JP3077453B2 - 磁気記録再生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、画像、音声、データ等
を磁気テープに記録する磁気記録再生装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】ビデオテープレコーダ（以下、ＶＴＲと
記す）など磁気テープを媒体とした磁気記録再生装置が
実用化され普及している。また、より一層の高密度記録
による装置の小型化、ディジタル化の開発が各社でなさ
れている。このように記録密度を上げ、しかも互換性能
を確保するためには、ヘッドとトラックの正確なトラッ
キングを行うことが重要である。正確なトラッキングを
実現するための技術として、従来のように固定ヘッドを
用いたコントロール信号によるトラッキング制御方式
（ＣＴＬ制御方式）に替わる方式であるＡＴＦ制御方式
が知られている。このＡＴＦ制御方式とは、パイロット
信号を情報信号とは別領域にバースト的に記録するか、
もしくは、情報信号に周波数多重または変調記録して、
再生時にこのパイロット信号を用いてトラッキング制御
を行う方式である。

【０００３】（図１３）は、従来のＡＴＦ制御方式の構
成を示すブロック図である。同図において、９は記録媒
体としての磁気テープであり、ＡＴＦ制御用としてパイ
ロット信号ｆ₁（トラック１０２ｂ、ｆ）、ｆ₂（トラッ
ク１０２ｄ、ｈ）が記録されているものとする。なお、
ｆ₀（トラック１０２ａ、ｃ、ｅ、ｇ）は、ＡＴＦ制御
対象のヘッド（この場合１０１ａまたは１０１ｃ）が走
査すべきトラックを示す。また、図示していないが、以
後同様のパターンが記録されているものとする。なお、
よく知られているように通常ガードバンドレス記録の場
合、アジマス記録方式を採用するが、このとき、パイロ
ット信号の周波数は、アジマス損失の影響の小さい低い
値が選ばれる。１０は磁気テープ９を巻きとるリール、
１１は磁気テープ９を精度良く送るキャプスタンモー
タ、１２は磁気テープ９をキャプスタンモータ１１に圧
着するピンチローラである。１０１ａ、１０１ｂは磁気
テープ９に記録されている情報信号を再生するヘッドで
あり、再生時に磁気テープ９の記録面に接触するように
配置された回転シリンダ上に隣接して搭載されている。
このヘッド１０１ａ、１０１ｂと回転シリンダにおいて
１８０°対向した位置には別のヘッド１０１ｃ、１０１
ｄが搭載されており、この配置関係を（図１４）に示
す。５０はＡＴＦ制御対象ヘッドの再生信号を増幅する
ヘッドアンプ、６５はパイロット周波数帯の信号を通過
させる帯域通過フィルタ、４６はトラッキングエラー信
号を検出する誤差信号検出部、７はトラッキングエラー
信号に基づいてキャプスタンモータを位相制御する制御
部である。

【０００４】以下に、（図１３）に示すようにヘッド１
０１ａが、トラック１０２ｃを走査している場合におけ
るＡＴＦ制御方式の動作を説明する。

【０００５】ヘッド１０１ａには、トラック１０２ｃの
情報信号とは別にトラック１０２ｃの両隣のトラック１
０２ｂ、１０２ｄから各々漏れ込んだパイロット信号ｆ
₁、ｆ₂が誘起される。そこでまず、ヘッドアンプ５０に
よってヘッド１０１ａの再生信号を増幅し、パイロット
信号ｆ₁、ｆ₂の周波数帯を含む周波数範囲の帯域通過フ
ィルタを通過させる。その後、パイロット信号ｆ₁を第
１のパイロット信号検出部４５ａによって検波整流する
とともに、パイロット信号ｆ₂を第２のパイロット信号
検出部４５ｂによって検波整流する。

【０００６】次に、第１及び第２のパイロット信号検出
部４５ａ、４５ｂの各出力を差分器６によって両者の
差、すなわちトラッキングエラー信号を求める。このト
ラッキングエラー信号をもとに制御部７によって、ヘッ
ド１０１ａがトラック１０２ｂのセンターを走査するよ
うに、キャプスタンモータ１１の回転を制御する。

【０００７】ここでは、ヘッド１０１ａを例にとり説明
したが、ヘッド切換パルス発生器４１の出力パルスに応
じて、ヘッド１０１ａ、ｂ組と１０１ｃ、ｄ組を順次切
り換えて使用し、ヘッド１０１ｃも同様に制御する。な
お、差分器６の出力変化とトラックずれ方向とは、ヘッ
ド毎に極性が逆になるため、実際のトラッキングエラー
信号は、ヘッド切換パルス発生器４１の出力パルスに同
期して正反切換スイッチ７ｂを切り換え、差分器６の出
力極性を切り換えて使用する。

【０００８】以上で説明した構成は、例えば特開平２−
５９５３８号公報などに記載されている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】近年、ユーザーが取り
扱いやすいように装置の小型化を図るために回路のＩＣ
化が進んでいる。従来例における第１及び第２のパイロ
ット信号検出部は、コイル、コンデンサなどの大型外付
け・調整素子で構成することが多く、ディジタル処理化
してＩＣ化することが必須である。ディジタル処理化す
る場合、Ａ／Ｄ変換器によってアナログ信号をディジタ
ル信号に変換する方式があるが、量子化ビットは、Ａ／
Ｄ変換器のコスト面、消費電力面などの理由から、大き
くできない（例えば、８ビット）。そのため、量子化ノ
イズに対する検出Ｓ／Ｎを良くするためには、検出部に
前置きされる帯域通過フィルタ（ここでは６５）の帯域
をできるだけ狭く設計する必要がある。

