JP3120583B2 - 高周波増幅器の安定化回路 - Google Patents
高周波増幅器の安定化回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
-
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
- H03F1/086—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers with FET's
-
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- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
- H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
Landscapes
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波増幅器の増幅特
性を安定化させる安定化回路に関する。
性を安定化させる安定化回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えばマイクロ波信号を増幅
するマイクロ波増幅器は、図５（ａ）に示す如く、マイ
クロ波信号を増幅するためのＦＥＴ１２と、入力及び出
力の特性インピーダンスを所望の値（通常は５０Ω）に
する入力用及び出力用の整合回路１４，１６と、ＦＥＴ
１２にバイアス（直流）を供給すると共にマイクロ波信
号がバイアス電源Ｖｃ側に流れるのを阻止するバイアス
用インダクタンスＬｂとから構成されている。そしてこ
の種のマイクロ波増幅器においては、動作周波数での雑
音指数を低減するために、ＦＥＴ１２のソースをインダ
クタンスＬａを介して接地している。
するマイクロ波増幅器は、図５（ａ）に示す如く、マイ
クロ波信号を増幅するためのＦＥＴ１２と、入力及び出
力の特性インピーダンスを所望の値（通常は５０Ω）に
する入力用及び出力用の整合回路１４，１６と、ＦＥＴ
１２にバイアス（直流）を供給すると共にマイクロ波信
号がバイアス電源Ｖｃ側に流れるのを阻止するバイアス
用インダクタンスＬｂとから構成されている。そしてこ
の種のマイクロ波増幅器においては、動作周波数での雑
音指数を低減するために、ＦＥＴ１２のソースをインダ
クタンスＬａを介して接地している。
【０００３】また、このインダクタンスＬａは、その値
を大きくすればするほど、増幅器の低雑音化を図ること
ができるが、高周波で発振し易くなるため、従来では、
増幅器の増幅特性を安定化させるために、ダンピング抵
抗Ｒａが用いられている。このダンピング抵抗Ｒａは、
Guillermo Gonzales著、PRENTICE-HALL,INC.発行、「MI
CROWAVE TRANSISTOR AMPLIFIERS」（以下、文献Ａとい
う。）に開示されているように、マイクロ波増幅器の発
振周波数のアドミッタンスが安定に必要な図５（ｂ）の
スミスチャートに示す定コンダクタンス円２０内になる
ように、その抵抗値が選定される。
を大きくすればするほど、増幅器の低雑音化を図ること
ができるが、高周波で発振し易くなるため、従来では、
増幅器の増幅特性を安定化させるために、ダンピング抵
抗Ｒａが用いられている。このダンピング抵抗Ｒａは、
Guillermo Gonzales著、PRENTICE-HALL,INC.発行、「MI
CROWAVE TRANSISTOR AMPLIFIERS」（以下、文献Ａとい
う。）に開示されているように、マイクロ波増幅器の発
振周波数のアドミッタンスが安定に必要な図５（ｂ）の
スミスチャートに示す定コンダクタンス円２０内になる
ように、その抵抗値が選定される。
【０００４】そして、図５（ａ）に示す如く、ＦＥＴ１
２の出力側（ドレイン）に接続すれば、増幅器の出力側
の発振対策を、逆にＦＥＴ１２の入力側（ゲート）に接
続すれば、増幅器の入力側の発振対策を行なうことがで
きる（文献Ａの FIG.3.3.7参照）。
２の出力側（ドレイン）に接続すれば、増幅器の出力側
の発振対策を、逆にＦＥＴ１２の入力側（ゲート）に接
続すれば、増幅器の入力側の発振対策を行なうことがで
きる（文献Ａの FIG.3.3.7参照）。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のようにダンピング抵抗Ｒａを用いて、高周波増幅器
の発振対策を行なった場合、ダンピング抵抗Ｒａは、実
抵抗であることから、そのアドミッタンスは、図５
（ｂ）にＢ点で示すように、周波数に関係なく一定にな
る。このため、ダンピング抵抗Ｒａは、高周波増幅器が
増幅する周波数帯の信号に対して、コンダクタンス値が
大きくなりすぎ、増幅器の利得，ＮＦを悪化させてしま
うという問題があった。
来のようにダンピング抵抗Ｒａを用いて、高周波増幅器
の発振対策を行なった場合、ダンピング抵抗Ｒａは、実
抵抗であることから、そのアドミッタンスは、図５
（ｂ）にＢ点で示すように、周波数に関係なく一定にな
る。このため、ダンピング抵抗Ｒａは、高周波増幅器が
増幅する周波数帯の信号に対して、コンダクタンス値が
大きくなりすぎ、増幅器の利得，ＮＦを悪化させてしま
うという問題があった。
【０００６】本発明は、こうした問題に鑑みなされたも
ので、高周波増幅器の増幅特性（利得，ＮＦ）を悪化さ
せることなく、高周波増幅器の発振を抑制することので
きる安定化回路を提供することを目的としている。
ので、高周波増幅器の増幅特性（利得，ＮＦ）を悪化さ
せることなく、高周波増幅器の発振を抑制することので
きる安定化回路を提供することを目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めになされた請求項１記載の本発明は、高周波信号を増
幅する半導体素子と、該半導体素子の入力側及び出力側
に夫々接続された一対の整合回路とを備えた高周波増幅
器に設けられ、上記各整合回路と半導体素子との間の信
