JPH0562300A - トラツキング誤差検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 部品のばらつきに強く容易にフィルタのＱを
高くでき、再生パイロット周波数の変動にも追従可能な
トラッキング誤差検出回路を提供することを目的とす
る。 【構成】 主トラックの両隣のトラック上に各々パイロ
ット信号が記録され、ヘッドが走査すべき主トラックの
情報とは別に左右から漏れ込んだパイロット信号のうち
の一方をクロック発生手段１、ｎ相信号発生手段２、乗
算器群４、差動出力低域通過フィルタ群６、２入力最大
値検出器群８、加算手段１０、利得調整手段１２、多入
力最大値検出手段１４、加算手段１６により検出する。
また他方も同様にクロック発生手段１、ｍ相信号発生手
段３、乗算器群５、差動出力低域通過フィルタ群７、２
入力最大値検出器群９、加算手段１１、利得調整手段１
３、多入力最大値検出手段１５、加算手段１７により検
出する。このようにして得た各々のパイロット信号の検
出レベルの差を差分手段１８にて取り出す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はパイロット信号を用いた
磁気記録再生装置のトラッキング誤差検出回路に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】ヘリカルスキャン型磁気記録再生装置の
トラッキング制御方式としてパイロット信号が情報信号
と多重もしくは変調して記録されたトラック上、または
一部を制御領域として使用しパイロット信号だけが記録
されたトラック上から、再生時、ヘッドにより再生され
たこのパイロット信号を用いて磁気テープの走行制御、
あるいはヘッドをトラック幅方向に振ることによって、
ヘッドとトラックの相対位置関係を正常に保つ方式が知
られている。以下に図面を参照しながら、上記したトラ
ッキング制御方式に用いられる従来のトラッキング誤差
検出回路の一例について説明する。

【０００３】（図９）はトラッキング誤差検出の原理
図、（図１０）は従来のトラッキング誤差検出回路の基
本構成図を示すものである。（図９）において、１０１
は主トラック、１０２は左隣接トラック、１０３は右隣
接トラック、１０４は読みとりヘッドである。また（図
１０）において、１０５は第１の帯域通過フィルタ、１
０６は第１の振幅検波手段、１０７は第２の帯域通過フ
ィルタ、１０８は第２の振幅検波手段、１０９は差分手
段である。

【０００４】以上のように構成されたトラッキング誤差
検出回路について、以下その動作について説明する。

【０００５】（図９）において、左隣接トラック１０
２、および右隣接トラック１０３には、情報信号に加え
てそれぞれ別の周波数のパイロット信号が周波数多重ま
たは変調されて記録されているか、もしくはそれらのト
ラック上の一部を制御領域として使用し、パイロット信
号だけが記録されている。今、読みとりヘッド１０４が
目的とする主トラック１０１上を走査している時、トラ
ック幅より大なる読みとりヘッド１０４からの出力信号
には両隣のトラックからのパイロット信号が漏れ混んで
いる。したがってそれぞれのパイロット信号の漏れレベ
ルを検出し、そのレベルを比較することにより主トラッ
ク１０１と読みとりヘッド１０４との相対位置関係を知
ることができる。（図１０）において、第１の帯域通過
フィルタ１０５、第１の振幅検波手段１０６はたとえば
左隣接トラックからのパイロット信号の周波数に同調し
てそのレベルを抽出する働きをする。同様に第２の帯域
通過フィルタ１０７、第２の振幅検波手段１０８は右隣
接トラックからのパイロット信号レベルを抽出する。し
たがって第１の振幅検波手段と第２の振幅検波手段の出
力の差を計算する差分手段１０９の出力はヘッドと主ト
ラックとの相対位置関係、すなわちトラッキング誤差信
号となる（例えば、特開昭５４−３５０７号公報）。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、帯域通過フィルタの先鋭度Ｑを上げるこ
とが難しい、またフィルタを構成する素子のばらつきが
大きく中心周波数を精度よく設定することが難しい、ま
た特殊再生時などでヘッドとテープの相対スピードが変
化すると再生パイロット信号の周波数がずれ、フィルタ
の中心周波数をそのずれに対応し変化することが難し
い、また帯域通過フィルタは共振回路としてコイルとコ
ンデンサによって構成することが多く、ＩＣ化すること
が難しい、という問題点を有していた。

