신호는 비대칭 보정부(340)에서 출력되는 비대칭 보정 신호(AS_CO)와 가산되어 디지탈 필터(320)에서 필터링된다. 즉, 비대칭 보정부(340)는 상기 디지탈 신호를 필터링한 값 즉, 정형된 신호(Fn)가 기준 전압(Rx)을 중심으로 대칭적인가를 판단한다(제610단계). 만약, 제610단계 에서 기준 전압(Rx)을 중심으로 정형 신호(Fn)에 비대칭적인 성분이 발생한 것으로 판단되면, 비대칭 보정부(340)는 상기 비대칭이 발생된 양만큼 가산 또는 감산하여 그 결과를 A/D변환기(300)의 출력과 더한다(제615단계).
제610 또는 제615단계 후에, 정형된 신호(Fn)의 비대칭 성분이 보정되었으면, 인접 신호들 간에 간섭이 발생하였는가를 판단한다(제620단계). 여기에서, 인접 신호 간의 간섭이 발생하였는가를 판단하는 것은, 상술한 바와 같이, 정형 신호(Fn)의 서로 다른 구간의 주기를 채널 클럭 신호(CH_CK)로 카운팅 하고, 카운팅된 결과를 비교함으로써 수행된다. 도 4를 참조하면, 제1카운터(45)가 동작할 때, 비교기(49)의 출력은 제1카운터(45)에서 카운팅된 값(CNT1)이 되고, 제2카운터(46)가 동작할 때, 비교기(49)의 출력은 제카운터(47) 에서 카운팅된 값(CNT2)을 반전시킨 값이 된다. 이 때, 비교기(49)의 출력이 곧 신호 간섭 보상값(Ix)이 된다.
또한, 제620단계에서 간섭이 발생한 것으로 판단되면, 기준 전압 조정부(360)는 상기 수학식 1에 의해 간섭이 발생된 양(Ix) 만큼 기준 전압을 조정한다(제630단계). 여기에서, 기준 전압(Rx)을 조정하는 것은 상기 수학식 1에 의해서 이루어진다. 제630단계에서 기준 전압(Rx)이 조정되었으면, 적응적 비교기(330)는 정형된 신호(Fn)와 기준 전압(Rx)을 비교하여 펄스 열(NZR)을 생성한다. 즉, 적응적 비교기(330)는 정형된 신호(Fn)가 기준 전압(Rx)보다 큰가를 판단한다(제640단계). 만일, Fn이 기준 전압(Rx)보다 큰 경우에 적응적 비교기(330)는 제1레벨의 출력 신호(NRZ)를 생성한다(제645단계). 또한, Fn이 기준 전압(Rx)보다 작은 경우에는 제2레벨의 출력 신호(NRZ)를 생성한다(제650단계). 여기에서, 제1레벨은 로우 또는 하이 레벨로 설정될 수 있으며, 제2레벨도 마찬가지로 설정될 수 있다.
이와 같이, 본 발명에서는 연속적인 신호에서 발생될 수 있는 신호들 간의 간섭과 무관하게, 리드 백 신호로부터 정확한 펄스 신호(NRZ)를 생성할 수 있다.
본 발명에 따르면, A/D변환기를 사용하여 리드 백 신호를 디지탈 신호로 변환하고, 디지탈 필터에서 필터링함으로써 어떤 배속에도 관계없이 일정한 차단 주파수를 갖는 정형 신호를 얻을 수 있다는 장점이 있다. 또한, 필터링된 정형 신호에서 발생될 수 있는 비대칭성을 보정할 수 있으며, 정형된 신호로부터 인접 신호 간의 간섭이 보상될 수 있는 최적의 기준 전압을 생성하고, 생성된 기준 전압과 입력 신호를 비교하여 0과 1을 판단함으로써 신호 재생 시에 신호 간섭에 의한 영향을 최소화할 수 있다는 효과가 있다.
도 1(a) 및 1(b)는 리드백 신호(RF)와 펄스 신호(NRZ)를 설명하기 위한 파형도들이다.
도 2는 일반적인 인접 신호들 간의 간섭 현상에 의한 리드 백 신호를 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 광 디스크 시스템의 신호 재생 장치를 설명하기 위한 바람직한 실시예의 블럭도이다.
도 4는 도 3에 도시된 장치의 신호 간섭 연산부를 나타내는 실시예의 블럭도이다.
