JP2752724B2 - 直流モータの速度制御回路 - Google Patents
直流モータの速度制御回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、テープレコーダやラジカセなどに使用され
る小型直流モータの回転速度制御回路の改良に関する。
る小型直流モータの回転速度制御回路の改良に関する。
近年、テープレコーダやラジカセなどの小型化にとも
ない、直流モータの回転速度制御回路も小型で高安定、
且つ低電圧で作動し高効率であるものが要求されてい
る。このような要請に応えるため、実公昭63−41839号
公報には５端子構成の直流モータの回転数制御回路が開
示されている。
ない、直流モータの回転速度制御回路も小型で高安定、
且つ低電圧で作動し高効率であるものが要求されてい
る。このような要請に応えるため、実公昭63−41839号
公報には５端子構成の直流モータの回転数制御回路が開
示されている。
第３図はこの５端子型ICをIC−IIIとして示したもの
で、このIC−IIIは第１〜第５の外部導出端子１〜５を
備え、端子1,5は電源供給端子で端子１には正極としてV
CC電圧が印加され、端子５は負極として接地されてい
る。端子２の外部には抵抗RT、回転数調整用可変抵抗RN
が接続され、抵抗RTの他端は端子１に、また、回転数調
整用可変抵抗RNの他端は端子３に接続され、且つ抵抗RS
の一端に接がれ、直流モータＭの他端は端子１に接がれ
ている。一方、IC−III内部には反転入力端が端子３
に、基準電圧源６の一端が非反転入力端に、出力が分流
用トランジスタであるQ1,Q2のベースに接続された演算
増幅器OPが設けられ、基準電圧源６の他端は、端子４に
接がれている。又、トランジスタQ1,Q2はそのエミッタ
が夫々抵抗R1,R2を介し端子５に接地接続され、トラン
ジスタQ1のコレクタは端子２に、Q2のコレクタは端子４
に接続され、分流比を決定するカレントミラー回路を構
成しており、トランジスタQ1のコレクタ電流I1と、トラ
ンジスタQ2のコレクタ電流I2の比、すなわち分流比は、
各トランジスタの素子のエミッタ面積比で決定し、一定
値Ｋになるように設定されている。
で、このIC−IIIは第１〜第５の外部導出端子１〜５を
備え、端子1,5は電源供給端子で端子１には正極としてV
CC電圧が印加され、端子５は負極として接地されてい
る。端子２の外部には抵抗RT、回転数調整用可変抵抗RN
が接続され、抵抗RTの他端は端子１に、また、回転数調
整用可変抵抗RNの他端は端子３に接続され、且つ抵抗RS
の一端に接がれ、直流モータＭの他端は端子１に接がれ
ている。一方、IC−III内部には反転入力端が端子３
に、基準電圧源６の一端が非反転入力端に、出力が分流
用トランジスタであるQ1,Q2のベースに接続された演算
増幅器OPが設けられ、基準電圧源６の他端は、端子４に
接がれている。又、トランジスタQ1,Q2はそのエミッタ
が夫々抵抗R1,R2を介し端子５に接地接続され、トラン
ジスタQ1のコレクタは端子２に、Q2のコレクタは端子４
に接続され、分流比を決定するカレントミラー回路を構
成しており、トランジスタQ1のコレクタ電流I1と、トラ
ンジスタQ2のコレクタ電流I2の比、すなわち分流比は、
各トランジスタの素子のエミッタ面積比で決定し、一定
値Ｋになるように設定されている。
つまり、I2/I1＝Ｋ ……（１） このIC−III回路において可変抵抗RNと抵抗RSと直列
回路に流れる電流ISは、RSの降下電圧をVRとすると、 IS＝VR/RS ……（２） と基準電圧源駆動用電流IXはトランジスタQ1,Q2のコレ
クタ電流I1,I2に比し充分小さいので無視して考える
と、モータ電流IMはトランジスタQ2のコレクタ電流I
2に、また抵抗RTに流れる電流はトランジスタQ1のコレ
クタ電流I1に等しい。
回路に流れる電流ISは、RSの降下電圧をVRとすると、 IS＝VR/RS ……（２） と基準電圧源駆動用電流IXはトランジスタQ1,Q2のコレ