【０００７】本発明は上記問題点に鑑み、素子のばらつ
きによる影響を受けにくく、ＩＣ化に適しており、また
等価的に帯域通過フィルタのＱを高くしたのと同じ効果
が容易に得られ、また再生パイロット信号の周波数の変
動に追従可能なトラッキング誤差検出回路を提供するこ
とを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明のトラッキング誤差検出回路は、クロック発
生手段と、該クロック発生手段の出力信号から第１の周
波数のｎ相の信号を発生するｎ相信号発生手段と、該ｎ
相信号発生手段からのｎ個の出力信号と再生信号との間
で乗算演算を行う第１の乗算器群と、該第１の乗算器群
からのｎ個の出力信号のそれぞれの低域成分を抜き出し
差動出力する第１の差動出力低域通過フィルタ群と、該
第１の差動出力低域通過フィルタ群からの正相逆相ｎ組
の出力の各組ごとに最大値を検出する第１の２入力最大
値検出器群と、該第１の２入力最大値検出器群からのそ
れぞれの出力を加算する第１の加算手段と、該第１の加
算手段の出力を１／Ａ_n倍する第１の利得調整手段と、
該第１の２入力最大値検出器群からの出力の最大値を検
出する第１の多入力最大値検出手段と、該第１の利得調
整手段の出力と該第１の多入力最大値検出手段の出力と
を加算する第２の加算手段と、該クロック発生手段の出
力信号から第２の周波数のｍ相の信号を発生するｍ相信
号発生手段と、該ｍ相信号発生手段からのｍ個の出力信
号と再生信号との間で乗算演算を行う第２の乗算器群
と、該第２の乗算器群からのｍ個の出力信号のそれぞれ
の低域成分を抜き出し差動出力する第２の差動出力低域
通過フィルタ群と、該第２の差動出力低域通過フィルタ
群からの正相逆相ｍ組の出力の各組ごとに最大値を検出
する第２の２入力最大値検出器群と、該第２の２入力最
大値検出器群からのそれぞれの出力を加算する第３の加
算手段と、該第３の加算手段の出力を１／Ａ_m倍する第
２の利得調整手段と、該第２の２入力最大値検出器群か
らの出力の最大値を検出する第２の多入力最大値検出手
段と、該第２の利得調整手段の出力と該第２の多入力最
大値検出手段の出力とを加算する第４の加算手段と、該
第２の加算手段の出力と該第４の加算手段の出力の差を
計算する差分手段という構成を備えたものである。

【０００９】

【作用】本発明は上記した構成によって、一般に共振手
段よりなされる帯域通過フィルタをなくすことが可能
で、素子のばらつきによる影響を受けにくく、ＩＣ化が
容易で、また低域通過フィルタのカットオフ周波数を変
えることにより容易に等価Ｑを上げることができる。ま
た、クロック発生手段を再生信号より再生信号に同期し
たクロックを生成するＰＬＬ回路より構成することによ
り再生パイロット信号の周波数の変動にも追従可能なト
ラッキング誤差検出回路が提供できる。また、第２また
は第４の加算手段にその出力レベルを調整する回路を設
けることにより、記録再生系の各パイロット周波数の周
波数特性の違いを吸収することができる。

【００１０】

【実施例】以下本発明の第１の実施例のトラッキング誤
差検出回路について、図面を参照しながら説明する。

【００１１】（図１）は本発明の第１の実施例のトラッ
キング誤差検出回路の構成図を示すものである。（図
１）において、１はクロック発生手段、２はｎ相信号発
生手段、３はｍ相信号発生手段、４は第１の乗算器群、
５は第２の乗算器群、６は第１の差動出力低域通過フィ
ルタ群、７は第２の差動出力低域通過フィルタ群、８は
第１の２入力最大値検出器群、９は第２の２入力最大値
検出器群、１０は第１の加算手段、１１は第３の加算手
段、１２は第１の利得調整手段、１３は第２の利得調整
手段、１４は第１の多入力最大値検出手段、１５は第２
の多入力最大値検出手段、１６は第２の加算手段、１７
は第４の加算手段、１８は差分手段である。

【００１２】以上のように構成されたトラッキング誤差
検出回路について、以下（図１）及び（図２）を用いて
その動作を説明する。

【００１３】クロック発生手段（例えばクロック周波数
１８ＭＨｚ）の出力からｎ相信号発生手段は左の隣接ト
ラックに記録されたパイロット信号と略同じ周波数（例
えば１８ＭＨｚのクロックを１／１５０分周してｆ₁＝
１２０ｋＨｚ）のｎ相の信号を出力する。今、再生信号
の内、左の隣接トラックからのパイロット成分をＥ₁Ｓ
ＩＮ（２πｆ₁ｔ＋θ₁）、ｎ相信号発生手段の出力のひ
とつをＳＩＮ（２πｆ ₁ｔ＋φ₁）とすると、第１の乗算
器群の対応する乗算手段の出力は、 Ｅ₁ＳＩＮ（２πｆ₁ｔ＋θ₁）×ＳＩＮ（２πｆ₁ｔ＋φ₁） ＝−０．５Ｅ₁｛ＣＯＳ（４πｆ₁ｔ＋θ₁＋φ₁）−ＣＯＳ（θ₁−φ₁）｝ となる。このうち第１項は周波数の高い信号成分であ
り、次に接続される第１の差動出力低域通過フィルタ群
の対応する差動出力低域通過フィルタで減衰される。し
たがって出力には入力パイロットの振幅Ｅ₁に比例した
±０．５Ｅ₁ＣＯＳ（θ₁−φ₁）の差動直流信号がえら
れる。しかし、この信号は入力のパイロット信号の位相
によってもレベルが変化してしまう為、入力パイロット
の振幅を検出したことにはならない。しかし、各差動出
力低域通過フィルタの出力はｎ相信号発生手段の出力の
位相に応じてそれぞれずれているので、以下の構成によ
りレベル変動を抑制することができる。