【００１０】しかしながら、従来の方式では帯域を狭く
すれば、帯域通過フィルタをＩＣ化する際に内部の構成
素子のバラツキにより所望の帯域（（図１５）の５５
０）からずれることによって（（図１５）の５４９、５
５１）、パイロット信号の検出レベルがばらつき、ヘッ
ドスイッチの周波数に同期した外乱を生じ易くなる。そ
こで、バラツキを考慮して帯域を広く設計するか、もし
くは、帯域を狭く設計するために外付けの素子を設ける
などの弊害があった。

【００１１】本発明は上記問題点に鑑み、パイロット信
号以外のノイズ成分をできる限り落として検出Ｓ／Ｎを
上げ、部品バラツキに強く、ＩＣ化を容易にする磁気記
録再生装置を提供することを目的とする。特に、パイロ
ット信号検出部のディジタル処理化において、量子化ノ
イズを主とするノイズに対するパイロット信号の検出Ｄ
レンジを広くとることを可能にするものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の磁気記録再生装置は、磁気テープの長手方向
に対して斜めにトラックを形成するように記録を行い、
パイロット信号を情報信号と多重または分割記録する記
録手段と、前記磁気テープの記録情報を再生する再生ヘ
ッドと、前記再生ヘッドが走査すべき主トラックの両隣
のトラックに記録されたパイロット信号のレベル差をト
ラッキングエラー信号として出力する誤差検出手段と、
前記トラッキングエラー信号によって再生時のトラック
と前記再生ヘッドとの相対位置関係を制御する制御手段
とを備える磁気記録再生装置において、前記誤差検出手
段は、前記再生ヘッドの再生信号に含まれる前記主トラ
ックの一方に隣接するトラックに記録された第１のパイ
ロット信号と他方に隣接するトラックに記録された第２
のパイロット信号を抜き取るプリフィルタ手段と、前記
第１のパイロット信号を検波整流する第１のパイロット
信号検出手段と、前記第２のパイロット信号を検波整流
する第２のパイロット信号検出手段と、前記第１及び第
２のパイロット信号検出手段の出力を互いに引き算する
差分手段とを備え、前記プリフィルタ手段は、前記パイ
ロット信号のうち周波数の高いパイロット信号に合わせ
てその周波数近傍にピークをもつ低域通過フィルタ手段
と、前記パイロット信号のうち周波数の低いパイロット
信号に合わせてその周波数近傍にピークをもつ高域通過
フィルタ手段とを直列に接続することによって帯域通過
フィルタ手段の機能をもたせたことを特徴とする。

【００１３】

【作用】本発明の磁気記録再生装置は、上記構成によっ
て、検出Ｓ／Ｎが良く、部品バラツキに強く、ＩＣ化が
容易な構成となる。特に、パイロット信号検出部のディ
ジタル処理化において、量子化ノイズを主とするノイズ
に対するパイロット信号の検出Ｄレンジを広くとること
が可能になる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
しながら説明する。

【００１５】（図１）は本発明に係わる第１の実施例の
磁気記録再生装置の原理図を示すものである。なお、構
成要素が従来例と同様に機能するものについては、同一
の符号を付している。

【００１６】同図において、９は記録媒体としての磁気
テープであり、ＡＴＦ制御用としてパイロット信号ｆ₁
（トラック１０２ｂ、ｆ）、ｆ₂（トラック１０２ｄ、
ｈ）が記録されているものとする。なお、ｆ₀（トラッ
ク１０２ａ、ｃ、ｅ、ｇ）は、ＡＴＦ制御対象のヘッド
（この場合１０１ａまたは１０１ｃ）が走査すべきトラ
ックを示す。また、図示していないが、以後同様のパタ
ーンが記録されているものとする。１０は磁気テープ９
を巻きとるリール、１１は磁気テープ９を精度良く送る
キャプスタンモータ、１２は磁気テープ９をキャプスタ
ンモータ１１に圧着するピンチローラである。１０１
ａ、１０１ｂは磁気テープ９に記録されている情報信号
を再生するヘッドであり、再生時に磁気テープ９の記録
面に接触するように配置された回転シリンダ上に隣接し
て搭載されている。このヘッド１０１ａ、１０１ｂと回
転シリンダにおいて１８０°対向した位置には別のヘッ
ド１０１ｃ、１０１ｄが搭載されており、この配置関係
を（図２）に示す。５０はＡＴＦ制御対象ヘッドの再生
信号を増幅するヘッドアンプ、４６はトラッキングエラ
ー信号を検出する誤差信号検出部、７はトラッキングエ
ラー信号に基づいてキャプスタンモータを位相制御する
制御部である。

【００１７】以下に、（図１）に示すようにヘッド１０
１ａが、トラック１０２ｃを走査している場合における
ＡＴＦ制御方式の動作を説明する。

【００１８】ヘッド１０１ａには、トラック１０２ｃの
情報信号とは別にトラック１０２ｃの両隣のトラック１
０２ｂ、１０２ｄからそれぞれ漏れ込んだパイロット信
号ｆ ₁、ｆ₂が誘起される。なお、よく知られているよう
に通常ガードバンドレス記録の場合、アジマス記録方式
を採用するが、このとき、パイロット信号の周波数は、
アジマス損失の影響の小さい低い値が選ばれる。そこで
まず、ヘッド１０１ａの再生信号をヘッドアンプ５０に
よって増幅し、パイロット信号を抜き取る帯域通過フィ
ルタ６０に透過させる。