クタ電流I1,I2に比し充分小さいので無視して考える
と、モータ電流IMはトランジスタQ2のコレクタ電流I
2に、また抵抗RTに流れる電流はトランジスタQ1のコレ
クタ電流I1に等しい。
従って演算増幅器OPは、直流モータＭの逆起電圧E
0と、内部抵抗RMによる電圧降下IM×RMの和の電圧VMは VM＝E0＋IM×RM ……（３） と、端子2,4間の電圧V1と抵抗RTの電圧降下の和の電圧
Ｖは、前述のとおりRTに流れる電流はI1にほぼ等しいの
で、 Ｖ＝V1＋I1×RT ……（４） が等しくなるようにトランジスタQ1,Q2を駆動するので
ある。
0と、内部抵抗RMによる電圧降下IM×RMの和の電圧VMは VM＝E0＋IM×RM ……（３） と、端子2,4間の電圧V1と抵抗RTの電圧降下の和の電圧
Ｖは、前述のとおりRTに流れる電流はI1にほぼ等しいの
で、 Ｖ＝V1＋I1×RT ……（４） が等しくなるようにトランジスタQ1,Q2を駆動するので
ある。
ここで、V1＝（RN＋RS）×ISであり、しかも（２）の
ISを代入すると、 又電流I1は式（１）より I1＝I2/K ……（６） であるから、電圧Ｖは、（４）式ないし（６）式から となる。ここで、抵抗RTを直流モータＭの内部抵抗RMの
Ｋ倍に設定すると、（７）式第２項は、I2×RMとなり、 で表せる。従って式（３）と、式（８）が等しいとおく
と、 ここで、IM＋IS＝I2であって、一般にIM≫ISなので、IM
≒Ｉとなる。すると（９）式で左辺と右辺の第１項，第
２項同士はそれぞれ等しくなり、 となり、直流モータの回転数に比例する逆起電圧E0は、
基準電圧VR及び抵抗比RN/RSを一定にする事により一定
に保たれ、回転数も一定に保たれるのである。よって、
モータの１回転当りの起電力を表す逆起電力定数をKEと
すると直流モータの回転数Ｎは、 となり、基準電圧VR及び可変抵抗RNと抵抗RSの比で決ま
る回転数に制御される。
ISを代入すると、 又電流I1は式（１）より I1＝I2/K ……（６） であるから、電圧Ｖは、（４）式ないし（６）式から となる。ここで、抵抗RTを直流モータＭの内部抵抗RMの
Ｋ倍に設定すると、（７）式第２項は、I2×RMとなり、 で表せる。従って式（３）と、式（８）が等しいとおく
と、 ここで、IM＋IS＝I2であって、一般にIM≫ISなので、IM
≒Ｉとなる。すると（９）式で左辺と右辺の第１項，第
２項同士はそれぞれ等しくなり、 となり、直流モータの回転数に比例する逆起電圧E0は、
基準電圧VR及び抵抗比RN/RSを一定にする事により一定
に保たれ、回転数も一定に保たれるのである。よって、
モータの１回転当りの起電力を表す逆起電力定数をKEと
すると直流モータの回転数Ｎは、 となり、基準電圧VR及び可変抵抗RNと抵抗RSの比で決ま
る回転数に制御される。
〔発明が解決しようとする課題〕 ところで上記の従来の直流モータの回転数制御回路
は、小型直流モータが特に電池駆動等の低電圧駆動の機
器に使用される傾向がある。したがって、その電力効率
向上の面から分流比Ｋの向上が望まれ、当然のこと乍ら
直流モータの定格電圧も低下し、モータの逆起電圧定数
KEも小さくなり演算増幅器OPの減電圧特性も要求され、
この増幅器にはPNPトランジスタ構成の作動増幅器が適
用される。又、IC−III内部には端子１から保護用直列
抵抗R0も内蔵される。こうした事から、負荷が軽くなり
モータ電流IMが小さくなるのに加え分流比Ｋも大きくな
り、抵抗RTによる電圧降下も小さく且つ端子2,3間の電
圧も小さくなる。又保護用抵抗R0の電圧降下及び作動増
幅器OPのPNPトランジスタQPのベース−エミッタ間電圧V
BEPが必然的に入ることから、差動増幅器OPを構成す
る。PNPトランジスタQPのエミッタに接がる定電流バイ
アス源I0の両端電圧Ｖが小さくなり、特に軽負荷時、定
電流バイアス源I0の動作が不安定になり演算増幅器OPの
動作を保証できない欠点がある。定電流バイアス源I0が
安定作動するためには、トランジスタQ1,Q2によるカレ
