JPH0520744A

JPH0520744A - トラツキング誤差検出回路

Info

Publication number: JPH0520744A
Application number: JP3168148A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Honjo; 謙一本庄; Haruo Isaka; 治夫井坂; Hiroshi Ichikawa; 啓市川; Makoto Goto; 誠後藤; Seiichi Hashimoto; 清一橋本; Masafumi Shimotashiro; 雅文下田代
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1991-07-09
Filing date: 1991-07-09
Publication date: 1993-01-29

Abstract

(57)【要約】【目的】部品のばらつきに強く容易にフィルタのＱを
高くでき、再生パイロット周波数の変動にも追従可能な
トラッキング誤差検出回路を提供することを目的とす
る。【構成】主トラックの両隣のトラック上に各々パイロ
ット信号が記録され、ヘッドが走査すべき主トラックの
情報とは別に左右から漏れ込んだパイロット信号のうち
の一方をクロック発生手段１、ｎ相信号発生手段２、第
１の乗算器群４、第１の差動出力低域通過フィルタ群
６、第１の最大値検出器群８、第１の加算手段１０によ
り検出する。また他方をクロック発生手段１、ｍ相信号
発生手段３、第２の乗算器群５、第２の差動出力低域通
過フィルタ群７、第２の最大値検出器群９、第２の加算
手段１１により検出する。このようにして得た各々のパ
イロット信号の検出レベルの差を差分手段１２にて誤差
信号として取り出しトラッキング制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はパイロット信号を用いた
磁気記録再生装置のトラッキング誤差検出回路に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】ヘリカルスキャン型磁気記録再生装置の
トラッキング制御方式として、トラック上にパイロット
信号を情報信号と多重もしくは変調して記録するか、ま
たはトラック上の一部を制御領域として使用しパイロッ
ト信号を記録して、再生時、再生されたこのパイロット
信号を用いて磁気テープの走行制御、あるいはヘッドを
トラック幅方向に振ることによって、ヘッドとトラック
の相対位置関係を正常に保つ方式が知られている。以下
に図面を参照しながら、上記したトラッキング制御方式
に用いられる従来のトラッキング誤差検出回路の一例に
ついて説明する。

【０００３】（図１２）はトラッキング誤差検出の原理
図、（図１３）は従来のトラッキング誤差検出回路の基
本構成図を示すものである。（図１２）において、１０
１は主トラック、１０２は左隣接トラック、１０３は右
隣接トラック、１０４は読み取りヘッドである。また
（図１３）において、１０５は第１の帯域通過フィル
タ、１０６は第１の振幅検波手段、１０７は第２の帯域
通過フィルタ、１０８は第２の振幅検波手段、１０９は
差分手段である。

【０００４】以上のように構成されたトラッキング誤差
検出回路について、以下その動作について説明する。

【０００５】（図１２）において、左隣接トラック１０
２、および右隣接トラック１０３には情報信号のほかに
それぞれ別の周波数のパイロット信号が周波数多重され
て記録されている。今、読み取りヘッド１０４が目的と
する主トラック１０１上を走査している時、トラック幅
より大なる読み取りヘッド１０４からの出力信号には両
隣のトラックからのパイロット信号が漏れ混んでいる。
従って、それぞれのパイロット信号の漏れレベルを検出
し、比較することにより主トラック１０１と読み取りヘ
ッド１０４との相対位置関係を知ることができる。（図
１３）において、第１の帯域通過フィルタ１０５、第１
の振幅検波手段１０６はたとえば左隣接トラックからの
パイロット信号の周波数に同調してそのレベルを抽出す
る働きをする。同様に第２の帯域通過フィルタ１０７、
第２の振幅検波手段１０８は右隣接トラックからのパイ
ロット信号レベルを抽出する。従って、差分手段１０９
の出力はヘッドと主トラックとの相対位置関係、すなわ
ちトラッキング誤差信号となる（例えば、特開昭５４ー
３５０７号公報）。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、帯域通過フィルタの帯域Ｑを上げにく
く、フィルタのばらつきが大きくなってしまい、特殊再
生時などでヘッドとテープの相対スピードが変化すると
再生パイロットの周波数がずれてしまい、ＩＣ化しにく
いという問題点を有していた。

