KR100439610B1 - 신호2치화회로및디지털신호처리장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 신호 2치화 회로 및 기록매체 재생 장치에 있어서 이산시간으로 표본화된 입력 신호를 고정밀도로 2치화할 수 있다.

표본값 입력에서 직류 성분을 감산하는 감산 회로와 해당 감산 회로의 출력값과 임계값을 비교하고 해당 비교값에 따라서 2치 신호를 출력하는 비교 회로와 감산 회로의 출력값을 소정값으로 진폭 제한하는 진폭 제한 회로와 진폭 제한 회로의 출력값에서 직류 성분을 연산하는 직류 성분 생성 회로를 설치한다.

Description

신호 2치화 회로 및 디지털 신호 처리 장치

본 발명은 신호 2치화 회로 및 디지탈 신호 처리 장치에 관한 것이며 예컨대 콤팩트 디스크(이하, CD 라 함)의 재생 장치의 재생 신호를 2치화 하는 것에 적용하기 적합하다.

종래, 디지털 음성, 비디오, 데이터 등의 신호의 기록에 있어서, 디지털 신호는 오류 검출 정정 부호가 부가된 후, 변조 회로에 공급되고 기록 재생계의 특성에 적합한 부호로 변환(채널 코딩)된다.

예컨대, CD 방식의 신호 포맷의 개요를 도 6 에 도시하고 있으며 변조 방식으로서 8-14 변환(이하, EFM(Eight to fourteen Modulation)라 함)이 쓰인다. EFM은 입력하는 8 비트 부호(이하, 심볼이라 함)를 14 채널 비트의 부호로 변환하고 24 채널 비트의 동기 신호와 14 채널 비트의 서브코드를 부가한 후, 이것들의 부호간을 3 채널 비트의 마진 비트로 연결하고 NRZI 기록하는 변조 방식이다.

도 7 은 CD 방식의 프레임 구성을 도시한다. 도시한 바와 같이 1 싱크 프레임 (6 표본값 구간, L 및 R 채널 각 6 샘플, 1 샘플은 16 비트 데이터) 기간에 CIRC(크로스인터리브리드솔로몬 코드) 인코더에서 변조 회로에 입력하는 24 심볼의 데이터(음악신호)와 8 심볼의 패리티는 각각 14 채널 비트로 변환되며 3 채널 비트의 마진 비트로 연결되어서 1 프레임당 588 채널 비트로 되며 4,3218[Mbps]의 채널 비트 레이트로 CD 상에 NRZI 기록된다.

변조 회로에 입력하는 각 심볼은 예컨대 룩업 테이블 ROM을 참조하고 "1"과 "1"간의 "0"의 개수가 2 개 이상 또는 10 개 이하의 채널 비트 패턴으로 각각 변환된다. 프레임 동기 신호(Sf)의 채널 비트 패턴은 "100000000001000000000010"이며 마진 비트 패턴은 "000", "001", "010" 및 "100" 중의 하나가 선택된다. 1 서브 코딩 프레임은 98 프레임으로 구성되며 제 0 및 제 1 프레임의 서브 코드로서 서브코드 싱크 신호 S0(= "00100000000001"), S1(="00000000010010")이 부가된다(도 8).

도 9는 샘플값의 열예에 대해서 EFM 후의 채널 비트 패턴과 DSV(디지털 합변동)을 도시한다. 16 비트의 1 샘플은 상위 8 비트와 하위 8 비트로 분할되고 CIRC 인코더를 거쳐서 변조 회로에 입력하고 8-14 변환되어서 인포메이션 비트로 된다. 인포메이션 비트의 "1"과 "1"간에는 상술한 바와 같이 2 개 이상 또는 10 개 이하의 "0"이 개재한다. 마진 비트로서 "000", "001" , "010" 및 "100"중의 한 종이 선정되며 인포메이션 비트끼리의 연결 개소에 대해서도 이 규칙이 항상 성립하게 되고 17 채널 비트(다만, 프레임 동기 신호 Sf 의 경우는 27 채널 비트)를 단위로 하는 EFM 신호가 변조 회로에서 4.3218[Mbps]로 출력된다.

이와 같이 임의의 채널 비트 "1"과 다음의 채널 비트 "1"간에는 2 개 이상10 개 이하의 채널 비트 "0"이 개재하므로 NRZI 기록 파형의 하이 레벨 또는 로우 레벨의 계속기간(기록파장)은 반드시 3T 이상 11T 이하로 된다 (도 9). 이 경우, 최단 기록 파장은 3T, 최장 기록 파장은 (11T)이다. T 는 채널 클록 4.3218[MHZ]의 1 주기이며, 이하, 이것을 EFM·3T∼11T 룰이라고 한다.