ントミラー回路が使用される関係から最低でも0.3Vの電
圧が必要である。つまり、具体的には、保護用抵抗R0の
抵抗値は通常100Ω、電流は1.5mA程度でその電圧降下VC
は約150mA、モータＭの内部抵抗RMを３Ω、分流比Ｋを5
0、モータＭの逆起電圧定数KEを0.45mV/r.p.m、使用回
転数Ｎを2000r.p.m、駆動電流IMを150mA、作動増幅器OP
の入力段を構成するPNPトランジスタOPのベース−エミ
ッタ電圧VBEPを0.7Vとすると、定電流バイアス源I0の両
端、電圧Ｖは抵抗RNの電圧が逆起電圧Ｎ×KEと逆起電圧
と反対向き電圧VRとの差となるので、 となり、定電流バイアス源I0の両端電圧Ｖを0.3V以上に
するためには基準電圧VRを0.2V以下とする必要がある。
式（11）よりモータの回転数Ｎを低いところ迄可変とす
るためには、基準電圧VRは低い方が良いことになるが、
実用上外来ノイズ等の影響を受け易く、且つ精度的にも
苦しくなる欠点を有する。
は、小型直流モータが特に電池駆動等の低電圧駆動の機
器に使用される傾向がある。したがって、その電力効率
向上の面から分流比Ｋの向上が望まれ、当然のこと乍ら
直流モータの定格電圧も低下し、モータの逆起電圧定数
KEも小さくなり演算増幅器OPの減電圧特性も要求され、
この増幅器にはPNPトランジスタ構成の作動増幅器が適
用される。又、IC−III内部には端子１から保護用直列
抵抗R0も内蔵される。こうした事から、負荷が軽くなり
モータ電流IMが小さくなるのに加え分流比Ｋも大きくな
り、抵抗RTによる電圧降下も小さく且つ端子2,3間の電
圧も小さくなる。又保護用抵抗R0の電圧降下及び作動増
幅器OPのPNPトランジスタQPのベース−エミッタ間電圧V
BEPが必然的に入ることから、差動増幅器OPを構成す
る。PNPトランジスタQPのエミッタに接がる定電流バイ
アス源I0の両端電圧Ｖが小さくなり、特に軽負荷時、定
電流バイアス源I0の動作が不安定になり演算増幅器OPの
動作を保証できない欠点がある。定電流バイアス源I0が
安定作動するためには、トランジスタQ1,Q2によるカレ
ントミラー回路が使用される関係から最低でも0.3Vの電
圧が必要である。つまり、具体的には、保護用抵抗R0の
抵抗値は通常100Ω、電流は1.5mA程度でその電圧降下VC
は約150mA、モータＭの内部抵抗RMを３Ω、分流比Ｋを5
0、モータＭの逆起電圧定数KEを0.45mV/r.p.m、使用回
転数Ｎを2000r.p.m、駆動電流IMを150mA、作動増幅器OP
の入力段を構成するPNPトランジスタOPのベース−エミ
ッタ電圧VBEPを0.7Vとすると、定電流バイアス源I0の両
端、電圧Ｖは抵抗RNの電圧が逆起電圧Ｎ×KEと逆起電圧
と反対向き電圧VRとの差となるので、 となり、定電流バイアス源I0の両端電圧Ｖを0.3V以上に
するためには基準電圧VRを0.2V以下とする必要がある。
式（11）よりモータの回転数Ｎを低いところ迄可変とす
るためには、基準電圧VRは低い方が良いことになるが、
実用上外来ノイズ等の影響を受け易く、且つ精度的にも
苦しくなる欠点を有する。
本発明は従来の問題点を解決す可く、演算増幅器の非
反転入力端とモータの電源供給側と接続しない他端と接
続する第１の端子間に第１の基準電圧源を設けると共
に、反転入力端とモータと並列に接続されている、モー
タの回転数調整用可変抵抗と、上記モータの他端と接続
している抵抗との接続第３の端子間に第２の基準電圧源
を設けることにより、第１の端子と第３の端子間に第１
の基準電圧源の電圧と、第２の基準電圧源の電圧との和
の一定電圧を作り出す構成とした。
反転入力端とモータの電源供給側と接続しない他端と接
続する第１の端子間に第１の基準電圧源を設けると共
に、反転入力端とモータと並列に接続されている、モー
タの回転数調整用可変抵抗と、上記モータの他端と接続
している抵抗との接続第３の端子間に第２の基準電圧源
を設けることにより、第１の端子と第３の端子間に第１
の基準電圧源の電圧と、第２の基準電圧源の電圧との和