【００１９】次に、誤差信号検出部４６では、帯域通過
フィルタ６０の出力信号に含まれるパイロット信号のう
ちｆ₁を第１のパイロット信号検出部４５ａで検波整流
するとともに、ｆ₂を第２のパイロット信号検出部４５
ｂで検波整流する。第１及び第２のパイロット信号検出
部の各出力は、ヘッド１０１ａの走査すべきトラック１
０２ｃの両隣のトラック１０２ｂ、１０２ｄから漏れ込
んだパイロット信号のレベルを表し、両者を比較するこ
とでヘッド１０１ａの相対位置を知ることができる。し
たがって、差分器６によって両者の差、すなわちトラッ
キングエラー信号を求め、これを制御部７に入力するこ
とで、ヘッド１０１ａがトラック１０２ｃのセンターを
走査するように、キャプスタンモータ１１にトルク指令
を送り、その回転を制御する。

【００２０】ここでは、ヘッド１０１ａを例にとり説明
したが、ヘッド切換パルス発生器４１の出力パルスに応
じて、ヘッド１０１ａ、１０１ｂ組と１０１ｃ、１０１
ｄ組を順次切り換えて使用し、ヘッド１０１ｃも同様に
制御する。なお、差分器６の出力変化とトラックずれ方
向とは、ヘッド毎に極性が逆になる。そのため、実際の
トラッキングエラー信号は、ヘッド切換パルス発生器４
１の出力パルスに同期して正反切換スイッチ７ｂを切り
換え、差分器６の出力極性を切り換えて使用する。

【００２１】以下に、帯域通過フィルタ６０の具体的な
構成、並びに周波数伝達特性を説明する。

【００２２】（図３）において、３００は（図４）の２
０５に示すように周波数伝達特性のパイロット周波数点
（この例ではｆ₂）にピークをもつ２次の低域通過フィ
ルタ、３１０は（図４）の２１５に示すように周波数伝
達特性のパイロット周波数点（この例ではｆ₁）にピー
クをもつ２次の高域通過フィルタであり、これらを直列
に接続することで、（図４）の２５０に示すようにパイ
ロット信号ｆ₁及びｆ₂を抜き取る帯域通過フィルタを形
成する。この例では、素子のバラツキ及び温度変動のな
い理想状態を仮定して説明したが、実際には、これらの
フィルタをＩＣ化した場合、素子のバラツキ及び温度変
動で中心周波数にずれを生じる。ＩＣの特徴として、同
一シート上では、素子の絶対バラツキは大きいが（例え
ば±１０［％］）、相対バラツキは非常に小さい（例え
ば±１［％］）ことが知られている。また、温度変動に
ついても、絶対バラツキが支配的で、相対バラツキはほ
とんどない。

【００２３】したがって、ＬＰＦ３００、ＨＰＦ３１０
をＩＣ化した場合、（図５）に示すように、これらのオ
ーバーオールでの周波数伝達特性は素子のバラツキにつ
いて図のように変位する。２５０は先ほど述べた理想状
態での特性、２４９は構成素子がプラス方向に変位した
場合における特性、２５１は構成素子がマイナス方向に
変位した場合における特性を示す。

【００２４】ＬＰＦ３００、ＨＰＦ３１０の共振周波数
ｆ_LC、ｆ_HCは、（図３）を参照して、一般に次式で表さ
れる。

【００２５】 ｆ_LC＝１／｛２π（Ｒ_L1Ｃ_L1Ｒ_L2Ｃ_L2）^1/2｝ ・・・（１） ｆ_HC＝１／｛２π（Ｒ_H1Ｃ_H1Ｒ_H2Ｃ_H2）^1/2｝ ・・・（２） また、Ｑ値Ｑ_L、Ｑ_Hは、一般に次式で表される。

【００２６】 Ｑ_L＝｛（Ｒ_L1Ｃ_L1）／（Ｒ_L2Ｃ_L2）｝^1/2 ・・・（３） Ｑ_H＝｛（Ｒ_H2Ｃ_H2）／（Ｒ_H1Ｃ_H1）｝^1/2 ・・・（４） 以上の式を参考に、ｆ_LC＝ｆ₂、ｆ_HC＝ｆ₁、Ｑ_L＝Ｑ_Hと
なるように、構成素子（Ｒ、Ｃ等）を設定し、パイロッ
ト信号ｆ₁、ｆ₂を抜き取る帯域通過フィルタを形成す
る。なお、詳細は省略するがＱ値を３とすれば、ＬＰＦ
２００の共振周波数ｆ_LCは、ピーク周波数から＋２．９
［％］の点、ＨＰＦ２１０の共振周波数ｆ _HCは、ピーク
周波数から−２．８［％］の点にあり、設計上、共振周
波数はピーク周波数とほぼ等しいと考えてもよい。

【００２７】以上、本発明に係わる第１の実施例では、
パイロット信号検出回路の直前に、パイロット周波数点
のそれぞれにピークをもった帯域通過フィルタを備える
ので、ＩＣ化の際に生じる内部の素子バラツキにより周
波数伝達特性が変位しても、（図５）の矢印で示すよう
に、パイロット信号のレベル差の変動を生じにくく、ヘ
ッドスイッチに同期した外乱を発生しにくい構成にする
ことが可能である。特に、パイロット信号検出部をディ
ジタル処理する場合、従来の帯域通過フィルタ単体の方
式に比べて、本実施例に示したようにパイロット周波数
点にピークをもった２次の低域通過フィルタと高域通過
フィルタによって帯域通過フィルタを構成すれば、パイ
ロット信号以外のノイズ成分をできる限り減衰すること
ができ、量子化ノイズを主とするノイズに対する検出Ｄ
レンジを広くすることが可能である。