号入力経路及び信号出力経路の少なくとも一方に接続さ
れて、上記高周波増幅器の増幅特性を安定化させる、高
周波増幅器の安定化回路であって、一端が高周波短絡さ
れたインダクタンスからなる第１の素子と、該第１の素
子の他端に直列接続され、上記高周波増幅器の動作周波
数で並列共振する、インダクタンスとコンデンサとから
なる並列共振回路と、該並列共振回路の上記第１の素子
とは反対側に直列接続された抵抗からなる第２の素子
と、を備え、上記第１及び第２の素子の値を、上記高周
波増幅器の発振周波数における当該安定化回路のアドミ
ッタンスが上記高周波増幅器の安定に必要な定コンダク
タンス円内に入るように設定してなること特徴としてい
る。かかる目的を達成するためになされた請求項２記載
の本発明は、高周波信号を増幅する半導体素子と、該半
導体素子の入力側及び出力側に夫々接続された一対の整
合回路とを備えた高周波増幅器に設けられ、上記各整合
回路と半導体素子との間の信号入力経路及び信号出力経
路の少なくとも一方に接続されて、上記高周波増幅器の
増幅特性を安定化させる、高周波増幅器の安定化回路で
あって、一端が高周波短絡された抵抗からなる第１の素
子と、該第１の素子の他端に直列接続され、上記高周波
増幅器の動作周波数で並列共振する、インダクタンスと
コンデンサとからなる並列共振回路と、該並列共振回路
の上記第１の素子とは反対側に直列接続されたリアクタ
ンスからなる第２の素子と、を備え、上記第１及び第２
の素子の値を、上記高周波増幅器の発振周波数における
当該安定化回路のアドミッタンスが上記高周波増幅器の
安定に必要な定コンダクタンス円内に入るように設定し
てなること特徴としている。
めになされた請求項１記載の本発明は、高周波信号を増
幅する半導体素子と、該半導体素子の入力側及び出力側
に夫々接続された一対の整合回路とを備えた高周波増幅
器に設けられ、上記各整合回路と半導体素子との間の信
号入力経路及び信号出力経路の少なくとも一方に接続さ
れて、上記高周波増幅器の増幅特性を安定化させる、高
周波増幅器の安定化回路であって、一端が高周波短絡さ
れたインダクタンスからなる第１の素子と、該第１の素
子の他端に直列接続され、上記高周波増幅器の動作周波
数で並列共振する、インダクタンスとコンデンサとから
なる並列共振回路と、該並列共振回路の上記第１の素子
とは反対側に直列接続された抵抗からなる第２の素子
と、を備え、上記第１及び第２の素子の値を、上記高周
波増幅器の発振周波数における当該安定化回路のアドミ
ッタンスが上記高周波増幅器の安定に必要な定コンダク
タンス円内に入るように設定してなること特徴としてい
る。かかる目的を達成するためになされた請求項２記載
の本発明は、高周波信号を増幅する半導体素子と、該半
導体素子の入力側及び出力側に夫々接続された一対の整
合回路とを備えた高周波増幅器に設けられ、上記各整合
回路と半導体素子との間の信号入力経路及び信号出力経
路の少なくとも一方に接続されて、上記高周波増幅器の
増幅特性を安定化させる、高周波増幅器の安定化回路で
あって、一端が高周波短絡された抵抗からなる第１の素
子と、該第１の素子の他端に直列接続され、上記高周波
増幅器の動作周波数で並列共振する、インダクタンスと
コンデンサとからなる並列共振回路と、該並列共振回路
の上記第１の素子とは反対側に直列接続されたリアクタ
ンスからなる第２の素子と、を備え、上記第１及び第２
の素子の値を、上記高周波増幅器の発振周波数における
当該安定化回路のアドミッタンスが上記高周波増幅器の
安定に必要な定コンダクタンス円内に入るように設定し
てなること特徴としている。
【０００８】
【作用及び発明の効果】上記のように構成された請求項
１又は請求項２記載の本発明の安定化回路においては、
並列共振回路が、高周波増幅器の動作周波数で並列共振
する。このため、当該安定化回路は、高周波増幅器の動
作周波数に対して高インピーダンスとなり、高周波増幅
器の増幅特性（利得，ＮＦ）に影響を与えることはな
い。
１又は請求項２記載の本発明の安定化回路においては、
並列共振回路が、高周波増幅器の動作周波数で並列共振
する。このため、当該安定化回路は、高周波増幅器の動
作周波数に対して高インピーダンスとなり、高周波増幅
器の増幅特性（利得，ＮＦ）に影響を与えることはな
い。
【０００９】一方、高周波増幅器の動作周波数より高い
発振周波数では、並列共振回路の両端に直接接続された
第１の素子及び第２の素子が、安定化回路のアドミッタ
ンスを安定に必要な定コンダクタンス円内に入れるよう
に動作する。従って、本発明の安定化回路においては、
並列共振回路が高周波増幅器の増幅特性（利得，ＮＦ）
の悪化を防止し、第１の素子及び第２の素子が高周波増
幅器の発振を防止することとなる。
発振周波数では、並列共振回路の両端に直接接続された
第１の素子及び第２の素子が、安定化回路のアドミッタ
ンスを安定に必要な定コンダクタンス円内に入れるよう
に動作する。従って、本発明の安定化回路においては、
並列共振回路が高周波増幅器の増幅特性（利得，ＮＦ）
の悪化を防止し、第１の素子及び第２の素子が高周波増
幅器の発振を防止することとなる。
【００１０】このため、本発明の安定化回路によれば、
高周波増幅器を構成する半導体素子の出力側に接続すれ
ば高周波増幅器の出力側の発振対策を行なうことがで
き、逆に半導体素子の入力側に接続すれば高周波増幅器
の入力側の発振対策を行なうことができる、といった従
来のダンピング抵抗と同様の効果を得ることができるだ
けでなく、この発振対策により、高周波増幅器の増幅特
性（利得，ＮＦ）が悪化するのを防止することができる
ようになる。また特に請求項１記載の本発明では、第１
の素子をインダクタンスにて構成し、請求項２記載の本
発明では、第２の素子をリアクタンスにて構成している
ことから、後述する参考例のように、第１の素子と第２
の素子との両方を抵抗にて構成した場合に比べて、高周
波信号の損失が少なくなり、高周波増幅器の安定化回路
に適した特性を実現できる。
高周波増幅器を構成する半導体素子の出力側に接続すれ
