JP2746094B2

JP2746094B2 - トラッキング誤差検出装置

Info

Publication number: JP2746094B2
Application number: JP6008246A
Authority: JP
Inventors: 智彦丸岡; 治夫井阪; 誠後藤; 啓市川; 謙一本庄; 清一橋本; 雅文下田代
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-01-28
Filing date: 1994-01-28
Publication date: 1998-04-28
Anticipated expiration: 2013-04-28
Also published as: JPH06282905A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、トラッキング制御を行
う機器のトラッキング誤差検出装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、ビデオテープレコーダ（以下、Ｖ
ＴＲと称する）など、磁気記録テープを媒体とした磁気
記録再生装置が実用化され、普及している。磁気記録テ
ープの記録密度を上げるためにはトラック幅を狭める必
要がある。このため再生時には、記録された狭トラック
を正確に走査する技術が重要となる。その技術としてAu
tomatic Track Finding（以下、ＡＴＦと称する）制御
がある。

【０００３】以下、図面を参照しながらＶＴＲの例を用
いて、まず、ＡＴＦ制御について説明する。（図２１）
はＡＴＦ制御を行うＶＴＲの構成図であり、以下の手順
で制御を行う。

【０００４】記録したい情報に数種（（図２１）ではｆ
₁とｆ₂の２種）の異なる周波数であるパイロット信号を
順次サイクリックに切り換えて、記録したい情報に周波
数多重あるいは変調を行って記録する。トラック２ａは
周波数ｆ₁で記録されたパイロット信号、トラック２ｃ
は周波数ｆ₂で記録されたパイロット信号である。再生
時には、再生トラック２ｂに隣接する両トラック２ａ，
２ｃから漏れてくるパイロット信号ｆ₁、ｆ₂を再生目的
の信号と共にヘッド１で再生し、アンプ１３で増幅し
て、再生信号ｉを出力する。そして、再生信号ｉに含ま
れる、両隣接トラック２ａ，２ｃからのそれぞれのパイ
ロット信号ｆ₁，ｆ₂の振幅を、それぞれの検波回路４
ａ，４ｂで検出される。検出された前記２種類のパイロ
ット信号の振幅を用いて差分器６により差分を求める。
パイロット信号ｆ₁、ｆ₂のそれぞれの振幅は、目標トラ
ックとヘッドとのずれ、すなわちトラッキング誤差に応
じて差動的に変化するため、差分器６の出力はトラッキ
ング誤差に応じて正負に振れる信号つまり、トラッキン
グ誤差信号ｈとなる。すなわち、（図２１）のように目
標トラック２ｂの左側にパイロット信号ｆ₁が、右側に
パイロット信号ｆ₂が記録されているときには、トラッ
キング誤差検出装置５は、ヘッド１が目標トラック２ｂ
より左側のトラック２ａの方向にずれているならば、正
の信号を出力し、ヘッドが目標トラック２ｂより右側の
トラック２ｃの方向にずれているならば負の信号を出力
する。ここで、図中５を特にトラッキング誤差検出装置
と呼ぶことにする。このようにして得られた前記トラッ
キング誤差信号ｈが、制御器８を通じてテープ送りを司
るキャプスタンモータ１１を制御することにより、ヘッ
ドと目標とするトラックの位置関係を常に正しく保つ事
ができる。

【０００５】次に、トラッキング誤差検出装置の従来技
術の一例を図面を参照にしながら説明する。

【０００６】（図２２）は、従来のトラッキング誤差検
出装置の一例の基本構成図を示すものである。同図にお
いて、４４１ａ，４４１ｂは帯域通過フィルタ、４４２
ａ，４４２ｂは整流回路、４６０は差動増幅器である。

【０００７】帯域通過フィルタ４４１ａにより、再生さ
れた信号中からパイロット信号ｆ₁が抜き出され、整流
回路４４２ａで、抜き出されたパイロット信号ｆ₁の振
幅を検出する。帯域通過フィルタ４４１ｂ、整流回路４
４２ｂはパイロット信号ｆ₁の振幅検出と同様にして、
パイロット信号ｆ₂の振幅を検出する。この振幅検出方
法は包絡線検波として知られているものである。次に、
差動増幅器４６０によって、パイロット信号ｆ₁の振幅
とパイロット信号ｆ₂の振幅との差分をとり、トラッキ
ング誤差信号ｈを出力する。帯域通過フィルタ４４１
ａ，４４１ｂ、整流回路４４２ａ，４４２ｂは、いずれ
もコイル、コンデンサ、抵抗等を基本とするアナログ回
路により構成される（例えば、特開平２−５９５３８号
公報）。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のトラッキング誤差検出装置では、帯域通過フ
ィルタ、整流回路はいずれもアナログ回路により構成さ
れ、特に帯域通過フィルタでは、容量の大きなコンデン
サや抵抗、コイルを必要とし、ＩＣ化が困難であった。
また、帯域通過フィルタを構成するコンデンサや抵抗、
コイルは、使用環境や作成状態により素子の特性がばら
つく危険があった。このため、パイロット信号の周波数
から検出する中心周波数がずれたり、ゲイン変動するな
ど検出特性の悪化要因となっていた。また、上記課題を
解決するためには調整回路を必要とし、コストアップに
つながるという欠点があった。

