JP3026412B2 - 電圧／パルス幅変換回路 - Google Patents
電圧／パルス幅変換回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、蛍光表示管等の電子表
示装置の輝度調整等のために用いられる電圧／パルス幅
変換回路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】例えば、自動車内にはオーディオ装置用
の電子表示装置が設けられているが、自動車の夜間の走
行時においてその電子表示装置の輝度を運転者が任意に
設定する方法として、電子表示装置の表示器の各セグメ
ントに接続されている駆動出力のパルス幅を制御して輝
度を設定する方法がある。このパルス幅制御方法におい
て輝度制御用電圧入力を所定のパルス幅に変換するため
に種々の電圧／パルス幅変換回路が提案されている。従
来、この種の電圧／パルス幅変換回路としては、アナロ
グ方式のものと、ディジタル方式のものとがあった。以
下、その構成を図を用いて説明する。図２は、従来のア
ナログ方式の電圧／パルス幅変換回路の一構成例を示す
回路図である。 【０００３】この電圧／パルス幅変換回路は、電圧パル
ス幅変調制御電圧入力信号（以下、ＰＷＭ制御電圧入力
信号という）Ｓ１を入力する入力端子１、パルス幅変調
出力信号（以下、ＰＷＭ出力信号という）Ｓ２を出力す
る出力端子２、ＣＲ発振回路１０、及び電圧比較器２０
を有し、入力端子１が電圧比較器２０の（＋）側入力端
子に、ＣＲ発振回路１０の出力側が電圧比較器２０の
（−）側入力端子にそれぞれ接続され、その電圧比較器
２０の出力端子が出力端子２に接続されている。ＣＲ発
振回路１０は、のこぎり波状の発振信号Ｓ１０を出力す
る回路であり、ＮＰＮトランジスタのコレクタ側がオー
プン状態になったＮＰＮオープンコレクタ出力型の電圧
比較器１１、コンデンサ１２、及び５個の抵抗１３〜１
７を有している。図示しない電子表示装置の（＋）側電
源端子から供給される電圧Ｖ１０は、各電圧比較器１
１，２０の電源端子にそれぞれ印加されると共に、分圧
用の抵抗１３，１４を介して信号Ｓ１１ａの形で電圧比
較器１１の（＋）側入力端子に与えられる。電圧比較器
１１の（−）側入力端子には、コンデンサ１２を通して
信号Ｓ１１ｂが入力される。入力端子１にはそれにＰＷ
Ｍ制御電圧入力信号Ｓ１を供給するための入力回路が接
続されている。この入力回路は自動車内の夜間照明用ス
イッチ３０を有し、そのスイッチ３０の一方が自動車の
バッテリの（＋）側端子に接続され、通常１３．８Ｖ程
度のバッテリ電圧Ｖ３０が印加される。スイッチ３０の
他方は可変抵抗３１を介して分圧抵抗３２，３３に接続
され、その分圧抵抗３２，３３の接続点が入力端子１に
接続されている。 【０００４】図３は図２の信号波形図、及び図４は図２
の入出力特性図であり、これらの図を参照しつつ図２の
動作を説明する。図２において、ＣＲ発振回路１０及び
電圧比較器２０に電圧Ｖ１０が供給されると、ＣＲ発振
回路１０は発振し、通常１２８ＨZ 程度の発振周波数の
発振信号Ｓ１０を出力して電圧比較器２０の（−）側入
力端子へ供給する。発振信号Ｓ１０の周波数と波形はコ
ンデンサ１２と抵抗１３〜１７とで決定される。すなわ
ち、抵抗１３〜１７によってコンデンサ１２が充電され
ていくと、電圧比較器１１の（−）側の入力信号Ｓ１１
ｂが上昇していく。この時、電圧比較器１１の（＋）側
の入力信号Ｓ１１ａも、抵抗１３，１４による分圧電位
を基準としてフィードバック用抵抗１５の作用により少
しづつ上昇していく。フィードバック用の抵抗１７は他
の抵抗１３〜１６の抵抗値に比較して非常に小さい値で
ある。電圧比較器１１の（−）側入力信号Ｓ１１ｂが
（＋）側入力信号Ｓ１１ａより大きくなると、この電圧
比較器１１の出力信号Ｓ１０は低レベル（以下、“Ｌ”
という）となるので、コンデンサ１２の充電電圧は抵抗
１７を通して大地側へ急激に放電され接地電位（＝０
Ｖ）となる。同時に（＋）側の入力信号Ｓ１１ａも急激
に電位が低下する。この電位の変化量は抵抗１３〜１７
の各抵抗値によって決定される。そして（−）側入力信
号Ｓ１１ｂが（＋）側入力信号Ｓ１１ａよりも電位が下
がると、電圧比較器１１の出力信号Ｓ１０はオフ状態と
なり、（−）側入力信号Ｓ１１ｂが（＋）側入力信号Ｓ
１１ａの電位よりも高くなるまで、抵抗１３〜１７によ
りコンデンサ１２が充電されていく。このような動作に
より、ＣＲ発振回路１０は発振動作を継続して行う。 【０００５】自動車の夜間走行において、夜間照明用ス
イッチ３０がオン状態となり、可変抵抗３１にバッテリ
電圧Ｖ３０が供給されると、その可変抵抗３１の設定位
置に対応した電圧が分圧抵抗３２，３３を介してＰＷＭ
制御電圧入力信号Ｓ１の形で入力端子１に入力され、電
圧比較器２０の（＋）側入力端子に供給される。可変抵
抗３１を調節すると、ＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ１は図
３の信号Ｓ１−１，Ｓ１−２のようにそのレベルが変化
する。電圧比較器２０はＣＲ発振回路１０の出力信号Ｓ
１０とＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ１とのレベル比較を行
い、電圧／パルス幅変換を行ってＰＷＭ出力信号Ｓ２を
出力端子２へ送出する。ＰＷＭ出力信号Ｓ２は、Ｓ１０
≦Ｓ１の区間高レベル（以下、“Ｈ”という）、Ｓ１０
≧Ｓ１の区間“Ｌ”となる。図４に示すように、ＰＷＭ
制御電圧入力信号Ｓ１に対するＰＷＭ出力信号Ｓ２の入
出力特性曲線は、ＣＲ発振回路１０の出力波形によって
決定されるため、抵抗１３〜１７とコンデンサ１２の値
を選択して理想的な特性曲線に近似させる必要がある
が、それにも限界がある。 【０００６】図５は、従来のディジタル方式の電圧／パ
ルス幅変換回路の一構成例を示す回路図である。この電
圧／パルス幅変換回路はアナログ／ディジタル変換器
（以下、Ａ／Ｄ変換器という）を用いたもので、ＰＷＭ
制御電圧入力信号Ｓ１を入力する入力端子４０、基準周
波数信号Ｓ０を入力する入力端子４１、及びＰＷＭ出力
信号Ｓ２を出力する出力端子４２を有している。入力端
子４０と出力端子４２との間には１０ビット程度のＡ／
Ｄ変換器４３、１０２４ワード×１０ビット程度の読出
し専用メモリ（以下、ＲＯＭという）４４、及び１０ビ
ット程度のＰＷＭ発生回路４５が縦続接続されている。
また入力端子４１にはタイミング発生回路４６の入力端
子が接続され、その回路４６の出力端子がＡ／Ｄ変換器
４３、ＲＯＭ４４及びＰＷＭ発生回路４５に接続されて
いる。 【０００７】次に動作を説明する。基準周波数信号Ｓ０
が入力端子４１に供給されると、タイミング発生回路４
６は基準周波数信号Ｓ０に基づきタイミング信号を生成
し、そのタイミング信号をＡ／Ｄ変換器４３、ＲＯＭ４
４及びＰＷＭ発生回路４５に供給してそれらの回路を動
作させる。すると、入力端子４０に供給されたＰＷＭ制
御電圧入力信号Ｓ１はＡ／Ｄ変換器４３でディジタル信
号に変換され、ＲＯＭ４４に入力される。ＲＯＭ４４は
入力されたディジタル信号に対応した所定のデータを読
み出し、ＰＷＭ発生回路４５に与える。ＰＷＭ発生回路
４５では入力されたデータに対応したＰＷＭ出力信号Ｓ
２を生成し、その信号Ｓ２を出力端子４２へ出力する。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
電圧／パルス幅変換回路では、次のような問題点
（ａ），（ｂ）があり、それを解決することが困難であ
った。 （ａ） 図２のアナログ方式の電圧／パルス幅変換回路
では、回路規模は小さいが、ＣＲ発振回路１０の発振周
波数が１２８ＨZ 程度と低いため、このＣＲ発振回路１
０を構成する抵抗１３〜１７の値が数１００ＫΩと大き
