JP3036298B2

JP3036298B2 - 磁気記録再生装置

Info

Publication number: JP3036298B2
Application number: JP5137365A
Authority: JP
Inventors: 謙一本庄; 治夫井阪; 誠後藤; 清一橋本; 雅文下田代
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-06-08
Filing date: 1993-06-08
Publication date: 2000-04-24
Anticipated expiration: 2015-04-24
Also published as: JPH06349156A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、画像、音声、データ等
を磁気テープに記録する磁気記録再生装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】ビデオテープレコーダ（以下、ＶＴＲと
記す）など磁気テープを媒体とした磁気記録再生装置が
実用化され普及している。また、より一層の高密度記録
による装置の小型化、ディジタル化の開発が各社でなさ
れている。このように記録密度を上げ、しかも互換性能
を確保するためには、ヘッドとトラックの正確なトラッ
キングを行うことが重要である。正確なトラッキングを
実現するための技術として、従来のように固定ヘッドを
用いたコントロール信号によるトラッキング制御方式
（ＣＴＬ制御方式）に代わる方式であるＡＴＦ制御方式
が知られている。このＡＴＦ制御方式とは、パイロット
信号を情報信号とは別領域にバースト的に記録するか、
もしくは情報信号に周波数多重または変調記録して、再
生時にこのパイロット信号を用いてトラッキング制御を
行う方式である。

【０００３】（図１２）は、従来のＡＴＦ制御方式の構
成を示すブロック図である。同図において、９は記録媒
体としての磁気テープであり、ＡＴＦ制御用としてパイ
ロット信号ｆ₁（トラック１０２ｂ、ｆ）、ｆ₂（トラッ
ク１０２ｄ、ｈ）が記録されているものとする。なお、
ｆ₀（トラック１０２ａ、ｃ、ｅ、ｇ）は、ＡＴＦ制御
対象のヘッド（この場合１０１ａまたは１０１ｃ）が走
査すべきトラックを示す。また、図示していないが、以
後同様のパターンが記録されているものとする。なお、
よく知られているように通常ガードバンドレス記録の場
合には、アジマス記録方式を採用するが、このとき、パ
イロット信号の周波数は、アジマス損失の影響の小さい
低い値が選ばれる。１０は磁気テープ９を巻きとるリー
ル、１１は磁気テープ９を精度良く送るキャプスタンモ
ータ、１２は磁気テープ９をキャプスタンモータ１１に
圧着するピンチローラ、１００は再生時に磁気テープ９
の記録面に接触するように配置された回転シリンダであ
る。（図１３）に、この回転シリンダ１００に取り付け
られ、情報信号を再生するヘッド１０１ａ〜１０１ｄの
配置を示す。

【０００４】５０はＡＴＦ制御対象ヘッドの再生信号を
増幅するヘッドアンプ、６５はパイロット周波数帯の信
号を透過させる帯域通過フィルタ、４６はトラッキング
エラー信号を検出する誤差信号検出部、７はトラッキン
グエラー信号に基づいてキャプスタンモータを位相制御
する制御部である。

【０００５】以下に、（図１２）に示すようにヘッド１
０１ａが、トラック１０２ｃを走査している場合におけ
るＡＴＦ制御方式の動作を説明する。

【０００６】ヘッド１０１ａには、トラック１０２ｃの
情報信号とは別にトラック１０２ｃの両隣のトラック１
０２ｂ、１０２ｄから各々漏れ込んだパイロット信号ｆ
₁、ｆ₂が誘起される。そこでまず、ヘッドアンプ５０に
よってヘッド１０１ａの再生信号を増幅し、帯域通過フ
ィルタ６５によってパイロット信号ｆ₁、ｆ₂の周波数帯
を通過させる。その後、パイロット信号ｆ₁を第１のパ
イロット信号検出部４５ａによって検波整流するととも
に、パイロット信号ｆ₂を第２のパイロット信号検出部
４５ｂによって検波整流する。次に、第１及び第２のパ
イロット信号検出部４５ａ、４５ｂの各出力を差分器６
によって両者の差を求め、すなわちトラッキングエラー
信号を求める。このトラッキングエラー信号をもとに制
御部７によって、ヘッド１０１ａがトラック１０２ｂの
センターを走査するように、キャプスタンモータ１１の
回転を制御する。

【０００７】ここでは、ヘッド１０１ａを例にとり説明
したが、ヘッド切換パルス発生器４１の出力パルスに応
じて、ヘッド１０１ａ、１０１ｂの組と１０１ｃ、１０
１ｄの組を順次切り換えて使用し、ヘッド１０１ｃも同
様に制御する。なお、差分器６の出力変化とトラックず
れ方向とは、ヘッド毎に極性が逆になるため、実際のト
ラッキングエラー信号は、ヘッド切換パルス発生器４１
の出力パルスに同期して正反切換スイッチ７ｂを切り換
え、差分器６の出力極性を切り換えて使用する。