の一定電圧を作り出す構成とした。
上記の構成によると、前述した式（12）で示したこと
から第1,第３端子間に第１の基準電圧源の電圧と第２の
基準電圧源の電圧の和の電圧0.2V以上を発生させ、且つ
差動増幅器の定電流バイアス源の両端電圧を0.3V以上に
確保することができる。
から第1,第３端子間に第１の基準電圧源の電圧と第２の
基準電圧源の電圧の和の電圧0.2V以上を発生させ、且つ
差動増幅器の定電流バイアス源の両端電圧を0.3V以上に
確保することができる。
以下、本発明について図面を参照して説明する。
第１図はこの発明の第１の実施例回路図である。
図において、破線B1内の回路IC−Ｉは本案により構成
される内部回路である。第３図に示す従来例とは演算増
幅器OPの反転入力端8mと端子３間に第２の基準電圧源７
を設け、且つ該反転入力端8mと接地された端子５の間に
基準電圧源６を作動するための定電流バイアス源IBが設
けられ、従来例に含まれる基準電圧発生源６を第１の基
準電圧発生源６とする他は、同様な構成で同一記号を持
いており詳細構成についての説明は割愛する。なお、演
算増幅器OPは通常差動増幅器であり、8pはその非反転入
力端である。
される内部回路である。第３図に示す従来例とは演算増
幅器OPの反転入力端8mと端子３間に第２の基準電圧源７
を設け、且つ該反転入力端8mと接地された端子５の間に
基準電圧源６を作動するための定電流バイアス源IBが設
けられ、従来例に含まれる基準電圧発生源６を第１の基
準電圧発生源６とする他は、同様な構成で同一記号を持
いており詳細構成についての説明は割愛する。なお、演
算増幅器OPは通常差動増幅器であり、8pはその非反転入
力端である。
この実施例によれば、端子3,4間には演算増幅器OPは
常に反転入力端，非反転入力端の電圧が等しくなるよう
に作動し、反転入力端，非反転入力端は見掛け上短絡さ
れた（イマジナリーショート）と見なせることから、第
１の基準電圧源６の電圧VR1と、第２の基準電圧源の電
圧VR2の和の電圧が発生し、これが回路IC−Ｉ内で発生
する基準電圧VRと見なせる。
常に反転入力端，非反転入力端の電圧が等しくなるよう
に作動し、反転入力端，非反転入力端は見掛け上短絡さ
れた（イマジナリーショート）と見なせることから、第
１の基準電圧源６の電圧VR1と、第２の基準電圧源の電
圧VR2の和の電圧が発生し、これが回路IC−Ｉ内で発生
する基準電圧VRと見なせる。
よって、VR＝VR1＋VR2 ……（13） が成立従って従来例の説明中用いた差動増幅器の定電流
バイアス源I0の両端電圧Ｖを表す式（12）は Ｖ＝RM×IM＋｛Ｎ×KE−（VR1＋VR2）＋VC−VBEP ……（14） で表せる。
バイアス源I0の両端電圧Ｖを表す式（12）は Ｖ＝RM×IM＋｛Ｎ×KE−（VR1＋VR2）＋VC−VBEP ……（14） で表せる。
ここで式（12）を解く上で代入した数値を代入する
と、 Ｖ＝３×0.15＋{0.9−(VR1＋VR2)}＋VR2−0.15−0.7 ……（15） ＝0.5−VR1 ……（16） となり、 端子3,4間電圧がVR1とVR2の和の電圧となりながら従来
列と全く同一式で表せることがわかる。
と、 Ｖ＝３×0.15＋{0.9−(VR1＋VR2)}＋VR2−0.15−0.7 ……（15） ＝0.5−VR1 ……（16） となり、 端子3,4間電圧がVR1とVR2の和の電圧となりながら従来
列と全く同一式で表せることがわかる。
今、一例としてVR1＝VR2＝0.2Vとすると、端子3,4間
の電圧VRは0.4Vであるにもかかわらず、差動増幅器の定
電流バイアス源I0の両端電圧Ｖは0.3Vを保証できるので
ある。勿論、式（15），（16）からわかる通り、端子3,
4間の電圧を0.4Vと保ちつつも第１の基準電圧源６の電
圧VR1を0.2V以下とし第２の基準電圧源７の電圧VR2との
和の電圧を0.4Vと設定すれば、差動増幅器の定電流バイ
アス源I0の両端電圧Ｖは0.3V以上確保できることがわか