くなる。そのため、ＣＲ発振回路１０を集積回路（以
下、ＩＣという）に内蔵すると、チップサイズが増大す
るばかりか、抵抗１３〜１７の値の絶対値の製造ばらつ
きが発振出力波形に影響して結果としてＰＷＭ出力信号
Ｓ２の精度を低下させるので、ＩＣ内蔵には不向きであ
る。抵抗１３〜１７を外付けとしたＩＣ化も考えられる
が、端子数が増大する問題がある。ＩＣ化の代りに回路
構成素子をディスクリート部品（個別部品）で組みあげ
て回路を形成することも考えられるが、回路が大型化す
るため、カーラジオ（チューナ）等における表示器の裏
面の取付場所は狭く、実装面で不利となる。また、ＰＷ
Ｍ制御電圧入力信号Ｓ１に対するＰＷＭ出力信号Ｓ２の
特性は、ＣＲ発振回路１０の発振信号Ｓ１０によって決
定されるため、ＰＷＭ出力信号Ｓ２の波形設定に制約を
うけ、任意に設定できない。発振信号Ｓ１０の波形を決
定するコンデンサ１２に容量ばらつきがあると、精度が
低下する。 （ｂ） 図５のディジタル方式の電圧／パルス幅変換回
路では、特性および精度上は問題ないが、回路規模が大
きくなってチップサイズの大型化とそれによるコスト高
のために、駆動回路等の他の回路部との１チップＩＣ化
の実現が困難である。本発明は、前記従来技術が持って
いた問題点を解決し、簡単な回路構成、実装時のチップ
サイズの小型化が可能、かつ高精度な電圧／パルス幅変
換回路を提供するものである。 【０００９】 【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために、入力されたアナログ入力信号に応じたデ
ュティ比を持つパルス幅変調出力信号を出力する電圧／
パルス幅変換回路において、基準周波数信号発生手段か
ら出力される基準周波数信号を順次計数し、該順次計数
した値に応じた複数ビットのディジタル信号を出力する
計数手段と、前記ディジタル信号をアナログ信号に変換
するものであって、前記ディジタル信号のうち所望のも
のに基づいて制御信号を発生するディジタル／アナログ
変換手段と、前記ディジタル／アナログ変換手段によっ
て出力される前記アナログ信号と前記入力されたアナロ
グ信号とを比較し、該アナログ入力信号に応じたデュテ
ィ比を持つパルス幅変調出力信号を出力する比較手段
と、前記基準周波数信号発生手段から出力される基準周
波数信号に応答して、前記パルス幅変調出力信号を格納
し、該格納したパルス幅変調出力信号に応じた出力信号
を出力するものであって、前記制御信号により、格納す
べき前記パルス幅変調出力信号の論理レベルを所定のレ
ベルとして格納可能な出力手段とを、備えている。 【００１０】 【作用】本発明によれば、以上のように電圧／パルス幅
変換回路を構成したので、基準周波数信号発生手段から
出力される基準周波数信号が計数手段で順次計数され、
その計数値に応じた複数ビットのディジタル信号が該計
数手段から出力される。計数手段から出力されたディジ
タル信号は、Ｄ／Ａ変換手段でアナログ信号に変換され
る。このアナログ信号と、入力されたアナログ入力信号
とが、比較手段で比較され、該アナログ入力信号に応じ
たデュティ比を有するＰＷＭ出力信号が該比較手段から
出力されて出力手段へ送られる。出力手段では、基準周
波数信号発生手段から出力される基準周波数信号に応答
して、ＰＷＭ出力信号を格納し、この格納したＰＷＭ出
力信号を出力する。 【００１１】 【実施例】図６は、本発明の第１の実施例を示す電圧／
パルス幅変換回路の回路図である。この電圧／パルス幅
変換回路は、従来の図２のアナログ方式の電圧／パルス
幅変換回路のＣＲ発振回路１０を、複数ビットのカウン
トと複数ビットのＤ／Ａ変換器とで構成したものであ
る。すなわち、この電圧／パルス幅変換回路は、アナロ
グ入力信号であるＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ５０を入力
する入力端子５０、基準周波数信号Ｓ５１を入力する入
力端子５１、及び周波数が例えば１２８ＨZ のＰＷＭ出
力信号Ｓ５２を出力する出力端子５２を有している。入
力端子５０は、比較手段である電圧比較器５３の（＋）
側入力端子に接続され、その電圧比較器５３の出力端子
が出力端子５２に接続されている。また、入力端子５１
には、計数手段である例えば８ビットのバイナリカウン
タからなるカウンタ５４の入力端子が接続され、そのカ
ウンタ５４の出力端子が、Ｄ／Ａ変換手段である例えば
６ビットのＤ／Ａ変換器５５の入力端子５５ａに接続さ
れている。Ｄ／Ａ変換器５５は入力端子５５ａに供給さ
れるカウンタ出力をアナログ信号に変換し、そのアナロ
グ信号Ｓ５５を出力端子５５ｂから出力する回路であ
り、その出力端子５５ｂが電圧比較器５３の（−）側入
力端子に接続されている。 【００１２】入力端子５０にはそれにＰＷＭ制御電圧入
力信号Ｓ５０を供給するための入力回路が接続されてい
る。この入力回路は自動車内における運転席の計器類の
夜間照明用スイッチ６０を有し、そのスイッチ６０の一
方が、アナログ入力信号である（＋）側バッテリ電圧Ｖ
６０（通常１３．８Ｖ程度）に接続され、そのスイッチ
６０の他方が可変抵抗６１を介して大地に接続されてい
る。可変抵抗６１の出力端子は分圧抵抗６２，６３を介
して大地に接続され、その分圧抵抗６２と６３の接続点
が入力端子５０に接続されている。入力端子５１には、
それに周波数が例えば３２．７６８ＫＨZ の基準周波数
信号Ｓ５１を供給するための基準周波数信号発生手段で
ある発振回路６４が接続されている。また、夜間照明用
スイッチ６０の他方には検出回路６５の入力端子が接続
され、その検出回路６５の出力端子と出力端子５２と
が、出力手段である２入力の論理和ゲート（以下、ＯＲ
ゲートという）６６の入力端子に接続され、そのＯＲゲ
ート６６の出力端子からＰＷＭ出力信号Ｓ６６が出力さ
れる。ここで、検出回路65はスイッチ６０のオフ状態を
検出して“Ｈ”の信号を出力する回路である。 【００１３】図７は、図６の６ビットＤ／Ａ変換器５５
の構成例を示す回路図である。このＤ／Ａ変換器５５
は、抵抗分圧形のＤ／Ａ変換器であり、デコーダ７０、
アナログスイッチ７１−１〜７１−６４、及び分圧抵抗
７２−１〜７２−６４を有している。デコーダ７０は８
ビット入力２0 〜２7 の入力端子５５ａ、及び出力端子
ＯＵＴ０〜１，ＯＵＴ２〜ＯＵＴ６３，ＯＵＴ６４〜２
５５を有し、入力信号を解読してその解読結果を出力す
る回路である。デコーダ７０の各出力端子ＯＵＴ０〜
１，ＯＵＴ２〜ＯＵＴ６３，ＯＵＴ６４〜２５５は、ア
ナログスイッチ７１−１〜７１−６４の制御入力端子に
それぞれ接続され、その各アナログスイッチ７１−１〜
７１−６４の一方が出力端子５５ｂに共通接続され、そ
の各アナログスイッチ７１−１〜７１−６４の他方が分
圧抵抗７２−１〜７２−６４の接続点にそれぞれ接続さ
れている。アナログスイッチ７１−１の他方及び分圧抵
抗７２−１は大地に、アナログスイッチ７１−６４の他
方及び分圧抵抗７２−６４は基準電圧Ｖ0 にそれぞれ接
続されている。なお、デコーダ７０の出力端子ＯＵＴ０
〜１からは信号Ｓ７０−１が、その出力端子ＯＵＴ６４
〜２５５からは信号Ｓ７０−２がそれぞれ出力される。 【００１４】図８は図６及び図７の信号波形図、図９は
図６の入出力特性図であり、これらの図８及び図９を参
照しつつ図６及び図７の動作を説明する。先ず、自動車
のイグニッションキーをオン状態とし、次いで電子表示
装置の電源をオン状態にすると、図６の回路に電源が供
給され、発振回路６４が発振を行って周波数３２．７６
８ＫＨZ の基準周波数信号Ｓ５１を出力し、それを入力
端子５１を通して８ビットカウンタ５４へ供給する。８
ビットカウンタ５４はカウント値０〜２５５までのカウ
ント動作を連続的に行い、その出力を６ビットＤ／Ａ変