【０００８】以上で説明した構成は、特開平２−５９５
３８号公報などに記載されている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】近年、ユーザーが取り
扱いやすいように装置の小型化をはかるために回路のＩ
Ｃ化が進んでいる。従来例における第１及び第２のパイ
ロット信号検出部は、コイル、コンデンサなどの大型外
付け・調整素子で構成することが多く、ディジタル処理
化してＩＣ化することが必須である。ディジタル処理化
する場合、Ａ／Ｄ変換器によってアナログ信号をディジ
タル信号に変換する方式があるが、量子化ビットは、Ａ
／Ｄ変換器のコスト面、消費電力面などの理由から、大
きくできない（例えば、８ビット）。そのため、量子化
ノイズに対する検出Ｓ／Ｎを良くするためには、検出部
に前置きされる帯域通過フィルタ（ここでは６５）の帯
域をできるだけ狭く設計する必要がある。

【００１０】しかしながら、帯域を狭くすれば、帯域通
過フィルタをＩＣ化する際に内部の構成素子のバラツキ
により所望の帯域からずれることによって、パイロット
信号の検出レベルがばらつき、ヘッドスイッチの周波数
に同期した外乱を生じ易くなる。そこで、バラツキを考
慮して帯域を広く設計するか、もしくは、帯域を狭く設
計するために外付けの素子を設けるなどの弊害があっ
た。

【００１１】本発明は上記問題点に鑑み、パイロット信
号以外のノイズ成分をできる限り落として検出Ｓ／Ｎを
上げ、部品バラツキに強く、ＩＣ化を容易にする磁気記
録再生装置を提供することを目的とする。特に、パイロ
ット信号検出部のディジタル処理化において、量子化ノ
イズを主とするノイズに対するパイロット信号の検出Ｄ
レンジを広くとることが可能になる。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の磁気記録再生装置は、磁気テープの長手方向
に対して斜めにトラックを形成するように記録を行い、
パイロット信号を情報信号と多重または分割記録する記
録手段と、前記磁気テープの記録情報を再生する再生ヘ
ッドと、前記再生ヘッドが走査すべき主トラックの両隣
のトラックに記録されたパイロット信号のレベル差をト
ラッキングエラー信号として出力する誤差検出手段と、
前記トラッキングエラー信号によって再生時のトラック
と前記再生ヘッドとの相対位置関係を制御する制御手段
とを備える磁気記録再生装置において、前記誤差検出手
段は、前記主トラックの一方に隣接するトラックに記録
されたパイロット信号と他方に隣接するトラックに記録
されたパイロット信号を抜き取る帯域通過フィルタを有
するプリフィルタ手段と、前記帯域通過フィルタによっ
て抜き取られたパイロット信号を検波整流するパイロッ
ト信号検出手段と、前記パイロット信号検出手段の出力
よりトラッキングエラー信号を検出するエラー信号検出
手段とを備え、前記プリフィルタ手段は、前記帯域通過
フィルタと、リファレンスクロックを発生するリファレ
ンスクロック発生手段と、前記リファレンスクロックが
入力されるリファレンスフィルタ手段と、前記リファレ
ンスクロックと前記リファレンスフィルタ手段の出力信
号との位相差を検出する位相比較手段と、前記位相比較
手段の出力レベルに応じて、リファレンスフィルタ手段
の中心周波数及び前記帯域通過フィルタの中心周波数を
同一方向に補正する補正手段を含んで構成されることを
特徴とする。

【００１３】

【作用】本発明の磁気記録再生装置は、上記構成をとる
ことにより、検出Ｓ／Ｎが良く、ＩＣ化が容易な構成と
なる。特に、パイロット信号検出部のディジタル処理化
において、量子化ノイズを主とするノイズに対するパイ
ロット信号の検出Ｄレンジを広くとることが可能にな
る。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の第１の実施例について、図面
を参照しながら説明する。

【００１５】（図１）は本発明に係わる第１の実施例の
磁気記録再生装置の原理図を示すものである。なお、構
成要素が従来例と同様に機能するものについては、従来
例と同一の符号を付している。

【００１６】同図において、９は記録媒体としての磁気
テープであり、ＡＴＦ制御用としてパイロット信号ｆ₁
（トラック１０２ｂ、ｆ）、ｆ₂（トラック１０２ｄ、
ｈ）が記録されているものとする。なお、ｆ₀（トラッ
ク１０２ａ、ｃ、ｅ、ｇ）は、ＡＴＦ制御対象のヘッド
（この場合１０１ａまたは１０１ｃ）が走査すべきトラ
ックを示す。また、図示していないが、以後同様のパタ
ーンが記録されているものとする。１０は磁気テープ９
を巻きとるリール、１１は磁気テープ９を精度良く送る
キャプスタンモータ、１２は磁気テープ９をキャプスタ
ンモータ１１に圧着するピンチローラ、１００は再生時
に磁気テープ９の記録面に接触するように配置された回
転シリンダ、１０１ａ〜１０１ｄは回転シリンダ１００
に取り付けられ情報信号を再生するヘッド、５０はＡＴ
Ｆ制御対象ヘッドの再生信号を増幅するヘッドアンプ、
４６はトラッキングエラー信号を検出する誤差信号検出
部、７はトラッキングエラー信号に基づいてキャプスタ
ンモータを位相制御する制御部、４００は誤差信号検出
部４６における帯域通過フィルタ６０の中心周波数のず
れを自動補正する中心周波数補正部である。（図２）
に、シリンダ１００上に搭載されたヘッド１０１ａ〜１
０１ｄの配置図を示す。