【０００９】本発明は上記問題点に鑑み、回路を構成し
ている素子のばらつきに強く、無調整でパイロット信号
を正確に検出することが可能であり、ＩＣ化が容易なト
ラッキング誤差検出装置を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、本発明のトラッキング誤差検出装置は、検出を行
うパイロット信号周波数の公倍数に等しいかもしくは略
等しい周波数のサンプリング信号でもって再生信号のＡ
／Ｄ変換を行い、Ａ／Ｄ変換された前記再生信号からパ
イロット信号の振幅検出を直交２相検波で行うことを特
徴とするものである。

【００１１】

【作用】本発明は、上記した構成により、コンデンサや
コイルなどの素子のばらつきの影響を受けず、ＩＣ化が
容易となる。また、サンプリング周波数が、検出を行う
各パイロット信号周波数の倍数となり、振幅検出回路の
構成が簡単になる。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の第１の実施例におけるトラッ
キング誤差検出装置について図面を参照しながら説明す
る。

【００１３】（図１）は本発明のトラッキング誤差検出
装置の第１の実施例の構成図である。なお、構成要素が
従来例で述べたものと同様に機能するものについては、
同一の符号を付し、説明を省略する。

【００１４】再生信号ｉには、周波数がｆ₁［Ｈｚ］、
およびｆ₂［Ｈｚ］であるパイロット信号が含まれてい
る。クロック発生手段３０１の出力からサンプリングク
ロック発生手段３０２で分周を行い、周波数がｆ₁とｆ₂
の公倍数であるｆ_s［Ｈｚ］のサンプリングクロックｋ
を作成する。ｆ₁［Ｈｚ］成分とｆ₂［Ｈｚ］成分を通過
させる低域通過フィルタであるフィルタ３０４は、再生
信号ｉから、後のサンプリングの折り返し雑音となる成
分を除き、処理に余分な成分を除去する。なお、フィル
タ３０４は、パイロット周波数近傍が帯域の帯域通過フ
ィルタであるならば、さらにＡ／Ｄ入力信号のＳＮＲが
良くなり、検出精度が向上するという効果が得られる。

【００１５】サンプリング手段３０３は、フィルタ３０
４の出力をサンプリングクロックｋでサンプリングし、
Ａ／Ｄ変換を行う。サンプリング手段３０３の出力か
ら、第１の振幅検出回路４０１ａではサンプリングクロ
ックｋを用いてｆ₁［Ｈｚ］のパイロット信号の振幅を
検出し、第２の振幅検出回路４０１ｂでは同様にｆ
₂［Ｈｚ］のパイロット信号の振幅を検出する。差分器
６００は第１の振幅検出回路４０１ａの出力と第２の振
幅検出回路４０１ｂからの出力との差を求め、トラッキ
ング誤差信号ｈを出力する。第１の振幅検出回路４０１
ａおよび第２の振幅検出回路４０１ｂは、包絡線検波、
直交２相検波等を用いて検出する。

【００１６】次に、包絡線検波による振幅検出回路４０
１について説明する。ここでは、説明平易のため、検出
する信号の周波数ををｆ_n［Ｈｚ］とする。ただし、パ
イロット周波数ｆ_nは、前掲と同じｆ₁およびｆ₂であ
る。（図２）は、包絡線検波による振幅検出回路の構成
図である。周波数ｆ_n［Ｈｚ］を含むサンプリング手段
（Ａ／Ｄ変換器３０３）の出力信号ｇは、帯域通過フィ
ルタ４３１によりｆ_n［Ｈｚ］の成分のみ通過し、絶対
値回路４３２および低域通過フィルタ４３３により振幅
を求めて、周波数がｆ_n［Ｈｚ］であるパイロット信号
の振幅に比例した信号を出力する。このとき、帯域通過
フィルタ４３１の動作クロックは、（図１）におけるサ
ンプリングクロック発生手段３０２の出力であるサンプ
リングクロックｋである。そのため、周波数はｆ_nの倍
数となり、ｆ_n［Ｈｚ］を通過させる帯域通過フィルタ
４３１の構成が簡単となる。例えば、サンプリング周波
数が４ｆ_nの場合には、帯域通フィルタ４３１を（図
３）の様に、Ｄ型フリップフロップ４３４、４３５およ
び減算器４３６から成るＦＩＲフィルタで構成する場
合、サンプリングクロックを直接Ｄ型フリップフロップ
４３４、４３５に入力するのみで実現できる。

