JP2820910B2 - 半導体集積回路の内部電圧昇圧回路 - Google Patents
半導体集積回路の内部電圧昇圧回路Info
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Description
するもので、特に、所定レベルに昇圧した昇圧電圧を内
部用に発生するための昇圧回路に関するものである。
積化により消費電力が増加する傾向にある。従って、低
消費電力化及び信頼性向上を図るために内部電圧源の使
用が一般的になっている。
導体集積回路においては、情報の伝達は有効な電位の移
動といえる。CMOS構成のDRAMでは、MOSトラ
ンジスタのチャネル領域を通じて情報が伝送される過程
で、MOSトランジスタのしきい値電圧による電圧降下
が発生し、これが情報の正確な伝達に対するマイナス要
因として働き、正確なデータの読出あるいは書込に悪影
響を及ぼす要因となり得る。このため、DRAMのよう
にゲートトランジスタ&キャパシタで構成されたメモリ
セルに対し正確なデータアクセスを行うには、MOSト
ランジスタのしきい値電圧を考慮したレベルの電圧を供
給する必要がある。従って、ゲートトランジスタのゲー
ト端子に接続したワード線には、通常の内部電圧より
1.5V程度高いレベルの昇圧電圧を供給するようにし
ている。
る内部電圧昇圧回路の一般的構成を示す。この内部電圧
昇圧回路は、内部電圧IVCレベルの出力をもつ発振器
8と、発振器8の出力により昇圧動作する昇圧素子とし
て、発振器8の出力を各一方の電極に受ける昇圧キャパ
シタ(pumping capacitor) 2,4と、昇圧キャパシタ
2,4の各他方の電極にそれぞれ接続された昇圧ノード
A,Bと、ドレイン端子が昇圧ノードAに、ゲート端子
が昇圧ノードBに接続され、そしてソース端子から昇圧
電圧VPPを出力する出力トランジスタ6と、から構成
されている。尚、図示は省略しているが、昇圧ノード
A,Bを一定電圧にプリチャージするプリチャージ回路
が更に設けられる。
harge pump) 回路といわれる。即ち、パワーアップ(電
源ON)の後、或いはアクティブサイクルに入った後、
電圧供給先の回路動作等により昇圧電圧VPPが正常レ
ベルより低下すると、発振器8が動作し、この発振器8
の出力電圧IVCによる昇圧キャパシタ2,4のポンピ
ングで昇圧が行われる。これにより、昇圧ノードAに充
電される電圧が出力トランジスタ6を通じて昇圧電圧V
PPとして出力される。
て、低消費電力の目的から低レベルの内部電圧が使用さ
れる場合に、上記内部電圧昇圧回路を用いても所望のレ
ベルまで十分に昇圧された昇圧電圧VPPを得られない
ことがある、という点があげられる。その理由は、昇圧
ノードA,Bを一定電圧にプリチャージしてから昇圧を
行う際にポンピング電圧が低いため昇圧ノードA,Bを
十分に昇圧することができないのに加え、出力トランジ
スタ6のしきい値電圧の影響があるためである。これに
ついて更に詳述する。
た昇圧ノードA,Bを、発振器8による電圧IVCレベ
ルの出力で昇圧する場合、昇圧ノードA,Bは2IVD
の電圧レベル程度に昇圧される。そして、出力トランジ
スタ6のしきい値電圧Vthによる降下があるので、昇
圧電圧VPPは2IVC−Vthのレベルで出力され得
る。しかし実際には、昇圧電圧VPPのレベル上昇によ
り出力トランジスタ6にボディエフェクト(body effec
t) が発生するため、しきい値電圧Vth以上の電圧降
下を起こすことになる。このため、内部電圧IVCのレ
ベルが低くなるにつれ、昇圧電圧VPPのレベルを、一
般的な昇圧レベルであるIVC+1.5Vに設定するの
が難しくなってきている。また、このレベルに昇圧電圧
VPPが設定されたとしても、駆動能力が低くなるの
で、回路の安定動作に影響する。
電圧VCCにプリチャージし、発振器8の内部電圧IV
Cレベルの出力によって昇圧する場合にも、所望のレベ
ルの昇圧電圧VPPを得難いのは同様であり、またこの
場合特に、低電源電圧で動作するときに出力トランジス
タ6の駆動能力が低下する。例えば、電源電圧VCC=
2.8Vで動作し、内部電圧IVCが2Vである場合、
ポンピング効率が100%とすれば昇圧ノードA,Bは