NRZI 기록 파형의 DC 밸런스의 지표로서 DSV 를 생각한다. DSV 는 기록 파형의 시간적분으로서 부여된다. 즉, 기록 파형의 하이 레벨이 단위 시간 T 만큼 계속했을 때의 DSV 의 변화분을 +1 로 하고, 로우 레벨의 단위시간 T 만큼 계속했을 때의 DSV 의 변화분을 -1 로 한다.

시각 t0 에 있어서의 DSV 의 초기값을 영으로 가정했을 경우의 DSV 의 시간에 관한 변화를 도 9 의 최하단에 도시한다. 여기에서 기간(t1~t2)에 있어서의 변조 신호는 17 채널 비트 패턴 "01000001000001001"에 의해서 일의적으로 결정되는 것은 아니며, 시각(t1)에 있어서의 변조 신호 레벨, 즉, 기간(t0∼t1)에 있어서의 변조 신호 파형의 최종 레벨(이하, CWLL 이라 함)에 의존한다.

따라서, 도시의 변조 신호 파형은 시각(t0)에 있어서 CWLL 이 로우 레벨 (CWLL = "0")의 경우이며 시각(t0)에 있어서 CWLL = "1"(하이레벨)의 경우의 변조 신호 파형은 하이레벨과 로우 레벨을 치환한 역 패턴으로 된다.

마찬가지로 DSV 의 증감도 CWLL 에 의존하며 시각(t0)에 있어서 CWL L="8"의 경우, 인포메이션 비트 패턴 "01000100100010"에 의한 DSV 의 변화분(이하, 14NWD 라 함), 즉, 기간(t0~t0+l4)에 있어서의 DSV 의 변화분은 도시한 바와 같이 (+2)이다. 도면과는 역으로 시각(t0)에 있어서의 CWLL = "1"이면 14NWD = -2 로 된다.또, 기간(t0+14∼t1+14)에 있어서의 DSV 의 변화분을 17NWD라 한다.

다음에 기간(t0+14∼t1)에 삽입되는 마진 비트에 대해서 설명한다. 4 종류의 마진 비트 "000", "001", "010" 및 "100"중, EFM·3T~11T 룰에 의해서 "001"과 "100"은 삽입되지 않으며 "010" 또는 "000"이 삽입가능하다. 즉, 마진 비트의 전에 출력되는 전회의 인포메이션 비트 패턴의 종단의 "0"의 개수를 B 로 하고, 후에 출력되는 금회의 인포메이션 비트 패턴의 선단의 "0"의 개수를 A 라 하면 B = 1 또는 A = 1 이므로 마진 비트의 선단에 "0" 또는 종단이 "0"이어야 하며, 삽입가능한 마진 비트 패턴은 "0X0"로 된다.

마진 비트로서 "010"을 삽입했을 때의 DSV 를 실선으로, 또 "000"을 삽입했을 때의 DSV 를 파선으로 도 9에 도시한다. 일반적으로 어느 연결점에서 마진 비트를 삽입할시에는 EFM·3T~11T 룰을 만족하는 것을 선택해야 된다. 또, 마진 비트의 삽입에 의해서 프레임 동기 패턴과 같은 11T의 2 회 반복 패턴이 발생하는 것을 방지해야 된다.

이것들의 규칙을 만족하는 마진 비트에 대해서 각각을 삽입했을 경우, 그때까지의 누적 DSV 에 덧붙여서 마진 비트 및 다음의 인포메이션 비트 패턴의 종단까지의 누적 DSV 을 구하고, 그 절대값이 최소값으로 되는 것을 최적 마진 비트로서 선택한다.

이같은 알고리즘에 의해서 구해진 마진 비트는 2 개의 14 비트 데이터의 연결 개소에 있어서도 EFM·3T∼11IT 룰이 성립하고 또한 프레임 싱크 신호의 오발생을 방지하는 동시에 EFM 신호의 누적 DSV 를 극력 영에 접근시키는 것으로 되어 있다.

신호에 직류 성분이 있는 경우, 신호 파형의 적분값 즉 누적 DSV 는 정(正) 또는 부(負)의 무한대로 발산하기 때문에 일반적으로 누적 DSV 이 영에 가깝다는 것은 변조 신호 파형의 직류 성분이 영이라는 것을 의미한다.