【０００７】本発明は上記問題点に鑑み、部品のばらつ
きにつよく、容易にフィルタのＱを高くすることがで
き、再生パイロット周波数の変動にも追従可能なトラッ
キング誤差検出回路を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明のトラッキング誤差検出回路は、クロック発
生手段と、該クロック発生手段の出力信号から第１の周
波数のｎ相の信号を発生するｎ相信号発生手段と、該ｎ
相信号発生手段からのｎ個の出力信号と再生信号との間
で乗算演算を行う第１の乗算器群と、該第１の乗算器群
からのｎ個の出力信号のそれぞれの低域成分を抜き出し
差動出力する第１の差動出力低域通過フィルタ群と、該
第１の差動出力低域通過フィルタ群からの正相逆相ｎ組
の出力の各組ごとの最大値を検出する第１の最大値検出
器群と、該第１の最大値検出器群からのそれぞれの出力
を加算する第１の加算手段と、該クロック発生手段の出
力信号から第２の周波数のｍ相の信号を発生するｍ相信
号発生手段と、該ｍ相信号発生手段からのｍ個の出力信
号と再生信号との間で乗算演算を行う第２の乗算器群
と、該第２の乗算器群からのｍ個の出力信号のそれぞれ
の低域成分を抜き出し差動出力する第２の差動出力低域
通過フィルタ群と、該第２の差動出力低域通過フィルタ
群からの正相逆相ｍ組の出力の各組ごとの最大値を検出
する第２の最大値検出器群と、該第２の最大値検出器群
からのそれぞれの出力を加算する第２の加算手段と、該
第１の加算手段の出力と該第２の加算手段の出力の差を
計算する差分手段とを具備して構成したものである。

【０００９】

【作用】本発明は上記した構成によって、従来の共振手
段よりなされる帯域通過フィルタをなくすことが可能
で、ばらつきに強く、また出力の低域通過フィルタで自
由に等価Ｑをあげられる。また、クロック発生手段を再
生信号より再生信号に同期したクロックを生成するＰＬ
Ｌ回路より構成することにより、再生パイロット周波数
の変動にも追従可能なトラッキング誤差検出回路とする
ことができる。また、第１または第２の最大値検出手段
もしくは第１または第２の加算手段にその出力レベルを
調整する回路を設けることにより、記録再生系の各パイ
ロット周波数の周波数特性の違いを吸収することができ
る。また、エミッタ結合型トランジスタで最大値を検出
する構成にすることにより、さらにリプル分を低減する
ことができる。

【００１０】

【実施例】以下本発明の一実施例のトラッキング誤差検
出回路について、図面を参照しながら説明する。

【００１１】（図１）は本発明の第１の実施例のトラッ
キング誤差検出回路の構成図を示すものである。（図
１）において、１はクロック発生手段、２はｎ相信号発
生手段、３はｍ相信号発生手段、４は第１の乗算器群、
５は第２の乗算器群、６は第１の差動出力低域通過フィ
ルタ群、７は第２の差動出力低域通過フィルタ群、８は
第１の最大値検出器群、９は第２の最大値検出器群、１
０は第１の加算手段、１１は第２の加算手段、１２は差
分手段である。

【００１２】以上のように構成されたトラッキング誤差
検出回路について、以下（図１）及び（図２）を用いて
その動作を説明する。

【００１３】クロック発生手段（例えばクロック周波数
１８ＭＨｚ）の出力からｎ相信号発生手段は、左の隣接
トラックに記録されたパイロット信号と略同じ周波数
（例えば１８ＭＨｚのクロックを１／１５０分周してｆ
₁＝１２０ｋＨｚ）のｎ相の信号を出力する。今、再生
信号の内、左の隣接トラックからのパイロット成分をＡ
₁ＳＩＮ（２πｆ₁ｔ＋θ₁）、ｎ相信号発生手段の出力
のひとつをＳＩＮ（２πｆ₁ｔ＋φ₁）とすると、第１の
乗算器群の対応する乗算手段の出力は、Ａ₁ＳＩＮ（２πｆ₁ｔ＋θ₁）×ＳＩＮ（２πｆ₁ｔ＋φ
₁）＝−０．５Ａ₁｛ＣＯＳ（４πｆ₁ｔ＋θ₁＋φ₁）ー
ＣＯＳ（θ₁−φ₁）｝となる。このうち第１項は高い信号成分であり、次に接
続される第１の差動出力低域通過フィルタ群の対応する
差動出力低域通過フィルタで減衰される。