ば高周波増幅器の出力側の発振対策を行なうことがで
き、逆に半導体素子の入力側に接続すれば高周波増幅器
の入力側の発振対策を行なうことができる、といった従
来のダンピング抵抗と同様の効果を得ることができるだ
けでなく、この発振対策により、高周波増幅器の増幅特
性（利得，ＮＦ）が悪化するのを防止することができる
ようになる。また特に請求項１記載の本発明では、第１
の素子をインダクタンスにて構成し、請求項２記載の本
発明では、第２の素子をリアクタンスにて構成している
ことから、後述する参考例のように、第１の素子と第２
の素子との両方を抵抗にて構成した場合に比べて、高周
波信号の損失が少なくなり、高周波増幅器の安定化回路
に適した特性を実現できる。
【００１１】
【実施例】以下に本発明の参考例及び本発明の実施例を
図面と共に説明する。まず図１は、本発明の前提となる
参考例の安定化回路２を備えたマイクロ波増幅器の構成
及び安定化回路２の動作を表す説明図である。
図面と共に説明する。まず図１は、本発明の前提となる
参考例の安定化回路２を備えたマイクロ波増幅器の構成
及び安定化回路２の動作を表す説明図である。
【００１２】本参考例の安定化回路２は、ＦＥＴ１２，
入力整合回路１４，出力整合回路１６，バイアス用イン
ダクタンスＬｂ，及び雑音指数低減用のインダクタンス
Ｌａからなるマイクロ波増幅器に設けられ、マイクロ波
増幅器の増幅特性を悪化させることなく、マイクロ波増
幅器の発振を防止するためのものであり、図５に示した
従来のダンピング抵抗に代えてマイクロ波増幅器に設け
られている。そして、この安定化回路２は、図１（ａ）
に示すように、一端を接地することにより高周波短絡さ
れた第１の素子としての抵抗器Ｒ１と、この抵抗器Ｒ１
に直列接続されて、マイクロ波増幅器の動作周波数で並
列共振する、インダクタンスＬＯとコンデンサＣＯとか
らなる並列共振回路４と、この並列共振回路４の抵抗器
Ｒ１とは反対側に直列接続された第２の素子としての抵
抗器Ｒ２と、から構成され、この抵抗器Ｒ２をＦＥＴ１
２のドレインに接続することにより、マイクロ波増幅器
に取付けられている。
入力整合回路１４，出力整合回路１６，バイアス用イン
ダクタンスＬｂ，及び雑音指数低減用のインダクタンス
Ｌａからなるマイクロ波増幅器に設けられ、マイクロ波
増幅器の増幅特性を悪化させることなく、マイクロ波増
幅器の発振を防止するためのものであり、図５に示した
従来のダンピング抵抗に代えてマイクロ波増幅器に設け
られている。そして、この安定化回路２は、図１（ａ）
に示すように、一端を接地することにより高周波短絡さ
れた第１の素子としての抵抗器Ｒ１と、この抵抗器Ｒ１
に直列接続されて、マイクロ波増幅器の動作周波数で並
列共振する、インダクタンスＬＯとコンデンサＣＯとか
らなる並列共振回路４と、この並列共振回路４の抵抗器
Ｒ１とは反対側に直列接続された第２の素子としての抵
抗器Ｒ２と、から構成され、この抵抗器Ｒ２をＦＥＴ１
２のドレインに接続することにより、マイクロ波増幅器
に取付けられている。
【００１３】このように構成された安定化回路２におい
ては、並列共振回路４が、マイクロ波増幅器の動作周波
数で並列共振するため、マイクロ波増幅器の動作周波数
にて、そのアドミッタンスが、マイクロ波増幅器の動作
周波数にてスミスチャート上のＡ点となる。
ては、並列共振回路４が、マイクロ波増幅器の動作周波
数で並列共振するため、マイクロ波増幅器の動作周波数
にて、そのアドミッタンスが、マイクロ波増幅器の動作
周波数にてスミスチャート上のＡ点となる。
【００１４】つまり安定化回路２は、並列共振回路４に
より、マイクロ波増幅器の動作周波数に対して高インピ
ーダンスとなる。従って、安定化回路２は、マイクロ波
増幅器の増幅特性（利得，ＮＦ）に対して影響を与える
ことはない。一方、マイクロ波増幅器の発振を防止して
安定に動作させるには、安定化回路２のマイクロ波増幅
器の発振周波数におけるアドミッタンスを、安定に必要
な定コンダクタンス円２０内に入れる必要がある。
より、マイクロ波増幅器の動作周波数に対して高インピ
ーダンスとなる。従って、安定化回路２は、マイクロ波
増幅器の増幅特性（利得，ＮＦ）に対して影響を与える
ことはない。一方、マイクロ波増幅器の発振を防止して
安定に動作させるには、安定化回路２のマイクロ波増幅
器の発振周波数におけるアドミッタンスを、安定に必要
な定コンダクタンス円２０内に入れる必要がある。
【００１５】そこで、本参考例では、上記のように、並
列共振回路４の両端に接続した抵抗器Ｒ１及び抵抗器Ｒ
２により、マイクロ波増幅器の発振周波数におけるアド
ミッタンスを、安定に必要な定コンダクタンス円２０内
に入れるようにしている。以下、この理由について説明
する。なお、安定化回路２の発振周波数におけるアドミ
ッタンスを定コンダクタンス円２０内に入れることによ
り発振を防止できる理由、及び定コンダクタンス円２０
の求め方については、前述の文献Ａに詳述されているの
で、説明は省略する。
列共振回路４の両端に接続した抵抗器Ｒ１及び抵抗器Ｒ
２により、マイクロ波増幅器の発振周波数におけるアド
ミッタンスを、安定に必要な定コンダクタンス円２０内
に入れるようにしている。以下、この理由について説明
する。なお、安定化回路２の発振周波数におけるアドミ
ッタンスを定コンダクタンス円２０内に入れることによ
り発振を防止できる理由、及び定コンダクタンス円２０
の求め方については、前述の文献Ａに詳述されているの
で、説明は省略する。
【００１６】まず、並列共振回路４において、インダク
タンスＬＯは、線路長があるため、分布定数線路特性を
もっており、その等価回路は図２（ｂ）に示す如くな
る。このため、並列共振回路４のアドミッタンスΓ１
は、図１（ｂ）に点線で示すアドミッタンス軌跡２２の
ように、周波数がマイクロ波増幅器の動作周波数より高
くなるほど、スミスチャート上を時計方向に回転すると
共に、線路損失によりスミスチャート内側へ移動する。
タンスＬＯは、線路長があるため、分布定数線路特性を
もっており、その等価回路は図２（ｂ）に示す如くな