換器５５の入力端子５５ａへ与える。Ｄ／Ａ変換器５５
では図７のデコーダ７０によってカウント値に対応した
出力端子ＯＵＴ０〜１，ＯＵＴ２〜ＯＵＴ６３，ＯＵＴ
６４〜２５５を順次選択し、その選択した出力端子ＯＵ
Ｔ０〜１，ＯＵＴ２〜ＯＵＴ６３，ＯＵＴ６４〜２５５
を通してアナログスイッチ７１−１〜７１−６４を順次
オン状態にし、分圧抵抗７２−１〜７２−６４で設定さ
れた電圧の信号Ｓ５５を出力端子５５ｂに出力する。す
なわち、６ビットＤ／Ａ変換器５５において、デコーダ
７０の入力端子５５ａに入力される８ビットカウンタ５
４のカウント値が０〜１の区間、デコーダ７０の出力端
子ＯＵＴ０〜１を通してアナログスイッチ７１−１がオ
ン状態となり、他のアナログスイッチ７１−２〜７１−
６４がオフ状態であるので、０Ｖの信号Ｓ５５が出力端
子５５ｂに出力される。カウント値が２の区間、デコー
ダ７０の出力端子ＯＵＴ２を通してアナログスイッチ７
１−２がオン状態となり、他のアナログスイッチ７１−
１，７１−３〜７１−６４がオフ状態であるので、アナ
ログスイッチ７１−２がオン状態となり、分圧抵抗７２
−１と７２−２の接続点の電圧が信号Ｓ５５として出力
される。同様な動作がアナログスイッチ７１−６４まで
行われる。８ビットカウンタ５４は連続カウント動作を
行っているので、Ｄ／Ａ変換器５５もアナログスイッチ
７１−１〜７１−６４の選択動作を連続的に行い、図８
のような波形の信号Ｓ５５を出力し、電圧比較器５３の
（−）側入力端子に供給する。なお、図８の信号Ｓ５５
はカウント値２〜６３の区間、リニアに表現されている
が、実際は階段波である。 【００１５】次に、自動車の夜間走行において夜間照明
用スイッチ６０がオン状態となると、約１３．８Ｖのバ
ッテリ電圧Ｖ６０が可変抵抗６１に供給され、その可変
抵抗６１の抵抗値に対応して０〜１３．８Ｖの電圧が出
力され、分圧抵抗６２，６３に印加される。この分圧抵
抗６２，６３の抵抗値は、電圧比較器５３の動作入力電
圧範囲とＤ／Ａ変換器５５の出力信号Ｓ５５の出力電圧
範囲とから決定されている。分圧抵抗６２と６３の接続
点の電圧はＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ５０の形で入力端
子５０を通して電圧比較器５３の（＋）側入力端子に供
給される。ＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ５０は、可変抵抗
６１の調節により、図６の信号Ｓ５０−１，Ｓ５０−２
のようにそのレベルが変化する。電圧比較器５３はＤ／
Ａ変換器５５の出力信号Ｓ５５とＰＷＭ制御電圧入力信
号Ｓ５０（Ｓ５０−１，Ｓ５０−２）との大小比較を行
い、それに応じたＰＷＭ出力信号Ｓ５２を生成して出力
端子５２へ出力する。ＰＷＭ出力信号Ｓ５２はＳ５０≧
Ｓ５５の区間“Ｈ”となり、Ｓ５０≦Ｓ５５の区間
“Ｌ”となる。そして図８から明らかなように、可変抵
抗６１を調節することにより、ＰＷＭ制御電圧入力信号
Ｓ５０−１，Ｓ５０−２に応じたデュティ比を有するＰ
ＷＭ出力信号Ｓ５２を得ることができる。 【００１６】本実施例の入出力特性例が図９に示されて
いるが、この図から明らかなように、夜間のＰＷＭ制御
範囲はＰＷＭ出力信号Ｓ５２のデュティ比で１〜２５％
までとなっており、しかもＰＷＭ出力信号Ｓ５２の曲線
が１％から２５％まで直線でなく、１％付近において細
かなＰＷＭ制御が実施でき、２５％付近において大まか
な制御をする特性になっているが、これは自動車運転者
の意向によるものである。このようなＰＷＭ特性はＤ／
Ａ変換器５５の出力信号Ｓ５５の波形によって決定され
るが、図７から明らかなように、Ｄ／Ａ変換器５５の出
力信号Ｓ５５は分圧抵抗７２−１〜７２−６４の抵抗比
で決定されるため、任意の出力信号Ｓ５５の波形が得ら
れる。特にデュティ比１％付近を細かく、２５％付近を
荒く制御するためには、分圧抵抗７２−１と７２−６４
を除いて分圧抵抗７２−２を最も大きい抵抗値とし、分
圧抵抗７２−２から７２−６３に向って順次抵抗値を小
さく設定しておけば、実現可能である。 【００１７】図７のようなＤ／Ａ変換器５５を用いれ
ば、簡易な回路構成で、その出力信号Ｓ５５の波形を任
意に設定できるばかりか、次のような利点もある。出力
信号Ｓ５５の精度について考察すると、基準電圧Ｖ0 の
精度と安定度を高くしておけば、分圧抵抗７２−１〜７
２−６４の抵抗比で出力信号Ｓ５５の精度が決定される
ので、ＩＣに内蔵しても、そのＩＣの製造ばらつきを考
慮して抵抗比が２％以下を保証できれば、実用上何ら問
題とならない。Ｄ／Ａ変換器５５の出力信号Ｓ５５に要
求される特性は、ある設定曲線の範囲内を保証し、かつ
直線性（リニアリティ）があれば良く、各分圧抵抗７２
−１〜７２−６４の接続点での絶対値の精度をあまり必
要としない。なお、昼間の自動車の走行時において、自
動車内は明るいために電子表示装置の輝度が不足ぎみで
ある。そのため電子表示装置の表示器は、デュティ比１
００％で駆動することが望ましい。この状態も図９にお
ける昼間区間のＰＷＭ特性として示されている。夜間か
昼間かの設定は、夜間照明用スイッチ６０がオンか、オ
フかによって行い、スイッチ６０の出力側にバッテリ電
圧Ｖ６０が供給されているときが夜間、そのスイッチ６
０の出力側が０Ｖのときに昼間と検出すればよい。その
ため、図６に示すように検出回路６５及びＯＲゲート６
６を設け、スイッチ６０の出力側が０Ｖのときに検出回
路６５から“Ｈ”の信号を出力し、その信号をＯＲゲー
ト６６を通してＰＷＭ出力信号Ｓ６６の形で出力するよ
うにすれば、昼間においてＰＷＭ１００％出力を容易に
得ることができる。これにより、ＰＷＭ出力信号Ｓ６６
の持つデュティ比の制御がより容易になる。 【００１８】図１は、本発明の第２の実施例を示す電圧
／パルス幅変換回路の回路図であり、図６中の要素と共
通の要素には共通の符号が付されている。この実施例の
電圧／パルス幅変換回路が図６の実施例と異なる点は、
出力端子５２とＯＲゲート６６の入力端子との間に新た
に出力手段である付加回路８０を追加すると共に、発振
回路６４に発振ストップ機能を有するストップ端子ＳＴ
ＯＰを設け、８ビットカウンタ５４にリセット機能を有
するリセット端子Ｒを設け、これらのリセット手段を用
いて検出回路６５の出力信号により発振ストップとリセ
ット動作を制御するようにした点である。ここで、付加
回路８０はＤ型フリップフロップ（以下、Ｄ−ＦＦとい
う）８１と２入力ＯＲゲート８２とで構成されている。
ＯＲゲート８２は、ＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ５０が０
Ｖ付近にあるときにも図９のＰＷＭ特性の１％デュティ
比を確実に保証するための回路であり、その一方の入力
端子は出力端子５２に、他方の入力端子はＤ／Ａ変換器
５５中のデコーダ７０の出力端子ＯＵＴ０〜１にそれぞ
れ接続されている。Ｄ−ＦＦ８１は、Ｄ／Ａ変換器５５
中のアナログスイッチ７１−１〜７１−６４のオン，オ
フ切り換え時にその出力信号Ｓ５５に過渡的なスパイク
やオーバシュート（グリッチ）が発生し、ＰＷＭ出力信
号Ｓ５２に悪影響を及ぼすおそれがあるので、そのグリ
ッチによる悪影響を防止するための回路であり、そのデ
ータ入力端子ＤがＯＲゲート８２の出力端子に、そのク
ロック端子が発振回路６４の出力端子に、その出力端子
ＱがＯＲゲート６６の入力端子にそれぞれ接続されてい
る。 【００１９】以上の構成において、検出回路６５の出力
信号が“Ｈ”になると、発振回路６４が発振動作を停止
すると共に、８ビットカウンタ５４がリセットされる。
また、Ｄ／Ａ変換器５５中のデコーダ７０の出力端子Ｏ
ＵＴ０〜１が選択され、その出力端子ＯＵＴ０〜１から
信号Ｓ７０−１が図８のように出力されると、その信号