【００１４】まず差動出力低域通過フィルタの正相逆相
ｎ組の出力を各組ごとに最大値を検出する第１の２入力
最大値検出器群に入力してｎ個の信号を得る。一方では
これらｎ個の信号を第１の多入力最大値検出手段にて最
大値を検出する。もう一方ではこれらｎ個の信号を第１
の加算手段で加算し、その出力を第１の利得調整手段で
１／Ａ_n倍する。なお、このＡ_nは第１の多入力最大値検
出手段の出力と同じレベルになるように設定する（例え
ば、ｎ＝２のときＡ_n＝１．４１４である）。これら第
１の多入力最大値検出手段と第１の利得調整手段のそれ
ぞれの出力を第２の加算手段で加算して、結果として第
２の加算手段から入力パイロット信号のレベルをその位
相によるレベルの変動を抑えて検出することができる。
なお、この例におけるｎは偶の自然数である。ｎが奇数
の場合には効果がない。

【００１５】また、クロック発生手段（例えばクロック
周波数１８ＭＨｚ）の出力からｍ相信号発生手段は右の
隣接トラックに記録されたパイロット信号と略同じ周波
数（例えば１８ＭＨｚのクロックを１／１００分周して
ｆ₂＝１８０ｋＨｚ）のｍ相の信号を出力する。今、再
生信号の内、右の隣接トラックからのパイロット成分を
Ｅ₂ＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋θ₂）、ｍ相信号発生手段の出
力のひとつをＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋φ₂）とすると、第２
の乗算器群の対応する乗算手段の出力は、 Ｅ₂ＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋θ₂）×ＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋φ₂） ＝−０．５Ｅ₂｛ＣＯＳ（４πｆ₂ｔ＋θ₂＋φ₂）−ＣＯＳ（θ₂−φ₂）｝ となる。このうち第１項は高い信号成分であり、次に接
続される第２の差動出力低域通過フィルタ群の対応する
差動出力低域通過フィルタで減衰される。したがって出
力には入力パイロットの振幅Ｅ₂に比例した±０．５Ｅ₂
ＣＯＳ（θ₂−φ₂）の差動直流信号がえられる。しか
し、この信号は入力のパイロット信号の位相によっても
レベルが変化してしまう為、入力パイロットの振幅を検
出したことにはならない。しかし、この場合も同様に各
差動出力低域通過フィルタの出力はｍ相信号発生手段の
出力の位相に応じてそれぞれずれているので、以下の構
成によりレベル変動を抑制することができる。

【００１６】まず、差動出力低域通過フィルタの正相逆
相ｍ組の出力を各組ごとに最大値を検出する第２の２入
力最大値検出器群に入力してｍ個の信号を得る。一方で
はこれらｍ個の信号を第２の多入力最大値検出手段にて
最大値を検出する。もう一方ではこれらｍ個の信号を第
３の加算手段で加算し、その出力を第２の利得調整手段
で１／Ａ_m倍する。なお、このＡ_nも同様に第２の多入力
最大値検出手段の出力と同じレベルになるように設定す
る（例えば、ｍ＝２のときＡ_m＝１．４１４である）。
これら第２の多入力最大値検出手段と第２の利得調整手
段のそれぞれの出力を第４の加算手段で加算して、結果
として第４の加算手段から入力パイロット信号のレベル
をその位相によるレベルの変動を抑えて検出することが
できる。なお、この例におけるｍも同様に偶の自然数で
ある。

【００１７】（図２）は（図１）の動作波形図で、ｎ＝
２またはｍ＝２の場合の入力パイロット信号の位相に対
して各点の信号の様子を示す。２０１、２０２は第１ま
たは第２の２入力最大値検出器群の出力、２０３は第１
または第２の利得調整手段の出力、２０４は第１または
第２の多入力最大値検出手段の出力、２０５は第２また
は第４の加算手段の出力である。この例では、第２また
は第４の加算手段の出力リプル分、つまり入力パイロッ
ト信号の検出レベルのリプル分が最小になるように第１
または第２の利得調整手段の利得（１／Ａ_nまたは１／
Ａ_m）は１／１．４１４＝０．７０７にしている。本実
施例の構成においてｎ＝２またはｍ＝２の場合、約０．
７ｄＢの出力変動に抑えることができる。

【００１８】このようにして得た各パイロット信号の検
出レベル、すなわち第２の加算手段、第４の加算手段の
出力を差分手段に入力し、差を取ることによりトラッキ
ング誤差信号を取り出すことができる。