る。このため、並列共振回路４のアドミッタンスΓ１
は、図１（ｂ）に点線で示すアドミッタンス軌跡２２の
ように、周波数がマイクロ波増幅器の動作周波数より高
くなるほど、スミスチャート上を時計方向に回転すると
共に、線路損失によりスミスチャート内側へ移動する。
【００１７】次に、並列共振回路４に従来のダンピング
抵抗に相当する抵抗器Ｒ１を直列接続した場合、その直
列回路におけるアドミッタンスΓ２は、次式(1) で求ま
り（文献Ａの 2.7.1式参照）、そのアドミッタンス軌跡
２４は、図１（ｂ）に一点鎖線で示す如くなる。
抵抗に相当する抵抗器Ｒ１を直列接続した場合、その直
列回路におけるアドミッタンスΓ２は、次式(1) で求ま
り（文献Ａの 2.7.1式参照）、そのアドミッタンス軌跡
２４は、図１（ｂ）に一点鎖線で示す如くなる。
【００１８】 Γ２＝Ｓ11＋（Ｓ12・Ｓ21・Γ４）／（１−Ｓ22・Γ４） …(1) 但し、Γ４：抵抗器Ｒ１の反射係数 Ｓ11，Ｓ12，Ｓ21，Ｓ22：並列共振回路４のＳパラメー
タ 図１（ｂ）から明らかな如く、並列共振回路４に抵抗器
Ｒ１を直列接続した場合、抵抗器Ｒ１は、並列共振回路
４のアドミッタンスΓ１を全体的に高コンダクタンス側
に移動させるが、そのアドミッタンスΓ２は、図１
（ｂ）に示すＣ点のように、並列共振回路４のアドミッ
タンスΓ１から移動しない点が存在する。この理由は、
以下の通りである。
タ 図１（ｂ）から明らかな如く、並列共振回路４に抵抗器
Ｒ１を直列接続した場合、抵抗器Ｒ１は、並列共振回路
４のアドミッタンスΓ１を全体的に高コンダクタンス側
に移動させるが、そのアドミッタンスΓ２は、図１
（ｂ）に示すＣ点のように、並列共振回路４のアドミッ
タンスΓ１から移動しない点が存在する。この理由は、
以下の通りである。
【００１９】まず並列共振回路４におけるコンデンサＣ
Ｏのｙパラメータ（ｙ11′，ｙ12′）は、佐藤利三郎
著、コロナ社発行、「伝送回路」（以下、文献Ｂとい
う。）に開示されているように、図２（ａ）に示す条件
において次式(2)，(3)で求まる（文献Ｂの2・17式，2・20
式参照）。
Ｏのｙパラメータ（ｙ11′，ｙ12′）は、佐藤利三郎
著、コロナ社発行、「伝送回路」（以下、文献Ｂとい
う。）に開示されているように、図２（ａ）に示す条件
において次式(2)，(3)で求まる（文献Ｂの2・17式，2・20
式参照）。
【００２０】
【数１】
【００２１】一方、図２（ａ）からわかるように、Ｉ
1′＝−Ｉ2′であるから、(2)，(3)式より、コンデンサ
ＣＯのｙパラメータ（ｙ11′，ｙ12′）は、次式(4) の
ようになる。 ｙ11′＝ｙ12′ …(4) また並列共振回路４におけるインダクタンスＬＯの等価
回路は、図２（ｂ）に示した通りであり、図２（ｂ）に
示すような条件になり、インダクタンスＬＯのｙパラメ
ータ（ｙ11″，ｙ12″）は、次式(5)，(6)で求まる（文
献Ｂの2・17式，2・20式参照）。
1′＝−Ｉ2′であるから、(2)，(3)式より、コンデンサ
ＣＯのｙパラメータ（ｙ11′，ｙ12′）は、次式(4) の
ようになる。 ｙ11′＝ｙ12′ …(4) また並列共振回路４におけるインダクタンスＬＯの等価
回路は、図２（ｂ）に示した通りであり、図２（ｂ）に
示すような条件になり、インダクタンスＬＯのｙパラメ
ータ（ｙ11″，ｙ12″）は、次式(5)，(6)で求まる（文
献Ｂの2・17式，2・20式参照）。
【００２２】
【数２】
【００２３】一方、図２（ｂ）からわかるように、Ｉ
1″≠−Ｉ2″であるから、(5)，(6)式式より、インダク
タンスＬＯのｙパラメータ（ｙ11″，ｙ12″）は、次式
(7) のようになる。 ｙ11″≠ｙ12″ …(7) 次に、並列共振回路４のｙパラメータ（ｙ11，ｙ12）
は、次式(8)，(9)で求まる（文献Ｂの2.28式参照）。
1″≠−Ｉ2″であるから、(5)，(6)式式より、インダク
タンスＬＯのｙパラメータ（ｙ11″，ｙ12″）は、次式
(7) のようになる。 ｙ11″≠ｙ12″ …(7) 次に、並列共振回路４のｙパラメータ（ｙ11，ｙ12）
は、次式(8)，(9)で求まる（文献Ｂの2.28式参照）。
【００２４】 ｙ11＝ｙ11′＋ｙ11″ …(8) ｙ12＝ｙ12′＋ｙ12″ …(9) Ｃ点では、コンデンサＣＯのｙパラメータ（ｙ12′）と
インダクタンスＬＯのｙパラメータ（ｙ12″）とが、ｙ
12′＝−ｙ12″という関係にある。その為、上記(9) 式
は、次式(10)の如くなり、(8)式は、上記(4)，(7)式よ
り、次式(11）の如くなる。
インダクタンスＬＯのｙパラメータ（ｙ12″）とが、ｙ
12′＝−ｙ12″という関係にある。その為、上記(9) 式
は、次式(10)の如くなり、(8)式は、上記(4)，(7)式よ
り、次式(11）の如くなる。
【００２５】 ｙ12＝０ …(10) ｙ11＝ｙ12′＋ｙ11″≠ｙ12′＋ｙ12″＝０ …(11) ｙパラメータとＳパラメータの変換式は、次式(12)，(1
3)で表される（文献Ｂの図8・19参照）。
3)で表される（文献Ｂの図8・19参照）。
【００２６】
【数３】
【００２７】 但し、△ｙ＝（１＋Ｓ11）（１＋Ｓ22）−Ｓ21・Ｓ12≠∞ …(14) Ｗ1 ：入力特性インピーダンス（５０Ω） そして、上記(10)式と(13)式とから、
【００２８】
【数４】
【００２９】となり、上記(14)式より、Ｓパラメータ
（Ｓ12）は、次式(16)の如くなる。 Ｓ12＝０ …(16) また、並列共振回路４は、対称回路であるから、次式(1
7)が成り立つ。 Ｓ11＝Ｓ22 …(17) 一方、上記(11)式と(12)式とから、
（Ｓ12）は、次式(16)の如くなる。 Ｓ12＝０ …(16) また、並列共振回路４は、対称回路であるから、次式(1
7)が成り立つ。 Ｓ11＝Ｓ22 …(17) 一方、上記(11)式と(12)式とから、
【００３０】
【数５】
【００３１】となり、上記(14)式，(16)式，(17)式よ