【００１４】したがって出力には入力パイロットの振幅
Ａ₁に比例した±０．５Ａ₁ＣＯＳ（θ₁−φ₁）の差動直
流信号がえられる。しかし、この信号は入力のパイロッ
ト信号の位相によってもレベルが変化してしまう為、入
力パイロットの振幅を検出したことにはならない。しか
し各差動出力低域通過フィルタの出力はｎ相信号発生手
段の出力の位相に応じてそれぞれずれているので、そこ
でこの差動出力低域通過フィルタの出力を対応する第１
の最大値検出器群に入力し、続いて第１の最大値検出器
群のそれぞれの出力を第１の加算手段で加算することに
より入力パイロット信号のレベルをその位相によるレベ
ルの変動を抑えて検出することができる。

【００１５】また、クロック発生手段（例えばクロック
周波数１８ＭＨｚ）の出力からｍ相信号発生手段は、右
の隣接トラックに記録されたパイロット信号と略同じ周
波数（例えば１８ＭＨｚのクロックを１／１００分周し
てｆ₂＝１８０ｋＨｚ）のｍ相の信号を出力する。今、
再生信号の内、右の隣接トラックからのパイロット成分
をＡ₂ＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋θ₂）、ｍ相信号発生手段の
出力のひとつをＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋φ₂）とすると、第
２の乗算器群の対応する乗算手段の出力は、Ａ₂ＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋θ₂）×ＳＩＮ（２πｆ₂ｔ＋φ
₂）＝−０．５Ａ₂｛ＣＯＳ（４πｆ₂ｔ＋θ₂＋φ₂）−
ＣＯＳ（θ₂−φ₂）｝となる。このうち第１項は高い信号成分であり、次に接
続される第２の差動出力低域通過フィルタ群の対応する
差動出力低域通過フィルタで減衰される。

【００１６】したがって出力には入力パイロットの振幅
Ａ₂に比例した±０．５Ａ₂ＣＯＳ（θ₂−φ₂）の差動直
流信号がえられる。しかし、この信号は入力のパイロッ
ト信号の位相によってもレベルが変化してしまう為、入
力パイロットの振幅を検出したことにはならない。しか
し各低域通過フィルタの出力はｍ相信号発生手段の出力
の位相に応じてそれぞれずれているので、そこでこの低
域通過フィルタの出力を第２の最大値検出器群に入力
し、続いて第２の最大値検出器群のそれぞれの出力を第
２の加算手段で加算することにより入力パイロット信号
のレベルをその位相によるレベルの変動を抑えて検出す
ることができる。

【００１７】（図２）は（図１）の動作波形図で、ｎ＝
３またはｍ＝３の場合の入力パイロット信号の位相に対
して各点の信号の様子を示す。２０１〜２０３は第１ま
たは第２の差動出力低域通過フィルタ群の正相逆相３組
の出力信号をそれぞれ対応する第１または第２の最大値
検出器群によって最大値を検出した出力、２０４は第１
または第２の加算手段の出力である。ｎ＝３またはｍ＝
３の場合は約１．１ｄＢの出力変動、ｎ＝４またはｍ＝
４の場合は約０．７ｄＢの出力変動に抑えることができ
る。すなわち要求される仕様に応じて、ｎまたはｍを選
択すればよい。

【００１８】このようにして得た各パイロット信号の検
出レベル、すなわち第１の加算手段、第２の加算手段の
出力を差分手段に入力し、差を取ることによりトラッキ
ング誤差信号を取り出すことができる。

【００１９】以上のように本実施例によれば、第１およ
び第２の差動出力低域通過フィルタのカットオフ周波数
により決まる等価な帯域通過フィルタを実現しているた
め、フィルタのばらつきが少なく、また回路のＱを上げ
易い、またＩＣ化しやすいという特徴を得ることができ
る。

【００２０】（図３）は本発明の第２の実施例のトラッ
キング誤差検出回路の構成図を示すものである。（図
３）において、１２１は第１の最大値検出手段、１３１
は第２の最大値検出手段である。このような構成にして
も第１の実施例と同様に入力パイロット信号のレベルを
その位相によるレベルの変動を抑えて検出することがで
きる。