る。なお、この回路における直流モータＭの回転数Ｎ
は、直流モータの逆起電圧定数をKEとすると式（11）と
同様 で表せる。
の電圧VRは0.4Vであるにもかかわらず、差動増幅器の定
電流バイアス源I0の両端電圧Ｖは0.3Vを保証できるので
ある。勿論、式（15），（16）からわかる通り、端子3,
4間の電圧を0.4Vと保ちつつも第１の基準電圧源６の電
圧VR1を0.2V以下とし第２の基準電圧源７の電圧VR2との
和の電圧を0.4Vと設定すれば、差動増幅器の定電流バイ
アス源I0の両端電圧Ｖは0.3V以上確保できることがわか
る。なお、この回路における直流モータＭの回転数Ｎ
は、直流モータの逆起電圧定数をKEとすると式（11）と
同様 で表せる。
第２図には本発明の第２の実施例回路図を示す。
この回路は第１の実施例回路の端子２と端子３をIC回
路内で接続した特例であり、破線B2内がIC−IIを示す。
第１の実施例回路の端子2,3間の電圧が端子23と端子４
間に現れるのみの違いであり、外部回路から見ると第１
図に示す第１の実施例回路における可変抵抗RNを短絡し
た状態で且つ抵抗RSを可変抵抗にしただけの違いであ
る。いわゆる４端子構成としたものである。この回路に
おいては第１の実施例回路において可変抵抗RNに流れる
電流IS＝VR/RS（VRはVR1＋VR2）により発生していた電
圧を、抵抗RTにISを流す事により、抵抗RTの両端に発生
させる構成である。この電流ISを変えることにより、モ
ータの回転数Ｎを決定するのである。この回路における
直流モータＭの回転数Ｎは で表わせ上記第２項、 のISを可変抵抗RSを変えることにより変化させ回転数を
調整するのである。
路内で接続した特例であり、破線B2内がIC−IIを示す。
第１の実施例回路の端子2,3間の電圧が端子23と端子４
間に現れるのみの違いであり、外部回路から見ると第１
図に示す第１の実施例回路における可変抵抗RNを短絡し
た状態で且つ抵抗RSを可変抵抗にしただけの違いであ
る。いわゆる４端子構成としたものである。この回路に
おいては第１の実施例回路において可変抵抗RNに流れる
電流IS＝VR/RS（VRはVR1＋VR2）により発生していた電
圧を、抵抗RTにISを流す事により、抵抗RTの両端に発生
させる構成である。この電流ISを変えることにより、モ
ータの回転数Ｎを決定するのである。この回路における
直流モータＭの回転数Ｎは で表わせ上記第２項、 のISを可変抵抗RSを変えることにより変化させ回転数を
調整するのである。
本実施例回路における有効性も第１の実施例に示す内
容と全く同じものが得られる。
容と全く同じものが得られる。
以上説明したように本発明は、第１の基準電圧源と第
２の基準電圧源を夫々演算増幅器の非反転入力端と端子
間、反転入力端と端子間に設けることにより演算増幅器
を構成する差動増幅器の定電流バイアス源の両端電圧を
誤作動なきレベルに保ち、且つIC内で発生する基準電圧
を充分大きく取ることを可能とし、低電圧，低負荷で使
用されるモータにおいての制御特性を向上するだけでな
く、同時に高精度，高安定動作をも可能とする効果があ
る。
２の基準電圧源を夫々演算増幅器の非反転入力端と端子
間、反転入力端と端子間に設けることにより演算増幅器
を構成する差動増幅器の定電流バイアス源の両端電圧を
誤作動なきレベルに保ち、且つIC内で発生する基準電圧
を充分大きく取ることを可能とし、低電圧，低負荷で使
用されるモータにおいての制御特性を向上するだけでな
く、同時に高精度，高安定動作をも可能とする効果があ
る。
第１図は本発明の第１の実施例回路図、第２図は本発明
の第２の実施例回路図、第３図は従来の回路図である。 ２……第２の端子、3,23……第３の端子、４……第１の
端子、５……接地端子、6,7……基準電圧源、8m……反
転入力端、8p……非反転入力端、VCC……電源入力端
子、Ｍ……直流モータ、RT……分流抵抗、RN,RS……速
度設定用分圧抵抗、OP……演算増幅器（差動増幅器）、
Q1……第１のトランジスタ、Q2……第２のトランジス