【００１７】以下に、（図１）に示すようにヘッド１０
１ａが、トラック１０２ｃを走査している場合における
ＡＴＦ制御方式の動作を説明する。

【００１８】ヘッド１０１ａには、トラック１０２ｃの
情報信号とは別にトラック１０２ｃの両隣のトラック１
０２ｂ、１０２ｄから各々漏れ込んだパイロット信号ｆ
₁、ｆ₂が誘起される。なお、よく知られているように通
常ガードバンドレス記録の場合には、アジマス記録方式
を採用するが、このとき、パイロット信号の周波数は、
アジマス損失の影響の小さい低い値が選ばれる。そこで
まず、ヘッド１０１ａの再生信号をヘッドアンプ５０に
よって増幅し、パイロット信号を抜き取る帯域通過フィ
ルタ６０を通過させる。次に、誤差信号検出部４６で
は、帯域通過フィルタ６０の出力信号に含まれるパイロ
ット信号のうちｆ₁を第１のパイロット信号検出部４５
０ａで検波整流するとともに、ｆ₂を第２のパイロット
信号検出部４５０ｂで検波整流する。第１及び第２のパ
イロット信号検出部の各出力は、ヘッド１０１ａの走査
すべきトラック１０２ｃの両隣のトラック１０２ｂ、１
０２ｄから漏れ込んだパイロット信号のレベルを表し、
両者を比較することでヘッド１０１ａの相対位置を知る
ことができる。したがって、差分器６によって両者の差
を求め、すなわちトラッキングエラー信号を求め、これ
を制御部７に入力することで、ヘッド１０１ａがトラッ
ク１０２ｃのセンターを走査するように、キャプスタン
モータ１１にトルク指令を送り、その回転を制御する。

【００１９】ここでは、ヘッド１０１ａを例にとり説明
したが、ヘッド切換パルス発生器４１の出力パルスに応
じて、ヘッド１０１ａ、ｂ組と１０１ｃ、ｄ組を順次切
り換えて使用し、ヘッド１０１ｃも同様に制御する。な
お、差分器６の出力変化とトラックずれ方向とは、ヘッ
ド毎に極性が逆になる。そのため、実際のトラッキング
エラー信号は、ヘッド切換パルス発生器４１の出力パル
スに同期して正反切換スイッチ７ｂを切り換え、差分器
６の出力極性を切り換えて使用する。

【００２０】以下に、中心周波数補正部４００の具体的
な構成、並びに動作を説明する。（図１）において、４
２はリファレンスクロック発生器、４３はリファレンス
フィルタ、４４は位相比較器である。位相比較器４４
は、リファレンスクロックとリファレンスフィルタ４３
の出力との位相差を検出し、リファレンスフィルタ４３
の入出力位相差が常に一定になるようにリファレンスフ
ィルタ４３の周波数伝達特性を補正し、帯域通過フィル
タ６０の中心周波数のずれを補正する。

【００２１】（図３）に帯域通過フィルタ６０及び中心
周波数補正部４００の詳細図を示す。２００は２次の低
域通過フィルタ（２０１はオペアンプ）、２１０は２次
の高域通過フィルタ（２１１はオペアンプ）であり、こ
れらを直列接続することで、（図３）の２５０に示すよ
うにパイロット信号ｆ₁及びｆ₂を抜き取る帯域通過フィ
ルタを形成する（理想状態）。実際には、これらのフィ
ルタをＩＣ化した場合、素子のバラツキ及び温度変動で
中心周波数にずれを生じる。ＩＣの特徴として、同一シ
ート上では、素子の絶対バラツキは大きいが（例えば±
１０［％］）、相対バラツキは非常に小さい（例えば±
１［％］）ことが知られている。また、温度変動につい
ても、絶対バラツキが支配的で、相対バラツキはほとん
どない。したがって、ＬＰＦ２００、ＨＰＦ２１０をＩ
Ｃ化した場合、（図４）に示すように、これらのオーバ
ーオールでの周波数伝達特性は素子のバラツキについて
図のように変位する。２５０は先ほど述べた理想状態で
の特性、２４９は構成素子がプラス方向に変位した場合
における特性、２５１は構成素子がマイナス方向に変位
した場合における特性を示す。

【００２２】ＬＰＦ２００、ＨＰＦ２１０の共振周波数
ｆ_LC、ｆ_HCは、（図３）を参照して、一般に次式で表さ
れる。

【００２３】ｆ_LC＝１／｛２π（Ｒ_L1Ｃ_L1Ｒ_L2Ｃ_L2）^1/2｝・・・（１）ｆ_HC＝１／｛２π（Ｒ_H1Ｃ_H1Ｒ_H2Ｃ_H2）^1/2｝・・・（２）また、Ｑ値Ｑ_L、Ｑ_Hは、一般に次式で表される。