【００２１】（図４）は（図３）の動作波形図で、ｎ＝
３またはｍ＝３の場合の入力パイロット信号の位相に対
して各点の信号の様子を示す。２１１〜２１６は第１ま
たは第２の低域通過フィルタ群の差動出力、２１７は第
１または第２の最大値検出器群の出力を第１または第２
の最大値検出手段に入力し最大値を検出した出力であ
る。ｎ＝３またはｍ＝３の場合は約１．１ｄＢの出力変
動、ｎ＝４またはｍ＝４の場合は約０．７ｄＢの出力変
動に抑えることができる。すなわち要求される仕様に応
じて、ｎまたはｍを選択すればよい。

【００２２】（図５）は本発明の第３の実施例のトラッ
キング誤差検出回路の構成図を示すものである。（図
５）において、１６は第１の低域通過フィルタ群、１７
は第２の低域通過フィルタ群、１８は第１の絶対値演算
器群、１９は第２の絶対値演算器群である。このような
構成にしても第１の実施例と同様に入力パイロット信号
のレベルをその位相によるレベルの変動を抑えて検出す
ることができる。

【００２３】また、本実施例においても第１および第２
の低域通過フィルタのカットオフ周波数により決まる等
価な帯域通過フィルタを実現しているため、フィルタの
ばらつきが少なく、また回路のＱを上げ易い、またＩＣ
化しやすいという特徴を得ることができる。

【００２４】（図６）は（図５）の動作波形図で、ｎ＝
３またはｍ＝３の場合の入力パイロット信号の位相に対
して各点の信号の様子を示す。３０１〜３０３は第１ま
たは第２の低域通過フィルタ群のそれぞれの出力を対応
する第１または第２の絶対値演算器群に入力し絶対値を
演算した出力、３０４は第１または第２の最大値検出手
段の出力である。ｎ＝３またはｍ＝３の場合は約１．１
ｄＢの出力変動、ｎ＝４またはｍ＝４の場合は約０．７
ｄＢの出力変動に抑えることができる。すなわち要求さ
れる仕様に応じて、ｎまたはｍを選択すればよい。

【００２５】（図７）は本発明の第４の実施例を示すト
ラッキング誤差検出回路の第１の加算手段の構成図であ
る。４０１は加算手段、４０２はレベル調整手段であ
る。この例では、第１の加算手段にその出力レベルを調
整する回路４０２を設けることにより、左の隣接トラッ
クからのパイロットレベルを調整することが可能であ
り、記録再生系の各パイロット周波数の周波数特性の違
いを吸収することができる。

【００２６】（図８）は本発明の第５の実施例を示すト
ラッキング誤差検出回路の第１の最大値検出手段の構成
図である。５２１は最大値検出手段、５２２はレベル調
整手段である。この例でも同様に、第１の最大値検出手
段にその出力レベルを調整する回路５０２を設けること
により、左の隣接トラックからのパイロットレベルを調
整することが可能であり、記録再生系の各パイロット周
波数の周波数特性の違いを吸収することができる。

【００２７】（図９）は本発明の第６の実施例を示すト
ラッキング誤差検出回路の最大値検出手段の構成図であ
る。５０１はエミッタ結合型のＮＰＮトランジスタ群、
５１１〜５１４はＮＰＮトランジスタ、５０２は定電流
源、５０３は出力端子、５０４は駆動電源である。（図
１０）はｎ＝２またはｍ＝２のときの動作を説明するた
めの波形図である。６０１〜６０４は第２の実施例にお
ける最大値検出器群の出力であり、それぞれＶ₁₊、
Ｖ_1-、Ｖ₂₊、Ｖ_2-とする。６０５は本実施例における出
力信号Ｖ_O、６０６は本構成によるリプル改善量ΔＶで
ある。以下に（図９）及び（図１０）を参照してその動
作を説明する。