【００２８】また、再生信号を低域通過フィルタに透過
した後に、高域通過フィルタに透過することによって、
帯域通過フィルタの回路Ｄレンジに余裕をとることが可
能である。

【００２９】以下、本発明の第２の実施例について、図
面を参照しながら説明する。（図６）は本発明に係わる
第２の実施例における磁気記録再生装置の原理図を示す
ものである。なお、構成要素が本発明の第１の実施例お
よび従来例と同様に機能するものについては、同一の符
号を付している。ここでは、第１の実施例との図面上で
の違いは帯域通過フィルタ６００、中心周波数補正手段
４００だけであるので、それ以外の構成及び全体の基本
動作については、第１の実施例の説明を参照していただ
きたい。回転シリンダにはヘッド１０１ａ〜１０１ｄが
搭載されており、その配置図は（図２）と同様である。

【００３０】以下に、帯域通過フィルタ６００及び中心
周波数補正手段４００に関する動作の説明をする。（図
７）に帯域通過フィルタ６００及び中心周波数補正部４
００の詳細図を示す。

【００３１】第１の実施例でも述べたように、２００は
（図４）の２０５に示すように周波数伝達特性のパイロ
ット周波数点（この例ではｆ₂）にピークをもつ２次の
低域通過フィルタ、２１０は（図４）の２１５に示すよ
うに周波数伝達特性のパイロット周波数点（この例では
ｆ₁）にピークをもつ２次の高域通過フィルタであり、
これらを直列に接続することで、（図４）の２５０に示
すようにパイロット信号ｆ₁及びｆ₂を抜き取る帯域通過
フィルタ６００を形成する。

【００３２】また、４２はリファレンスクロック発生
器、４３はリファレンスフィルタ、４４は位相比較器に
よって中心周波数補正手段４００を形成する。位相比較
器４４は、リファレンスクロックとリファレンスフィル
タ４３の出力との位相差を検出し、リファレンスフィル
タ４３の入出力位相差が常に一定になるようにリファレ
ンスフィルタ４３の周波数伝達特性を補正する機能をも
ち、帯域通過フィルタ６００の中心周波数のずれを補正
する。

【００３３】まず、帯域通過フィルタ６００について詳
細な構成及び動作を説明する。第１の実施例において
（図４）に示したように、帯域通過フィルタ６０はＩＣ
内部素子のバラツキによって、周波数伝達特性が変位す
る。しかし、式（１）、（２）で表されるように、構成
要素の一部を外部バイアス等によって、素子値を調整で
きれば、中心周波数を補正し理想状態（グラフ２５０）
にほぼ近づけることができる。したがって、（図７）に
示すように、ＬＰＦ２００についてはＲ_L1を、ＨＰＦ２
１０についてはＲ_H2を外部バイアスによって値を調整で
きる小信号伝達コンダクタンス可変回路と呼ばれる回路
で構成する。

【００３４】（図８）に小信号伝達コンダクタンス可変
回路（以後、ｇｍ可変回路と称する）の詳細図を示す。
２６０は入力信号の電圧振幅を基準抵抗Ｒ_gによって決
まる電流振幅に変換する回路、２６１は外部バイアスｖ
_bによって電流振幅を調整する回路、２６２は出力回路
である。

【００３５】ｇｍ可変回路の具体的な動作は、以下の通
りである。入力信号が０の場合、変換回路２６０を構成
する抵抗Ｒ_gをエミッタ側に接続された差動回路は平衡
しており、抵抗Ｒ_gに流れる電流は０であるとする。こ
の状態で、入力信号振幅ｖ_iとすると、抵抗Ｒ_gに流れる
電流ｉ_Rgは次式で表される。

【００３６】ｉ_Rg＝ｖ_i／Ｒ_g ・・・（５） ただし、トランジスタのｒ_eは、Ｒ_g＞＞ｒ_eであり無視
する。

【００３７】調整回路２６１に加えられるバイアスｖ_b
と出力電流ｉ_oとの関係は、次式で表される。

【００３８】 ｉ_o＝２ｉ_Rg／｛１＋ｅｘｐ（−ｖ_b／ｖ_T）｝ ・・・（６） したがって、この回路を用いれば、抵抗Ｒ_gの見かけ上
の抵抗値Ｒ_g'は、 Ｒ_g'＝ｖ_i／ｉ_Rg ＝｛１＋ｅｘｐ（−ｖ_b／ｖ_T）｝Ｒ_g／２ ・・・（７） で表される。ただし、ｖ_Tはトランジスタの熱電圧（常
温時ｖ_T＝０．０２６［Ｖ］）である。また、トランジ
スタのｈ_FE及びｈ_feは∞として、以上の式を算出した。

【００３９】次に、中心周波数補正手段４００につい
て、ｇｍ可変回路を用いて、帯域通過フィルタ６００の
中心周波数を補正する具体的な構成と動作を説明する。

【００４０】（図７）において、２２０はリファレンス
フィルタ、２３０は位相比較器である。リファレンスフ
ィルタ２２０は、２次のＬＰＦで構成され、共振周波数
ｆ_RCは、次式で表される。

【００４１】 ｆ_RC＝１／｛２π（Ｒ_R1Ｃ_R1Ｒ_R2Ｃ_R2）^1/2｝ ・・・（８） ＩＣ化した場合には第１の実施例で述べたことから明ら
かなように、素子のバラツキ及び温度変動によって、ｆ
_RCはＬＰＦ２００、ＨＰＦ２１０の共振周波数ｆ_LC、ｆ
_HCと同じ方向に同じ率で変位する。