【００２４】Ｑ_L＝｛（Ｒ_L1Ｃ_L1）／（Ｒ_L2Ｃ_L2）｝^1/2 ・・・（３）Ｑ_H＝｛（Ｒ_H2Ｃ_H2）／（Ｒ_H1Ｃ_H1）｝^1/2 ・・・（４）以上の式を参考に、ｆ_LC＝ｆ₂、ｆ_HC＝ｆ₁、Ｑ_L＝Ｑ_Hと
なるように、構成素子（Ｒ、Ｃ等）を設定し、パイロッ
ト信号ｆ₁、ｆ₂を抜き取る帯域通過フィルタを形成す
る。

【００２５】（式１）、（式２）で表されるように、構
成要素の一部を外部バイアス等によって、素子値を調整
できれば、中心周波数を補正し理想状態（グラフ２５
０）にほぼ近づけることができることが分かる。したが
って、この例では、（図３）に示すようにＬＰＦ２００
についてはＲ_L1を、ＨＰＦ２１０についてはＲ_H2を外部
バイアスによって値を調整できる小信号伝達コンダクタ
ンス可変回路と呼ばれる回路で構成する。

【００２６】（図５）に小信号伝達コンダクタンス可変
回路（以後、ｇｍ可変回路と略称する）の詳細図を示
す。２６０は入力信号の電圧振幅を基準抵抗Ｒ_gによっ
て決まる電流振幅に変換する回路、２６１は外部バイア
スｖ_bによって電流振幅を調整する回路、２６２は出力
回路である。

【００２７】ｇｍ可変回路の具体的な動作は、以下の通
りである。入力信号が０の場合、変換回路２６０を構成
する抵抗Ｒ_gをエミッタ側に接続された差動回路は平衡
しており、抵抗Ｒ_gに流れる電流は０であるとする。こ
の状態で、入力信号振幅ｖ_iとすると、抵抗Ｒ_gに流れる
電流ｉ_Rgは次式で表される。

【００２８】ｉ_Rg＝ｖ_i／Ｒ_g ・・・（５）ただし、トランジスタのｒ_eは、Ｒ_g＞＞ｒ_eであり無視
する。

【００２９】調整回路２６１に加えられるバイアスｖ_b
と出力電流ｉ_oとの関係は、次式で表される。

【００３０】ｉ_o＝２ｉ_Rg／｛１＋ｅｘｐ（−ｖ_b／ｖ_T）｝・・・（６）したがって、この回路を用いれば、抵抗Ｒ_gの見かけ上
の抵抗値Ｒ_g'は、Ｒ_g'＝ｖ_i／ｉ_Rg ＝｛１＋ｅｘｐ（−ｖ_b／ｖ_T）｝Ｒ_g／２・・・（７）で表される。ただし、ｖ_Tはトランジスタの熱電圧（常
温時ｖ_T＝０．０２６［Ｖ］）である。また、トランジ
スタのｈ_FE及びｈ_feは∞として、以上の式を算出した。

【００３１】次に、ｇｍ可変回路を用いて、帯域通過フ
ィルタ６０の中心周波数を補正する機能の構成と動作を
説明する。

【００３２】（図３）において、２２０はリファレンス
フィルタ（２２１はオペアンプ）、２３０は位相比較器
である。リファレンスフィルタ２２０は、２次のＬＰＦ
で構成され、共振周波数ｆ_RCは、次式で表される。

【００３３】ｆ_RC＝１／｛２π（Ｒ_R1Ｃ_R1Ｒ_R2Ｃ_R2）^1/2｝・・・（８）ＩＣ化した場合には先ほど述べたことから明らかなよう
に、素子のバラツキ及び温度変動によって、ｆ_RCはＬＰ
Ｆ２００、ＨＰＦ２１０の共振周波数ｆ_LC、ｆ _HCと同じ
方向に同じ率で変位する。

【００３４】今、素子のバラツキ及び温度変動がないと
して、ｆ_RCをリファレンスクロックの周波数ｆ_rCLKと同
じになるように、構成定数（Ｒ_R1、Ｃ_R1、Ｒ_R2、Ｃ_R2）
を設定した場合の周波数−位相特性を（図６）のグラフ
３５０に示す。このグラフからｆ_rCLK点では、入出力の
位相差が−９０［ｄｅｇ］であることが分かる。また、
３４９は構成素子がプラス方向に変位した場合、３５１
は構成素子がマイナス方向に変位した場合の周波数−位
相特性を表す。

【００３５】以上の内容から、リファレンスフィルタの
入出力位相差が常に−９０［ｄｅｇ］になるように調整
できれば、帯域通過フィルタ６０の中心周波数もほぼ理
想状態に調整されることが分かる。