【００２８】ＮＰＮトランジスタ５１１〜５１４のベー
スにはそれぞれ６０１〜６０４が入力されている。θ＝
θ₁のときはＮＰＮトランジスタ５１１だけが導通状態
であり、したがってそのときの出力Ｖ_OはＶ₁₊−ｋＴ／
ｑ・ｌｎ（Ｉ₀／Ｉ_S）となる。具体的に定数ｋＴ／ｑ＝
０．０２６［Ｖ］、Ｉ₀＝５０［μＡ］、Ｉ_S＝２．２×
１０^-16［Ａ］を代入すると、Ｖ_O＝Ｖ₁₊−０．６７９９
［Ｖ］である。

【００２９】またθ＝θ₃のときはＮＰＮトランジスタ
５１３だけが導通状態であり、したがってそのときの出
力Ｖ_OはＶ₂₊−ｋＴ／ｑ・ｌｎ（Ｉ₀／Ｉ_S）となる。同
様に定数を代入すると、Ｖ_O＝Ｖ₂₊−０．６７９９
［Ｖ］である。

【００３０】一方θ＝θ₂のときはＶ₁₊＝Ｖ₂₊で、ＮＰ
Ｎトランジスタ５１１、５１３が導通状態となり、それ
ぞれのエミッタ電流がＩ₀／２になる。そのときの出力
Ｖ_OはＶ₁₊−ｋＴ／ｑ・ｌｎ（Ｉ₀／２／Ｉ_S）またはＶ
₂₊−ｋＴ／ｑ・ｌｎ（Ｉ₀／２／Ｉ_S）であり、θ＝
θ₁、θ₃のときに比べ、５１１、５１３のベース−エミ
ッタ間電圧Ｖ_BEがΔＶだけ下がる。θ₁＜θ＜θ₃ではＩ
₀がそれぞれ５１１、５１３のエミッタ電流として分配
され、Ｖ_BEがθ＝θ₁＝θ₃のときに比べ小さくなる。結
果として出力Ｖ_Oは（図１０）の実線で示されるように
リプル分が改善された波形となる。ここで実際にΔＶを
求めると、ΔＶ＝ｋＴ／ｑ・ｌｎ（Ｉ₀／Ｉ_S）−ｋＴ／
ｑ・ｌｎ（Ｉ₀／２／Ｉ_S）＝１８．０ｍＶとなる。この
例では、最大値検出手段をエミッタ接合したＮＰＮトラ
ンジスタで構成することにより、出力信号リプル分のｐ
ｐ値を１８．０ｍＶ低減することができるを示してい
る。

【００３１】また、第２の最大値検出手段も同様にエミ
ッタ結合型のＮＰＮトランジスタで構成することによ
り、出力信号リプル分のｐｐ値を１８．０ｍＶ低減する
ことができる。

【００３２】なお、この例では６０１〜６０４を第２の
実施例の最大値検出器群の出力にしたが、第３の実施例
の絶対値演算器群の出力にしてもにしてもよい。

【００３３】（図１１）は本発明の第７の実施例を示す
トラッキング誤差検出回路の構成図である。この例で
は、クロックを再生信号（例えば１８ＭＨｚ）に同期さ
せる為にＰＬＬ回路２０を用いたもので、同期検波にお
ける中心周波数が再生パイロット周波数の変動に応じて
追従する。したがって、等価Ｑをより高く設定可能で、
特再時にも安定なトラッキング誤差検出回路とすること
ができる。

【００３４】なお、この例では第１の実施例におけるク
ロック発生手段をＰＬＬ回路に置き換えた場合を示した
が、もちろん第２および第３の実施例において適用して
もよい。

【００３５】なお、第１の実施例において、ｎ相信号発
生手段２、ｍ相信号発生手段３は同じ相数である必要は
なく、異なっていてもかまわない。また各相間の位相も
正確に等間隔である必要はない。

【００３６】また、第１および第２の実施例において、
低域通過フィルタに差動出力する低域通過フィルタを用
いたが、もちろん乗算器群を差動出力するようにして低
域通過フィルタを差動入力する構成にしてもよい。

【００３７】また、第４および第５の実施例では第１の
加算手段および第１の最大値検出手段にその出力レベル
を調整する回路を設けたが、第２の加算手段および第２
の最大値検出手段に設けても同様の効果が得られる。

【００３８】また、本発明は８ｍｍＶＴＲの場合の様に
一度周波数変換をした後の各ビート成分を検出するため
に用いることもできる。なお、この場合入力の再生信号
は周波数変換後の出力である。