【００４２】今、素子のバラツキ及び温度変動がないと
して、ｆ_RCをリファレンスクロックの周波数ｆ_rCLKと同
じになるように、構成定数（Ｒ_R1、Ｃ_R1、Ｒ_R2、Ｃ_R2）
を設定した場合の周波数−位相特性を（図９）のグラフ
３５０に示す。このグラフからｆ_rCLK点では、入出力の
位相差が−９０［ｄｅｇ］であることが分かる。また、
３４９は構成素子がプラス方向に変位した場合、３５１
は構成素子がマイナス方向に変位した場合の周波数−位
相特性を表す。

【００４３】以上の内容から、リファレンスフィルタの
入出力位相差が常に−９０［ｄｅｇ］になるように調整
できれば、プリフィルタ６０の中心周波数もほぼ理想状
態に調整されることが分かる。

【００４４】（図７）において、２３０はリファレンス
フィルタの入出力の位相差を検出する位相比較器であ
る。位相比較器２３０は、ＸＯＲ回路２３１、積分器２
３２で構成される。位相比較器の出力は、ＬＰＦ２０
０、ＨＰＦ２１０及びリファレンスフィルタ２２０のｇ
ｍ可変回路に接続され、その出力に応じて、各フィルタ
の周波数伝達特性が調整される構成になっている。

【００４５】具体的な動作を（図１０）を参照しながら
以下に説明する。（ａ）はリファレンスクロック、
（ｂ）はリファレンスクロックが入力されたリファレン
スフィルタの出力（矩形波近似）、（ｃ）はＸＯＲ２３
１の出力（ただし、説明上積分器２３２を接続していな
い場合）、それぞれの波形を示したものである。（ｃ）
の波形から分かるように、この出力をコンデンサからな
る積分器２３２に接続した場合、入出力位相差が−９０
［ｄｅｇ］のとき、コンデンサへの電流の供給、吸い込
みが平衡する（引き込み動作→定常動作）。すなわち、
リファレンスフィルタ２２０の入出力位相差を常に−９
０［ｄｅｇ］になるように制御すると同時に、プリフィ
ルタ６０の中心周波数もほぼ理想状態に補正するように
制御する。

【００４６】以上、本発明に係わる第２の実施例では、
パイロット信号検出部の直前に、中心周波数のずれを補
正するリファレンス機能をもった帯域通過フィルタを備
えるので、パイロット信号の検出ゲインの変動を小さ
く、パイロット周波数帯をできるだけ狭い帯域で抜き取
ることができる。したがって、検出Ｄレンジをさらに広
くすることが可能である。

【００４７】以下、本発明の第３の実施例について、図
面を参照しながら説明する。（図１１）は本発明に係わ
る第３の実施例における磁気記録再生装置の原理図を示
すものである。なお、構成要素が上記実施例、従来例と
同様に機能するものについては、同一の記号を付してい
る。ここでは、第２の実施例との図面上での違いは帯域
通過フィルタ６００を除いた誤差信号検出部４５１だけ
であるので、それ以外の構成及び全体の基本動作につい
ては、第１及び第２の実施例の説明を参照していただき
たい。回転シリンダにはヘッド１０１ａ〜１０１ｄが搭
載されており、その配置図は（図２）と同様である。

【００４８】誤差信号検出部４５１では、帯域通過フィ
ルタ６００の出力信号をＡ／Ｄ変換器７０によってディ
ジタル信号に変換し、第１及び第２のパイロット信号検
出部においてパイロット信号の整流化を行い、互いの差
をとった後、再びＤ／Ａ変換してトラッキングエラー信
号を得るようにしている。なお、Ａ／Ｄ変換器７０のサ
ンプリングクロックは、その周波数がパイロット信号の
周波数の公倍数に選ばれ、クロック発生器４０の出力ク
ロックを分周してサンプリングクロック発生器７１によ
って形成される。

【００４９】以下に、第１及び第２のパイロット信号検
出部の動作原理を説明するが、まず、第１のパイロット
信号検出部４５０ａについて説明する。

【００５０】２５はクロック発生器４０が接続された第
１の分周部であり、再生パイロットｆ₁と同じ周波数
ｆ₁'のクロックを出力する。そのなかの２５ａ、２５ｂ
はそれぞれ第１、第２の分周器として、互いに９０度位
相が異なったｆ₁'周波数のクロックを出力する。第１、
第２の分周器２５ａ、２５ｂの出力Ｄ_1a、Ｄ_1bをそれぞ
れ、次式で表す。

【００５１】Ｄ_1a＝ｓｉｎ（２πｆ₁'ｔ） Ｄ_1b＝ｃｏｓ（２πｆ₁'ｔ） ２０ａは第１の乗算器であり、帯域通過フィルタ６００
を透過後の再生信号と第１の分周器２５ａの出力Ｄ_1aと
をかけ算する。また、２０ｂは第２の乗算器であり、同
じく再生信号と第２の分周器２５ｂの出力Ｄ_1bとをかけ
算する。今、再生信号のうちパイロットｆ₁成分Ｈ₁を、 Ｈ₁＝Ａ₁ｓｉｎ（２πｆ₁ｔ） ただし、Ａ₁：パイロットｆ₁振幅 ｔ：時間 とすると、第１の乗算器２０ａの出力Ｍ_1aは、次式のよ
うになる。