【００３６】（図３）において、２３０はリファレンス
フィルタの入出力の位相差を検出する位相比較器であ
る。位相比較器２３０は、ＸＯＲ回路２３１、積分器２
３２で構成される。位相比較器の出力は、ＬＰＦ２０
０、ＨＰＦ２１０及びリファレンスフィルタ２２０のｇ
ｍ可変回路に接続され、その出力に応じて、各フィルタ
の周波数伝達特性が調整される構成になっている。

【００３７】具体的な動作を（図７）を参照しながら以
下に説明する。（図７）において、（ａ）はリファレン
スクロック、（ｂ）はリファレンスクロックが入力され
たリファレンスフィルタの出力（矩形波近似）、（ｃ）
はＸＯＲ２３１の出力（ただし、説明上積分器２３２を
接続していない場合）、それぞれの波形を示したもので
ある。（ｃ）の波形から分かるように、この出力をコン
デンサからなる積分器２３２に接続した場合、入出力位
相差が−９０［ｄｅｇ］のとき、コンデンサへの電流の
供給、吸い込みが平衡する（引き込み動作→定常動
作）。すなわち、リファレンスフィルタ２２０の入出力
位相差を常に−９０［ｄｅｇ］になるように制御すると
同時に、帯域通過フィルタ６０の中心周波数もほぼ理想
状態に補正するように制御する。

【００３８】以上のように、本発明に係わる第１の実施
例によれば、パイロット信号検出回路の直前に、中心周
波数のずれを補正するリファレンス機能をもった帯域通
過フィルタを備えるので、パイロット信号の周波数帯を
できるだけ狭い帯域で抜き取ることができる。特に、パ
イロット信号検出部をディジタル処理する場合、従来の
方式に比べて量子化ノイズを主とするノイズに対する検
出Ｄレンジを広くすることが可能である。

【００３９】特に、２周波のＡＴＦ制御方式において
は、帯域通過フィルタを低域通過フィルタと高域通過フ
ィルタとを直列接続して帯域通過フィルタを形成するこ
とによって、帯域通過フィルタ単体時よりもより急峻に
パイロット信号周波数帯を抜き取ることが可能である。

【００４０】以下、本発明の第２の実施例について、図
面を参照しながら説明する。（図８）は本発明に係わる
第２の実施例における磁気記録再生装置の原理図を示す
ものである。なお、構成要素が従来例および上記第１の
実施例と同様に機能するものについては、同一の符号を
付している。ここでは、第１の実施例との図面上での違
いは、誤差信号検出部４５１だけであるので、構成要素
及び誤差信号検出部４５１以外の基本動作については、
第１の実施例の説明を参照していただきたい。また（図
９）に、シリンダ１００上に搭載されたヘッド１０１ａ
〜１０１ｄの配置図を示す。

【００４１】誤差信号検出部４５１では、帯域通過フィ
ルタ６０の出力信号をＡ／Ｄ変換器７０によってディジ
タル信号に変換し、第１及び第２のパイロット信号検出
部においてパイロット信号の整流化を行い、互いの差を
とった後、再びＤ／Ａ変換してトラッキングエラー信号
を得るようにしている。なお、Ａ／Ｄ変換器７０のサン
プリングクロックは、その周波数がパイロット信号の周
波数の公倍数に選ばれ、クロック発生器４０の出力クロ
ックを分周してサンプリングクロック発生器７１によっ
て形成される。

【００４２】以下に、第１及び第２のパイロット信号検
出部の動作原理を説明するが、まず、第１のパイロット
信号検出部４５０ａについて説明する。

【００４３】２５はクロック発生器４０が接続された第
１の分周部であり、再生パイロットｆ₁と同じ周波数
ｆ₁'のクロックを出力する。そのなかの２５ａ、２５ｂ
はそれぞれ第１、第２の分周器として、互いに９０度位
相が異なったｆ₁'周波数のクロックを出力する。第１、
第２の分周器２５ａ、２５ｂの出力Ｄ_1a、Ｄ_1bをそれぞ
れ、次式で表す。

【００４４】Ｄ_1a＝ｓｉｎ（２πｆ₁'ｔ）Ｄ_1b＝ｃｏｓ（２πｆ₁'ｔ）２０ａは第１の乗算器であり、帯域通過フィルタ６０を
透過後の再生信号と第１の分周器２５ａの出力Ｄ_1aとを
かけ算する。また、２０ｂは第２の乗算器であり、同じ
く再生信号と第２の分周器２５ｂの出力Ｄ_1bとをかけ算
する。今、再生信号のうちパイロットｆ₁成分Ｈ₁を、Ｈ₁＝Ａ₁ｓｉｎ（２πｆ₁ｔ）（ただし、Ａ₁：パイロットｆ₁振幅、ｔ：時間）とすると、第１の乗算器２０ａの出力Ｍ_1aは、次式のよ
うになる。