【００１９】なお、本実施例においては、第１または第
２の加算手段の出力を第１または第２の利得調整手段に
て１／Ａ_nまたは１／Ａ_m倍した場合を示したが、もちろ
ん第１または第２の多入力最大値検出手段の出力を利得
調整手段にてＡ_nまたはＡ_m倍した構成においても同様の
効果が得られる。また、第１または第２の２入力最大値
検出器群の出力をそれぞれ第１または第２の多入力最大
値検出手段の直前で利得調整手段にてＡ_nまたはＡ_m倍し
た構成においても同様の効果が得られる。

【００２０】（図３）は本発明の第２の実施例のトラッ
キング誤差検出回路の構成図を示すものである。（図
３）において、第１の差動出力低域通過フィルタ群の正
相逆相ｎ組の信号を、一方では第１の多入力最大値検出
手段にて最大値を検出する。もう一方では、第１の２入
力最大値検出器群にて各組ごとにｎ個の最大値を検出す
る。さらにこれらｎ個の出力を第１の加算手段にて加算
し、その出力を第１の利得調整手段で１／Ａ_n倍する。
なお、このＡ_nは第１の多入力最大値検出手段の出力と
同じレベルになるように設定する（例えば、ｎ＝２のと
きＡ_n＝１．４１４である）。そしてこれら第１の多入
力最大値検出手段と第１の利得調整手段の出力を第２の
加算手段にて加算して、結果として第１の実施例と同様
に第２の加算手段から入力パイロット信号のレベルをそ
の位相によるレベルの変動を抑えて検出することができ
る。

【００２１】また、第２の差動出力低域通過フィルタ群
の正相逆相ｍ組の出力を、一方では第２の多入力最大値
検出手段にて最大値を検出する。もう一方では、第２の
２入力最大値検出器群にて各組ごとにｍ個の最大値を検
出する。さらにこれらｍ個の出力を第３の加算手段にて
加算し、その出力を第２の利得調整手段で１／Ａ_m倍す
る。なお、このＡ_mも同様に第２の多入力最大値検出手
段の出力と同じレベルになるように設定する（例えば、
ｍ＝２のときＡ_m＝１．４１４である）。そしてこれら
第２の多入力最大値検出手段と第２の利得調整手段の出
力を第４の加算手段にて加算して、結果として同様に第
４の加算手段から入力パイロット信号のレベルをその位
相によるレベルの変動を抑えて検出することができる。

【００２２】このようにして得た各パイロット信号の検
出レベル、すなわち第２の加算手段、第４の加算手段の
出力を差分手段に入力し、差を取ることにより第１の実
施例と同様にトラッキング誤差信号を取り出すことがで
きる。

【００２３】（図４）は（図３）の動作波形図で、ｎ＝
２またはｍ＝２の場合の入力パイロット信号の位相に対
して各点の信号の様子を示す。４０１〜４０４は第１ま
たは第２の差動出力低域通過フィルタ群の出力、４０５
は第１または第２の利得調整手段の出力、４０６は第１
または第２の多入力最大値検出手段の出力、４０７は第
２または第４の加算手段の出力である。この例でも同様
に、第２または第４の加算手段の出力、つまり入力パイ
ロット信号の検出レベルのリプル分が最小になるように
第１または第２の利得調整手段の利得（１／Ａ_nまたは
１／Ａ_m）は１／１．４１４＝０．７０７にしている。
本実施例の構成においてもｎ＝２またはｍ＝２の場合、
約０．７ｄＢの出力変動に抑えることができる。

【００２４】なお、本実施例においても、第１または第
２の加算手段の出力を第１または第２の利得調整手段に
て１／Ａ_nまたは１／Ａ_m倍した場合を示したが、もちろ
ん第１または第２の多入力最大値検出手段の出力を利得
調整手段にてＡ_nまたはＡ_m倍した構成においても同様の
効果が得られる。また、第１または第２の差動出力低域
通過フィルタ群の出力をそれぞれ第１または第２の多入
力最大値検出手段の直前で利得調整手段にてＡ_nまたは
Ａ_m倍した構成においても同様の効果が得られる。

【００２５】（図５）は本発明の第３の実施例のトラッ
キング誤差検出回路の構成図を示すものである。（図
５）において、２６は第１の低域通過フィルタ群、２７
は第２の低域通過フィルタ群、２８は第１の絶対値演算
器群、２９は第２の絶対値演算器群である。以下に（図
５）及び（図６）を用いてその動作を説明する。