り、次式(19)が成り立つ。 （１−Ｓ211 ）≠０ …(19) 従って、 Ｓ11≠１∠０° …(20) Ｓ22≠１∠１８０° …(21) となる。(1)式に(16)式，(20)式，(21)式を代入する
と、 Γ２＝Ｓ11≠１∠０° ≠１∠１８０° …(23) となり、Ｃ点でΓ２はΓ４に依存しなくなる。つまり、
並列共振回路４に、抵抗器Ｒ１を接続しても、アドミッ
タンスΓ２が変化しない周波数が存在するのである。
り、次式(19)が成り立つ。 （１−Ｓ211 ）≠０ …(19) 従って、 Ｓ11≠１∠０° …(20) Ｓ22≠１∠１８０° …(21) となる。(1)式に(16)式，(20)式，(21)式を代入する
と、 Γ２＝Ｓ11≠１∠０° ≠１∠１８０° …(23) となり、Ｃ点でΓ２はΓ４に依存しなくなる。つまり、
並列共振回路４に、抵抗器Ｒ１を接続しても、アドミッ
タンスΓ２が変化しない周波数が存在するのである。
【００３２】従って、安定化回路を、並列共振回路４と
従来のダンピング抵抗とにより構成しただけでは、図１
（ｂ）に示すＣ点からＤ点までの領域に存在するマイク
ロ波増幅器の発振周波数において、安定化回路のアドミ
ッタンスを定コンダクタンス円２０内に入れることがで
きない。
従来のダンピング抵抗とにより構成しただけでは、図１
（ｂ）に示すＣ点からＤ点までの領域に存在するマイク
ロ波増幅器の発振周波数において、安定化回路のアドミ
ッタンスを定コンダクタンス円２０内に入れることがで
きない。
【００３３】そこで本参考例では、並列共振回路４と抵
抗器Ｒ１との直列回路に、更に抵抗器Ｒ２を直列接続す
ることにより、マイクロ波増幅器の発振周波数におい
て、安定化回路２のアドミッタンスΓ３を定コンダクタ
ンス円２０内に入れるようにしている。
抗器Ｒ１との直列回路に、更に抵抗器Ｒ２を直列接続す
ることにより、マイクロ波増幅器の発振周波数におい
て、安定化回路２のアドミッタンスΓ３を定コンダクタ
ンス円２０内に入れるようにしている。
【００３４】即ち、並列共振回路４の両端に抵抗器Ｒ１
及び抵抗器Ｒ２を直列接続した本参考例の安定化回路２
において、アドミッタンスΓ３は、次式(24)の如くな
り、 Γ３＝Ｓ11′＋（Ｓ12′・Ｓ21′・Γ２）／（１−Ｓ22′・Ｐ２）…(24) 但し、Ｓ11′，Ｓ12′，Ｓ21′，Ｓ22′：抵抗器Ｒ２の
Ｓパラメータこの抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２の抵抗値を選
定することにより、図１（ｂ）に実線で示すアドミッタ
ンス軌跡２６のように、マイクロ波増幅器が発振するＣ
点からＤ点までの周波数領域のアドミッタンスを、安定
に必要な定コンダクタンス円２０内に入れることができ
るようになるのである。
及び抵抗器Ｒ２を直列接続した本参考例の安定化回路２
において、アドミッタンスΓ３は、次式(24)の如くな
り、 Γ３＝Ｓ11′＋（Ｓ12′・Ｓ21′・Γ２）／（１−Ｓ22′・Ｐ２）…(24) 但し、Ｓ11′，Ｓ12′，Ｓ21′，Ｓ22′：抵抗器Ｒ２の
Ｓパラメータこの抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２の抵抗値を選
定することにより、図１（ｂ）に実線で示すアドミッタ
ンス軌跡２６のように、マイクロ波増幅器が発振するＣ
点からＤ点までの周波数領域のアドミッタンスを、安定
に必要な定コンダクタンス円２０内に入れることができ
るようになるのである。
【００３５】なお、安定に必要なコンダクタンス値は、
発振する周波数において、各々存在するため、抵抗器Ｒ
１と抵抗器Ｒ２の選定に当たっては、各発振周波数にお
いて安定に必要なコンダクタンス値の内の最も大きいコ
ンダクタンス値により定コンダクタンス円２０を設定
し、Ｃ点からＤ点までのアドミッタンス軌跡２６がその
コンダクタンス円２０内に入るようにすれば、マイクロ
波増幅器の発振を確実に防止することができる。
発振する周波数において、各々存在するため、抵抗器Ｒ
１と抵抗器Ｒ２の選定に当たっては、各発振周波数にお
いて安定に必要なコンダクタンス値の内の最も大きいコ
ンダクタンス値により定コンダクタンス円２０を設定
し、Ｃ点からＤ点までのアドミッタンス軌跡２６がその
コンダクタンス円２０内に入るようにすれば、マイクロ
波増幅器の発振を確実に防止することができる。
【００３６】次に、本発明（詳しくは請求項１記載の発
明）を適用した第１実施例の安定化回路６について説明
する。図３（ａ）に示す如く、本実施例の安定化回路６
においては、第１の素子として、上記参考例の抵抗器Ｒ
１の代わりにインダクタンスＬ１を用い、その一端をコ
ンデンサＣｂを介して接地し、このコンデンサＣｂとイ
ンダクタンスＬ１との接続端子Ｔに電源電圧Ｖｃを印加
するように構成されている。
明）を適用した第１実施例の安定化回路６について説明
する。図３（ａ）に示す如く、本実施例の安定化回路６
においては、第１の素子として、上記参考例の抵抗器Ｒ
１の代わりにインダクタンスＬ１を用い、その一端をコ
ンデンサＣｂを介して接地し、このコンデンサＣｂとイ
ンダクタンスＬ１との接続端子Ｔに電源電圧Ｖｃを印加
するように構成されている。
【００３７】コンデンサＣｂは、第１の素子としてのイ
ンダクタンスＬ１の端子Ｔをマイクロ波増幅器の動作周
波数以上で短絡状態にし、直流で開放状態にするための
所謂カップリングコンデンサである。このため本実施例
の安定化回路６は、バイアス・安定化兼用回路となり、
直流でバイアス回路として動作し、発振周波数で安定化
回路として動作する。
ンダクタンスＬ１の端子Ｔをマイクロ波増幅器の動作周
波数以上で短絡状態にし、直流で開放状態にするための
所謂カップリングコンデンサである。このため本実施例
の安定化回路６は、バイアス・安定化兼用回路となり、
直流でバイアス回路として動作し、発振周波数で安定化
回路として動作する。
【００３８】従って、本実施例の安定化回路６によれ
ば、バイアス用インダクタンスＬｂを用いることなく、
ＦＥＴ１４に電源供給を行なうことができ、マイクロ波
増幅器の小型化を図ることが可能となる。
ば、バイアス用インダクタンスＬｂを用いることなく、