【００１７】さらに、直交２相検波による振幅検出回路
４０１について説明する。包絡線検波の説明と同様、検
出する信号の周波数をｆ_n［Ｈｚ］とする。また、説明
平易のため、サンプリングを行わない値で説明する。
（図４）は、直交２相検波による振幅検出回路の構成図
である。入力信号ｇは、パイロット信号ｆ_nを含んでい
るので、パイロット信号の振幅をＡとすると、Ａｓｉｎ（２πｔｆ_n＋Ψ）＋Ｎ_oise で表わすことができる。ここで、ｔは時間［ｓｅｃ］、
Ψは位相［ｒａｄ］、Ｎ _oiseは入力信号のうちｆ_n［Ｈ
ｚ］以外の周波数の信号である。２相信号発生手段４１
４は、サンプリングクロック発生手段３０２の出力信号
ｋから、位相差がπ／２であるｆ_n［Ｈｚ］のパイロッ
ト検出信号ｐおよびｑを出力する。ｐおよびｑは、それ
ぞれｓｉｎ２πｆ_nｔ、ｃｏｓ２πｆ_nｔと表せる。よっ
て、乗算器４０２ａの出力は、｛Ａｓｉｎ（２πｔｆ_n＋Ψ）＋Ｎ_oise｝×ｓｉｎ２π
ｆ_nｔ＝Ａ／２｛ｃｏｓΨ−ｃｏｓ（４πｆ_nｔ＋Ψ）｝
＋Ｎ_oiseｓｉｎ２πｆ_nｔ一方、乗算器４０２ｂの出力は｛Ａｓｉｎ（２πｔｆ_n＋Ψ）＋Ｎ_oise｝×ｃｏｓ２π
ｆ_nｔ＝Ａ／２｛ｓｉｎΨ−ｓｉｎ（４πｆ_nｔ＋Ψ）｝
＋Ｎ_oiseｃｏｓ２πｆ_nｔであり、これらを低域通過フ
ィルタ４１３ａ、４１３ｂに通すと直流成分のみ残り、
低域通過フィルタ４１３ａの出力はＡ・ｃｏｓΨ／２、
低域通過フィルタ４１３ｂの出力はＡ・ｓｉｎΨ／２と
なる。上記２式のそれぞれを自乗演算手段４０５ａ、４
０５ｂで自乗演算し、加算器４１６でそれらの和を求め
ると、（Ａ・ｃｏｓΨ／２）²＋（Ａ・ｓｉｎΨ／２）² ＝Ａ²（ｃｏｓ²Ψ＋ｓｉｎ²Ψ）／４＝Ａ²／４この正の平方根を平方根演算手段４０７でとると、Ａ／
２となり、パイロット信号の振幅Ａに比例した信号を得
ることができる。

【００１８】以上の直交２相検波の過程は、サンプリン
グした値で行っても、振幅Ａに比例した信号が得られる
ことは、明らかである。

【００１９】ここで、２相信号発生手段４１４は、クロ
ック発生手段ｆの出力から、ｆ_n［Ｈｚ］のパイロット
検出信号の２相（位相差はπ／２）信号をサンプリング
周波数ｆ_s［Ｈｚ］でサンプリングされた値で２相信号
として出力する。この出力パターンは２相信号ｐがｓｉ
ｎ（２πｆ_nｊ／ｆ_s）、２相信号ｑがｃｏｓ（２πｆ _n
ｊ／ｆ_s）（ただし、ｊ＝１,２,…ｆ_s／ｆ_n）のｊ＝１
からｆ_s／ｆ_nの繰り返しで、２相信号発生手段４１４
は、サンプリングクロック発生手段出力信号ｋに伴っ
て、この繰り返しパターンを出力する回路で構成され
る。

【００２０】例えば、サンプリング周波数ｆ_sを入力パ
イロットｆ_n［Ｈｚ］の６倍に選ぶと、ｊ＝１、２、
３、４、５、６となり、２相信号ｐ＝３^1/2／２、３^1/2
／２、０、−３^1/2／２、−３^1/2／２、０、……、２相
信号ｑ＝１／２、−１／２、−１、−１／２、１／２、
１、……である。よって（図５）の様に、２相信号発生
手段４１４は、定数を出力する回路７０７、７０８、７
０９のいずれかの出力を、サンプリング信号に同期し
て、セレクター７０５ａで選択して、２相信号ｐを出力
し、定数を出力する回路７１０、７１１、７１２、７１
３のいずれかの出力をセレクター７０５ｂで選択して、
２相信号ｑを出力する回路で構成する。

【００２１】特に、サンプリング周波数ｆ_sを一方のパ
イロット周波数ｆ_n［Ｈｚ］の４倍に選ぶことにより、
２相信号ｐ＝０，１，０，−１，０，１，０，−１，…
…、２相信号ｑ＝１，０，−１，０，１，０，−１，
０，……となり、２相信号発生手段４１４および乗算器
４０２ａ、４０２ｂを合わせた回路は（図６）の様にカ
ウンタ７０１、デコーダ７０２、０出力回路７０３、極
性反転器７０４、セレクター７０５から構成することが
でき、実際の乗算を行わなくても良く、回路構成を簡単
にできる。

【００２２】以上のように、サンプリングクロックをパ
イロット周波数の公倍数にすると、サンプリング周波数
は、各パイロット周波数の整数倍となり、フィルタ、乗
算器等の構成を簡単にすることができる。特に、サンプ
リングクロックがパイロット周波数の４倍の時には、乗
算器が実質の乗算回路を必要とせず、回路構成の簡略化
に効果がある。

【００２３】なお、自乗演算手段４０５ａ、４０５ｂ、
平方根演算手段４０７は、ＲＯＭなどのメモリ等で構成
することができる。

【００２４】（図７）は自乗演算手段４０５の構成図で
ある。この例では入力に２の補数表現で８ビットの信号
が入る場合を示している。自乗演算の出力は、入力の極
性によらず大きさのみで決まるので、正負にふれる入力
データは絶対値演算手段１００１によって大きさのみが
取り出される。絶対値演算手段の出力はＲＯＭ１００２
にアドレスとして入力され自乗データに変換される。自
乗演算手段の出力の最下位ビットは絶対値演算手段の最
下位ビットが、また最下位から２番目のビットはグラン
ドに接続され、残りの１２ビット分がＲＯＭから出力さ
れる。ここでＲＯＭ入力をＢ₆,Ｂ₅,Ｂ₄,Ｂ₃,Ｂ₂,Ｂ₁,
Ｂ₀とすると、自乗した後の最下位ビットはＢ₀ ²＝Ｂ₀で
あり、ＲＯＭ入力の最下位ビットと等しくなることが解
る。また同様に、出力の最下位から２番目のビットはＢ
₀とＢ₁の積を２倍したものであるから、常に０である。
従って、自乗演算では本来、ＲＯＭのアドレス長が７ビ
ットであれば出力は１４ビット必要であるが、この様に
最下位ビットを絶対値演算手段の最下位ビットとし、最
下位から２番目のビットを常に０にすれば、ＲＯＭの出
力語長を１２ビットに減らすことが可能となる。これに
よりＲＯＭの大きさを削減する事が可能でＬＳＩ化する
上で効果が大きい。