Ｓ７０−１がＯＲゲート８２を通してＤ−ＦＦ８１のデ
ータ入力端子Ｄに入力される。これにより、図９におけ
るＰＷＭ特性の１％デュティ比が保証され、かつグリッ
チによる悪影響も防止されて電圧比較器５３の出力が安
定に保たれる。さらに、この第２の実施例では、発振回
路６４からの出力に応じて、カウンタ５４による計数値
に応じたディジタル信号に基づくアナログ信号Ｓ５５
と、入力信号Ｓ５０との比較結果であるＰＷＭ出力信号
Ｓ５２を電圧比較器５３から出力すると共に、付加回路
８０にて、このＰＷＭ出力信号Ｓ５２を格納して、出力
することができる。つまり、特別な構成を準備すること
なしに、グリッチによる悪影響をうけることのないタイ
ミングで、電圧比較器５３から出力されるＰＷＭ出力信
号Ｓ５２を格納し、この格納したＰＷＭ出力信号Ｓ５２
をＳ６６の形で出力することができる。なお、本発明は
図示の実施例に限定されず、種々の変形が可能である。
その変形例としては、例えば次のようなものがある。 （ｉ） カウンタ５４は８ビットのバイナリカウンタで
構成したが、そのビット数を他の数にしたり、あるいは
バイナリカウンタ以外のカウンタで構成してもよい。こ
の際、使用するカウンタのカウンタコードに合せてＤ／
Ａ変換器５５のデコーダ７０を対応させればよい。 （ii） Ｄ／Ａ変換器５５として６ビットの抵抗分圧形
Ｄ／Ａ変換器を例にとり説明したが、他のビット数ある
いは形式のＤ／Ａ変換器で構成してもよい。 (iii） その他、入力端子５０に接続される入力回路を
他の回路構成にする等、種々の変形が可能である。ま
た、本発明を電子表示装置以外の装置に適用することも
可能である。 【００２０】 【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、計数手段、Ｄ／Ａ変換手段、比較手段、及び出力
手段を備えているので、回路規模もあまり大きくなら
ず、端子数も少なく、かつ外付け部品点数も少なくで
き、それによって表示器の駆動回路部との１チップＩＣ
化が容易となり、低コストと小型化が実現できる。その
ため、自動車の電子表示装置等の取付けスペースに制限
を受ける場所にも、容易に実装できる。さらに、アナロ
グ入力信号に対するＰＷＭ出力信号の特性は、設計時に
任意に設定でき、それによって高精度の輝度制御等が行
える。ＰＷＭ出力信号の精度についても、基本的にはＤ
／Ａ変換手段の精度と比較手段の精度とによって決定さ
れるが、比較手段の精度は入力オフセット電圧が５ｍＶ
程度以下なら問題とならない。残るはＤ／Ａ変換手段の
精度であるが、例えば抵抗分圧形Ｄ／Ａ変換器を用いた
場合、その精度は複数の分圧抵抗の抵抗比で決定される
ため、初期及び温度に対する変換精度も従来のアナログ
方式に比べて大幅に改善できる。このように、本発明で
は、所定のデュティ比のＰＷＭ出力信号を、簡易な回路
構成で高精度に得られる。しかも、基準周波数信号発生
手段の出力に応答して、ＰＷＭ出力信号を格納し、該格
納したＰＷＭ出力信号を出力する出力手段を設けてい
る。ここで、基準周波数信号発生手段の出力は、計数手
段にてディジタル信号を出力するために、順次計数され
ることにも用いられる。そのため、基準周波数信号発生
手段からの出力に応じて、計数手段による計数値に応じ
たディジタル信号に基づくアナログ信号と、アナログ入
力信号との比較結果であるＰＷＭ出力信号を比較手段か
ら出力すると共に、出力手段にて、このＰＷＭ出力信号
を格納して、出力することができる。つまり、特別な構
成を準備することなしに、グリッチによる悪影響を受け
ることのないタイミングで、比較手段から出力されるＰ
ＷＭ出力信号を格納し、この格納したＰＷＭ出力信号を
出力することができる。よって、Ｄ／Ａ変換手段の出力
であるアナログ信号の変化時に生ずるグリッチに対する
悪影響を防止することができ、出力手段の出力を安定に
保つことができる。本発明は汎用性があるため、カーオ
ーディオ装置（例えば、チューナ、カセットデッキ、コ
ンパクトディスク、カークロック、その他の情報表示装
置）や、その他の電子表示装置の輝度制御回路等に、広
く応用できる。
示装置の輝度調整等のために用いられる電圧／パルス幅
変換回路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】例えば、自動車内にはオーディオ装置用
の電子表示装置が設けられているが、自動車の夜間の走
行時においてその電子表示装置の輝度を運転者が任意に
設定する方法として、電子表示装置の表示器の各セグメ
ントに接続されている駆動出力のパルス幅を制御して輝
度を設定する方法がある。このパルス幅制御方法におい
て輝度制御用電圧入力を所定のパルス幅に変換するため
に種々の電圧／パルス幅変換回路が提案されている。従
来、この種の電圧／パルス幅変換回路としては、アナロ
グ方式のものと、ディジタル方式のものとがあった。以
下、その構成を図を用いて説明する。図２は、従来のア
ナログ方式の電圧／パルス幅変換回路の一構成例を示す
回路図である。 【０００３】この電圧／パルス幅変換回路は、電圧パル
ス幅変調制御電圧入力信号（以下、ＰＷＭ制御電圧入力
信号という）Ｓ１を入力する入力端子１、パルス幅変調
出力信号（以下、ＰＷＭ出力信号という）Ｓ２を出力す
る出力端子２、ＣＲ発振回路１０、及び電圧比較器２０
を有し、入力端子１が電圧比較器２０の（＋）側入力端
子に、ＣＲ発振回路１０の出力側が電圧比較器２０の
（−）側入力端子にそれぞれ接続され、その電圧比較器
２０の出力端子が出力端子２に接続されている。ＣＲ発
振回路１０は、のこぎり波状の発振信号Ｓ１０を出力す
る回路であり、ＮＰＮトランジスタのコレクタ側がオー
プン状態になったＮＰＮオープンコレクタ出力型の電圧
比較器１１、コンデンサ１２、及び５個の抵抗１３〜１
７を有している。図示しない電子表示装置の（＋）側電
源端子から供給される電圧Ｖ１０は、各電圧比較器１
１，２０の電源端子にそれぞれ印加されると共に、分圧
用の抵抗１３，１４を介して信号Ｓ１１ａの形で電圧比
較器１１の（＋）側入力端子に与えられる。電圧比較器
１１の（−）側入力端子には、コンデンサ１２を通して
信号Ｓ１１ｂが入力される。入力端子１にはそれにＰＷ
Ｍ制御電圧入力信号Ｓ１を供給するための入力回路が接
続されている。この入力回路は自動車内の夜間照明用ス
イッチ３０を有し、そのスイッチ３０の一方が自動車の
バッテリの（＋）側端子に接続され、通常１３．８Ｖ程
度のバッテリ電圧Ｖ３０が印加される。スイッチ３０の
他方は可変抵抗３１を介して分圧抵抗３２，３３に接続
され、その分圧抵抗３２，３３の接続点が入力端子１に
接続されている。 【０００４】図３は図２の信号波形図、及び図４は図２
の入出力特性図であり、これらの図を参照しつつ図２の
動作を説明する。図２において、ＣＲ発振回路１０及び
電圧比較器２０に電圧Ｖ１０が供給されると、ＣＲ発振
回路１０は発振し、通常１２８ＨZ 程度の発振周波数の
発振信号Ｓ１０を出力して電圧比較器２０の（−）側入
力端子へ供給する。発振信号Ｓ１０の周波数と波形はコ
ンデンサ１２と抵抗１３〜１７とで決定される。すなわ
ち、抵抗１３〜１７によってコンデンサ１２が充電され
ていくと、電圧比較器１１の（−）側の入力信号Ｓ１１
ｂが上昇していく。この時、電圧比較器１１の（＋）側
の入力信号Ｓ１１ａも、抵抗１３，１４による分圧電位
を基準としてフィードバック用抵抗１５の作用により少
しづつ上昇していく。フィードバック用の抵抗１７は他
の抵抗１３〜１６の抵抗値に比較して非常に小さい値で
ある。電圧比較器１１の（−）側入力信号Ｓ１１ｂが
（＋）側入力信号Ｓ１１ａより大きくなると、この電圧
比較器１１の出力信号Ｓ１０は低レベル（以下、“Ｌ”
という）となるので、コンデンサ１２の充電電圧は抵抗
