JP2789826B2 - トラッキング装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ヘリカル走査型の磁気
記録再生装置等のトラッキング装置において、特に、ヘ
リカルトラックに順次記録された４周波のパイロット信
号を用いたＡＴＦ（Automatic Track finding）方式の
トラッキング装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２に、従来の４周波パイロット信号を
用いたＡＴＦ方式のトラッキング装置の構成例を示す。
まずここで、４周波パイロット信号について簡単に説明
する。

【０００３】磁気テ−プ１には図２に示すように、各ト
ラックごとにｆ１〜ｆ４のパイロット信号が記録情報に
重畳されて順次記録されている。これらの４周波パイロ
ット信号は、３７８ｆＨ（ｆＨ：テレビ信号の水平同期
信号周波数＝１５．７３４ｋＨｚ）の源振をそれぞれ１
／５８，１／５０，１／３６，１／４０に分周した周波
数の信号であり、ｆ１≒６．５ｆＨ，ｆ２≒７．５ｆ
Ｈ，ｆ３≒１０．５ｆＨ，ｆ４≒９．５ｆＨとなってい
る。したがって、磁気テ−プ上にて隣接するトラック間
のパイロット信号周波数差は、常にｆＨあるいは３ｆＨ
となる。（厳密には、１６．４０７ｋＨｚ，１６．５２
１ｋＨｚあるいは４６．１４５ｋＨｚ，４６．２０９ｋ
ＨＺとなるが、説明の便宜上ｆＨ，３ｆＨと記す。）例
えば、磁気ヘッド２が図２に示すｆ２トラックを走査し
ている場合、先行隣接トラックのｆ１パイロット信号と
走査トラックのｆ２パイロット信号との周波数差はｆ
Ｈ、そして後行隣接トラックのｆ３パイロット信号と走
査トラックのｆ２パイロット信号との周波数差は３ｆＨ
となる。以下、従来の４周波パイロット信号を用いたト
ラッキング装置の動作説明を行う。

【０００４】図２において、１は磁気テ−プ、２は磁気
ヘッド、３はプリアンプ、４はＬＰＦ低域通過フィル
タ）、５はＡＧＣアンプ（自動利得制御アンプ）、２７
は平衡変調器、２８は分周器、２９はクロック発生器、
３０および３１はＢＰＦ（帯域通過フィルタ）、３２は
スイッチ、３３および３４はピ−ク検波器、３５は減算
器、４２，４３は入力端子、３６はキャプスタン、３７
はモ−タ、３８はＣＦＧ（キャプスタンＦＧ）センサ、
３９はキャプスタン速度制御系、４０は加算回路、４１
はモ−タドライバである。