【００２５】（図８）は平方根演算手段４０７の構成図
である。入力データは入力範囲判別手段１０１０に入力
され、その大きさに応じてグループ分けがなされ、グル
ープ判別信号が出力される。そのグループ判別信号に応
じて、ビット抽出手段１０１１では入力データの中の計
算精度を維持するのに必要なビットを抜き出す。アドレ
ス決定手段１０１２ではグループ判別信号と抽出された
入力信号のビットから、ＲＯＭ１０１３のアドレスを決
定する。ＲＯＭでは入力の概略の大きさを示すグループ
判別信号と抽出された残りの入力信号のビットから入力
値の平方根にあたる出力データを出力する。

【００２６】今、入力データをＸ、出力データをＹとす
ると

【００２７】

【数１】

【００２８】である。両辺を微分すると、

【００２９】

【数２】

【００３０】である。この式は入力の値により入力の必
要精度が決まることを示している。たとえば、出力の誤
差ｄＹを１より小さくするためには、ＸがＸ≧２¹²なら
ばｄＸ＜２⁷、すなわち２⁶以下のビットは切り捨てても
かまわないことを示している。同様に、ＸがＸ≧２⁸な
らば入力の２⁴以下のビットは切り捨てても、変換精度
に影響はない。

【００３１】（図９）は入力データの範囲とＲＯＭアド
レスの関係を示す関係図の一例である。以上の考察よ
り、入力データの大きさによりグループ分けを（図９）
のように定めると、ＲＯＭのアドレスとしてはグループ
判別の為の２ビットと、入力データの一部を抽出した７
ビットの合わせて９ビットあればよい。入力データがこ
の例の様に、１４ビット長ある時には、アドレスとして
２¹⁴個必要のところ、２ ⁹個に削減することが可能であ
る。従ってＲＯＭの大きさは１／１６に圧縮され、ＬＳ
Ｉ化する際、大きな回路規模の削減をはかることができ
る。

【００３２】（図１０）は以上の動作を行うための入力
範囲判別手段１０１０、（図１１）はビット抽出手段１
０１１、アドレス決定手段１０１２に係わる部分の具体
的な構成図である。入力範囲判別手段１０１０ではＯＲ
回路１０２０、１０２１、ＮＯＲ回路１０２２により入
力データのそれぞれのビットがデコードされ、入力の大
きさが判別される。この例では入力Ｘに対し、Ｘ≧
２¹²、Ｘ≧２⁸、Ｘ＝０の時それぞれ１が出力される。
入力範囲判別手段１０１０で判別されたグループ判別信
号を用いて、（図９）の関係図に従い、ビット抽出手段
１０１１、アドレス決定手段１０１２でＲＯＭのアドレ
スが決定される。ＲＯＭアドレスの上位２ビットは、グ
ループ判別信号をＯＲ回路１１３８によってデコードす
ることにより作られる。ＡＮＤ回路１１３０、１１３
１、１１３２は入力データから必要なビットを抜き出す
ゲートである。ＲＯＭアドレスの下位ビットは、それぞ
れのＡＮＤ回路の出力をＯＲ回路１１３３で集めること
により作り出される。ＡＮＤ回路１１３４、１１３６、
１１３７、反転回路１１３５、１１３９、１１４０は入
力範囲に応じてそれぞれのゲート信号を作り出すデコー
ダである。１１３０、１１３１、１１３２はビット抽出
手段、１１３３はアドレス決定手段である。以上の様に
ビット抽出手段、アドレス決定手段では、グループ判別
信号を用いて、（図９）の関係図に従ってＲＯＭの各ア
ドレス毎に、入力をセレクトあるいは、デコードすれば
よい。

【００３３】（図１２）は、別の入力データの範囲とＲ
ＯＭアドレスの関係を示す関係図である。前例ではグル
ープ判別信号によってＲＯＭのアドレス空間を４分割
し、その領域判別の為に、上位２ビットを固定長の特定
パターンとしたが、この例では、入力の大きさによって
８分割し、１〜８ビットの可変長の特定パターンによ
り、領域の判別を行う。特に各特定パターンは０の値の
アドレスがそれぞれの領域で異なる様に決められ、残り
を１とすることで重複するアドレスが発生しない様に工
夫されている。この例ではアドレスとして２⁸個のみで
済み、１／３２にＲＯＭの大きさを圧縮することができ
る。

【００３４】（図１３）はこの例における入力範囲判別
手段１０１０の具体例である。前例と同様にＯＲ回路１
０４０、１０４１、１０４２、１０４３、１０４４、１
０４５、１０４６、反転回路１０４７によって入力デー
タをデコードすればよい。