１７を通して大地側へ急激に放電され接地電位（＝０
Ｖ）となる。同時に（＋）側の入力信号Ｓ１１ａも急激
に電位が低下する。この電位の変化量は抵抗１３〜１７
の各抵抗値によって決定される。そして（−）側入力信
号Ｓ１１ｂが（＋）側入力信号Ｓ１１ａよりも電位が下
がると、電圧比較器１１の出力信号Ｓ１０はオフ状態と
なり、（−）側入力信号Ｓ１１ｂが（＋）側入力信号Ｓ
１１ａの電位よりも高くなるまで、抵抗１３〜１７によ
りコンデンサ１２が充電されていく。このような動作に
より、ＣＲ発振回路１０は発振動作を継続して行う。 【０００５】自動車の夜間走行において、夜間照明用ス
イッチ３０がオン状態となり、可変抵抗３１にバッテリ
電圧Ｖ３０が供給されると、その可変抵抗３１の設定位
置に対応した電圧が分圧抵抗３２，３３を介してＰＷＭ
制御電圧入力信号Ｓ１の形で入力端子１に入力され、電
圧比較器２０の（＋）側入力端子に供給される。可変抵
抗３１を調節すると、ＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ１は図
３の信号Ｓ１−１，Ｓ１−２のようにそのレベルが変化
する。電圧比較器２０はＣＲ発振回路１０の出力信号Ｓ
１０とＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ１とのレベル比較を行
い、電圧／パルス幅変換を行ってＰＷＭ出力信号Ｓ２を
出力端子２へ送出する。ＰＷＭ出力信号Ｓ２は、Ｓ１０
≦Ｓ１の区間高レベル（以下、“Ｈ”という）、Ｓ１０
≧Ｓ１の区間“Ｌ”となる。図４に示すように、ＰＷＭ
制御電圧入力信号Ｓ１に対するＰＷＭ出力信号Ｓ２の入
出力特性曲線は、ＣＲ発振回路１０の出力波形によって
決定されるため、抵抗１３〜１７とコンデンサ１２の値
を選択して理想的な特性曲線に近似させる必要がある
が、それにも限界がある。 【０００６】図５は、従来のディジタル方式の電圧／パ
ルス幅変換回路の一構成例を示す回路図である。この電
圧／パルス幅変換回路はアナログ／ディジタル変換器
（以下、Ａ／Ｄ変換器という）を用いたもので、ＰＷＭ
制御電圧入力信号Ｓ１を入力する入力端子４０、基準周
波数信号Ｓ０を入力する入力端子４１、及びＰＷＭ出力
信号Ｓ２を出力する出力端子４２を有している。入力端
子４０と出力端子４２との間には１０ビット程度のＡ／
Ｄ変換器４３、１０２４ワード×１０ビット程度の読出
し専用メモリ（以下、ＲＯＭという）４４、及び１０ビ
ット程度のＰＷＭ発生回路４５が縦続接続されている。
また入力端子４１にはタイミング発生回路４６の入力端
子が接続され、その回路４６の出力端子がＡ／Ｄ変換器
４３、ＲＯＭ４４及びＰＷＭ発生回路４５に接続されて
いる。 【０００７】次に動作を説明する。基準周波数信号Ｓ０
が入力端子４１に供給されると、タイミング発生回路４
６は基準周波数信号Ｓ０に基づきタイミング信号を生成
し、そのタイミング信号をＡ／Ｄ変換器４３、ＲＯＭ４
４及びＰＷＭ発生回路４５に供給してそれらの回路を動
作させる。すると、入力端子４０に供給されたＰＷＭ制
御電圧入力信号Ｓ１はＡ／Ｄ変換器４３でディジタル信
号に変換され、ＲＯＭ４４に入力される。ＲＯＭ４４は
入力されたディジタル信号に対応した所定のデータを読
み出し、ＰＷＭ発生回路４５に与える。ＰＷＭ発生回路
４５では入力されたデータに対応したＰＷＭ出力信号Ｓ
２を生成し、その信号Ｓ２を出力端子４２へ出力する。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
電圧／パルス幅変換回路では、次のような問題点
（ａ），（ｂ）があり、それを解決することが困難であ
った。 （ａ） 図２のアナログ方式の電圧／パルス幅変換回路
では、回路規模は小さいが、ＣＲ発振回路１０の発振周
波数が１２８ＨZ 程度と低いため、このＣＲ発振回路１
０を構成する抵抗１３〜１７の値が数１００ＫΩと大き
くなる。そのため、ＣＲ発振回路１０を集積回路（以
下、ＩＣという）に内蔵すると、チップサイズが増大す
るばかりか、抵抗１３〜１７の値の絶対値の製造ばらつ
きが発振出力波形に影響して結果としてＰＷＭ出力信号
Ｓ２の精度を低下させるので、ＩＣ内蔵には不向きであ
る。抵抗１３〜１７を外付けとしたＩＣ化も考えられる
が、端子数が増大する問題がある。ＩＣ化の代りに回路
構成素子をディスクリート部品（個別部品）で組みあげ
て回路を形成することも考えられるが、回路が大型化す
るため、カーラジオ（チューナ）等における表示器の裏
面の取付場所は狭く、実装面で不利となる。また、ＰＷ
Ｍ制御電圧入力信号Ｓ１に対するＰＷＭ出力信号Ｓ２の
特性は、ＣＲ発振回路１０の発振信号Ｓ１０によって決
定されるため、ＰＷＭ出力信号Ｓ２の波形設定に制約を
うけ、任意に設定できない。発振信号Ｓ１０の波形を決
定するコンデンサ１２に容量ばらつきがあると、精度が
低下する。 （ｂ） 図５のディジタル方式の電圧／パルス幅変換回
路では、特性および精度上は問題ないが、回路規模が大
きくなってチップサイズの大型化とそれによるコスト高
のために、駆動回路等の他の回路部との１チップＩＣ化
の実現が困難である。本発明は、前記従来技術が持って
いた問題点を解決し、簡単な回路構成、実装時のチップ
サイズの小型化が可能、かつ高精度な電圧／パルス幅変
換回路を提供するものである。 【０００９】 【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために、入力されたアナログ入力信号に応じたデ
ュティ比を持つパルス幅変調出力信号を出力する電圧／
パルス幅変換回路において、基準周波数信号発生手段か
ら出力される基準周波数信号を順次計数し、該順次計数
した値に応じた複数ビットのディジタル信号を出力する
計数手段と、前記ディジタル信号をアナログ信号に変換
するものであって、前記ディジタル信号のうち所望のも
のに基づいて制御信号を発生するディジタル／アナログ
変換手段と、前記ディジタル／アナログ変換手段によっ
て出力される前記アナログ信号と前記入力されたアナロ
グ信号とを比較し、該アナログ入力信号に応じたデュテ
ィ比を持つパルス幅変調出力信号を出力する比較手段
と、前記基準周波数信号発生手段から出力される基準周
波数信号に応答して、前記パルス幅変調出力信号を格納
し、該格納したパルス幅変調出力信号に応じた出力信号
を出力するものであって、前記制御信号により、格納す
べき前記パルス幅変調出力信号の論理レベルを所定のレ
ベルとして格納可能な出力手段とを、備えている。 【００１０】 【作用】本発明によれば、以上のように電圧／パルス幅
変換回路を構成したので、基準周波数信号発生手段から
出力される基準周波数信号が計数手段で順次計数され、
その計数値に応じた複数ビットのディジタル信号が該計
数手段から出力される。計数手段から出力されたディジ
タル信号は、Ｄ／Ａ変換手段でアナログ信号に変換され
る。このアナログ信号と、入力されたアナログ入力信号
とが、比較手段で比較され、該アナログ入力信号に応じ
たデュティ比を有するＰＷＭ出力信号が該比較手段から
出力されて出力手段へ送られる。出力手段では、基準周
波数信号発生手段から出力される基準周波数信号に応答
して、ＰＷＭ出力信号を格納し、この格納したＰＷＭ出
力信号を出力する。 【００１１】 【実施例】図６は、本発明の第１の実施例を示す電圧／
パルス幅変換回路の回路図である。この電圧／パルス幅
変換回路は、従来の図２のアナログ方式の電圧／パルス
幅変換回路のＣＲ発振回路１０を、複数ビットのカウン
トと複数ビットのＤ／Ａ変換器とで構成したものであ
る。すなわち、この電圧／パルス幅変換回路は、アナロ
グ入力信号であるＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ５０を入力
する入力端子５０、基準周波数信号Ｓ５１を入力する入