共に4.8Vに昇圧される。このとき昇圧電圧VPPは
上述したように3.5V以上でなければならないので、
出力トランジスタ6は、ゲート−ソース間電圧Vgs=
1.3V以下の導通状態となる。即ち、最初に昇圧した
昇圧ノードBの電圧では昇圧電圧VPPに対し電荷を伝
送する駆動能力が不足し、安定した昇圧電圧VPPを得
難いということになる。
OS工程によって形成されるので、当然ながら出力トラ
ンジスタ6もCMOS工程によるNMOSトランジスタ
である。この点からみても、図5の回路は昇圧効率に改
善点をもっている。即ち、MOSトランジスタは、デバ
イス特性上、ソース端子とドレイン端子にかかる電圧が
上昇するほどボディーエフェクトが大きくなることはよ
く知られている。そして、超高集積化で各素子のサイズ
が縮小されるのに伴って各素子の間隔が更に密になるた
め、ボディーエフェクトがいっそう大きくなることは明
白である。従って、出力トランジスタ6のデバイス特性
上、昇圧効率が低下する。また、所望のレベルの昇圧電
圧VPPが得られたとしても、出力トランジスタ6の駆
動能力は低い。
十分なレベルの安定した昇圧電圧を得られるような内部
電圧昇圧回路の提供を目的とする。
本発明は、発振器の出力を受ける昇圧素子により第1及
び第2の昇圧ノードを昇圧し、該第1の昇圧ノードで出
力トランジスタのゲート端子を制御すると共に第2の昇
圧ノードから該出力トランジスタを介して昇圧電圧を出
力するようになっている内部電圧昇圧回路において、発
振器の出力を電圧増幅する増幅手段を設け、該増幅手段
の出力を昇圧素子に印加して第1の昇圧ノードを昇圧す
る、或いは、該増幅手段の出力を昇圧素子に印加して第
2の昇圧ノードを昇圧する、或いはまた、該増幅手段の
出力を昇圧素子に印加して第1及び第2の昇圧ノードを
昇圧することを特徴とする。
部電圧レベルの出力を受けて電源電圧レベルに変換出力
する電圧変換器とすればよい。これによれば、昇圧ノー
ドには電源電圧のほぼ倍の電圧を設定することが可能に
なる。このような電圧変換器の一態様としては、電源電
圧と入力ノードとの間に設けられ、ゲート端子が出力ノ
ードに接続されたPMOSトランジスタと、前記入力ノ
ードと接地電圧との間に設けられ、ゲート端子に発振器
の出力を受けるNMOSトランジスタと、電源電圧と前
記出力ノードとの間に設けられ、ゲート端子が前記入力
ノードに接続されたPMOSトランジスタと、前記出力
ノードと接地電圧との間に設けられ、ゲート端子に反転
させた発振器の出力を受けるNMOSトランジスタと、
から構成し、前記出力ノードの出力を昇圧素子へ印加す
るようにした電圧変換器が適している。
圧回路の第1の実施形態を示す。この内部電圧昇圧回路
は、一定の発振周期をもち内部電圧IVCレベルの出力
信号を発生する発振器8と、この発振器8の出力に応じ
て昇圧動作する昇圧素子として設けた昇圧キャパシタ
2,4と、発振器8の内部電圧IVCレベルの出力を電
源電圧VCCのレベルに変換して昇圧キャパシタ4へ印
加する電圧変換器30と、を備えている。昇圧キャパシ
タ2,4は、発振器8の発振出力に応答したポンピング
で昇圧ノードA,Bの昇圧を行い、そして昇圧ノードA
が出力トランジスタ6のドレイン端子に、昇圧ノードB
が出力トランジスタ6のゲート端子につながれている。
最終的に、出力トランジスタ6のソース端子から昇圧電
圧VPPが出力される。
ノードN1との間に接続したPMOSトランジスタ10
と、ゲート端子に発振器8の出力信号を印加し、入力ノ
ードN1と接地電圧VSSとの間に接続したNMOSト
ランジスタ14と、電源電圧VCCと出力ノードN2と
の間に接続したPMOSトランジスタ12と、ゲート端
子に発振器8の出力信号をインバータ16で反転させて
印加し、出力ノードN2と接地電圧VSSとの間に接続
したNMOSトランジスタ18と、から構成される。P
MOSトランジスタ10のゲート端子は出力ノードN2
に接続され、PMOSトランジスタ12のゲート端子は
入力ノードN1に接続されている。そして、出力ノード
N2が昇圧キャパシタ4へつながれている。図示のよう
に、ゲート端子が交差接続されたPMOSトランジスタ
10,12とNMOSトランジスタ14,18とでいわ
ゆるカスコード増幅器が構成されている。