【００３９】これらの変更・変形を行った場合にも、本
発明に含まれることは言うまでもない。その他、本発明
の主旨を変えずして種々の変更・変形が可能である。

【００４０】

【発明の効果】以上のように本発明は、クロック発生手
段と、該クロック発生手段の出力信号から第１の周波数
のｎ相の信号を発生するｎ相信号発生手段と、該ｎ相信
号発生手段からのｎ個の出力信号と再生信号との間で乗
算演算を行う第１の乗算器群と、該第１の乗算器群から
のｎ個の出力信号のそれぞれの低域成分を抜き出し差動
出力する第１の差動出力低域通過フィルタ群と、該第１
の差動出力低域通過フィルタ群からの正相逆相ｎ組の出
力の各組ごとの最大値を検出する第１の最大値検出器群
と、該第１の最大値検出器群からのそれぞれの出力を加
算する第１の加算手段と、該クロック発生手段の出力信
号から第２の周波数のｍ相の信号を発生するｍ相信号発
生手段と、該ｍ相信号発生手段からのｍ個の出力信号と
再生信号との間で乗算演算を行う第２の乗算器群と、該
第２の乗算器群からのｍ個の出力信号のそれぞれの低域
成分を抜き出し差動出力する第２の差動出力低域通過フ
ィルタ群と、該第２の差動出力低域通過フィルタ群から
の正相逆相ｍ組の出力の各組ごとの最大値を検出する第
２の最大値検出器群と、該第２の最大値検出器群からの
それぞれの出力を加算する第２の加算手段と、該第１の
最大値検出手段の出力と該第２の最大値検出手段の出力
の差を計算する差分手段という構成を備えることによ
り、従来の共振手段よりなされる帯域通過フィルタをな
くすことが可能で、ばらつきに強く、また出力の低域通
過フィルタで自由に等価Ｑをあげることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるトラッキング誤
差検出回路の構成図である。

【図２】本発明の第１の実施例における動作波形図であ
る。

【図３】本発明の第２の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の構成図である。

【図４】本発明の第２の実施例における動作波形図であ
る。

【図５】本発明の第３の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の構成図である。

【図６】本発明の第３の実施例における動作波形図であ
る。

【図７】本発明の第４の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の第１の加算手段の構成図である。

【図８】本発明の第５の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の第１の最大値検出手段の構成図である。