【００２６】クロック発生手段（例えばクロック周波数
１８ＭＨｚ）の出力からｎ相信号発生手段は左の隣接ト
ラックに記録されたパイロット信号と略同じ周波数（例
えば１８ＭＨｚのクロックを１／１５０分周してｆ₁＝
１２０ｋＨｚ）のｎ相の信号を出力する。今、再生信号
の内、左の隣接トラックからのパイロット成分をＥ₁Ｓ
ＩＮ（２πｆ₁ｔ＋θ₁）、ｎ相信号発生手段の出力のひ
とつをＳＩＮ（２πｆ ₁ｔ＋φ₁）とすると、第１の乗算
器群の対応する乗算手段の出力は、 Ｅ₁ＳＩＮ（２πｆ₁ｔ＋θ₁）×ＳＩＮ（２πｆ₁ｔ＋φ₁） ＝−０．５Ｅ₁｛ＣＯＳ（４πｆ₁ｔ＋θ₁＋φ₁）−ＣＯＳ（θ₁−φ₁）｝ となる。このうち第１項は周波数の高い信号成分であ
り、次に接続される第１の低域通過フィルタ群の対応す
る低域通過フィルタで減衰される。したがって出力には
入力パイロットの振幅Ｅ₁に比例した０．５Ｅ₁ＣＯＳ
（θ₁−φ₁）の直流信号がえられる。しかし、この信号
は入力のパイロット信号の位相によってもレベルが変化
してしまう為、入力パイロットの振幅を検出したことに
はならない。しかし、各低域通過フィルタの出力はｎ相
信号発生手段の出力の位相に応じてそれぞれずれている
ので、以下の構成によりレベル変動を抑制することがで
きる。

【００２７】まず低域通過フィルタのｎ組の出力を各組
ごとに絶対値を演算する第１の絶対値演算器群に入力し
てｎ個の信号を得る。一方ではこれらｎ個の信号を第１
の多入力最大値検出手段にて最大値を検出する。もう一
方ではこれらｎ個の信号を第１の加算手段で加算し、そ
の出力を第１の利得調整手段で１／Ａ_n倍する。なお、
このＡ_nは第１の多入力最大値検出手段の出力と同じレ
ベルになるように設定する（例えば、ｎ＝２のときＡ_n
＝１．４１４である）。これら第１の多入力最大値検出
手段と第１の利得調整手段のそれぞれの出力を第２の加
算手段で加算して、結果として第２の加算手段から入力
パイロット信号のレベルをその位相によるレベルの変動
を抑えて検出することができる。なお、この例における
ｎは偶の自然数である。ｎが奇数の場合には効果がな
い。

【００２８】また、クロック発生手段（例えばクロック
周波数１８ＭＨｚ）の出力からｍ相信号発生手段は右の
隣接トラックに記録されたパイロット信号と略同じ周波
数（例えば１８ＭＨｚのクロックを１／１００分周して
ｆ₂＝１８０ｋＨｚ）のｍ相の信号を出力する。今、再
生信号の内、右の隣接トラックからのパイロット成分を
Ｅ₂ＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋θ₂）、ｍ相信号発生手段の出
力のひとつをＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋φ₂）とすると、第２
の乗算器群の対応する乗算手段の出力は Ｅ₂ＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋θ₂）×ＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋φ₂） ＝−０．５Ｅ₂｛ＣＯＳ（４πｆ₂ｔ＋θ₂＋φ₂）−ＣＯＳ（θ₂−φ₂）｝ となる。このうち第１項は高い信号成分であり、次に接
続される第２の低域通過フィルタ群の対応する低域通過
フィルタで減衰される。したがって出力には入力パイロ
ットの振幅Ｅ₂に比例した０．５Ｅ₂ＣＯＳ（θ₂−φ₂）
の直流信号がえられる。しかし、この信号は入力のパイ
ロット信号の位相によってもレベルが変化してしまう
為、入力パイロットの振幅を検出したことにはならな
い。しかし、この場合も同様に各低域通過フィルタの出
力はｍ相信号発生手段の出力の位相に応じてそれぞれず
れているので、以下の構成によりレベル変動を抑制する
ことができる。

【００２９】まず低域通過フィルタのｍ組の出力を各組
ごとに絶対値を演算する第２の絶対値演算器群に入力し
てｍ個の信号を得る。一方ではこれらｍ個の信号を第２
の多入力最大値検出手段にて最大値を検出する。もう一
方ではこれらｍ個の信号を第３の加算手段で加算し、そ
の出力を第２の利得調整手段で１／Ａ_m倍する。なお、
このＡ_nも同様に第２の多入力最大値検出手段の出力と
同じレベルになるように設定する（例えば、ｍ＝２のと
きＡ_m＝１．４１４である）。これら第２の多入力最大
値検出手段と第２の利得調整手段のそれぞれの出力を第
４の加算手段で加算して、結果として第４の加算手段か
ら入力パイロット信号のレベルをその位相によるレベル
の変動を抑えて検出することができる。なお、この例に
おけるｍも同様に偶の自然数である。