力端子５１、及び周波数が例えば１２８ＨZ のＰＷＭ出
力信号Ｓ５２を出力する出力端子５２を有している。入
力端子５０は、比較手段である電圧比較器５３の（＋）
側入力端子に接続され、その電圧比較器５３の出力端子
が出力端子５２に接続されている。また、入力端子５１
には、計数手段である例えば８ビットのバイナリカウン
タからなるカウンタ５４の入力端子が接続され、そのカ
ウンタ５４の出力端子が、Ｄ／Ａ変換手段である例えば
６ビットのＤ／Ａ変換器５５の入力端子５５ａに接続さ
れている。Ｄ／Ａ変換器５５は入力端子５５ａに供給さ
れるカウンタ出力をアナログ信号に変換し、そのアナロ
グ信号Ｓ５５を出力端子５５ｂから出力する回路であ
り、その出力端子５５ｂが電圧比較器５３の（−）側入
力端子に接続されている。 【００１２】入力端子５０にはそれにＰＷＭ制御電圧入
力信号Ｓ５０を供給するための入力回路が接続されてい
る。この入力回路は自動車内における運転席の計器類の
夜間照明用スイッチ６０を有し、そのスイッチ６０の一
方が、アナログ入力信号である（＋）側バッテリ電圧Ｖ
６０（通常１３．８Ｖ程度）に接続され、そのスイッチ
６０の他方が可変抵抗６１を介して大地に接続されてい
る。可変抵抗６１の出力端子は分圧抵抗６２，６３を介
して大地に接続され、その分圧抵抗６２と６３の接続点
が入力端子５０に接続されている。入力端子５１には、
それに周波数が例えば３２．７６８ＫＨZ の基準周波数
信号Ｓ５１を供給するための基準周波数信号発生手段で
ある発振回路６４が接続されている。また、夜間照明用
スイッチ６０の他方には検出回路６５の入力端子が接続
され、その検出回路６５の出力端子と出力端子５２と
が、出力手段である２入力の論理和ゲート（以下、ＯＲ
ゲートという）６６の入力端子に接続され、そのＯＲゲ
ート６６の出力端子からＰＷＭ出力信号Ｓ６６が出力さ
れる。ここで、検出回路65はスイッチ６０のオフ状態を
検出して“Ｈ”の信号を出力する回路である。 【００１３】図７は、図６の６ビットＤ／Ａ変換器５５
の構成例を示す回路図である。このＤ／Ａ変換器５５
は、抵抗分圧形のＤ／Ａ変換器であり、デコーダ７０、
アナログスイッチ７１−１〜７１−６４、及び分圧抵抗
７２−１〜７２−６４を有している。デコーダ７０は８
ビット入力２0 〜２7 の入力端子５５ａ、及び出力端子
ＯＵＴ０〜１，ＯＵＴ２〜ＯＵＴ６３，ＯＵＴ６４〜２
５５を有し、入力信号を解読してその解読結果を出力す
る回路である。デコーダ７０の各出力端子ＯＵＴ０〜
１，ＯＵＴ２〜ＯＵＴ６３，ＯＵＴ６４〜２５５は、ア
ナログスイッチ７１−１〜７１−６４の制御入力端子に
それぞれ接続され、その各アナログスイッチ７１−１〜
７１−６４の一方が出力端子５５ｂに共通接続され、そ
の各アナログスイッチ７１−１〜７１−６４の他方が分
圧抵抗７２−１〜７２−６４の接続点にそれぞれ接続さ
れている。アナログスイッチ７１−１の他方及び分圧抵
抗７２−１は大地に、アナログスイッチ７１−６４の他
方及び分圧抵抗７２−６４は基準電圧Ｖ0 にそれぞれ接
続されている。なお、デコーダ７０の出力端子ＯＵＴ０
〜１からは信号Ｓ７０−１が、その出力端子ＯＵＴ６４
〜２５５からは信号Ｓ７０−２がそれぞれ出力される。 【００１４】図８は図６及び図７の信号波形図、図９は
図６の入出力特性図であり、これらの図８及び図９を参
照しつつ図６及び図７の動作を説明する。先ず、自動車
のイグニッションキーをオン状態とし、次いで電子表示
装置の電源をオン状態にすると、図６の回路に電源が供
給され、発振回路６４が発振を行って周波数３２．７６
８ＫＨZ の基準周波数信号Ｓ５１を出力し、それを入力
端子５１を通して８ビットカウンタ５４へ供給する。８
ビットカウンタ５４はカウント値０〜２５５までのカウ
ント動作を連続的に行い、その出力を６ビットＤ／Ａ変
換器５５の入力端子５５ａへ与える。Ｄ／Ａ変換器５５
では図７のデコーダ７０によってカウント値に対応した
出力端子ＯＵＴ０〜１，ＯＵＴ２〜ＯＵＴ６３，ＯＵＴ
６４〜２５５を順次選択し、その選択した出力端子ＯＵ
Ｔ０〜１，ＯＵＴ２〜ＯＵＴ６３，ＯＵＴ６４〜２５５
を通してアナログスイッチ７１−１〜７１−６４を順次
オン状態にし、分圧抵抗７２−１〜７２−６４で設定さ
れた電圧の信号Ｓ５５を出力端子５５ｂに出力する。す
なわち、６ビットＤ／Ａ変換器５５において、デコーダ
７０の入力端子５５ａに入力される８ビットカウンタ５
４のカウント値が０〜１の区間、デコーダ７０の出力端
子ＯＵＴ０〜１を通してアナログスイッチ７１−１がオ
ン状態となり、他のアナログスイッチ７１−２〜７１−
６４がオフ状態であるので、０Ｖの信号Ｓ５５が出力端
子５５ｂに出力される。カウント値が２の区間、デコー
ダ７０の出力端子ＯＵＴ２を通してアナログスイッチ７
１−２がオン状態となり、他のアナログスイッチ７１−
１，７１−３〜７１−６４がオフ状態であるので、アナ
ログスイッチ７１−２がオン状態となり、分圧抵抗７２
−１と７２−２の接続点の電圧が信号Ｓ５５として出力
される。同様な動作がアナログスイッチ７１−６４まで
行われる。８ビットカウンタ５４は連続カウント動作を
行っているので、Ｄ／Ａ変換器５５もアナログスイッチ
７１−１〜７１−６４の選択動作を連続的に行い、図８
のような波形の信号Ｓ５５を出力し、電圧比較器５３の
（−）側入力端子に供給する。なお、図８の信号Ｓ５５
はカウント値２〜６３の区間、リニアに表現されている
が、実際は階段波である。 【００１５】次に、自動車の夜間走行において夜間照明
用スイッチ６０がオン状態となると、約１３．８Ｖのバ
ッテリ電圧Ｖ６０が可変抵抗６１に供給され、その可変
抵抗６１の抵抗値に対応して０〜１３．８Ｖの電圧が出
力され、分圧抵抗６２，６３に印加される。この分圧抵
抗６２，６３の抵抗値は、電圧比較器５３の動作入力電
圧範囲とＤ／Ａ変換器５５の出力信号Ｓ５５の出力電圧
範囲とから決定されている。分圧抵抗６２と６３の接続
点の電圧はＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ５０の形で入力端
子５０を通して電圧比較器５３の（＋）側入力端子に供
給される。ＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ５０は、可変抵抗
６１の調節により、図６の信号Ｓ５０−１，Ｓ５０−２
のようにそのレベルが変化する。電圧比較器５３はＤ／
Ａ変換器５５の出力信号Ｓ５５とＰＷＭ制御電圧入力信
号Ｓ５０（Ｓ５０−１，Ｓ５０−２）との大小比較を行
い、それに応じたＰＷＭ出力信号Ｓ５２を生成して出力
端子５２へ出力する。ＰＷＭ出力信号Ｓ５２はＳ５０≧
Ｓ５５の区間“Ｈ”となり、Ｓ５０≦Ｓ５５の区間
“Ｌ”となる。そして図８から明らかなように、可変抵
抗６１を調節することにより、ＰＷＭ制御電圧入力信号
Ｓ５０−１，Ｓ５０−２に応じたデュティ比を有するＰ
ＷＭ出力信号Ｓ５２を得ることができる。 【００１６】本実施例の入出力特性例が図９に示されて
いるが、この図から明らかなように、夜間のＰＷＭ制御
範囲はＰＷＭ出力信号Ｓ５２のデュティ比で１〜２５％
までとなっており、しかもＰＷＭ出力信号Ｓ５２の曲線
が１％から２５％まで直線でなく、１％付近において細
かなＰＷＭ制御が実施でき、２５％付近において大まか
な制御をする特性になっているが、これは自動車運転者
の意向によるものである。このようなＰＷＭ特性はＤ／
Ａ変換器５５の出力信号Ｓ５５の波形によって決定され
るが、図７から明らかなように、Ｄ／Ａ変換器５５の出
力信号Ｓ５５は分圧抵抗７２−１〜７２−６４の抵抗比
で決定されるため、任意の出力信号Ｓ５５の波形が得ら
れる。特にデュティ比１％付近を細かく、２５％付近を
荒く制御するためには、分圧抵抗７２−１と７２−６４