이같은 방식으로 변조된 신호는 실제의 CD 에 있어선 예컨대 "1"이 피트 (기록 영역)에, "0"이 미러(미기록 영역)에 대응하게 기록된다. 또한, 기록 신호는 신호 레벨이 반전하는 위치만이 정보를 갖는 NRZI 의 형태로 변조되어 있기 때문에 비트 및 미러의 길이가 중요하며 신호 레벨과 피트/ 미러와의 대응 관계는 역으로 되어 있어도 무방하다. 즉, "0"이 피트(기록 영역)에, "1"이 미러(미기록 영역)에 대응하게 기록된 것도 모두 동일하게 생각할 수 있다.

다음에 상술한 바와 같이 기록된 광 디스크(CD)를 재생하는 광 디스크 재생장치의 구성예를 도 10 에 도시한다. 광 디스크 재생 장치(1)는 재생 신호 2치화 회로(2)를 갖고 있다. 광픽업(3)은 광 디스크(4)에 광속(光束)을 출사하는 동시에 반환광을 입사하고 해당 입사광을 전기 신호로 변환한다. 광 픽업(3)에서 얻어진 신호는 증폭기(5)를 거쳐서 신호 2치화 회로(2)의 입력 단자(6)에 입력된다. 이하, 이 신호를 재생 RF 신호(S1)로 부른다. 또, 이 신호와는 별도로 광 픽업(3)에서의 신호(S2)가 서보 회로(7)에 입력되며 광 픽업(3)의 렌즈등의 위치 결정이나 스핀들 모터(8)의 회전 제어 등을 행한다.

재생 신호 2치화 회로(2)에 입력되는 재생 RF 신호(S1)는 전압 비교기(9)의 정입력 단자에 입력된다. 전압 비교기(9)는 정입력 단자와 부입력 단자에 각각 입력된 신호의 전압의 대소를 비교하고, 정입력 단자의 전압쪽이 큰 경우엔 하이 레벨로서 +5[V]를, 부입력 단자의 전압쪽이 큰 경우엔 로우 레벨로서 0[V]를 출력하는 것으로 한다. 전압 비교기(9)의 부입력 단자엔 적분기(10)의 출력 신호가 입력되고 있으며 따라서 전압 비교기(9)는 재생 RF 신호(S1)를, 적분기(10)의 출력을 임계값으로서 +5[V]와 0[V]로 2치화하고 있는 것으로 된다.

전압 비교기(9)의 출력 신호는 감산기(11)에 공급되는 동시에 출력 단자(12)를 거쳐서 PLL 회로(13) 및 복조 회로의 ECC 신호 처리(14)에 송신된다.

감산기(11)에 있어선 전압 비교기(9)의 출력에서 기준 전압을 감산한다. 기준 전압으로선 전압 비교기(9)의 출력의 하이레벨과 로우 레벨의 중점 전위 (+2.5[V])를 쓴다. 적분기(10)는 감산기(11)의 출력을 적분하고 그 출력을 전압 비교기(9)의 부입력 단자에 공급한다.

이와 같이 구성된 재생 신호 2치화 회로(2)의 동작을 설명한다. CD 에 도 11A 와 같은 신호를 기록하는 경우, 디스크상엔 도 11B 와 같은 피트가 기록된다. 이때, 재생 신호는 예컨대 도 11C 에 도시되는 것같은 파형으로 된다. 도 10의 재생 신호 2치화 회로(2)에 있어선 이 신호를 전압 비교기(9)에서 2진화함으로써, NRZI 의 형태의 기록 파형을 재현할 수 있다. 여기에선 로우 레벨이 피트에, 하이 레벨의 미러에 대응한다. 이 대응 관계는 앞서서 기록시의 관계와 역이지만 앞에서 기술한 바와 같이 레벨과 피트/미러의 대응 관계의 반전은 문제가 아니며 각각의 바른 길이가 재현되는 것만이 중요하다.

도 10에 있어선 2치화를 위한 임계값은 적분기(10)의 출력이 쓰이는데 해당출력값이 도 11C 의 a, b, c 로 나타내어진 값이라고 하면 각 출력값에 있어서의 전압 비교기(11)로부터의 출력 신호(2 값 신호)는 도 11D 의 a', b', c'에 도시한 것과 같이 된다. 즉, 임계값(b)은 최적 임계값이며 로우 레벨 및 하이레벨의 길이는 바르게 재생되는 것에 대해서, a 는 최적치보다 높은 임계값이며 하이레벨의 길이는 본래보다 짧고 로우 레벨의 길이는 본래보다 길게 재생된다. 또, c 는 최적값보다 낮은 임계값이며 하이 레벨의 길이는 본래보다 길고, 로우 레벨의 길이는 본래보다 짧게 재생된다.