【００３０】（図６）は（図５）の動作波形図で、ｎ＝
２またはｍ＝２の場合の入力パイロット信号の位相に対
して各点の信号の様子を示す。６０１、６０２は第１ま
たは第２の絶対値演算器群の出力、６０３は第１または
第２の利得調整手段の出力、６０４は第１または第２の
多入力最大値検出手段の出力、６０５は第２または第４
の加算手段の出力である。この例でも同様に、第１また
は第２の多入力最大値検出手段の出力、つまり入力パイ
ロット信号の検出レベルのリプル分が最小になるように
第１または第２の利得調整手段の利得（１／Ａ）は１／
１．４１４＝０．７０７とした。本実施例の構成におい
もｎ＝２またはｍ＝２の場合、約０．７ｄＢの出力変動
に抑えることができる。

【００３１】なお、本実施例においても、第１または第
２の加算手段の出力を第１または第２の利得調整手段に
て１／Ａ_nまたは１／Ａ_m倍した場合を示したが、もちろ
ん第１または第２の多入力最大値検出手段の出力を利得
調整手段にてＡ_nまたはＡ_m倍した構成においても同様の
効果が得られる。また、第１または第２の絶対値演算器
群の出力をそれぞれ第１または第２の多入力最大値検出
手段の直前で利得調整手段にてＡ_nまたはＡ_m倍した構成
においても同様の効果が得られる。

【００３２】以上のように第１および２および３のいず
れの実施例においても、第１および第２の差動出力低域
通過フィルタもしくは第１および第２の低域通過フィル
タのカットオフ周波数により決まる等価な帯域通過フィ
ルタを実現しているため、素子のばらつきによるフィル
タのカットオフ周波数のばらつきが少なく、また容易に
Ｑを上げることが可能であり、またＩＣ化することが容
易であるという特徴を得ることができる。

【００３３】（図７）は本発明の第４の実施例を示すト
ラッキング誤差検出回路の第１の加算手段の構成図であ
る。７０１は加算手段、７０２はレベル調整手段であ
る。この例では、第１の加算手段にその出力レベルを調
整する回路７０２を設けることにより、左の隣接トラッ
クからのパイロットレベルを調整することが可能であ
り、記録再生系の各パイロット周波数の周波数特性の違
いを吸収することができる。

【００３４】（図８）は本発明の第５の実施例を示すト
ラッキング誤差検出回路の構成図である。この例では、
クロックを再生信号（例えば１８ＭＨｚ）に同期させる
為にＰＬＬ回路２０を用いたもので、同期検波における
中心周波数が再生パイロット周波数の変動に応じて追従
する。したがって、等価Ｑをより高く設定可能で、特再
時にも安定なトラッキング誤差検出回路とすることがで
きる。

【００３５】なお、この例では第１の実施例におけるク
ロック発生手段をＰＬＬ回路に置き換えた場合を示した
が、もちろん第２および第３の実施例において適用して
もよいことは言うまでもない。

【００３６】また、第１の実施例において、ｎ相信号発
生手段２、ｍ相信号発生手段３は同じ相数である必要は
なく、異なっていてもかまわない。また各相間の位相も
正確に等間隔である必要はない。

【００３７】また、第１および第２の実施例において、
低域通過フィルタに差動出力する１入力の低域通過フィ
ルタを用いたが、もちろん乗算器群を差動出力して差動
入力の低域通過フィルタによる構成にしてもよい。

【００３８】また、第４の実施例では第１の加算手段に
その出力レベルを調整する回路を設けたが、第２の加算
手段に設けても同様の効果が得られる。

【００３９】また、本発明は８ｍｍＶＴＲの場合の様に
一度周波数変換をした後の各ビート成分を検出するため
に用いることもできる。なお、この場合入力の再生信号
は周波数変換後の出力である。

【００４０】これらの変更・変形を行った場合にも、本
発明に含まれることは言うまでもない。その他、本発明
の主旨を変えずして種々の変更・変形が可能である。

【００４１】

【発明の効果】以上のように本発明のトラッキング誤差
検出回路では、一般に共振手段よりなされる帯域通過フ
ィルタをなくすことが可能で、素子のばらつきによる影
響を受けにくく、ＩＣ化が容易で、また低域通過フィル
タのカットオフ周波数を変えることにより容易に等価Ｑ
を上げることができる。

【００４２】さらに本発明では、クロック発生手段をＰ
ＬＬ回路より構成することにより、再生パイロット信号
の周波数の変動にも追従可能なトラッキング誤差検出回
路が提供できる。

【００４３】さらに本発明のトラッキング誤差検出回路
では、加算手段にその出力レベルを調整する回路を設け
ることにより、記録再生系の各パイロット周波数の周波
数特性の違いを吸収することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の構成図である。