ＦＥＴ１４に電源供給を行なうことができ、マイクロ波
増幅器の小型化を図ることが可能となる。
【００３９】また本実施例では、第１の素子としてイン
ダクタンスＬ１を用いているため、並列共振回路４とイ
ンダクタンスＬ１とからなる直列回路のアドミッタンス
は、図３（ｂ）に一点鎖線で示すアドミッタンス軌跡２
４のようになり、第２の素子としての抵抗器Ｒ２を付加
することにより、安定化回路６のアドミッタンスが、図
３（ｂ）に実線で示すアドミッタンス軌跡２６のように
なって、Ｃ点からＤ点までの発振周波数域のアドミッタ
ンスが、安定に必要な定コンダクタンス円３４内に入る
ようになる。つまり、本実施例の安定化回路６において
も、上述した参考例の安定化回路と同様、マイクロ波増
幅器の増幅特性を悪化させることなく、マイクロ波増幅
器の発振を防止することができるのである。そして、本
実施例では、第１の素子としてインダクタンスＬ１を用
いることから、第１の素子及び第２の素子の両方を抵抗
にて構成した参考例に比べて、高周波信号の損失を少な
くすることができる。
ダクタンスＬ１を用いているため、並列共振回路４とイ
ンダクタンスＬ１とからなる直列回路のアドミッタンス
は、図３（ｂ）に一点鎖線で示すアドミッタンス軌跡２
４のようになり、第２の素子としての抵抗器Ｒ２を付加
することにより、安定化回路６のアドミッタンスが、図
３（ｂ）に実線で示すアドミッタンス軌跡２６のように
なって、Ｃ点からＤ点までの発振周波数域のアドミッタ
ンスが、安定に必要な定コンダクタンス円３４内に入る
ようになる。つまり、本実施例の安定化回路６において
も、上述した参考例の安定化回路と同様、マイクロ波増
幅器の増幅特性を悪化させることなく、マイクロ波増幅
器の発振を防止することができるのである。そして、本
実施例では、第１の素子としてインダクタンスＬ１を用
いることから、第１の素子及び第２の素子の両方を抵抗
にて構成した参考例に比べて、高周波信号の損失を少な
くすることができる。
【００４０】次に、本発明（詳しくは請求項２記載の発
明）を適用した第２実施例の安定化回路８について説明
する。図４（ａ）に示す如く、本実施例の安定化回路８
は、第２の素子として、上記参考例における抵抗器Ｒ２
の代わりにリアクタンス素子ＬＣ２を用い、更に参考例
の抵抗器Ｒ１の一端をコンデンサＣｂを介して接地する
ことにより、第１実施例の安定化回路と同様に、バイア
ス・安定化兼用回路として構成したものである。
明）を適用した第２実施例の安定化回路８について説明
する。図４（ａ）に示す如く、本実施例の安定化回路８
は、第２の素子として、上記参考例における抵抗器Ｒ２
の代わりにリアクタンス素子ＬＣ２を用い、更に参考例
の抵抗器Ｒ１の一端をコンデンサＣｂを介して接地する
ことにより、第１実施例の安定化回路と同様に、バイア
ス・安定化兼用回路として構成したものである。
【００４１】このように第２の素子として、リアクタン
ス素子ＬＣ２を用いた場合、図４（ｂ）に示す如く、抵
抗器Ｒ１と並列共振回路４とからなる直列回路のアドミ
ッタンス軌跡２４のＣ点が容量性であれば、リアクタン
ス素子ＬＣ２にインダクタンスを使用することにより、
Ｃ点を安定に必要な定コンダクタンス円２０内に入れる
ことができ、逆にＣ点が誘導性であれば、コンデンサを
接続することにより、Ｃ点を安定に必要な定コンダクタ
ンス円２０内に入れることができる。
ス素子ＬＣ２を用いた場合、図４（ｂ）に示す如く、抵
抗器Ｒ１と並列共振回路４とからなる直列回路のアドミ
ッタンス軌跡２４のＣ点が容量性であれば、リアクタン
ス素子ＬＣ２にインダクタンスを使用することにより、
Ｃ点を安定に必要な定コンダクタンス円２０内に入れる
ことができ、逆にＣ点が誘導性であれば、コンデンサを
接続することにより、Ｃ点を安定に必要な定コンダクタ
ンス円２０内に入れることができる。
【００４２】つまり、第２の素子としては、上記参考例
や第１実施例のように必ずしも抵抗器Ｒ１を用いる必要
はなく、第２の素子にインダクタンス或はコンデンサか
らなるリアクタンス素子を用いても、Ｃ点を安定に必要
な定コンダクタンス円２０に入れることができ、マイク
ロ波増幅器の増幅特性を悪化させることなく、マイクロ
波増幅器の発振を防止することができる。そして、この
ように本実施例では、第２の素子としてリアクタンス素
子を用いることから、第１実施例の安定化回路６と同
様、第１の素子及び第２の素子の両方を抵抗にて構成し
た参考例に比べて、高周波信号の損失を少なくできるこ
とになる。
や第１実施例のように必ずしも抵抗器Ｒ１を用いる必要
はなく、第２の素子にインダクタンス或はコンデンサか
らなるリアクタンス素子を用いても、Ｃ点を安定に必要
な定コンダクタンス円２０に入れることができ、マイク
ロ波増幅器の増幅特性を悪化させることなく、マイクロ
波増幅器の発振を防止することができる。そして、この
ように本実施例では、第２の素子としてリアクタンス素
子を用いることから、第１実施例の安定化回路６と同
様、第１の素子及び第２の素子の両方を抵抗にて構成し
た参考例に比べて、高周波信号の損失を少なくできるこ
とになる。
【００４３】以上、本発明が適用された２つの実施例に
ついて説明したが、本発明は、上記実施例に限定される
ことはなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、
種々の態様をとることができる。例えば、上記参考例や
第１，第２実施例では、マイクロ波信号を増幅するため
の半導体素子としてＦＥＴ１２を用いたマイクロ波増幅
器用の安定化回路について説明したが、本発明の安定化
回路は、半導体素子としてＮＰＮトランジスタ等のバイ
ポーラトランジスタを用いた増幅器にも適用でき、また
例えばＶＨＦ帯，ＵＨＦ帯等のマイクロ波以外の高周波
信号を増幅する増幅器にも適用することができる。
ついて説明したが、本発明は、上記実施例に限定される
ことはなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、
種々の態様をとることができる。例えば、上記参考例や