タ、IC−I,IC−II……IC内部回路。
の第２の実施例回路図、第３図は従来の回路図である。 ２……第２の端子、3,23……第３の端子、４……第１の
端子、５……接地端子、6,7……基準電圧源、8m……反
転入力端、8p……非反転入力端、VCC……電源入力端
子、Ｍ……直流モータ、RT……分流抵抗、RN,RS……速
度設定用分圧抵抗、OP……演算増幅器（差動増幅器）、
Q1……第１のトランジスタ、Q2……第２のトランジス
タ、IC−I,IC−II……IC内部回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−86085（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−179896（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−56997（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】外部電源を接続した電源入力端子と、接地
された接地端子とを有し、一端を上記外部電源に接続し
た直流モータの他端子を接続する第１の端子と、上記外
部電源に一端を接続した分流抵抗を接続した第２の端子
と、上記直流モータの他端子と上記分流抵抗の他端子間
に接続された少くとも２つの速度設定用分圧抵抗の接続
点を接続した第３の端子とを備え、上記第３の端子と第
１の端子間の電圧を一定に保ちモーターの回転数を一定
に保つ演算増幅器と、この演算増幅器の出力によりベー
スを駆動される夫々のエミッタが抵抗を介し接地され、
コレクタが上記第1,第２の端子に接続された第１及び第
２のトランジスタよりなる分流回路を備えた直流モータ
の速度制御回路において、 上記第３の端子と演算増幅器の反転入力端との間、及び
第１の端子と非反転入力端との間に、夫々独立した２個
の基準電圧源を備えてなる直流モータの速度制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1246729A JP2752724B2 (ja) | 1989-09-22 | 1989-09-22 | 直流モータの速度制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1246729A JP2752724B2 (ja) | 1989-09-22 | 1989-09-22 | 直流モータの速度制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03112389A JPH03112389A (ja) | 1991-05-13 |
| JP2752724B2 true JP2752724B2 (ja) | 1998-05-18 |
Family
ID=17152781
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1246729A Expired - Fee Related JP2752724B2 (ja) | 1989-09-22 | 1989-09-22 | 直流モータの速度制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2752724B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP4895274B2 (ja) * | 2006-09-27 | 2012-03-14 | シヤチハタ株式会社 | キャップ付印鑑 |
-
1989
- 1989-09-22 JP JP1246729A patent/JP2752724B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03112389A (ja) | 1991-05-13 |
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