【００５２】Ｍ_1a＝Ｈ₁×Ｄ_1a ＝Ａ₁／２｛ｃｏｓ（２πｆ₁ｔ−２πｆ₁'ｔ）−ｃｏｓ
（２πｆ₁ｔ＋２πｆ₁'ｔ）｝ ＝Ａ₁／２｛ｃｏｓ（θ₁）−ｃｏｓ（２πｆ₁ｔ＋２π
ｆ₁'ｔ）｝ また、第２の乗算器２０ｂの出力Ｍ_1bは、次式のように
なる。

【００５３】Ｍ_1b＝Ｈ₁×Ｄ_1b ＝Ａ₁／２｛ｓｉｎ（２πｆ₁ｔ−２πｆ₁'ｔ）＋ｓｉｎ
（２πｆ₁ｔ＋２πｆ₁'ｔ）｝ ＝Ａ₁／２｛ｓｉｎ（θ₁）＋ｓｉｎ（２πｆ₁ｔ＋２π
ｆ₁'ｔ）｝ なお、θ₁は再生パイロットｆ₁と第１及び第２の分周器
の出力クロックｆ₁'との位相差を表す。２１ａは第１の
低域通過フィルタであり、第１の乗算器２０ａの出力Ｍ
_1aの低域信号だけを透過する。同じく２１ｂは第２の低
域通過フィルタであり、第２の乗算器２０ｂの出力Ｍ_1b
の低域だけを透過する。したがって、第１の低域通過フ
ィルタ２１ａの出力Ｌ_1aは、上記Ｍ_1aのうち第１項だけ
を透過し、また、第２の低域通過フィルタ２１ｂの出力
Ｌ_1bは、上記Ｍ_1bのうち第１項だけを透過する。つま
り、 Ｌ_1a＝Ａ₁／２｛ｃｏｓ（θ₁）｝ Ｌ_1b＝Ａ₁／２｛ｓｉｎ（θ₁）｝ となる。そこで次のように上記の第１及び第２の低域通
過フィルタの出力をそれぞれ２乗して、互いに加算しル
ートをとると、第１のパイロット検出部４５０ａの出力
Ｐ_D1として、再生パイロットｆ₁振幅の１／２の成分が
得られる。

【００５４】Ｐ_D1＝（Ｌ_1a ²＋Ｌ_1b ²）^1/2 ＝Ａ₁／２ ただし、ｓｉｎ²（θ₁）＋ｃｏｓ²（θ₁）＝１ 次に、第２のパイロット信号検出部４５０ｂについて説
明する。

【００５５】３５はクロック発生器４０が接続された第
２の分周部であり、再生パイロットｆ₂と同じ周波数
ｆ₂'のクロックを出力する。そのなかの３５ａ、３５ｂ
はそれぞれ第３、第４の分周器として、互いに９０度位
相が異なったｆ₂'周波数のクロックを出力する。第３、
第４の分周器３５ａ、３５ｂの出力Ｄ_2a、Ｄ_2bをそれぞ
れ、次式で表す。

【００５６】Ｄ_2a＝ｓｉｎ（２πｆ₂'ｔ） Ｄ_2b＝ｃｏｓ（２πｆ₂'ｔ） ３０ａは第３の乗算器であり、帯域通過フィルタ６００
を透過後の再生信号と第３の分周器３５ａの出力Ｄ_2aと
をかけ算する。また、３０ｂは第４の乗算器であり、同
じく再生信号と第４の分周器３５ｂの出力Ｄ_2bとをかけ
算する。今、再生信号のうちパイロットｆ₂成分Ｈ₂を、 Ｈ₂＝Ａ₂ｓｉｎ（２πｆ₂ｔ） ただし、Ａ₂：パイロットｆ₂振幅 ｔ：時間 とすると、第３の乗算器３０ａの出力Ｍ_2aは、次式のよ
うになる。

【００５７】Ｍ_2a＝Ｈ₂×Ｄ_2a ＝Ａ₂／２｛ｃｏｓ（２πｆ₂ｔ−２πｆ₂'ｔ）−ｃｏｓ
（２πｆ₂ｔ＋２πｆ₂'ｔ）｝ ＝Ａ₂／２｛ｃｏｓ（θ₂）−ｃｏｓ（２πｆ₂ｔ＋２π
ｆ₂'ｔ）｝ また、第４の乗算器３０ｂの出力Ｍ_2bは、次式のように
なる。

【００５８】Ｍ_2b＝Ｈ₂×Ｄ_2b ＝Ａ₂／２｛ｓｉｎ（２πｆ₂ｔ−２πｆ₂'ｔ）＋ｓｉｎ
（２πｆ₂ｔ＋２πｆ₂'ｔ）｝ ＝Ａ₂／２｛ｓｉｎ（θ₂）＋ｓｉｎ（２πｆ₂ｔ＋２π
ｆ₂'ｔ）｝ なお、θ₂は再生パイロットｆ₂と第３及び第４の分周器
の出力クロックｆ₂'との位相差を表す。３１ａは第３の
低域通過フィルタであり、第３の乗算器３０ａの出力Ｍ
_2aの低域信号だけを透過する。同じく３１ｂは第４の低
域通過フィルタであり、第４の乗算器３０ｂの出力Ｍ_2b
の低域だけを透過する。したがって、第３の低域通過フ
ィルタ３１ａの出力Ｌ_2aは、上記Ｍ_2aのうち第１項だけ
を透過し、また、第４の低域通過フィルタ３１ｂの出力
Ｌ_2bは、上記Ｍ_2bのうち第１項だけを透過する。つま
り、 Ｌ_2a＝Ａ₂／２｛ｃｏｓ（θ₂）｝ Ｌ_2b＝Ａ₂／２｛ｓｉｎ（θ₂）｝ となる。そこで次のように上記の第３及び第４の低域通
過フィルタの出力をそれぞれ２乗し、互いに加算してル
ートをとると、第２のパイロット検出部４５０ｂの出力
Ｐ_D2として、再生パイロットｆ₂振幅の１／２の成分が
得られる。