【０００５】図２において、磁気ヘッド２から磁気テ−
プ１により検出された再生信号は、プリアンプ３により
十分増幅された後ＬＰＦ４へ供給される。ＬＰＦ４で
は、トラッキング制御に不要な映像あるいは音声情報等
の高域成分を抑圧した後、再生パイロット信号をＡＧＣ
アンプ５を介して適切なレベルにして、平衡変調器２７
へ供給する。平衡変調器２７は、再生パイロット信号と
クロック分周回路２８より供給されるロ−カルパイロッ
ト信号との掛け算を行い、両隣接トラックのパイロット
信号をｆＨおよび３ｆＨの周波数に変換する。図２に示
すように磁気ヘッド２が、ｆ２パイロット信号トラック
を走査している時を例にすると、クロック分周回路２８
は入力端子４２より供給される制御信号ＳＥＬに従いロ
−カルパイロット信号はｆ２に選択されている。この場
合、再生パイロット信号には、走査トラックおよび両隣
接トラックのパイロット信号であるｆ１，ｆ２，ｆ３が
含まれる。したがって、平衡変調器２７の出力はｆ２±
ｆ１およびｆ３±ｆ２の周波数成分を有する。なお、走
査トラックのｆ２パイロット信号は掛け算によりゼロビ
−トになる。この平衡変調器２７の出力はｆＨ−ＢＰＦ
３０および３ｆＨ−ＢＰＦ３１に供給され、それぞれｆ
２−ｆ１≒ｆＨおよびｆ３−ｆ２≒３ｆＨの周波数成分
が抽出される。ここで、上記ｆＨおよび３ｆＨの信号に
ついて見るとｆＨ信号は先行隣接トラックのｆ１パイロ
ット信号を周波数変換したものであり、３ｆＨ信号は後
行隣接トラックのｆ３パイロット信号を周波数変換した
ものである。したがって、ｆＨ信号レベルと３ｆＨ信号
レベルとを比較することにより磁気ヘッド２が走査して
いるトラック位置、即ちトラッキング位相を検出するこ
とができる。ｆＨ−ＢＰＦ３０および３ｆＨ−ＢＰＦ３
１により抽出されたｆＨ信号および３ｆＨ信号は、スイ
ッチ３２を介してエンベロ−プ検波回路３３あるいは３
４へ供給される。スイッチ３２は入力端子４３より供給
される制御信号ＨＳＷによりトラック走査の周期で切り
換えられる。このスイッチ３２は、先行／後行トラック
のパイロット信号と、周波数変換されたｆＨ／３ｆＨ信
号の関係がトタックごとに変化するため、これを相殺す
るためのものである。例えば図２の状態では、上記した
ように先行トラックのパイロット信号がｆＨ信号に変換
され、後行トラックのパイロット信号が３ｆＨ信号に変
換される。しかし磁気ヘッド２がｆ３パイロット信号ト
ラックを走査している場合には、平衡変調器２７に供給
されるロ−カルパイロット信号はｆ３とされ、したがっ
て、先行トラックから再生されるｆ２パイロット信号は
ｆ３−ｆ２≒３ｆＨとなり、後行ラックから再生される
ｆ４パイロット信号はｆ４−ｆ２≒ｆＨとなるので、上
記図２の場合と先行／後行トラックのパイロット信号
と、周波数変換されたｆＨ／３ｆＨ信号の関係が逆にな
る。以上のことにより、トラック走査の周期で切り換え
られたｆＨおよび３ｆＨ信号は、それぞれエンベロ−プ
検波回路３３あるいは３４へ供給される。エンベロ−プ
検波回路３３および３４は、ｆＨおよび３ｆＨ信号のエ
ンベロ−プレベルを検出し、それぞれ減算回路３５に供
給する。減算回路３５はｆＨおよび３ｆＨ信号のレベル
を減算し減算出力すなわちトラッキングエラ−信号を加
算回路４０ヘ供給する。加算回路４０は上記トラッキン
グエラ−信号とキャプスタン速度制御回路３９から供給
される速度エラ−信号を加算してモ−タドライバ４１ヘ
供給する。モ−タドライバ４１はトラッキングエラ−信
号と速度エラ−信号の加算信号に応じた電力をキャプス
タンモ−タ３７へ供給し、キャプスタン３６を駆動す
る。これによりキャプスタン３６は磁気テ−プ１を所定
の速度と位相で走行する。なお、キャプスタン速度制御
回路３９は、キャプスタン３６の回転に比例して発生さ
れるＣＦＧ信号の周期を計測し、目標周期との差分を速
度エラ−信号として加算回路４０へ出力している。ま
た、ロ−カルパイロット信号を発生するクロック分周回
路２８は、クロック発生回路２９より供給されるクロッ
クを分周し、入力端子４２より供給される制御信号ＳＥ
Ｌに従いトラック走査の周期でｆ１〜ｆ４のロ−カルパ
イロット信号を順次発生する。また、ＡＧＣアンプ５
は、トラッキングエラ−信号が再生パイロット信号のレ
ベル変動により、大幅に変化しないようにするために、
再生パイロット信号レベルを一定にするものである。