【００４５】Ｍ_1a＝Ｈ₁×Ｄ_1a ＝Ａ₁／２｛ｃｏｓ（２πｆ₁ｔ−２πｆ₁'ｔ）−ｃｏｓ
（２πｆ₁ｔ＋２πｆ₁'ｔ）｝＝Ａ₁／２｛ｃｏｓ（θ₁）−ｃｏｓ（２πｆ₁ｔ＋２π
ｆ₁'ｔ）｝また、第２の乗算器２０ｂの出力Ｍ_1bは、次式のように
なる。

【００４６】Ｍ_1b＝Ｈ₁×Ｄ_1b ＝Ａ₁／２｛ｓｉｎ（２πｆ₁ｔ−２πｆ₁'ｔ）＋ｓｉｎ
（２πｆ₁ｔ＋２πｆ₁'ｔ）｝＝Ａ₁／２｛ｓｉｎ（θ₁）＋ｓｉｎ（２πｆ₁ｔ＋２π
ｆ₁'ｔ）｝なお、θ₁は再生パイロットｆ₁と第１及び第２の分周器
の出力クロックｆ₁'との位相差を表す。２１ａは第１の
低域通過フィルタであり、第１の乗算器２０ａの出力Ｍ
_1aの低域信号だけを通過させる。同じく２１ｂは第２の
低域通過フィルタであり、第２の乗算器２０ｂの出力Ｍ
_1bの低域だけを通過させる。したがって、第１の低域通
過フィルタ２１ａの出力Ｌ_1aは、上記Ｍ_1aのうち第１項
だけが通過し、また、第２の低域通過フィルタ２１ｂの
出力Ｌ_1bは、上記Ｍ_1bのうち第１項だけが通過する。つ
まり、Ｌ_1a＝Ａ₁／２｛ｃｏｓ（θ₁）｝Ｌ_1b＝Ａ₁／２｛ｓｉｎ（θ₁）｝となる。そこで次のように上記の第１及び第２の低域通
過フィルタの出力をそれぞれ２乗して、互いに加算しル
ートをとると、第１のパイロット検出部４５０ａの出力
Ｐ_D1として、再生パイロットｆ₁振幅の１／２の成分が
得られる。

【００４７】Ｐ_D1＝（Ｌ_1a ²＋Ｌ_1b ²）^1/2 ＝Ａ₁／２（ただし、ｓｉｎ²（θ₁）＋ｃｏｓ²（θ₁）＝１）次に、第２のパイロット信号検出部４５０ｂについて説
明する。

【００４８】３５はクロック発生器４０が接続された第
２の分周部であり、再生パイロットｆ₂と同じ周波数
ｆ₂'のクロックを出力する。そのなかの３５ａ、３５ｂ
はそれぞれ第３、第４の分周器として、互いに９０度位
相が異なったｆ₂'周波数のクロックを出力する。第３、
第４の分周器３５ａ、３５ｂの出力Ｄ_2a、Ｄ_2bをそれぞ
れ、次式で表す。

【００４９】Ｄ_2a＝ｓｉｎ（２πｆ₂'ｔ）Ｄ_2b＝ｃｏｓ（２πｆ₂'ｔ）３０ａは第３の乗算器であり、帯域通過フィルタ６０を
透過後の再生信号と第３の分周器３５ａの出力Ｄ_2aとを
かけ算する。また、３０ｂは第４の乗算器であり、同じ
く再生信号と第４の分周器３５ｂの出力Ｄ_2bとをかけ算
する。今、再生信号のうちパイロットｆ₂成分Ｈ₂を、Ｈ₂＝Ａ₂ｓｉｎ（２πｆ₂ｔ）（ただし、Ａ₂：パイロットｆ₂振幅、ｔ：時間）とすると、第３の乗算器３０ａの出力Ｍ_2aは、次式のよ
うになる。

【００５０】Ｍ_2a＝Ｈ₂×Ｄ_2a ＝Ａ₂／２｛ｃｏｓ（２πｆ₂ｔ−２πｆ₂'ｔ）−ｃｏｓ
（２πｆ₂ｔ＋２πｆ₂'ｔ）｝＝Ａ₂／２｛ｃｏｓ（θ₂）−ｃｏｓ（２πｆ₂ｔ＋２π
ｆ₂'ｔ）｝また、第４の乗算器３０ｂの出力Ｍ_2bは、次式のように
なる。