第１，第２実施例では、マイクロ波信号を増幅するため
の半導体素子としてＦＥＴ１２を用いたマイクロ波増幅
器用の安定化回路について説明したが、本発明の安定化
回路は、半導体素子としてＮＰＮトランジスタ等のバイ
ポーラトランジスタを用いた増幅器にも適用でき、また
例えばＶＨＦ帯，ＵＨＦ帯等のマイクロ波以外の高周波
信号を増幅する増幅器にも適用することができる。
【００４４】また、上記各実施例では、安定化回路２，
６，８を、夫々、ＦＥＴ１２の出力側に設けたが、ＦＥ
Ｔ１２の入力側に設ければ、増幅器の入力側の発振対策
を行なうことができ、更に入力側及び出力側に設けれ
ば、増幅器の入力側及び出力側の発振対策を行なうこと
ができる。
６，８を、夫々、ＦＥＴ１２の出力側に設けたが、ＦＥ
Ｔ１２の入力側に設ければ、増幅器の入力側の発振対策
を行なうことができ、更に入力側及び出力側に設けれ
ば、増幅器の入力側及び出力側の発振対策を行なうこと
ができる。
【００４５】またＦＥＴ１２の入力側（即ちゲート）に
安定化回路を設けた場合、その安定化回路を、上記各実
施例のバイアス・安定化兼用回路とすれば、ＦＥＴ１２
の入力側から電源供給を行なうようにすることもでき
る。
安定化回路を設けた場合、その安定化回路を、上記各実
施例のバイアス・安定化兼用回路とすれば、ＦＥＴ１２
の入力側から電源供給を行なうようにすることもでき
る。
【図１】本発明の前提となる参考例の安定化回路２を備
えたマイクロ波増幅器の構成及び安定化回路２の動作を
表す説明図である。
えたマイクロ波増幅器の構成及び安定化回路２の動作を
表す説明図である。
【図２】並列共振回路４のコンデンサＣＯ及びインダク
タンスＬＯの等価回路を表す説明図である。
タンスＬＯの等価回路を表す説明図である。
【図３】本発明が適用された第１実施例の安定化回路６
を備えたマイクロ波増幅器の構成及び安定化回路６の動
作を表す説明図である。
を備えたマイクロ波増幅器の構成及び安定化回路６の動
作を表す説明図である。
【図４】本発明が適用された第２実施例の安定化回路８
を備えたマイクロ波増幅器の構成及び安定化回路８の動
作を表す説明図である。
を備えたマイクロ波増幅器の構成及び安定化回路８の動
作を表す説明図である。
【図５】ダンピング抵抗Ｒａを用いた従来のマイクロ波
増幅器の構成及びダンピング抵抗Ｒａの動作を表す説明
図である。
増幅器の構成及びダンピング抵抗Ｒａの動作を表す説明
図である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−304705（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−77749（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−75361（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−53815（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−42117（ＪＰ，Ｕ) 実開 平２−5920（ＪＰ，Ｕ) 雑誌トランジスタ技術1988年２月号ｐ ｐ．403−412 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 3/193 H03F 3/60
Claims (2)
- 【請求項１】 高周波信号を増幅する半導体素子と、該
半導体素子の入力側及び出力側に夫々接続された一対の
整合回路とを備えた高周波増幅器に設けられ、上記各整
合回路と半導体素子との間の信号入力経路及び信号出力
経路の少なくとも一方に接続されて、上記高周波増幅器
の増幅特性を安定化させる、高周波増幅器の安定化回路
であって、 一端が高周波短絡されたインダクタンスからなる第１の
素子と、 該第１の素子の他端に直列接続され、上記高周波増幅器
の動作周波数で並列共振する、インダクタンスとコンデ
ンサとからなる並列共振回路と、 該並列共振回路の上記第１の素子とは反対側に直列接続
された抵抗からなる第２の素子と、 を備え、上記第１及び第２の素子の値を、上記高周波増
幅器の発振周波数における当該安定化回路のアドミッタ
ンスが上記高周波増幅器の安定に必要な定コンダクタン
ス円内に入るように設定してなること特徴とする高周波
増幅器の安定化回路。 - 【請求項２】 高周波信号を増幅する半導体素子と、該
半導体素子の入力側及び出力側に夫々接続された一対の
整合回路とを備えた高周波増幅器に設けられ、上記各整
合回路と半導体素子との間の信号入力経路及び信号出力
経路の少なくとも一方に接続されて、上記高周波増幅器
の増幅特性を安定化させる、高周波増幅器の安定化回路
であって、 一端が高周波短絡された抵抗からなる第１の素子と、 該第１の素子の他端に直列接続され、上記高周波増幅器
の動作周波数で並列共振する、インダクタンスとコンデ
ンサとからなる並列共振回路と、 該並列共振回路の上記第１の素子とは反対側に直列接続
されたリアクタンスからなる第２の素子と、 を備え、上記第１及び第２の素子の値を、上記高周波増
幅器の発振周波数における当該安定化回路のアドミッタ
ンスが上記高周波増幅器の安定に必要な定コンダクタン
ス円内に入るように設定してなること特徴とする高周波
増幅器の安定化回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04226085A JP3120583B2 (ja) | 1992-08-25 | 1992-08-25 | 高周波増幅器の安定化回路 |
| US08/111,120 US5406224A (en) | 1992-08-25 | 1993-08-24 | Circuit for stabilizing RF amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04226085A JP3120583B2 (ja) | 1992-08-25 | 1992-08-25 | 高周波増幅器の安定化回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0677749A JPH0677749A (ja) | 1994-03-18 |