【００３５】（図１４）はビット抽出手段１０１１、ア
ドレス決定手段１０１２に係わる部分の、この実施例に
おける具体的な構成図である。ＲＯＭアドレスの最上位
ビットは、グループ判別信号の内、Ｘ≧２¹²を反転回路
１２３２によって反転することにより作られる。ＡＮＤ
回路１２３０、１２３１は入力データから必要なビット
を抜き出すゲートである。他のＲＯＭアドレスのビット
は、それぞれのＡＮＤ回路の出力とグループ判別信号を
反転回路１２３４、１２３７等でデコードした信号を、
ＯＲ回路１２３３で集めることにより作り出される。Ａ
ＮＤ回路１２３６、反転回路１２３５は入力範囲に応じ
てそれぞれのゲート信号を作り出すデコーダであり、１
２４０はビット抽出手段、１２４１はアドレス決定手段
である。この様に、ビット抽出手段、アドレス決定手段
も前例と同様にグループ判別信号を用いて、（図１２）
の関係図に従って入力データあるいはグループ判別信号
をセレクトあるいは、デコードすればよい。

【００３６】なお、この例では各特定パターンを０の位
置で判別できるようにしたが、もちろんのこと、０、１
をいれかえてもよい。またＲＯＭアドレスのビット並び
もこの例に限られる事なく発明の主旨を逸脱しない範囲
で変形することが可能である。

【００３７】次に、本発明の第２の実施例のトラッキン
グ誤差検出装置について図面を参照しながら説明する。

【００３８】（図１５）は本発明のトラッキング誤差検
出装置の第２の実施例の構成図である。（図１６）はこ
の第２の実施例の振幅検出回路のタイムチャートであ
る。なお、構成要素が従来例と同様に機能するものにつ
いては、同一の符号を付し、説明を省略する。

【００３９】再生信号ｉに含まれるパイロット信号は、
それぞれ２つあり、周波数は共にｆ ₁［Ｈｚ］，ｆ₂［Ｈ
ｚ］である。クロック発生手段３０１の出力からサンプ
リングクロック発生手段３０２で分周を行い、周波数が
ｆ₁とｆ₂の公倍数であるｆ_s［Ｈｚ］のサンプリングク
ロックｋを作成する。再生信号ｉは、低域通過フィルタ
であるフィルタ３０４に入力され、サンプリング時の折
り返し雑音となる成分が除かれる。なお、フィルタ３０
４が、パイロット周波数近傍が帯域の帯域通過フィルタ
であるならば、第１の実施例同様、検出精度が向上する
という効果が得られる。サンプリング手段３０３は、フ
ィルタ３０４の出力をサンプリングクロックｋでサンプ
リングする。時間多重振幅検出回路４０１は、サンプリ
ング手段３０３の出力ｇから、パイロット信号ｆ₁［Ｈ
ｚ］およびｆ₂［Ｈｚ］の振幅を時間多重で検出し、ｆ₁
パイロット信号の振幅に比例した信号およびｆ₂パイロ
ット信号に比例した信号を交互に出力する。時間多重振
幅検出回路４０１は、直交２相検波あるいは、包絡線検
波等を用いて検出する。

【００４０】（図１６）にこのタイムチャートを示す。
時間多重差分器６０１は、パイロット信号ｆ₁［Ｈｚ］
およびｆ₂［Ｈｚ］の振幅の差を求め、トラッキング誤
差信号ｈを出力する。時間多重差分器６０１は、遅延器
６０２、減算器６０４とラッチ６０３からなり、時系列
に交互に入力されるｆ１およびｆ２パイロット信号を遅
延器６０２により、信号を遅らせ、元の信号との差を減
算器６０４で求める。この結果、（ｆ１パイロット信号
の振幅−ｆ２パイロット信号の振幅）と（ｆ２パイロッ
ト信号の振幅−ｆ１パイロット信号の振幅）が、交互に
減算器６０４より出力される。このうち、ラッチ６０３
により所望の信号のみを出力することにより、トラッキ
ング誤差信号が得られる。

【００４１】この第２の実施例では、振幅検出回路が各
パイロット信号の振幅を時間多重で検出することによ
り、１個の時間多重幅検出回路で構成され、第１の実施
例より回路規模が小さくなるという効果を有する。

【００４２】次に、第２の実施例の時間多重振幅検出回
路４０１における直交２相検波を用いた例を説明する。

【００４３】（図１７）は本発明の第２の実施例におけ
る振幅検出装置４０１の構成図である。なお、構成要素
が上記従来例および本発明の実施例と同様に機能するも
のについては、同一の符号を付し、説明を省略する。

【００４４】時間多重２相信号発生手段４２４は、クロ
ック発生手段３０１の出力ｆから、ｆ₁［Ｈｚ］のパイ
ロット検出信号の２相（位相差はπ／２）信号およびｆ
₂［Ｈｚ］のパイロット検出信号の２相（位相差はπ／
２）信号をｆ_s［Ｈｚ］でサンプリングされた値で時間
多重に２相信号ｒとして出力する。この出力パターン
は、ｓｉｎ（２πｆ₁×１／ｆ_s）ｃｏｓ（２πｆ₁×１／ｆ_s）ｓｉｎ（２πｆ₂×１／ｆ_s）ｃｏｓ（２πｆ₂×１／ｆ_s）ｓｉｎ（２πｆ₁×２／ｆ_s）ｃｏｓ（２πｆ₁×２／ｆ_s）ｓｉｎ（２πｆ₂×２／ｆ_s）ｃｏｓ（２πｆ₂×２／ｆ_s）：：ｓｉｎ（２πｆ₁×ｊ／ｆ_s）ｃｏｓ（２πｆ₁×ｊ／ｆ_s）ｓｉｎ（２πｆ₂×ｊ／ｆ_s）ｃｏｓ（２πｆ₂×ｊ／ｆ_s）ただし、ｊはｆ_s／ｆ₁とｆ_s／ｆ₂の最小公倍数であり、
出力パターンは、これらの繰り返しとなる。乗算器４０
２では、２相信号ｒとサンプリング手段出力信号ｇとで
乗算を行う。時間多重低域通過フィルタ４２３では、時
間多重された２個２相の乗算器４０２からの出力信号か
ら、それぞれの信号の周波数低域成分（直流成分を含
む）を検出する。自乗演算手段４０５では時間多重低域
通過フィルタ４２３からの出力の自乗演算を行う。時間
多重加算器４２６では、時間多重された２組２相の自乗
演算手段４０５からの出力を２相間で和を求めて出力す
る。平方根演算手段４０７では、時間多重加算器４２６
の出力の平方根を求め、ｆ₁およびｆ₂パイロット信号の
振幅を交互に出力する。