【図２】本発明の第１の実施例における動作波形図であ
る。

【図３】本発明の第２の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の構成図である。

【図４】本発明の第２の実施例における動作波形図であ
る。

【図５】本発明の第３の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の構成図である。

【図６】本発明の第３の実施例における動作波形図であ
る。

【図７】本発明の第４の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の第１の加算手段の構成図である。

【図８】本発明の第５の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の構成図である。

【図９】トラッキング誤差検出の原理図である。

【図１０】従来のトラッキング誤差検出回路の基本構成
図を示すものである。

【符号の説明】

１ クロック発生手段 ２ ｎ相信号発生手段 ３ ｍ相信号発生手段 ４ 第１の乗算器群 ５ 第２の乗算器群 ６ 第１の差動出力低域通過フィルタ群 ７ 第２の差動出力低域通過フィルタ群 ８ 第１の２入力最大値検出器群 ９ 第２の２入力最大値検出器群 １０ 第１の加算手段 １１ 第２の加算手段 １２ 第１の利得調整手段 １３ 第２の利得調整手段 １４ 第１の多入力最大値検出手段 １５ 第２の多入力最大値検出手段 １６ 第３の加算手段 １７ 第４の加算手段 １８ 差分手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 後藤 誠 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 橋本 清一 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 下田代 雅文 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 磁気テープの長手方向に対して斜めに形
   成され、パイロット信号が記録されたトラックを回転ヘ
   ッドにより再生し、該回転ヘッドにより再生走査すべき
   主トラックの両隣のトラックから再生されたそれぞれの
   パイロット信号のレベル差により、該主トラックに対す
   る該回転ヘッドの走査軌跡のずれを補正する為のトラッ
   キング信号を形成するトラッキング誤差検出回路におい
   て、クロック発生手段と、該クロック発生手段の出力信
   号から第１の周波数のｎ相の信号を発生するｎ相信号発
   生手段と、該ｎ相信号発生手段からのｎ個の出力信号と
   再生信号との間で乗算演算を行う第１の乗算器群と、該
   第１の乗算器群からのｎ個の出力信号のそれぞれの低域
   成分を抜き出し差動出力する第１の差動出力低域通過フ
   ィルタ群と、該第１の差動出力低域通過フィルタ群から
   の正相逆相ｎ組の出力の各組ごとに最大値を検出する第
   １の２入力最大値検出器群と、該第１の２入力最大値検
   出器群からのそれぞれの出力を加算する第１の加算手段
   と、該第１の加算手段の出力を１／Ａ_n（但し、Ａ_nはｎ
   の値によって決まる固定値）倍する第１の利得調整手段
   と、該第１の２入力最大値検出器群からの出力の最大値
   を検出する第１の多入力最大値検出手段と、該第１の利
   得調整手段の出力と該第１の多入力最大値検出手段の出
   力とを加算する第２の加算手段と、該クロック発生手段
   の出力信号から第２の周波数のｍ相の信号を発生するｍ
   相信号発生手段と、該ｍ相信号発生手段からのｍ個の出
   力信号と再生信号との間で乗算演算を行う第２の乗算器
   群と、該第２の乗算器群からのｍ個の出力信号のそれぞ
   れの低域成分を抜き出し差動出力する第２の差動出力低
   域通過フィルタ群と、該第２の差動出力低域通過フィル
   タ群からの正相逆相ｍ組の出力の各組ごとに最大値を検
   出する第２の２入力最大値検出器群と、該第２の２入力
   最大値検出器群からのそれぞれの出力を加算する第３の
   加算手段と、該第３の加算手段の出力を１／Ａ_m（但
   し、Ａ_mはｍの値によって決まる固定値）倍する第２の
   利得調整手段と、該第２の２入力最大値検出器群からの
   出力の最大値を検出する第２の多入力最大値検出手段
   と、該第２の利得調整手段の出力と該第２の多入力最大
   値検出手段の出力とを加算する第４の加算手段と、該第
   ２の加算手段の出力と該第４の加算手段の出力の差を計
   算する差分手段を具備したことを特徴とするトラッキン
   グ誤差検出回路。
2. 【請求項２】 磁気テープの長手方向に対して斜めに形
   成され、パイロット信号が記録されたトラックを回転ヘ
   ッドにより再生し、該回転ヘッドにより再生走査すべき
   主トラックの両隣のトラックから再生されたそれぞれの
   パイロット信号のレベル差により、該主トラックに対す
   る該回転ヘッドの走査軌跡のずれを補正する為のトラッ
   キング信号を形成するトラッキング誤差検出回路におい