【０００６】なお、このようなトラッキング装置に関連
するものとして、例えば特開昭５９−６８８６２号公
報，５９−７５４５０号公報，５９−３６３５８号公報
等が上げられる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
４周波パイロット信号を用いたＡＴＦトラッキング装置
では、再生パイロット信号の周波数変換を行う平衡変調
器、ｆＨおよび３ｆＨ成分を抽出するＢＰＦ、エンベロ
−プ検波回路やｆＨ信号および３ｆＨ信号の比較回路を
アナログ信号処理にて行っている。そのため、上記のよ
うなＡＴＦトラッキング制御系は、現在ではほとんどデ
ィジタル処理化あるいはマイクロコンピュ−タによるソ
フト処理化されているテ−プの速度制御系やヘッドを搭
載したドラムの速度および位相制御系との整合性が悪く
なっている。言い換えれば、ＡＴＦトラッキング制御系
がアナログ信号処理であるため、他のディジタル制御系
と一体化した高集積化が難しくなっている。また。ＡＴ
Ｆトラッキング制御系の性能を大きく左右するｆＨおよ
び３ｆＨ成分を抽出するＢＰＦも、アナログ信号処理で
は構成部品のバラツキや経年変化による特性劣化を生じ
てしまう。

【０００８】そこで本発明の目的は、再生パイロット信
号の周波数変換を行う平衡変調器、再生パイロット信号
を抽出するＢＰＦ、ピ−ク検波回路やレベル比較回路等
により構成されるＡＴＦトラッキング制御系を、小規模
の回路構成にてディジタル信号処理化することにより高
集積化を可能とするとともに、構成部品のバラツキや経
年変化等による性能劣化の無いトラッキング装置を提供
することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のトラッキング装置は、再生信号から不要高域
成分を抑圧しパイロット信号を抽出するＬＰＦ手段と、
再生パイロット信号を周波数の異なる複数種類のパイロ
ット信号周波数の公倍数のサンプリング周波数でディジ
タル信号に変換するＡＤ変換手段と、該ＡＤ変換手段の
出力を所定のパイロット信号周波数の２倍以下のサンプ
リング周波数に変換するサンプリングデータの間引き手
段と、間引きデータに含まれる所定トラックの再生パイ
ロット信号の折り返し信号を抽出するディジタルフィル
タと、ディジタルフィルタにより抽出された折り返し信
号のレベルを検出するレベル検波手段と、検波手段の出
力によりトラッキングエラー信号を発生する演算手段と
により構成され、上記演算手段の出力をテープ駆動手段
に帰還するようにしている。

【００１０】さらに、記録時のテ−プ速度が通常速度よ
りも低速とする長時間記録モ−ドを有する磁気記録再生
装置におけるＡＴＦ方式のトラッキング装置では、再生
時にトラッキング制御とともに記録モ−ドの判別を行う
必要がある。そのために本発明のトラッキング装置は、
上記のＡＤ変換手段とサンプリングデ−タの間引き手段
とディジタルフィルタとレベル検波手段に加えて、１ト
ラック隔てた２トラックの再生パイロット信号のレベル
差信号周波数を検出する周波数検出手段を有し、上記再
生パイロット信号レベルの差信号の周波数により、記録
時のテ−プ速度を判別するようにしている。

【００１１】

【作用】ＬＰＦ手段は、トラッキングに必要なパイロッ
ト信号のみを抽出する。ＡＤ変換手段とサンプリングデ
−タの間引き手段は、サンプリングにおいてサンプリン
グ周波数の１／２を超える周波数の信号は折り返しとし
て検出されることを積極的に利用し、再生パイロット信
号の周波数変換を行う。ディジタルフィルタは、折り返
し信号とされたディジタル再生パイロット信号から、両
隣接トラックの再生パイロット信号を抽出する。レベル
検波手段は、両隣接トラックからの再生パイロット信号
のレベルを検出する。即ちトラッキング状態を検出す
る。減算手段は、両隣接トラックからの再生パイロット
信号のレベル差を求めることによりトラッキングエラ−
信号を発生する。したがって、パイロット信号をディジ
タル的に処理するのに、ＡＤ変換時のサンプリング周波
数を一定にし、サンプリングデ−タを所定の割合で間引
くことにより４周波のパイロット信号をすべてｆＨに、
あるいはｆＨと３ｆＨ信号に変換できる。さらに、ＡＴ
Ｆトラッキング制御系の性能を大きく左右するｆＨある
いは３ｆＨ成分を抽出するＢＰＦやレベル検波回路等を
ディジタル回路にて実現でき、アナログ信号処理時に問
題となった構成部品のバラツキや経年変化による特性劣
化防止することができる。