【００５９】Ｐ_D2＝（Ｌ_2a ²＋Ｌ_2b ²）^1/2 ＝Ａ₂／２ ただし、ｓｉｎ²（θ₂）＋ｃｏｓ²（θ₂）＝１ 以上、本発明に係わる第３の実施例では、従来のよう
に、コイル、コンデンサなどの大型外付け・調整素子を
必要とせず、パイロット信号検出部は、全てディジタル
で構成できるので、バラツキに強く、ＩＣ化が容易とな
る。

【００６０】以下、本発明の第４の実施例について、図
面を参照しながら説明する。（図１２）は本発明に係わ
る第４の実施例における磁気記録再生装置の原理図を示
すものである。なお、構成要素が上記実施例、従来例と
同様に機能するものについては、同一の記号を付した
が、ここでは、第３の実施例との図面上での違いはＰＬ
Ｌ３３０だけであるので、ＰＬＬ３３０の動作について
のみ説明する。回転シリンダにはヘッド１０１ａ〜１０
１ｄが搭載されており、その配置図は（図２）と同様で
ある。

【００６１】ＰＬＬ３３０は再生信号の周波数に同期し
たクロックを発生する。この出力クロックは、第１及び
第２のパイロット信号検出部４５０の動作周波数を決め
るクロック発生器４０と帯域通過フィルタ６００の中心
周波数を補正する中心周波数補正部４００のリファレン
スクロック発生器４２に接続される。

【００６２】以上、本発明に係わる第４の実施例では、
先に述べた第３の実施例の効果に加えて、ＰＬＬによっ
て帯域通過フィルタ及びパイロット信号検出部の中心周
波数を同期させるので、サーチ、スローなどの特殊再生
において、再生周波数が通常再生時からずれる場合で
も、検出Ｄレンジを広くとることが可能である。

【００６３】その他、本発明の主旨を変えずして種々の
変更・変形が可能である。

【００６４】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の磁気記録再生装置は、パイロット信号検出部の直前
に、２次の低域通過フィルタと高域通過フィルタによっ
てパイロット周波数点のそれぞれにピークを形成する帯
域通過フィルタを備えているので、構成素子のバラツキ
による周波数伝達特性にずれが生じても、検出パイロッ
トのレベル差を小さく抑え、パイロット信号の周波数帯
をできるだけ狭い帯域で抜き取ることができる。特に、
パイロット信号検出部をディジタル処理する場合、従来
の方式に比べて量子化ノイズを主とするノイズに対する
パイロット信号の検出Ｄレンジを広くとることができ、
制御性能の一指標となる検出Ｓ／Ｎを良くすることが可
能であり、また素子のバラツキ及び温度特性に強い構成
なので、ＩＣ化など小型化が容易となる。

【００６５】また、帯域通過フィルタにリファレンス機
能をもたして中心周波数のずれを補正することによっ
て、さらに検出Ｄレンジを広くとることが可能となる。

【００６６】さらに、ＰＬＬを付加して相対速度補正機
能をもたせることによって、特殊再生時などにおいて
も、検出Ｄレンジが広くとれ安定した制御特性を得るこ
とが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係わる第１の実施例を示す磁気記録再
生装置の構成図

【図２】回転ヘッド上に搭載されたヘッドの配置図

【図３】本発明の第１の実施例におけるプリフィルタ手
段の構成図

【図４】本発明に係わる第１の実施例における帯域通過
フィルタの周波数伝達特性（理想）を示すグラフ

【図５】本発明に係わる第１の実施例における帯域通過
フィルタの周波数伝達特性（バラツキ）を示すグラフ

【図６】本発明に関わる第２の実施例を示す磁気記録再
生装置の構成図

【図７】本発明の第２の実施例におけるプリフィルタ手
段の構成図

【図８】本発明の第２の実施例における小信号伝達コン
ダクタンス（ｇｍ）可変回路の構成図

【図９】本発明の第２の実施例におけるリファレンスフ
ィルタの周波数−位相特性を示すグラフ

【図１０】本発明の第２の実施例における中心周波数補
正手段の動作波形図

【図１１】本発明に関わる第３の実施例における磁気記
録再生装置の構成図

【図１２】本発明に係わる第４の実施例における磁気記
録再生装置の構成図

【図１３】従来の磁気記録再生装置の構成図

【図１４】従来例の磁気記録再生装置において、回転ヘ
ッドに搭載されたヘッドの配置を示す図

【図１５】従来の帯域通過フィルタの周波数伝達特性
（バラツキ）を示すグラフ

【符号の説明】

６ 差分器 ７ 制御部 ７ａ 制御器 ７ｂ 正反切換器 ９ 磁気テープ １０ リール １１ キャプスタンモータ １２ ピンチローラ ４１ ヘッド切換パルス発生器 ４５ａ 第１のパイロット信号検出部 ４５ｂ 第２のパイロット信号検出部 ４６ 誤差信号検出部 ５０ ヘッドアンプ ６０ 帯域通過フィルタ １００ 回転シリンダ １０１ａ〜１０１ｄ ヘッド １０２ａ〜１０２ｈ トラック

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 橋本 清一 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 下田代 雅文 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 東田 吉夫 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平６−349156（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G11B 15/467