| JP3120583B2 true JP3120583B2 (ja) | 2000-12-25 |
Family
ID=16839594
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04226085A Expired - Lifetime JP3120583B2 (ja) | 1992-08-25 | 1992-08-25 | 高周波増幅器の安定化回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5406224A (ja) |
| JP (1) | JP3120583B2 (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2278727B (en) * | 1993-06-02 | 1997-04-09 | Nec Corp | Bipolar transistor circuit |
| US5760650A (en) * | 1994-09-26 | 1998-06-02 | Endgate Corporation | Coplanar waveguide amplifier |
| DE29505320U1 (de) * | 1995-03-29 | 1995-05-24 | Postberg, Anne-Karin Maria, 63486 Bruchköbel | Absperrventil für eine Meßvorrichtung |
| US5736901A (en) * | 1995-04-04 | 1998-04-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio frequency amplifier with stable operation and restrained oscillation at low frequencies |
| IT1276996B1 (it) * | 1995-06-27 | 1997-11-04 | Indena Spa | Derivati della colchicina, loro uso e formulazioni che li contengono |
| US6078794A (en) | 1997-02-19 | 2000-06-20 | Motorola, Inc. | Impedance matching for a dual band power amplifier |
| JPH10256849A (ja) * | 1997-03-13 | 1998-09-25 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロ波・ミリ波回路 |
| JP3206543B2 (ja) * | 1998-03-06 | 2001-09-10 | 日本電気株式会社 | ショートスタブ整合回路 |
| WO2001003290A1 (fr) * | 1999-06-30 | 2001-01-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur de micro-ondes |
| US20020050851A1 (en) * | 1999-12-22 | 2002-05-02 | Grundlingh Johan M. | Method and apparatus for biasing radio frequency power transistors |
| US6236274B1 (en) * | 2000-01-04 | 2001-05-22 | Industrial Technology Research Institute | Second harmonic terminations for high efficiency radio frequency dual-band power amplifier |
| US6674293B1 (en) * | 2000-03-01 | 2004-01-06 | Christos Tsironis | Adaptable pre-matched tuner system and method |
| USRE45667E1 (en) * | 2000-06-13 | 2015-09-08 | Christos Tsironis | Adaptable pre-matched tuner system and method |
| JP2002252526A (ja) * | 2001-02-23 | 2002-09-06 | Nec Corp | アナログ増幅回路 |
| US6670865B2 (en) | 2001-06-06 | 2003-12-30 | Noel A. Lopez | Method and apparatus for low loss high frequency transmission |
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| US6731174B2 (en) * | 2002-09-12 | 2004-05-04 | Motorola, Inc. | Radio frequency power amplifier device |
| GB0313781D0 (en) * | 2003-06-13 | 2003-07-23 | Sepura Ltd | Amplifier impedance matching |
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Also Published As
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