【００５１】Ｍ_2b＝Ｈ₂×Ｄ_2b ＝Ａ₂／２｛ｓｉｎ（２πｆ₂ｔ−２πｆ₂'ｔ）＋ｓｉｎ
（２πｆ₂ｔ＋２πｆ₂'ｔ）｝＝Ａ₂／２｛ｓｉｎ（θ₂）＋ｓｉｎ（２πｆ₂ｔ＋２π
ｆ₂'ｔ）｝なお、θ₂は再生パイロットｆ₂と第３及び第４の分周器
の出力クロックｆ₂'との位相差を表す。３１ａは第３の
低域通過フィルタであり、第３の乗算器３０ａの出力Ｍ
_2aの低域信号だけを通過させる。同じく３１ｂは第４の
低域通過フィルタであり、第４の乗算器３０ｂの出力Ｍ
_2bの低域だけを通過させる。したがって、第３の低域通
過フィルタ３１ａの出力Ｌ_2aは、上記Ｍ_2aのうち第１項
だけが通過し、また、第４の低域通過フィルタ３１ｂの
出力Ｌ_2bは、上記Ｍ_2bのうち第１項だけが通過する。つ
まり、Ｌ_2a＝Ａ₂／２｛ｃｏｓ（θ₂）｝Ｌ_2b＝Ａ₂／２｛ｓｉｎ（θ₂）｝となる。そこで次のように上記の第３及び第４の低域通
過フィルタの出力をそれぞれ２乗し、互いに加算してル
ートをとると、第２のパイロット検出部４５０ｂの出力
Ｐ_D2として、再生パイロットｆ₂振幅の１／２の成分が
得られる。

【００５２】Ｐ_D2＝（Ｌ_2a ²＋Ｌ_2b ²）^1/2 ＝Ａ₂／２（ただし、ｓｉｎ²（θ₂）＋ｃｏｓ²（θ₂）＝１）なお、Ａ／Ｄ変換器７０のサンプリングクロックは、そ
の周波数がパイロット信号の周波数の公倍数に選ばれ、
クロック発生器４０の出力クロックを分周してサンプリ
ングクロック発生器によって形成される。

【００５３】また、この例では、Ｄ／Ａ変換器８０を差
分器６の直後に設けたが、Ｄ／Ａ変換器を介さず、制御
部７によってディジタル処理してもよい。

【００５４】以上のように、本発明に係わる第２の実施
例によれば、パイロット信号検出部を従来のように、コ
イル、コンデンサなどの大型外付け・調整素子を必要と
せず、すべてディジタルで構成できるので、バラツキに
強く、ＩＣ化が容易となる。

【００５５】以下、本発明の第３の実施例について、図
面を参照しながら説明する。（図１０）は本発明に係わ
る第３の実施例における磁気記録再生装置の原理図を示
すものである。なお、構成要素が従来例および上記実施
例と同様に機能するものについては、同一の記号を付し
たが、ここでは、第１の実施例との図面上での違いはＰ
ＬＬ４５２だけであるので、構成要素及びＰＬＬ４５２
以外の基本動作については、第１及び２の実施例の説明
を参照していただきたい。

【００５６】以下に、ＰＬＬ４５２に関する動作の説明
をする。ＰＬＬ４５２は再生信号の周波数に同期したク
ロックを発生する。この出力クロックは、誤差信号検出
部４５１の動作周波数を決めるクロック発生器４０と帯
域通過フィルタ６０の中心周波数を決める中心周波数補
正部４００のリファレンスクロック発生器４２に接続さ
れる。

【００５７】以上、本発明に係わる第３の実施例によれ
ば、ＰＬＬによって帯域通過フィルタ及びパイロット信
号検出部の中心周波数を同期させるので、先に述べた第
１及び第２の実施例の効果に合わせて、サーチ、スロー
などの特殊再生において、再生周波数が通常再生時から
ずれる場合でも、パイロット信号の精度良く検出するこ
とが可能である。

【００５８】なお、本実施例では２周波パイロット信号
のＡＴＦシステムを中心に述べたが、１周波以上のＡＴ
Ｆシステムにおいても本発明は応用が可能である。

【００５９】また、実施例ではトラッキングエラー信号
に基づいて磁気テープの送りをキャプスタンモータによ
って制御する方式を中心に述べたが、本発明は、回転シ
リンダに搭載されたヘッドを上下に振ることによってト
ラッキング制御する方式（ＤＴＦ）にも適用できる。

【００６０】その他、本発明の主旨を変えずして種々の
変更・変形が可能である。

【００６１】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の磁気記録再生装置は、パイロット信号検出部の直前
に、中心周波数のずれを補正するリファレンス機能をも
った帯域通過フィルタで形成される帯域通過フィルタを
設けているので、パイロット信号の周波数帯をできるだ
け狭い帯域で抜き取ることができ、特に、パイロット信
号検出部をディジタル処理する場合、従来の方式に比べ
て量子化ノイズを主とするノイズに対する検出Ｄレンジ
を広くとることができ、従来の方式に比べて制御性能の
一指標となる検出Ｓ／Ｎを良くすることが可能である。

【００６２】また、素子のバラツキ及び温度特性に強い
構成であり、ＩＣ化など小型化が容易となる。

【００６３】さらに、ＰＬＬを付加して相対速度補正機
能をもたせることによって、特殊再生時などにおいても
検出Ｄレンジが広くとれ、安定した制御特性を得ること
が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係わる第１の実施例を示す磁気記録再
生装置の構成図