て、発振器8の出力がNMOSトランジスタ14を導通
させ得るレベルで入力されると、入力ノードN1の放電
が行われてその電圧が論理“ロウ”のレベルとなり、該
入力ノードN1にゲート端子を接続したPMOSトラン
ジスタ12が導通する。これにより、出力ノードN2は
電源電圧VCCのレベルに充電される。従って、昇圧ノ
ードBすなわち出力トランジスタ6のゲート電圧は2V
CCの電圧レベルに昇圧される。つまり、昇圧ノードB
は従来に比べ格段に高いレベルへ昇圧されるので、出力
トランジスタ6のしきい値電圧Vthによる電圧降下の
影響を抑制することができ、多量の電荷を昇圧電圧VP
Pに対し供給することができる。
動作においても、出力トランジスタ6のゲート電圧は
5.6Vに設定されることになるので、出力トランジス
タ6のゲート−ソース間電圧Vgsは2.3V程度(昇
圧電圧VPP=3.5Vの場合)を得られ、出力トラン
ジスタ6の駆動能力が向上する。
形態を示す。この内部電圧昇圧回路は、昇圧キャパシタ
2の側へ電圧変換器30を設け、昇圧ノードAを2VC
Cの電圧レベルへ昇圧するようにしている。即ち、出力
トランジスタ6のドレイン電圧を高レベルにすることに
より、図1の回路同様に安定した所望のレベルの昇圧電
圧VPPを得られるようにした例である。
組み合わせた第3の実施形態である。即ち、昇圧キャパ
シタ2,4の両方に対し電圧変換器30を設け、出力ト
ランジスタ6のゲート電圧及びドレイン電圧の両方を高
めた例である。この例によっても所望のレベルで、しか
もより安定した昇圧電圧VPPを得られる。
比較したシミュレーション結果を示す。これは、発振器
8の発振周期を100ns、内部電圧IVC=2V、電
源電圧VCC=2.8Vとし、昇圧電圧VPPを3.7
5Vに設定した場合のもので、VCCレベルに昇圧ノー
ドA,Bをプリチャージし、発振器8の出力によってポ
ンピングを行ったときに、出力トランジスタ6から昇圧
電圧VPPに対し流れる電流量をシミュレーションした
結果である(縦軸:電流,横軸:時間)。同図から分か
るように、従来回路に比べ、本発明による回路の出力ト
ランジスタ6の駆動能力は格段に向上している。
り、この他にも例えば、カスコード増幅器形の電圧変換
器を利用せずとも、出力トランジスタ6のゲート端子及
び/又はドレイン端子の電圧を制御するために他の回路
を使用できることは、当該分野で通常の知識を有する者
なら容易に理解できるところである。
出力トランジスタにおけるボディエフェクトの影響を排
除でき、また、駆動能力を大きく向上させられるので、
安定した所望のレベルの昇圧電圧を得られるようにな
り、半導体集積回路の動作安定性、信頼性向上に大きく
寄与できる。
態を示す回路図。
態を示す回路図。
態を示す回路図。
たグラフ。
図。
Claims (3)
- 【請求項1】 発振器の出力を受ける昇圧素子により第
1及び第2の昇圧ノードを昇圧し、該第1の昇圧ノード
で出力トランジスタのゲート端子を制御すると共に第2
の昇圧ノードから該出力トランジスタを介して昇圧電圧
を出力するようになっている内部電圧昇圧回路におい
て、 発振器の出力を電圧増幅する増幅手段を設け、該増幅手
段の出力を昇圧素子に印加して第2の昇圧ノードを昇圧
するようにしたことを特徴とする内部電圧昇圧回路。 - 【請求項2】 増幅手段は、発振器の内部電圧レベルの
出力を受けて電源電圧レベルに変換出力する電圧変換器
である請求項1記載の内部電圧昇圧回路。 - 【請求項3】 電圧変換器は、電源電圧と入力ノードと
の間に設けられ、ゲート端子が出力ノードに接続された
PMOSトランジスタと、前記入力ノードと接地電圧と
の間に設けられ、ゲート端子に発振器の出力を受けるN
MOSトランジスタと、電源電圧と前記出力ノードとの
間に設けられ、ゲート端子が前記入力ノードに接続され
たPMOSトランジスタと、前記出力ノードと接地電圧
との間に設けられ、ゲート端子に反転させた発振器の出
力を受けるNMOSトランジスタと、から構成され、前
記出力ノードの出力を昇圧素子へ印加するようになって
いる請求項2記載の内部電圧昇圧回路。
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