   て、クロック発生手段と、該クロック発生手段の出力信
   号から第１の周波数のｎ相の信号を発生するｎ相信号発
   生手段と、該ｎ相信号発生手段からのｎ個の出力信号と
   再生信号との間で乗算演算を行う第１の乗算器群と、該
   第１の乗算器群からのｎ個の出力信号のそれぞれの低域
   成分を抜き出し差動出力する第１の差動出力低域通過フ
   ィルタ群と、該第１の差動出力低域通過フィルタ群から
   の正相逆相ｎ組の出力の各組ごとに最大値を検出する第
   １の２入力最大値検出器群と、該第１の２入力最大値検
   出器群からのそれぞれの出力を加算する第１の加算手段
   と、該第１の加算手段の出力を１／Ａ_n（但し、Ａ_nはｎ
   の値によって決まる固定値）倍する第１の利得調整手段
   と、該第１の差動出力低域通過フィルタ群からの出力の
   最大値を検出する第１の多入力最大値検出手段と、該第
   １の利得調整手段の出力と該第１の多入力最大値検出手
   段の出力とを加算する第２の加算手段と、該クロック発
   生手段の出力信号から第２の周波数のｍ相の信号を発生
   するｍ相信号発生手段と、該ｍ相信号発生手段からのｍ
   個の出力信号と再生信号との間で乗算演算を行う第２の
   乗算器群と、該第２の乗算器群からのｍ個の出力信号の
   それぞれの低域成分を抜き出し差動出力する第２の差動
   出力低域通過フィルタ群と、該第２の差動出力低域通過
   フィルタ群からの正相逆相ｍ組の出力の各組ごとに最大
   値を検出する第２の２入力最大値検出器群と、該第２の
   ２入力最大値検出器群からのそれぞれの出力を加算する
   第３の加算手段と、該第３の加算手段の出力を１／Ａ_m
   （但し、Ａ_mはｍの値によって決まる固定値）倍する第
   ２の利得調整手段と、該第２の差動出力低域通過フィル
   タ群からの出力の最大値を検出する第２の多入力最大値
   検出手段と、該第２の利得調整手段の出力と該第２の多
   入力最大値検出手段の出力とを加算する第４の加算手段
   と、該第２の加算手段の出力と該第４の加算手段の出力
   の差を計算する差分手段を具備したことを特徴とするト
   ラッキング誤差検出回路。
3. 【請求項３】 磁気テープの長手方向に対して斜めに形
   成され、パイロット信号が記録されたトラックを回転ヘ
   ッドにより再生し、該回転ヘッドにより再生走査すべき
   主トラックの両隣のトラックから再生されたそれぞれの
   パイロット信号のレベル差により、該主トラックに対す
   る該回転ヘッドの走査軌跡のずれを補正する為のトラッ
   キング信号を形成するトラッキング誤差検出回路におい
   て、クロック発生手段と、該クロック発生手段の出力信
   号から第１の周波数のｎ相の信号を発生するｎ相信号発
   生手段と、該ｎ相信号発生手段からのｎ個の出力信号と
   再生信号との間で乗算演算を行う第１の乗算器群と、第
   １の乗算器群からのｎ個の出力信号のそれぞれの低域成
   分を抜き出す第１の低域通過フィルタ群と、該第１の低
   域通過フィルタ群からのｎ個の出力の各々について絶対
   値を演算する第１の絶対値演算器群と、該第１の絶対値
   演算器群からのそれぞれの出力を加算する第１の加算手
   段と、該第１の加算手段の出力を１／Ａ_n（但し、Ａ_nは
   ｎの値によって決まる固定値）倍する第１の利得調整手
   段と、該第１の絶対値演算器群からの出力の最大値を検
   出する第１の多入力最大値検出手段と、該第１の利得調
   整手段の出力と該第１の多入力最大値検出手段の出力と
   を加算する第２の加算手段と、該クロック発生手段の出
   力信号から第２の周波数のｍ相の信号を発生するｍ相信
   号発生手段と、該ｍ相信号発生手段からのｍ個の出力信
   号と再生信号との間で乗算演算を行う第２の乗算器群
   と、該第２の乗算器群からのｍ個の出力信号のそれぞれ
   の低域成分を抜き出す第２の低域通過フィルタ群と、該
   第２の低域通過フィルタ群からのｍ個の出力の各々につ
   いて絶対値を演算する第２の絶対値演算器群と、該第２
   の絶対値演算器群からのそれぞれの出力を加算する第３
   の加算手段と、該第３の加算手段の出力を１／Ａ_m（但
   し、Ａ_mはｍの値によって決まる固定値）倍する第２の
   利得調整手段と、該第２の絶対値演算器群からの出力の
   最大値を検出する第２の多入力最大値検出手段と、該第
   ２の利得調整手段の出力と該第２の多入力最大値検出手
   段の出力とを加算する第４の加算手段と、該第２の加算
   手段の出力と該第４の加算手段の出力の差を計算する差
   分手段を具備したことを特徴とするトラッキング誤差検
   出回路。
4. 【請求項４】 第２または第４の加算手段はその出力の
   レベル調整手段を含むことを特徴とする請求項１または
   請求項２または請求項３記載のトラッキング誤差検出回
   路。
5. 【請求項５】 クロック発生手段は再生信号より該再生
   信号に同期したクロックを生成するＰＬＬ回路よりなる
   ことを特徴とする請求項１または請求項２または請求項
   ３記載のトラッキング誤差検出回路。