【００４５】時間多重加算器４２６は、遅延器６１２、
加算器６１４とラッチ６１３からなり、（図１５）にお
ける差分回路６０１と同様の原理で、時系列に交互に入
力される２相信号、つまりｓｉｎ（２πｆ_n×ｊ／ｆ_s）
およびｃｏｓ（２πｆ_n×ｊ／ｆ_s）をそれぞれ乗算する
ことにより得られた信号の和を求めることができる（た
だし、ｆ_n＝ｆ₁，ｆ₂、ｊ＝１………ｆ_s／ｆ_n）。時間
多重低域通過フィルタ４２３は、（図１８）に示すとお
り、７３４、７３５、７３６および７３７の遅延器、加
算回路７３３、定数（１−ｐ）を乗算する回路７３８、
定数ｐを乗算する回路７３９からなる。ここで、遅延器
７３４、７３５、７３６および７３７の遅延時間の合計
を時間多重された信号の１つの期間とすることにより、
時系列に並んだ４つの信号のそれぞれの低域成分のみを
それぞれ独立して通過させることが出来、時間多重低域
通過フィルタの役割を果たす。なお、ここでは、（図１
８）に示す時間多重低域通過フィルタについて述べた
が、他の方式の低域通過フィルタでも、遅延を４分割す
ることにより、同様の効果をもたらすことは明らかであ
り、時間多重低域通過フィルタが、他の方式の低域通過
フィルタでもかまわない。

【００４６】（図２０）は、（図１７）の時間多重振幅
検出回路を使用した第２の実施例のタイムチャートであ
る。（図２０）において、（ａ）は、サンプリング手段
出力信号ｇ、（ａ’）は、乗算回路の出力、（ｂ）は、
時間多重振幅検出回路の出力、（ｃ）は、時間多重差分
回路の出力である。サンプリングされた信号５０１は、
乗算器４０２により、ｆ₁２相信号ｐ_f1が乗算された信
号５０７ａ、ｆ₁２相信号ｑ_f1が乗算された信号５０７
ｂ、ｆ₂２相信号ｐ_f2が乗算された信号５０７ｃ、ｆ₂２
相信号ｑ_f2が乗算された信号５０７ｄが得られる。それ
らの信号を、時間多重低域通過フィルタおよび自乗演算
手段を通し、２相間での加算、平方根演算手段を通し、
ｆ₁およびｆ₂パイロット信号振幅間での減算を行い、ト
ラッキングエラー信号５０５が得られる。

【００４７】なお、自乗演算手段、平方根演算手段は、
第１の実施例同様、ＲＯＭなどのメモリ等で構成するこ
とができる。

【００４８】なお、２つのパイロット周波数、ｆ１，ｆ
２が、ｆ２＝１．５×ｆ１の関係にあるとき、（図１
７）に於ける時間多重２相信号発生手段４２４および時
間多重乗算回路４０２を合わせた回路は、（図１９）の
ような構成で実現できる。つまり、サンプリング周波数
ｆｓ＝６×ｆ１＝４×ｆ２とすると、（図１７）の時間
多重乗算器４０２で乗算すべき値は、ｓｉｎ（２πｆ１×１／ｆｓ）＝３^1/2／２ｃｏｓ（２πｆ１×１／ｆｓ）＝１／２ｓｉｎ（２πｆ２×１／ｆｓ）＝１ｃｏｓ（２πｆ２×１／ｆｓ）＝０ｓｉｎ（２πｆ１×２／ｆｓ）＝３^1/2／２ｃｏｓ（２πｆ１×２／ｆｓ）＝−１／２ｓｉｎ（２πｆ２×２／ｆｓ）＝０ｃｏｓ（２πｆ２×２／ｆｓ）＝−１ｓｉｎ（２πｆ１×３／ｆｓ）＝０ｃｏｓ（２πｆ１×３／ｆｓ）＝−１ｓｉｎ（２πｆ２×３／ｆｓ）＝−１ｃｏｓ（２πｆ２×３／ｆｓ）＝０：：ｓｉｎ（２πｆ１×２４／ｆｓ）＝０ｃｏｓ（２πｆ１×２４／ｆｓ）＝１ｓｉｎ（２πｆ２×２４／ｆｓ）＝０ｃｏｓ（２πｆ２×２４／ｆｓ）＝１となり、０、１、１／２、３^1/2／２、−１、−１／
２、−３^1/2／２のいずれかである。よって、サンプリ
ング手段出力信号ｇに定数乗算回路７１４、７１６ある
いは０を出力する回路７０３によって、０、１、１／
２、３^1/2／２を乗算した値のいずれかをセレクター７
１５ａで選び、その出力と、その出力に−１を乗算した
値のいずれかをセレクター７１９で選ぶことにより、所
望の乗算した値が得られる。この振幅検出回路の実施例
では、各パイロット信号の振幅検出における２組２相の
信号を時間多重で検出することにより、１相分の時間多
重割幅検出回路で構成する事が可能で、回路規模削減に
効果を有する。