또, 도 11A 에 있어서 (t0)에서 (t1)까지의 사이에 있는 로우 레벨과 하이레벨의 각각의 길이의 합계는 동등한 8T 이다. 여기에서 도 10 의 전압 비교기(9)의 출력 파형에서 감산기(11)에서 기준 전압 2.5[V]을 감산함으로써 하이레벨은 +2.5[V], 로우 레벨은 -2.5[V]인 전압에 대응지어진다. 이 파형을 적분기(10)로 적분한다.

최적 임계값(b)에 의해서 얻어진 파형에 관해선 (t0~t1) 구간내의 적분값은 0 이며, 따라서 (t1)에 있어서의 적분값은 (t0)에서의 적분값에서 변화하지 않는다. 마찬가지로 해서 최적값보다 높은 임계값(a)에 의해서 얻어진 파형에 관해서 (t1)에서의 적분값은 (t0)에서의 적분값에서 감소되며, 최적값보다 낮은 임계값 c에 의해서 얻어진 파형에 관해선 (t1)에서의 적분값은 (t0)에서의 적분값에서 증가한다.

설명의 간단화를 위해서 (t0~t1)에서 전압 비교기(9)에 부여되는 임계값은 일정한 도면을 도시했는데 실제로는 이와같이 해서 얻어진 적분값 자체가 각각 전압 비교기(9)의 임계값으로 된다. 즉, 로우 레벨과 하이 레벨의 길이의 합계가 동등해지는 계(系)에 있어서 적분기(10)에 의해서 전압 비교기(9)에 부여되는 임계값은 과도하게 높은 경우는 자동적으로 감소되며 과도하게 낮은 경우엔 자동적으로 증가한다. 이와 같이해서 최종적으로는 최적 임계값으로 2치화가 행해지게 된다.

한편, EFM 에선 마진 비트의 선택에 의해서 누적 DSV 를 극력 영에 가깝게 제어하고 있다. 따라서, 상술한 「로우 레벨과 하이레벨의 길이의 합계가 동등하게 되는 계」는 EFM 을 채용하고 있는 경우엔 자동적으로 성립하게 된다.

CD 의 경우, 기록 신호는 예컨대 마스타링 장치에 의해서 마스타에 기록되며 메탈마스타, 마더, 스탬퍼 등을 거쳐서 디스크상에 형성된다. 이때 마스타링 장치나 마스타 등의 조건에 의해서 디스크상에 성형되는 피트의 크기가 불균일해지는 일이 일어난다. 이것을 어시메트리라 한다. 많은 경우, 어시메트리(asymmetry)의 영향은 피트의 폭방향에는 모든 길이의 피트에 대해서 마찬가지로 영향을 미치고 피트의 길이 방향에는 모든 길이의 피트에 대해서 전후로 같은 양만큼 영향을 미친다는것이 알려져 있다.(도 12A - C).

상술의 2치화 회로는 동작원리로부터 알 수 있듯이 이같은 어시메트리의 존재에 대해서도 바른 체적 임계값을 부여한다. 즉, 어시메트리에 의하면 디스크상의 물리적인 피트나 미러의 길이의 어긋남까지도 보정하고 본래 기록하려고 했던 신호의 하이레벨과 로우 레벨의 바른 길이가 얻어지는 임계값으로 2치화가 행해지게 된다.

그런데, 상술한 재생 신호 2치화 회로, 일반으로는 디스크 등의 재생 신호의 처리 회로에 있어서 조정의 간편화나 회로의 고집적화 등을 실현하기 위해서 회로를 디지털화하는 일이 행해진다. 이 경우, 재생 신호는 이산시간으로 표본화되고 그 표본값을 처리하게 된다. 이것은 재생 신호 2치화 회로에 있어서도 마찬가지이다.

그런데 신호 2치화 회로를 단순히 이산시간계로 치환했을 경우, 상술의 회로는 임계값의 어긋남을 2치 파형의 에지의 시간축 방향의 어긋남으로서 검출하고 있지만, 그 분해능이 표본화 주기로 되기 때문에 임계값의 어긋남을 검출할 때 불감대를 발생하는 문제가 있다. 특히, 표본화 주파수가 변조의 채널 클록 주파수에 대해서 충분한 크기를 갖고 있지 않은 계에선 2치화를 위한 세밀한 임계값 제어를 할 수 없는 문제가 있다.

또, 누적 DSV 이 극력 영에 가깝게 제어된 신호는 직류 성분을 포함하고 있지 않으나 어시메트리는 신호의 극성에 대해서 비대칭성을 가진 왜곡이며 재생 신호 파형의 직류 성분을 편재시키는 문제가 있다.