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】磁気テープの長手方向に対して斜めにトラ
   ックを形成するように記録を行い、パイロット信号を情
   報信号と多重または分割記録する記録手段と、前記磁気
   テープの記録情報を再生する再生ヘッドと、前記再生ヘ
   ッドが走査すべき主トラックの両隣のトラックに記録さ
   れたパイロット信号のレベル差をトラッキングエラー信
   号として出力する誤差検出手段と、前記トラッキングエ
   ラー信号によって再生時のトラックと前記再生ヘッドと
   の相対位置関係を制御する制御手段とを備える磁気記録
   再生装置において、前記誤差検出手段は、前記再生ヘッ
   ドの再生信号に含まれる前記主トラックの一方に隣接す
   るトラックに記録された第１のパイロット信号と他方に
   隣接するトラックに記録された第２のパイロット信号を
   抜き取るプリフィルタ手段と、前記第１のパイロット信
   号を検波整流する第１のパイロット信号検出手段と、前
   記第２のパイロット信号を検波整流する第２のパイロッ
   ト信号検出手段と、前記第１及び第２のパイロット信号
   検出手段の出力を互いに引き算する差分手段とを備え、
   前記プリフィルタ手段は、前記パイロット信号のうち周
   波数の高いパイロット信号に合わせてその周波数近傍に
   ピークをもつ低域通過フィルタ手段と、前記パイロット
   信号のうち周波数の低いパイロット信号に合わせてその
   周波数近傍にピークをもつ高域通過フィルタ手段とを直
   列に接続することによって帯域通過フィルタ手段として
   の機能をもたせたことを特徴とする磁気記録再生装置。
2. 【請求項２】プリフィルタ手段は、前記帯域通過フィル
   タ手段と、さらに、リファレンスクロックを発生するリ
   ファレンスクロック発生手段と、前記リファレンスクロ
   ックが入力されるリファレンスフィルタ手段と、前記リ
   ファレンスクロックと前記リファレンスフィルタ手段の
   出力信号との位相差を検出する位相比較手段と、前記位
   相比較手段の出力レベルに応じて、リファレンスフィル
   タ手段の中心周波数と前記帯域通過フィルタ手段を形成
   する前記低域通過フィルタ手段及び前記高域通過フィル
   タ手段のピーク周波数を同一方向に補正する補正手段を
   含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の磁気
   記録再生装置。
3. 【請求項３】帯域通過フィルタ手段は、前記再生ヘッド
   の再生信号を、前記再生信号に含まれるパイロット信号
   のうち周波数の高いパイロット信号に合わせてその周波
   数近傍にピークをもつ低域通過フィルタ手段に透過させ
   た後に、前記パイロット信号のうち周波数の低いパイロ
   ット信号に合わせてその周波数近傍にピークをもつ高域
   通過フィルタ手段に透過させることを特徴とする請求項
   １または請求項２記載の磁気記録再生装置。
4. 【請求項４】第１及び第２のパイロット信号検出手段
   は、パイロット信号の整数倍周波数のクロックを発生す
   るクロック発生手段が接続され、前記第１のパイロット
   信号検出手段は、前記クロック発生手段の出力クロック
   を第１のパイロット信号の周波数と同じ周波数のクロッ
   クを発生するように、かつ互いに９０度位相が異なるよ
   うに分周する第１及び第２の分周器からなる第１の分周
   手段と、前記帯域通過フィルタ手段の出力信号と前記第
   １の分周器の出力クロックとを乗算する第１の乗算手段
   と、前記第１の乗算手段の出力のうち低域だけを透過す
   る第１の低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フィ
   ルタの出力を２乗する第１の２乗演算手段と、前記帯域
   通過フィルタ手段の出力信号と前記第２の分周器の出力
   クロックを乗算する第２の乗算手段と、前記第２の乗算
   手段の出力のうち低域だけを透過する第２の低域通過フ
   ィルタと、前記第２の低域通過フィルタの出力を２乗す
   る第２の２乗演算手段と、前記第１及び第２の２乗演算
   手段の出力を加算する第１の加算手段と、前記第１の加
   算手段の出力を１／２乗する第１のルート演算手段とを
   備え、前記第２のパイロット信号検出手段は、前記クロ
   ック発生手段の出力クロックを第２のパイロット信号の
   周波数と同じ周波数のクロックを発生するように、かつ
   互いに９０度位相が異なるように分周する第３及び第４
   の分周器からなる第２の分周手段と、前記帯域通過フィ
   ルタ手段の出力信号と前記第３の分周器の出力クロック
   とを乗算する第３の乗算手段と、前記第３の乗算手段の
   出力のうち低域だけを透過する第３の低域通過フィルタ
   と、前記第３の低域通過フィルタの出力を２乗する第３
   の２乗演算手段と、前記帯域通過フィルタ手段の出力信
   号と前記第４の分周器の出力クロックとを乗算する第４
   の乗算手段と、前記第４の乗算手段の出力のうち低域だ
   けを透過する第４の低域通過フィルタと、前記第４の低
   域通過フィルタの出力を２乗する第４の２乗演算手段
   と、前記第３及び第４の２乗演算手段の出力を加算する
   第２の加算手段と、前記第２の加算手段の出力を１／２
   乗する第２のルート演算手段とを備えることを特徴とす
   る請求項１記載の磁気記録再生装置。
5. 【請求項５】リファレンスクロック発生手段及びクロッ
   ク発生手段は、再生ヘッドの再生信号の周波数に同期し
   たクロックを出力するＰＬＬ回路を有して構成されるこ
   とを特徴とする請求項２または請求項４記載の磁気記録
   再生装置。