【００４９】なお、第１の実施例および第２の実施例に
おいては、トラッキング誤差検出回路が、２周波パイロ
ット信号の包絡線検波あるいは直交２相信号乗算型検波
である場合について説明したが、８ｍｍＶＴＲ、ＤＡＴ
等の４周波パイロット信号を用いたパイロット信号検出
においても、本発明を適用可能なことは言うまでもな
い。

【００５０】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のトラッキング誤差検出装置によれば、パイロット信号
の信号検出はディジタル信号で行われかつ、直交２相検
波で行われるため、素子のばらつきに強く、高精度なパ
イロット信号検出が行え、また再生信号はパイロット周
波数の公倍数の周波数でサンプリングされ、複数のパイ
ロット信号の振幅検出が時間多重に処理がなされるた
め、回路規模を小さくでき、ＩＣ化を含めた小型化が可
能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係わる第１の実施例を示すトラッキン
グ誤差検出装置の構成図

【図２】本発明に係わる第１の実施例におけるトラッキ
ング誤差検出装置の包絡線検波を用いた振幅検出装置の
構成図

【図３】本発明に係わる第１の実施例における包絡線検
波を用いたトラッキング誤差検出回路の帯域通過フィル
タの構成図

【図４】本発明に係わる第１の実施例におけるトラッキ
ング誤差検出装置の直交２相検波を用いた振幅検出回路
の構成図

【図５】本発明に係わる第１の実施例における直交２相
検波を用いたトラッキング誤差検出装置の２相信号発生
手段の構成図

【図６】サンプリング周波数が、パイロット周波数の４
倍の時の、本発明に係わる第１の実施例における直交２
相検波を用いたトラッキング誤差検出装置の２相信号発
生手段および乗算器を合わせた回路の構成図

【図７】本発明の実施例における自乗演算手段の構成図

【図８】本発明の実施例における平方根演算手段の構成
図

【図９】本発明の実施例における平方根演算手段の入力
データの範囲とＲＯＭアドレスの関係を示す関係図

【図１０】本発明の実施例における入力範囲判別手段の
構成図

【図１１】本発明の実施例におけるビット抽出手段、ア
ドレス決定手段に係わる部分の構成図

【図１２】本発明の実施例における平方根演算手段の別
の入力データの範囲とＲＯＭアドレスの関係を示す関係
図

【図１３】図１２における入力範囲判別手段の構成図

【図１４】図１２におけるビット抽出手段、アドレス決
定手段に係わる部分の構成図

【図１５】本発明に係わる第２の実施例を示すトラッキ
ング誤差検出装置の構成図

【図１６】本発明に係わる第２の実施例におけるトラッ
キング誤差検出装置の振幅検出装置のタイムチャート

【図１７】本発明に係わる第２の実施例におけるトラッ
キング誤差検出装置の振幅検出装置の構成図

【図１８】本発明に係わる振幅検出装置が直交２相検波
である第２の実施例におけるトラッキング誤差検出装置
の低域通過フィルタの構成図

【図１９】本発明に係わる振幅検出装置が直交２相検波
である第２の実施例におけるトラッキング誤差検出装置
の時間多重２相信号発生手段と乗算器を合わせた回路の
構成図