본 발명은 이상의 점을 고려해서 이루어진 것이며 이산시간으로 표본화 된 입력 신호를 고정밀도로 2치화 할 수 있는 신호 2치화 회로 및 기록 매체 재생 장치를 제안하려는 것이다.

이와 같은 과제를 해결하기 위해 본 발명에 있어선 표본값 입력에서 직류 성분을 감산하는 감산 회로와, 해당 감산 회로의 출력값과 임계값을 비교하고 해당 비교값에 따라서 2치 신호를 출력하는 비교 회로와, 감산 회로의 출력값을 소정값으로 진폭 제한하는 진폭 제한 회로와, 진폭 제한 회로의 출력 값에서 직류 성분을 연산하는 직류 성분 회로를 둔다.

도 1은 본 발명의 디지털 신호 처리 장치의 구성을 도시하는 약선도.

도 2는 진폭 제한 회로의 입출력 특성의 설명에 제공하는 특성선도.

도 3은 본 발명의 재생 신호 2치화 회로의 설명에 제공하는 약선도.

도 4는 재생 신호 파형 및 진폭 제한 출력을 도시하는 특성 곡선도.

도 5는 재생 신호의 진폭 제한값과 표본화 주기의 조건의 설명에 제공하는 특성 곡선도.

도 6은 CD 방식의 신호 포맷을 도시하는 도표.

도 7은 프레임 구성의 설명에 제공하는 약선도.

도 8은 서브코딩 프레임 구성의 설명에 제공하는 약선도.

도 9는 샘플값의 일예, EFM 후의 채널 비트 패턴 및 디지털 합변동을 도시하는 특성선도.

도 10은 종래의 재생 신호 2치화 회로를 갖는 광디스크 재생 장치의 구성을 도시한 약선도

도 11은 재생 신호 파형과 그 2치화 신호의 파형을 도시하는 특성 곡선도.

도 12는 어시메트리의 개념의 설명에 제공하는 약선도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *

2, 21, 30 : 재생 신호 2치화 회로 6 : 입력 단자

10 : 적분기 11 : 전압 비교기

12 : 출력 단자 20 : 디지털 신호 처리 장치

23 : 감산기 24 : 진폭 제한 회로

25 : 비교기

이하, 도면에 대해서 본 발명의 1 실시예를 상세히 기술한다.

도 10과의 대응 부분에 동일 부호를 붙인 도 1 에 있어선 본 발명의 재생 신호 2치화 회로(21)가 접속되어 있는 디지털 신호 처리 장치(20)의 구성을 도시한다.

광픽업(3)은 광 디스크(4)에 광속을 출사하는 동시에 반환광을 입사하고 해당 입사광을 전기 신호로 변환하게 되어 있다. 광 픽업(3)에서 얻어진 신호는 증폭기(5)를 거쳐서 샘플링 AD 컨버터(22)에 의해 소정의 표본화 주파수로 표본화되고 입력 단자(6)에 입력된다. 이 입력 신호를 재생 RF 신호(S3)로 한다. 또, 이 신호와는 별도로 광 픽업(3)으로부터의 신호(S2)가 서보 회로(7)에 입력되고 광 픽업 (3)의 렌즈등의 위치 결정이나, 스핀들 모터(8)의 회전 제어 등을 행하게 되어 있다.

재생 신호 2치화 회로(21)는 감산기(23), 진폭 제한 회로(24), 비교기(25) 및 적분기(10)로 구성되어 있다.

감산기(23)는 정입력 단자에 재생 RF 신호(S3)를 부입력 단자에 적분기(16)로부터의 출력을 각각 입력하고 이것들의 연산 결과를 진폭 제한 회로(24) 및 비교기(25)에 각각 출력한다.

진폭 제한 회로(24)는 도 2 에 도시하듯이 진폭 제한값을 a 로 하는 입출력특성을 가진 회로이며 해당 회로(24)의 출력 신호는 적분기(10)를 거쳐서 감산기 (23)의 부입력 단자에 입력된다. 또, 비교기(25)는 예컨대 입력 신호가 0 이상의 경우는 1을, 0 미만의 경우엔 0 을 출력하는 회로이며 0 을 임계값으로서 입력 신호를 2치화하는 회로이다. 비교기(25)로부터의 출력 신호는 출력 단자(12)를 거쳐서 후단의 PLL 회로(13) 및 ECC 신호 처리(14)에 송출된다.