【図９】本発明の第６の実施例を示すトラッキング誤差
検出回路の最大値検出手段の構成図である。

【図１０】本発明の第６の実施例を示すトラッキング誤
差検出回路の最大値検出手段の動作波形図である。

【図１１】本発明の第７の実施例を示すトラッキング誤
差検出回路の構成図である。

【図１２】トラッキング誤差検出の原理図である。

【図１３】従来のトラッキング誤差検出回路の基本構成
図を示すものである。

【符号の説明】

１クロック発生手段２ｎ相信号発生手段３ｍ相信号発生手段４第１の乗算器群５第２の乗算器群６第１の差動出力低域通過フィルタ群７第２の差動出力低域通過フィルタ群８第１の最大値検出器群９第２の最大値検出器群１０第１の加算手段１１第２の加算手段１２差分手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者後藤誠大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者橋本清一大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者下田代雅文大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】磁気テープの長手方向に対して斜めに形
成され、パイロット信号が記録されたトラックを回転ヘ
ッドにより再生し、該回転ヘッドにより再生走査すべき
主トラックの両隣のトラックから再生されたそれぞれの
パイロット信号のレベル差により、該主トラックに対す
る該回転ヘッドの走査軌跡のずれを補正する為のトラッ
キング信号を形成するトラッキング誤差検出回路におい
て、クロック発生手段と、該クロック発生手段の出力信
号から第１の周波数のｎ相の信号を発生するｎ相信号発
生手段と、該ｎ相信号発生手段からのｎ個の出力信号と
再生信号との間で乗算演算を行う第１の乗算器群と、該
第１の乗算器群からのｎ個の出力信号のそれぞれの低域
成分を抜き出し差動出力する第１の差動出力低域通過フ
ィルタ群と、該第１の差動出力低域通過フィルタ群から
の正相逆相ｎ組の出力の各組ごとの最大値を検出する第
１の最大値検出器群と、該第１の最大値検出器群からの
それぞれの出力を加算する第１の加算手段と、該クロッ
ク発生手段の出力信号から第２の周波数のｍ相の信号を
発生するｍ相信号発生手段と、該ｍ相信号発生手段から
のｍ個の出力信号と再生信号との間で乗算演算を行う第
２の乗算器群と、該第２の乗算器群からのｍ個の出力信
号のそれぞれの低域成分を抜き出し差動出力する第２の
差動出力低域通過フィルタ群と、該第２の差動出力低域
通過フィルタ群からの正相逆相ｍ組の出力の各組ごとの
最大値を検出する第２の最大値検出器群と、該第２の最
大値検出器群からのそれぞれの出力を加算する第２の加
算手段と、該第１の加算手段の出力と該第２の加算手段
の出力の差を計算する差分手段とを具備したことを特徴
とするトラッキング誤差検出回路。
【請求項２】第１および第２の加算手段をそれぞれ第
１および第２の最大値検出手段に置き換えて構成したこ
とを特徴とする請求項１記載のトラッキング誤差検出回
路。
【請求項３】第１または第２の加算手段はその出力レ
ベル調整手段を含むことを特徴とする請求項１記載のト
ラッキング誤差検出回路。
【請求項４】第１または第２の最大値検出手段はその
出力のレベル調整手段を含むことを特徴とする請求項２
記載のトラッキング誤差検出回路。
【請求項５】第１および第２の最大値検出手段は、ベ
ースを入力としエミッタを共通接続されたＮＰＮトラン
ジスタによって構成され出力をエミッタ側から取り出す
ことを特徴とする請求項２記載のトラッキング誤差検出
回路。
【請求項６】磁気テープの長手方向に対して斜めに形
成され、パイロット信号が記録されたトラックを回転ヘ
ッドにより再生し、該回転ヘッドにより再生走査すべき
主トラックの両隣のトラックから再生されたそれぞれの
パイロット信号のレベル差により、該主トラックに対す
る該回転ヘッドの走査軌跡のずれを補正する為のトラッ
キング信号を形成するトラッキング誤差検出回路におい
て、クロック発生手段と、該クロック発生手段の出力信
号から第１の周波数のｎ相の信号を発生するｎ相信号発
生手段と、該ｎ相信号発生手段からのｎ個の出力信号と
再生信号との間で乗算演算を行う第１の乗算器群と、該
第１の乗算器群からのｎ個の出力信号のそれぞれの低域
成分を抜き出す第１の低域通過フィルタ群と、該第１の
低域通過フィルタ群からのｎ個の出力のそれぞれの絶対
値を演算する第１の絶対値演算器群と、該第１の絶対値
演算器群からの最大値を検出する第１の最大値検出手段
と、該クロック発生手段の出力信号から第２の周波数の
ｍ相の信号を発生するｍ相信号発生手段と、該ｍ相信号
発生手段からのｍ個の出力信号と再生信号との間で乗算
演算を行う第２の乗算器群と、該第２の乗算器群からの
ｍ個の出力信号のそれぞれの低域成分を抜き出す第２の
低域通過フィルタ群と、該第２の低域通過フィルタ群か
らのｍ個の出力のそれぞれの絶対値を演算する第２の絶
対値演算器群と、該第２の絶対値演算器群からの出力の
最大値を検出する第２の最大値検出手段と、該第１の最
大値検出手段の出力と該第２の最大検出手段の出力の差
を計算する差分手段とを具備したことを特徴とするトラ
ッキング誤差検出回路。
【請求項７】第１または第２の最大値検出手段はその
出力のレベル調整手段を含むことを特徴とする請求項６
記載のトラッキング誤差検出回路。
【請求項８】第１または第２の最大値検出手段は、ベ
ースを入力としエミッタを共通接続されたＮＰＮトラン
ジスタによって構成され出力をエミッタ側から取り出す
ことを特徴とする請求項６記載のトラッキング誤差検出
回路。
【請求項９】クロック発生手段は再生信号より該再生
信号に同期したクロックを生成するＰＬＬ回路よりなる
ことを特徴とする請求項１または請求項６記載のトラッ
キング誤差検出回路。