【図２０】本発明に係わる振幅検出装置が直交２相検波
である第２の実施例におけるトラッキング誤差検出装置
のタイムチャート

【図２１】ＡＴＦ制御を行うＶＴＲの構成図

【図２２】従来のトラッキング誤差検出装置の構成図

【符号の説明】

３０１クロック発生手段３０２サンプリングクロック発生手段３０３サンプリング手段４０１ａ，４０１ｂ振幅検出回路６００差分回路ｉ再生信号ｈトラッキング誤差信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者市川啓大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者本庄謙一大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者橋本清一大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者下田代雅文大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (56)参考文献特開平４−274045（ＪＰ，Ａ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】磁気テープの長手方向に対して斜めに形成
され、パイロット信号が情報信号と多重されて記録され
たトラックを回転ヘッドにより再生し、前記回転ヘッド
により再生走査すべき主トラックの両隣接トラックから
再生されたパイロット信号のレベル差を求め、前記主ト
ラックに対する前記回転ヘッドの走査軌跡のずれを補正
するためのトラッキング信号を形成するトラッキング誤
差検出装置において、クロック発生手段と、前記クロック発生手段の出力信号
をもとに、両隣接トラックから再生された前記パイロッ
ト信号周波数の公倍数と等しいかもしくは略等しい周波
数のサンプリング信号を発生するサンプリングクロック
発生手段と、再生信号を前記サンプリング信号でサンプ
リングしてＡ／Ｄ変換するサンプリング手段と、前記サ
ンプリング手段の出力信号から隣接トラックから再生さ
れたパイロット信号の振幅を検出する第１、第２の振幅
検出手段と、前記第１、第２の振幅検出手段の出力の差
分を求めてトラッキング誤差信号を出力する差分手段と
を具備し、前記第１、第２の振幅検出手段は、各々、前記サンプリングクロック発生手段の出力信号から各パ
イロット周波数に等しいか、もしくは略等しい周波数で
ある２相のパイロット検出信号を発生する２相信号発生
手段と、前記２相信号発生手段からの出力信号と前記サ
ンプリング手段からの出力信号との間でそれぞれ乗算を
行う第１、第２の乗算手段と、前記第１、第２の乗算手
段の出力からそれぞれの信号の低域成分を抜き出す第
１、第２の低域通過フィルタと、前記第１、第２の低域
通過フィルタからの出力信号を各々自乗演算する第１、
第２の自乗演算手段と、前記第１、第２の自乗演算手段
の出力信号を加算演算する加算演算手段と、前記加算演
算手段からの出力信号を平方根演算し、その演算結果を
前記差分手段へ出力する平方根演算手段とを有すること
を特徴とするトラッキング誤差検出装置。
【請求項２】磁気テープの長手方向に対して斜めに形成
され、パイロット信号が情報信号と多重されて記録され
たトラックを回転ヘッドにより再生し、前記回転ヘッド
により再生走査すべき主トラックの両隣接トラックから
再生されたパイロット信号のレベル差を求め、前記主ト
ラックに対する前記回転ヘッドの走査軌跡のずれを補正
するためのトラッキング信号を形成するトラッキング誤
差検出装置において、クロック発生手段と、前記クロック発生手段の出力信号
をもとに、両隣接トラックから再生された前記パイロッ
ト信号周波数の公倍数と等しいかもしくは略等しい周波
数のサンプリング信号を発生するサンプリングクロック
発生手段と、再生信号を前記サンプリング信号でサンプ
リングしてＡ／Ｄ変換するサンプリング手段と、前記サ
ンプリング手段の出力信号から隣接トラックから再生さ
れたパイロット信号の振幅を検出する第１、第２の振幅
検出手段と、前記第１、第２の振幅検出手段の出力の差
分を求めてトラッキング誤差信号を出力する時間多重差
分手段とを具備し、前記第１、第２の振幅検出手段は、各々、前記サンプリングクロック発生手段の出力信号から各パ
イロット周波数に等しいか、もしくは略等しい周波数で
ある２相のパイロット検出信号を、時間多重に発生する
時間多重２相信号発生手段と、前記時間多重２相信号発
生手段からの出力信号と前記サンプリング手段からの出
力信号との間で乗算を行う乗算手段と、前記乗算手段の
出力から前記２相信号のそれぞれの低域成分を時間多重
で抜き出す時間多重低域通過フィルタと、前記時間多重
低域通過フィルタからの出力信号を自乗演算する自乗演
算手段と、前記自乗演算手段の出力信号を前記２相信号
間で加算演算を行う時間多重加算演算手段と、前記時間
多重加算演算手段から出力される２相信号をそれぞれ平
方根演算し、その演算結果を前記差分手段へ出力する平
方根演算手段とを有することを特徴とするトラッキング
誤差検出装置。
【請求項３】サンプリングクロック発生手段のサンプリ
ング周波数は、両隣接トラックからのパイロット信号の
うちどちらかのパイロット信号の周波数の４倍もしくは
略４倍であることを特徴とする請求項１または請求項２
記載のトラッキング誤差検出装置。
【請求項４】平方根演算手段は、入力データの大きさに
よりグループ分けを行い、グループ判別信号を出力する
入力範囲判別手段と、前記グループ判別信号に応じて前
記入力データの特定のビットを抜き出すビット抽出手段
と、前記グループ判別手段と前記ビット抽出手段の出力
を元にアドレスを出力するアドレス決定手段と、前記ア
ドレスに応じて出力データを出力するメモリより構成さ
れることを特徴とする請求項１または請求項２記載のト
ラッキング誤差検出装置。
【請求項５】アドレス決定手段は、入力範囲判別手段の
出力に応じて決まる特定パターンと、ビット抽出手段の
出力の組み合わせによりアドレスを出力することを特徴
とする請求項４記載のトラッキング誤差検出装置。
【請求項６】アドレス決定手段は、入力範囲判別手段に
よって分けられたグループ毎に異なる位置に０を、それ
以外の位置には１を割り振った特定パターンとビット抽
出手段の出力の組み合わせによりアドレスを出力するこ
とを特徴とする請求項５記載のトラッキング誤差検出装
置。
【請求項７】自乗演算手段は、絶対値演算手段と、前記
絶対値演算手段の出力をアドレスとするメモリにより構
成され、出力の最下位ビットは前記絶対値演算手段の最
下位ビットであり、残りのビットは前記メモリより出力
されることを特徴とする請求項１または請求項２記載の
トラッキング誤差検出装置。
【請求項８】自乗演算手段は、絶対値演算手段と、前記
絶対値演算手段の出力をアドレスとするメモリにより構
成され、出力の最下位から２番目のビットは０を出力
し、残りのビットは前記メモリより出力されることを特
徴とする請求項１または請求項２記載のトラッキング誤
差検出装置。
【請求項９】自乗演算手段は、絶対値演算手段と、前記
絶対値演算手段の出力をアドレスとするメモリにより構
成され、出力の最下位ビットは前記絶対値演算手段の最
下位ビットであり、かつ、出力の最下位から２番目のビ
ットは０を出力し、残りのビットは前記メモリより出力
されることを特徴とする請求項１または請求項２記載の
トラッキング誤差検出装置。