이상의 구성에 있어서 도 1 에 도시한 재생 신호 2치화 회로(21)의 설명에 앞서서 우선 도 3 에 도시하는 재생 신호 2치화 회로(30)를 생각한다. 이 재생 신호 2치화 회로(30)는 도 10 에 도시한 재생 신호 2치화 회로(2)의 전압 비교기(9)의 앞에 감산기(31)를 둔 것이다. 입력 단자(6)로부터의 입력 신호는 감산기(31)의 정입력 단자에, 적분기(10)의 출력은 감산기 (31)의 부입력 단자에 각각 입력된다. 또, 감산기(31)의 출력은 전압 비교기(9)의 정입력 단자에 입력되며 전압 비교기 (9)의 부입력 단자는 접지되어 있다.

여기에서 도 10 에 도시한 재생 신호 2치화 회로(2)에 있어서 전압 비교기 (9)의 재생 RF 신호를 A, 적분기(10)에서의 출력을 B 로 했을 때 전압 비교기(9)는 다음식

[수학식 1]

이 성립되고 있는지 아닌지를 판정한다. 이 (1)식은 변형함으로써 다음식

[수학식 2]

으로 나타내어진다.

또, 도 3 에 있어서 상술한 것과 같은 조건에서는 감산기(31)에서의 출력 신호가 A-B 로 된다. 전압 비교기(9)의 부입력 단자는 접지되어 있기 때문에 0 이다. 따라서 (2) 식은 도 3 에 있어서의 전압 비교기(9)의 판정과 동일하다. 이 때문에 도 3 의 재생 신호 2치화 회로(30)와 도 10 의 재생 신호 2치화 회로(2)와는 모두 등가 동작을 하는 것을 알 수 있다.

다음에 도 1 의 재생 신호 2치화 회로(21)는 도 3 의 재생 신호 2치화 회로 (30)의 전압 비교기(9)를 진폭 제한 회로(24)에 치환한 것이라고 생각된다. 우선, 입력 신호가 연속파형이라고 한다. 광 디스크(4)에 도 4A 와 같은 피트가 기록되어 있던 경우, 재생 신호는 예컨대 도 4B 에 도시되는 파형으로 된다. 여기에서는 기록 패턴은 3T-7T-7T-3T 이며 약간 피트가 짧아지는 어시메트리가 있다.

여기에서 도 1 에 있어선 감산기(23)에 의해 적분기(10)의 출력이 직류 성분값으로서 입력에서 감산된다. 해당값을 도 4B 의 a, b, c 로 도시한 값으로 하면 그때의 진폭 제한기(24)의 출력 신호는 도 3C에 도시한 것과 같이 된다. 여기서 진폭 제한기(24)의 진폭 제한값은 도 3C 중 파선으로 도시된 값이다. 이 진폭 제한값에 대해서 후술한다.

직류 성분값으로서 도면중 (b)의 값이 최적값인 것은, 신호를 2치화 해서 생각한 경우에 (3T) 및 (7T)의 각각에 대해서 하이 레벨과 로우 레벨의 길이가 같아지게 되는 것으로 알 수 있다.

최적인 직류값 (b)에 의해서 얻어진 파형에 관해선 도면중 파선과 같은 진폭 제한값으로서 진폭 제한을 한 경우엔 어시메트리에 기인하는 상하의 비대칭성이 보이지 않게 된다. 따라서 (t0~t1) 구간내의 적분값은 0 이며, (t1)에 있어서의 적분값은 (t0)에서의 적분값에서 변화하지 않는다. 마찬가지로 해서 최적값보다 높은 직류값 a 에 의해서 얻어진 파형에 관해서는 (t1) 에서의 적분값은 (t0)에서의 적분값에서 감소되며, 최적값보다 낮은 직류값 (c)에 의해서 얻어진 파형에 관해서는 (t1)에서의 적분값은 (t0)에서의 적분값에서 증가한다.

상술의 설명에선 (t0~t1)에서 감산기(23)에 부여되는 직류값은 일정한 도면을 도시했는데 실제로는 이와 같이해서 얻어진 적분값 자체가 시시각각 감산기(23)의 감산값으로 된다. 즉, EFM 에서 변조된 신호가 입력되는 본래의 신호 파형이 직류 성분을 갖지 않는 계에 있어서 적분기(10)에 의해서 감산기(23)에 부여되는 감산값은, 지나치게 높은 경우는 자동적으로 감소하고, 지나치게 낮은 경우엔 자동적으로 증가한다. 이와 같이해서 최종적으로는 감산기(23)의 출력은 직류 성분이 제거된 것으로 되기 때문에 비교기(25)에 의해서 정확하게 2치화된다.