を除いて分圧抵抗７２−２を最も大きい抵抗値とし、分
圧抵抗７２−２から７２−６３に向って順次抵抗値を小
さく設定しておけば、実現可能である。 【００１７】図７のようなＤ／Ａ変換器５５を用いれ
ば、簡易な回路構成で、その出力信号Ｓ５５の波形を任
意に設定できるばかりか、次のような利点もある。出力
信号Ｓ５５の精度について考察すると、基準電圧Ｖ0 の
精度と安定度を高くしておけば、分圧抵抗７２−１〜７
２−６４の抵抗比で出力信号Ｓ５５の精度が決定される
ので、ＩＣに内蔵しても、そのＩＣの製造ばらつきを考
慮して抵抗比が２％以下を保証できれば、実用上何ら問
題とならない。Ｄ／Ａ変換器５５の出力信号Ｓ５５に要
求される特性は、ある設定曲線の範囲内を保証し、かつ
直線性（リニアリティ）があれば良く、各分圧抵抗７２
−１〜７２−６４の接続点での絶対値の精度をあまり必
要としない。なお、昼間の自動車の走行時において、自
動車内は明るいために電子表示装置の輝度が不足ぎみで
ある。そのため電子表示装置の表示器は、デュティ比１
００％で駆動することが望ましい。この状態も図９にお
ける昼間区間のＰＷＭ特性として示されている。夜間か
昼間かの設定は、夜間照明用スイッチ６０がオンか、オ
フかによって行い、スイッチ６０の出力側にバッテリ電
圧Ｖ６０が供給されているときが夜間、そのスイッチ６
０の出力側が０Ｖのときに昼間と検出すればよい。その
ため、図６に示すように検出回路６５及びＯＲゲート６
６を設け、スイッチ６０の出力側が０Ｖのときに検出回
路６５から“Ｈ”の信号を出力し、その信号をＯＲゲー
ト６６を通してＰＷＭ出力信号Ｓ６６の形で出力するよ
うにすれば、昼間においてＰＷＭ１００％出力を容易に
得ることができる。これにより、ＰＷＭ出力信号Ｓ６６
の持つデュティ比の制御がより容易になる。 【００１８】図１は、本発明の第２の実施例を示す電圧
／パルス幅変換回路の回路図であり、図６中の要素と共
通の要素には共通の符号が付されている。この実施例の
電圧／パルス幅変換回路が図６の実施例と異なる点は、
出力端子５２とＯＲゲート６６の入力端子との間に新た
に出力手段である付加回路８０を追加すると共に、発振
回路６４に発振ストップ機能を有するストップ端子ＳＴ
ＯＰを設け、８ビットカウンタ５４にリセット機能を有
するリセット端子Ｒを設け、これらのリセット手段を用
いて検出回路６５の出力信号により発振ストップとリセ
ット動作を制御するようにした点である。ここで、付加
回路８０はＤ型フリップフロップ（以下、Ｄ−ＦＦとい
う）８１と２入力ＯＲゲート８２とで構成されている。
ＯＲゲート８２は、ＰＷＭ制御電圧入力信号Ｓ５０が０
Ｖ付近にあるときにも図９のＰＷＭ特性の１％デュティ
比を確実に保証するための回路であり、その一方の入力
端子は出力端子５２に、他方の入力端子はＤ／Ａ変換器
５５中のデコーダ７０の出力端子ＯＵＴ０〜１にそれぞ
れ接続されている。Ｄ−ＦＦ８１は、Ｄ／Ａ変換器５５
中のアナログスイッチ７１−１〜７１−６４のオン，オ
フ切り換え時にその出力信号Ｓ５５に過渡的なスパイク
やオーバシュート（グリッチ）が発生し、ＰＷＭ出力信
号Ｓ５２に悪影響を及ぼすおそれがあるので、そのグリ
ッチによる悪影響を防止するための回路であり、そのデ
ータ入力端子ＤがＯＲゲート８２の出力端子に、そのク
ロック端子が発振回路６４の出力端子に、その出力端子
ＱがＯＲゲート６６の入力端子にそれぞれ接続されてい
る。 【００１９】以上の構成において、検出回路６５の出力
信号が“Ｈ”になると、発振回路６４が発振動作を停止
すると共に、８ビットカウンタ５４がリセットされる。
また、Ｄ／Ａ変換器５５中のデコーダ７０の出力端子Ｏ
ＵＴ０〜１が選択され、その出力端子ＯＵＴ０〜１から
信号Ｓ７０−１が図８のように出力されると、その信号
Ｓ７０−１がＯＲゲート８２を通してＤ−ＦＦ８１のデ
ータ入力端子Ｄに入力される。これにより、図９におけ
るＰＷＭ特性の１％デュティ比が保証され、かつグリッ
チによる悪影響も防止されて電圧比較器５３の出力が安
定に保たれる。さらに、この第２の実施例では、発振回
路６４からの出力に応じて、カウンタ５４による計数値
に応じたディジタル信号に基づくアナログ信号Ｓ５５
と、入力信号Ｓ５０との比較結果であるＰＷＭ出力信号
Ｓ５２を電圧比較器５３から出力すると共に、付加回路
８０にて、このＰＷＭ出力信号Ｓ５２を格納して、出力
することができる。つまり、特別な構成を準備すること
なしに、グリッチによる悪影響をうけることのないタイ
ミングで、電圧比較器５３から出力されるＰＷＭ出力信
号Ｓ５２を格納し、この格納したＰＷＭ出力信号Ｓ５２
をＳ６６の形で出力することができる。なお、本発明は
図示の実施例に限定されず、種々の変形が可能である。
その変形例としては、例えば次のようなものがある。 （ｉ） カウンタ５４は８ビットのバイナリカウンタで
構成したが、そのビット数を他の数にしたり、あるいは
バイナリカウンタ以外のカウンタで構成してもよい。こ
の際、使用するカウンタのカウンタコードに合せてＤ／
Ａ変換器５５のデコーダ７０を対応させればよい。 （ii） Ｄ／Ａ変換器５５として６ビットの抵抗分圧形
Ｄ／Ａ変換器を例にとり説明したが、他のビット数ある
いは形式のＤ／Ａ変換器で構成してもよい。 (iii） その他、入力端子５０に接続される入力回路を
他の回路構成にする等、種々の変形が可能である。ま
た、本発明を電子表示装置以外の装置に適用することも
可能である。 【００２０】 【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、計数手段、Ｄ／Ａ変換手段、比較手段、及び出力
手段を備えているので、回路規模もあまり大きくなら
ず、端子数も少なく、かつ外付け部品点数も少なくで
き、それによって表示器の駆動回路部との１チップＩＣ
化が容易となり、低コストと小型化が実現できる。その
ため、自動車の電子表示装置等の取付けスペースに制限
を受ける場所にも、容易に実装できる。さらに、アナロ
グ入力信号に対するＰＷＭ出力信号の特性は、設計時に
任意に設定でき、それによって高精度の輝度制御等が行
える。ＰＷＭ出力信号の精度についても、基本的にはＤ
／Ａ変換手段の精度と比較手段の精度とによって決定さ
れるが、比較手段の精度は入力オフセット電圧が５ｍＶ
程度以下なら問題とならない。残るはＤ／Ａ変換手段の
精度であるが、例えば抵抗分圧形Ｄ／Ａ変換器を用いた
場合、その精度は複数の分圧抵抗の抵抗比で決定される
ため、初期及び温度に対する変換精度も従来のアナログ
方式に比べて大幅に改善できる。このように、本発明で
は、所定のデュティ比のＰＷＭ出力信号を、簡易な回路
構成で高精度に得られる。しかも、基準周波数信号発生
手段の出力に応答して、ＰＷＭ出力信号を格納し、該格
納したＰＷＭ出力信号を出力する出力手段を設けてい
る。ここで、基準周波数信号発生手段の出力は、計数手
段にてディジタル信号を出力するために、順次計数され
ることにも用いられる。そのため、基準周波数信号発生
手段からの出力に応じて、計数手段による計数値に応じ
たディジタル信号に基づくアナログ信号と、アナログ入
力信号との比較結果であるＰＷＭ出力信号を比較手段か
ら出力すると共に、出力手段にて、このＰＷＭ出力信号
を格納して、出力することができる。つまり、特別な構
成を準備することなしに、グリッチによる悪影響を受け
ることのないタイミングで、比較手段から出力されるＰ
ＷＭ出力信号を格納し、この格納したＰＷＭ出力信号を
出力することができる。よって、Ｄ／Ａ変換手段の出力
であるアナログ信号の変化時に生ずるグリッチに対する
悪影響を防止することができ、出力手段の出力を安定に
保つことができる。本発明は汎用性があるため、カーオ
ーディオ装置（例えば、チューナ、カセットデッキ、コ
ンパクトディスク、カークロック、その他の情報表示装