【図２】本発明の第１の実施例における、回転シリンダ
上に設けられたヘッドの配置図

【図３】本発明に係わる第１の実施例における帯域通過
フィルタの詳細図

【図４】本発明に係わる第１の実施例における帯域通過
フィルタの周波数伝達特性を示すグラフ

【図５】本発明に係わる第１の実施例における小信号伝
達コンダクタンス（ｇｍ）可変回路の構成図

【図６】本発明に係わる第１の実施例におけるリファレ
ンスフィルタの周波数−位相特性を示すグラフ

【図７】本発明に係わる第１の実施例における中心周波
数補正手段の動作波形図

【図８】本発明に係わる第２の実施例における磁気記録
再生装置の構成図

【図９】本発明の第２の実施例における、回転シリンダ
上に設けられたヘッドの配置図

【図１０】本発明に係わる第３の実施例における磁気記
録再生装置の構成図

【図１１】本発明の第３の実施例における、回転シリン
ダ上に設けられたヘッドの配置図

【図１２】従来の磁気記録再生装置の構成図

【図１３】従来例における、回転シリンダ上に設けられ
たヘッドの配置図

【符号の説明】

６差分器７制御部７ａ制御器７ｂ正反切換器９磁気テープ１０リール１１キャプスタンモータ１２ピンチローラ４１ヘッド切換パルス発生器４２リファレンスクロック発生器４３リファレンスフィルタ４４位相比較器４５ａ第１のパイロット信号検出部４５ｂ第２のパイロット信号検出部４６誤差信号検出部５０ヘッドアンプ６０帯域通過フィルタ１００回転シリンダ１０１ａ〜１０１ｄヘッド１０２ａ〜１０１ｈトラック４００中心周波数補正部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者橋本清一大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者下田代雅文大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (56)参考文献特開平５−20744（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G11B 15/467

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】磁気テープの長手方向に対して斜めにトラ
ックを形成するように記録を行い、パイロット信号を情
報信号と多重または分割記録する記録手段と、前記磁気
テープの記録情報を再生する再生ヘッドと、前記再生ヘ
ッドが走査すべき主トラックの両隣のトラックに記録さ
れたパイロット信号のレベル差をトラッキングエラー信
号として出力する誤差検出手段と、前記トラッキングエ
ラー信号によって再生時のトラックと前記再生ヘッドと
の相対位置関係を制御する制御手段とを備える磁気記録
再生装置において、前記誤差検出手段は、前記主トラッ
クの一方に隣接するトラックに記録されたパイロット信
号と他方に隣接するトラックに記録されたパイロット信
号を抜き取る帯域通過フィルタを有するプリフィルタ手
段と、前記帯域通過フィルタによって抜き取られたパイ
ロット信号を検波整流するパイロット信号検出手段と、
前記パイロット信号検出手段の出力よりトラッキングエ
ラー信号を検出するエラー信号検出手段とを備え、前記
プリフィルタ手段は、前記帯域通過フィルタと、リファ
レンスクロックを発生するリファレンスクロック発生手
段と、前記リファレンスクロックが入力されるリファレ
ンスフィルタ手段と、前記リファレンスクロックと前記
リファレンスフィルタ手段の出力信号との位相差を検出
する位相比較手段と、前記位相比較手段の出力レベルに
応じて、リファレンスフィルタ手段の中心周波数及び前
記帯域通過フィルタの中心周波数を同一方向に補正する
補正手段を含んで構成されることを特徴とする磁気記録
再生装置。
【請求項２】帯域通過フィルタは、低域通過フィルタと
高域通過フィルタによって構成され、前記低域通過フィ
ルタ及び高域通過フィルタは、前記位相比較手段の出力
レベルに応じて、それぞれの折れ点周波数を同一方向に
補正する補正手段を備えることを特徴とする請求項１記
載の磁気記録再生装置。
【請求項３】パイロット信号検出手段は、パイロット信
号の整数倍周波数のクロックを発生するクロック発生手
段が接続され、前記クロック発生手段の出力クロックを
パイロット信号の周波数と同じ周波数のクロックを発生
するようにかつ互いに９０度位相が異なるように分周す
る第１及び第２の分周器からなる第１の分周手段と、前
記帯域通過フィルタの出力信号と前記第１の分周器の出
力クロックとを乗算する第１の乗算手段と、前記第１の
乗算手段の出力のうち低域だけを透過する第１の低域通
過フィルタと、前記第１の低域通過フィルタの出力を２
乗する第１の２乗演算手段と、前記帯域通過フィルタの
出力信号と前記第２の分周器の出力クロックを乗算する
第２の乗算手段と、前記第２の乗算手段の出力のうち低
域だけを透過する第２の低域通過フィルタと、前記第２
の低域通過フィルタの出力を２乗する第２の２乗演算手
段と、前記第１及び第２の２乗演算手段の出力を加算す
る第１の加算手段と、前記第１の加算手段の出力を１／
２乗する第１のルート演算手段とを備えることを特徴と
する請求項１記載の磁気記録再生装置。
【請求項４】リファレンスクロック発生手段及びクロッ
ク発生手段は、前記再生ヘッドの再生信号の周波数に同
期したクロックを出力するＰＬＬ回路によって形成され
ることを特徴とする請求項１、２または３いずれか記載
の磁気記録再生装置。