상술의 동작은 연속 시간계에서 생각하는 한 도 3 의 재생 신호 2치화 회로 (36)의 동작과는 거의 같다. 입력이 이산시간계의 표본값열인 경우에도 기본적인 동작은 상술한 바와 같다. 다만, 도 3 의 재생 신호 2치화 회로(30)를 이산 시간계에 적용한 경우와는, 극성 반전이 일어나는 근처에서의 적분기(10)로의 입력 신호에 다름이 생긴다. 즉, 비교기(9)를 쓴 경우는 앞서 말한 바와 같이 직류 성분의 변화에 대해서 불감대가 생기는 것에 대해서 진폭 제한기(24)를 씀으로써 극성 반전 근처의 직류 성분의 정보를 포함한 파형을 적분기(10)에 입력할 수 있다.

이 때문에는 우선 표본화 주파수는 입력 신호의 극성의 최단 반전 간격의 역수보다 높게 한다. 이것에 의해 신호의 반전을 바르게 식별할 수 있다. 다음에 진폭 제한값은 한쪽에선 되도록 작게 함으로써 어시메트리에 의한 신호의 비대칭성의 영향을 피할 수 있다. 다른쪽에선 진폭 제한값을 어느 정도 크게 함으로써 극성 반전 근처에서 진폭 제한되지 않은 표본 값이 표본화의 위상에 불구하고 존재할 수 있다.

여기에서 후자의 조건을 만족하기 위해선 입력 신호가 영레벨을 가로지르는 점에서 전후에 등간격의 위치로 각각 표본화점이 있는 경우를 생각하고 그 표본값이 진폭 제한되지 않기 때문에, 다음식

[수학식 3]

를 만족하게 한다(도 5).

누적 DSV 가 극력 영에 가깝게 제어된 신호는 직류 성분을 포함하고 있지 않다. 이것에 더해서 표본화 주파수와 진폭 제한값에 있어서 전술한 것과 같은 제한을 부가함으로써 입력이 이산시간계의 표본값렬인 경우에도 기록계와 재생계간에서 직류 성분을 편재시키는 왜곡의 발생은 없고 영레벨을 임계값으로 함으로써 정확하게 2치화 할 수 있다. 이 때문에 불감대를 발생하지 않고 정밀도 있게 신호 처리할수 있다. 또, 통상의 저역차단(하이패스) 필터를 통과시킴으로써 기록 신호의 파형을 정확하게 재현할 수 있다.

이상의 구성에 의하면 디지털 신호 처리 장치(20)에 설치된 재생 신호 2치화 회로(21)에 있어서 제어 루프내에 진폭 제한 회로(24)를 접속하고 영레벨을 임계값으로 하고, 진폭 제한 회로(24)의 진폭 제한이 (극성 반전 근처의 신호의 기울기) x (표본화 주기)/2 이상이 되는 조건을 만족하는 범위에서 재생 신호 2치화 회로 (21)를 동작시킴으로써 이산시간계에도 대응할 수 있고 또한, 디지털화가 용이해진다. 또, 이산시간계인 특별한 장점을 살려서 재생 신호 2치화 회로를 디지털화함으로써 오프셋트, 드리프트 등의 문제가 생기지 않게 되기 때문에 무조정으로 항상 최고의 성능을 얻을 수 있다.

또한, 상술의 실시예에 있어선 재생 신호 2치화 회로(21)의 전단에 AD 콘버터(22)를 접속하고 디지털화하는 것에 대해서 기술했지만, 본 발명은 이것에 한하지 않으며 재생 신호 2치화 회로(21)의 전후의 신호 처리 회로에 대해서도 디지털화하게 해도 좋다. 이 경우, 전체를 집적한 단일 집적 회로로 할 수도 있으며 디지털 신호 처리 장치 전체의 부품 점수의 삭감 및 저가격화에 기여할 수 있다.

또, 상술의 실시예에 있어선 적분기(10)가 접속된 재생 신호 2치화 회로(21)를 쓰는 것에 대해서 기술했지만, 본 발명은 이것에 한하지 않으며 예컨대 적분기 (10) 대신에 저역에 제 1 의 극을 갖는 불완전 적분 회로 즉 1 차의 로패스 필터를 써도 좋다. 이 경우, 계의 직류분에 대한 이득이 유한의 값으로 제한되며, 얻어지는 직류값은 정상 편차를 갖는 대신에 적분값의 포화의 가능성이 감소된다.