置）や、その他の電子表示装置の輝度制御回路等に、広
く応用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第２の実施例を示す電圧／パルス幅変
換回路の回路図である。 【図２】従来におけるアナログ方式の電圧／パルス幅変
換回路の回路図である。 【図３】図２の信号波形図である。 【図４】図２の入出力特性図である。 【図５】従来におけるディジタル方式の電圧／パルス幅
変換回路の回路図である。 【図６】本発明の第１の実施例を示す電圧／パルス幅変
換回路の回路図である。 【図７】図６のＤ／Ａ変換器の回路図である。 【図８】図６及び図７の信号波形図である。 【図９】図６の入出力特性図である。 【符号の説明】 ５０，５１ 入力端子 ５２ 出力端子 ５３ 電圧比較器 ５４ カウンタ ５５ Ｄ／Ａ変換器８０ 付加回路 Ｓ５０ ＰＷＭ制御電圧入力信号 Ｓ５１ 基準周波数信号 Ｓ５２ ＰＷＭ出力信号
換回路の回路図である。 【図２】従来におけるアナログ方式の電圧／パルス幅変
換回路の回路図である。 【図３】図２の信号波形図である。 【図４】図２の入出力特性図である。 【図５】従来におけるディジタル方式の電圧／パルス幅
変換回路の回路図である。 【図６】本発明の第１の実施例を示す電圧／パルス幅変
換回路の回路図である。 【図７】図６のＤ／Ａ変換器の回路図である。 【図８】図６及び図７の信号波形図である。 【図９】図６の入出力特性図である。 【符号の説明】 ５０，５１ 入力端子 ５２ 出力端子 ５３ 電圧比較器 ５４ カウンタ ５５ Ｄ／Ａ変換器８０ 付加回路 Ｓ５０ ＰＷＭ制御電圧入力信号 Ｓ５１ 基準周波数信号 Ｓ５２ ＰＷＭ出力信号
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．入力されたアナログ入力信号に応じたデュティ比を
持つパルス幅変調出力信号を出力する電圧／パルス幅変
換回路において、 基準周波数信号発生手段から出力される基準周波数信号
を順次計数し、該順次計数した値に応じた複数ビットの
ディジタル信号を出力する計数手段と、 前記ディジタル信号をアナログ信号に変換するものであ
って、前記ディジタル信号のうち所望のものに基づいて
制御信号を発生するディジタル／アナログ変換手段と、 前記ディジタル／アナログ変換手段によって出力される
前記アナログ信号と前記入力されたアナログ信号とを比
較し、該アナログ入力信号に応じたデュティ比を持つパ
ルス幅変調出力信号を出力する比較手段と、 前記基準周波数信号発生手段から出力される基準周波数
信号に応答して、前記パルス幅変調出力信号を格納し、
該格納したパルス幅変調出力信号に応じた出力信号を出
力するものであって、前記制御信号により、格納すべき
前記パルス幅変調出力信号の論理レベルを所定のレベル
として格納可能な出力手段とを、 備えたことを特徴とする電圧／パルス幅変換回路。 ２．前記出力手段は、前記比較手段からの出力と、前記
計数手段による計数値が少ない時に論理レベルが所定の
レベルとなる前記制御信号とのどちらか一方を出力する
ゲート回路と、前記基準周波数信号発生手段から出力さ
れる基準周波数信号の電位レベルの遷移に応答して、前
記ゲート回路の出力を格納して出力するフリップフロッ
プから構成されることを特徴とする請求項１記載の電圧
／パルス幅変換回路。 ３．前記アナログ入力信号の入力状態に応じて、前記計
数手段はリセット可能であることを特徴とする請求項１
記載の電圧／パルス幅変換回路。 ４．前記出力手段は、前記アナログ入力信号の入力状態
に応じて、該アナログ入力信号の入力が停止している時
に、前記出力手段の出力信号の論理レベルを所定のレベ
ルに固定するためのレベル固定手段を有することを特徴
とする請求項１記載の電圧／パルス幅変換回路。 ５．前記計数手段のリセットとともに、前記基準周波数
信号発生手段は動作が停止することを特徴とする請求項
３記載の電圧／パルス幅変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6286871A JP3026412B2 (ja) | 1994-11-21 | 1994-11-21 | 電圧／パルス幅変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6286871A JP3026412B2 (ja) | 1994-11-21 | 1994-11-21 | 電圧／パルス幅変換回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62053386A Division JP2698580B2 (ja) | 1987-03-09 | 1987-03-09 | 電圧／パルス幅変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07183779A JPH07183779A (ja) | 1995-07-21 |
| JP3026412B2 true JP3026412B2 (ja) | 2000-03-27 |
Family
ID=17710085
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6286871A Expired - Fee Related JP3026412B2 (ja) | 1994-11-21 | 1994-11-21 | 電圧／パルス幅変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3026412B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102435149B (zh) * | 2011-09-15 | 2013-06-12 | 中国第一重型机械股份公司 | 深孔形位公差测量装置 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4199149B2 (ja) * | 2004-03-25 | 2008-12-17 | 矢崎総業株式会社 | 液面レベル測定システム |
| JP5289684B2 (ja) * | 2006-03-24 | 2013-09-11 | ローム株式会社 | 発光制御装置、表示装置、駆動制御装置、制御装置 |
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Family Cites Families (2)
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|---|---|---|---|---|
| JPS5821852A (ja) * | 1981-08-03 | 1983-02-08 | Semiconductor Energy Lab Co Ltd | 半導体装置 |
| JPS58188662A (ja) * | 1982-04-30 | 1983-11-04 | Canon Inc | カラー画像形成方法 |
-
1994
- 1994-11-21 JP JP6286871A patent/JP3026412B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102435149B (zh) * | 2011-09-15 | 2013-06-12 | 中国第一重型机械股份公司 | 深孔形位公差测量装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07183779A (ja) | 1995-07-21 |
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