도 5는 도 3에 도시된 장치의 적응적 비교기를 나타내는 실시예의 블럭도이다.
도 6은 도 3에 도시된 장치에서 수행되는 신호 재생 방법을 설명하기 위한 플로우차트이다.

Claims (5)

  1. 아날로그의 리드 백 신호를 샘플링 및 양자화하여 n비트의 디지탈 신호로 변환하는 아날로그/디지탈 변환 수단, 상기 디지탈 신호의 비대칭 성분을 보정하기 위한 비대칭 보정 수단, 상기 아날로그/디지탈 변환 수단의 출력과 상기 비대칭 보정 수단의 출력을 가산하여 필터링하고, 상기 필터링된 결과를 정형 신호로서 출력하는 필터를 구비하는 광학 시스템의 신호 재생 장치에 있어서,
    상기 필터의 출력 중 최상위 비트 데이타를 입력하여 상기 리드 백 신호의 주기를 카운팅하고, 상기 카운팅된 결과를 신호 간섭 보상값으로서 출력하는 신호 간섭 연산 수단;
    상기 신호 간섭 보상값을 입력하여 소정의 연산을 수행하고, 상기 연산된 결과에 응답하여 기준 전압을 조정하는 기준 전압 조정 수단; 및
    상기 필터에서 출력되는 정형 신호를 상기 기준 전압과 비교하고, 상기 비교된 결과에 응답하여 제1레벨 또는 제2레벨을 갖는 펄스 신호를 생성하는 적응적 비교 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 재생 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 신호 간섭 연산 수단은,
    상기 최상위 비트 데이타를 소정 시간 지연시키고, 상기 지연된 결과를 출력하는 제1지연 수단;
    상기 최상위 비트 데이타와 상기 제1지연 수단의 출력을 배타적 논리합하고, 상기 배타적 논리합된 결과를 리셋 신호로서 출력하는 배타적 논리합 수단;
    상기 리셋 신호에 응답하여 초기화되며, 상기 최상위 비트 데이타에 응답하여 상기 채널 클럭 신호를 카운팅하고, 상기 카운팅된 결과를 제1카운팅 신호로서 출력하는 제1카운터;
    상기 리셋 신호에 응답하여 초기화되며, 상기 최상위 비트 데이타의 반전된 데이타에 응답하여 상기 채널 클럭 신호를 카운팅하고, 상기 카운팅된 결과를 제2카운팅 신호로서 출력하는 제2카운터; 및
    상기 제1카운팅 신호와 상기 제2카운팅 신호를 비교하고, 상기 비교된 결과를 상기 신호 간섭 보상값으로서 출력하는 비교 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 재생 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 기준 전압 조정 수단은,
    다음 수학식;
    에 의하여 상기 기준 전압을 조정하고,
    상기 Ix는 상기 신호 간섭 보상값을 나타내고, 상기 K1, K2는 상수를 나타내고, 상기 Rx는 기준 전압을 나타내는 것을 특징으로 하는 신호 재생 장치.
  4. (a)아날로그의 리드 백 신호를 n비트의 디지탈 신호로 변환하는 단계;
    (b)상기 디지탈 신호를 필터링한 값이 기준 전압을 중심으로 대칭적인가를 판단하는 단계;
    (c)상기 필터링한 값이 대칭적이 아닌 것으로 판단되면, 비대칭이 발생되는 양만큼 가산/감산하여 상기 디지탈 신호와 더하는 단계;
    (d)상기 (b)단계에서 상기 필터링한 값이 대칭적인 것으로 판단되면, 인접 신호간에 간섭이 발생하였는가를 판단하는 단계;
    (e)상기 인접 신호간에 간섭이 발생하였으면, 간섭량 만큼 상기 기준 전압을 조정하는 단계;
    (f)상기 필터링한 값이 상기 기준 전압보다 큰가를 판단하고, 상기 필터링한 값이 더 크면 제1레벨의 펄스 신호를 생성하는 단계; 및
    (g)상기 필터링한 값이 상기 기준 전압보다 작으면, 제2레벨의 펄스 신호를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 재생 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 (d)단계는,
    (d1)상기 필터링한 값의 최상위 비트 데이타와 상기 최상위 비트 데이타의 반전된 데이타에 응답하여 각각 채널 클럭 신호를 카운팅하는 단계;
    (d2)상기 카운팅된 결과를 비교하고, 상기 비교된 결과에 응답하여 상기 간섭량을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 재생 방법.
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