또한, 상술의 실시예에 있어선 실제의 2 치 출력을 얻기 위해서 비교기(25)를 설치하고 있는 것에 대해서 기술했지만, 본 발명은 이것에 한하지 않으며 일반적인 디지털 신호 처리에 있어서의 신호의 표현법에 있어서는 최상위 비트를 부호비트로 하는 것이 많기 때문에 비교기(25)를 생략해도 좋다. 이 경우, 출력 단자 (12)엔 감산기(23)의 출력의 최상위 비트를 단순히 출력하는 것만으로 좋다.

또, 상술의 실시예에 있어선 광 픽업(3)으로부터의 신호를 샘플링 AD 콘버터 (22)에 의해서 소정의 표본화 주파수로 표본화하고, 재생 신호 2치화 회로(21)의 입력 단자(6)로 출력하는 것에 대해 기술해지만, 본 발명은 이것에 한하지 않으며, 샘플링 AD 콘버터(22)에 의해 표본화하고 나서 입력 단자(6)에 이르는 (2)의 사이에 파형등화 등의 처리를 실시해도 좋다.

또한, 상술의 실시예에 있어선 광 디스크(4)를 재생할 수 있는 디지털 신호처리 장치의 재생 신호 2치화 회로(21)에 대해서 기술했지만, 본 발명은 이것에 한하지 않으며 누적 DSV 이 영에 접근하는 것같은 수법으로 변조가 실시된 재생 RF 신호가 입력되는 것이면 광 디스크(4)를 재생하는 장치 이외 예컨대 DVD(디지털 비디오 디스크) 등을 비롯하여, 광 카드, 광 테이프, 광 디스크, 광자기 디스크, 자기 디스크 등의 재생 장치나 기록 재생 장치등의 디지털 신호에 의한 재생 신호를 2치화 하는 것에도 적용할 수 있다.

전술한 바와 같이, 본 발명에 의하면 표본값 입력에서 직류성분을 감산하는 감산 회로와 해당 감산 회로의 출력값과 임계값을 비교하고 해당 비교값에 따라서2치 신호를 출력하는 비교 회로와 감산 회로의 출력값을 소정 값으로 진폭 제한하는 진폭 제한 회로와 진폭 제한 회로의 출력값에서 직류 성분을 연산하는 직류 성분 생성 회로를 구비하는 것에 의해 이산시간에서 표본화된 입력 신호를 고정밀도로 2치화 할 수 있고 신호 2치화 회로 및 기록 매체 재생 장치를 실현할 수 있다.

Claims (6)

1. 입력 신호를 소정의 임계값으로 2치(2値)의 신호로 변환하는 신호 2치화 회로에 있어서,

   상기 입력 신호는 2치 파형의 직류 성분이 영이 되는 변조부합에 의해서 변조된 신호를 이산시간으로 표본화한 것으로 이루어지며,

   상기 표본값 입력에서 직류 성분을 감산하는 감산 회로와,

   상기 감산 회로의 출력값과 상기 임계값을 비교하고, 해당 비교값에 따라서 2치 신호를 출력하는 비교 회로와,

   상기 감산 회로의 출력값을 소정값으로 진폭 제한하는 진폭 제한 회로와,

   상기 진폭 제한 회로의 출력값에서 직류 성분을 연산하는 직류 성분 생성 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 신호 2치화 회로.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 소정의 임계값은 영이며,

   상기 진폭 제한 회로의 상기 진폭 제한은

   (극성반전 근처의 신호의 기울기) x (표본화주기)/2 이상인 것을 특징으로 하는 신호 2치화 회로.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 직류 성분 회로는 적분 회로 또는 로우패스 필터인 것을 특징으로 하는 신호 2치화 회로.
4. 2치 파형의 직류 성분이 영이 되는 변조부합에 의해서 변조된 신호를 이산 시간으로 표본화한 입력 신호를 소정의 임계값으로 2치의 신호로 변환하는 신호 2치화 회로를 접속하여 이루어지는 디지털 신호 처리 장치에 있어서,

   상기 2치화 회로는

   상기 표본값 입력에서 직류 성분을 감산하는 감산 회로와,

   상기 감산 회로의 출력값과 상기 임계값을 비교하고 해당 비교값에 따라서 2치 신호를 출력하는 비교 회로와

   상기 감산 회로의 출력값을 소정값으로 진폭 제한하는 진폭 제한 회로와,

   상기 진폭 제한 회로의 출력값에서 직류 성분을 연산하는 직류 성분 생성 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 소정의 임계값은 영이며,

   상기 진폭 제한 회로의 상기 진폭 제한은

   (극성 반전 근처의 신호기울기) x (표본화주기)/2 이상인 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
6. 제 4 항에 있어서,

   상기 직류 성분 생성 회로는

   적분 회로 또는 로우패스 필터인 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.