【００１２】また、１トラック隔てた２トラックの再生
パイロット信号のレベル差信号周波数ｆｐは、記録時の
テ−プ速度に対して再生時のテ−プ速度がｍ倍の場合に
は下式数１に示す周波数となることより周波数検出手段
は、記録時のテ−プ速度 ｆｐ＝｜ｍ−１｜×１５ ［Ｈｚ］ −−−（数１） を判別することができる。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に
説明する。図１は本発明を適用したＡＴＦ方式のトラッ
キング装置を示すブロック図である。キャプスタン系お
よび速度制御系は、先の図１と同様であるのでここでは
省略している。図１において、１は磁気テ−プ、２は磁
気ヘッド、３はプリアンプ、４はＬＰＦ、５はＡＧＣア
ンプ、６はサンプルホ−ルド回路、７はＡＤコンバ−
タ、８はクロック発生器、９〜１２はデ−タ間引き回
路、１３〜１６はディジタルＢＰＦ、１７はスイッチ制
御回路、１８はスイッチ、１９および２０はエンベロ−
プ検波回路、２１は演算回路、、２２はディジタルＬＰ
Ｆ、２３はＤＡコンバ−タ、２４は入力端子、そして２
５，２６はトラッキングエラ−信号の出力端子である。

【００１４】第１図において、磁気ヘッド２から磁気テ
−プ１により検出された再生信号は、プリアンプ３によ
り十分増幅された後ＬＰＦ４へ供給される。ＬＰＦ４で
は、トラッキング制御に不要な映像あるいは音声情報等
の高域成分を抑圧した後、再生パイロット信号をＡＧＣ
アンプ５を介して適切なレベルにして、サンプルホ−ル
ド回路６へ供給する。サンプルホ−ルド回路６は、再生
パイロット信号をクロック発生回路８より供給されるク
ロックを用いてｆ１〜ｆ４のパイロット信号周波数の公
倍数の周波数でサンプルホ−ルドする。本実施例ではサ
ンプリング周波数として最小公倍数の１８９ｆＨに設定
している。サンプルホ−ルドされた再生パイロット信号
は、ＡＤコンバ−タ７でディジタル信号に変換され、デ
−タ間引き回路９〜１２に供給される。デ−タ間引き回
路９〜１２では、サンプリング周波数が１８９ｆＨの再
生パイロットデ−タをそれぞれ１／２９，１／２５，１
／２０，１／１８のサンプリング周波数になるように間
引く。したがって、このデ−タの間引きによりサンプリ
ング周波数は、それぞれ４周波のパイロット信号周波数
であるｆ１（≒６．５ｆＨ），ｆ２（≒７．５ｆＨ），
ｆ４（≒９．５ｆＨ），ｆ３（≒１０．５ｆＨ）に変換
されることになる。このサンプリング周波数の変換によ
り再生された４周波のパイロット信号は、表１に示すよ
うな周波数の再生パイロット折り返り信号を生ずる。

【００１５】

【表１】

【００１６】これらのデ−タ間引き回路９〜１２により
サンプリング周波数を変換された再生パイロット信号
は、それぞれｆＨ−ＢＰＦ１３〜１６へ供給される。ｆ
Ｈ−ＢＰＦ１３〜１６では入力信号中のｆＨ信号成分を
抽出しスイッチ１８ヘ供給する。サンプリング周波数に
応じた再生パイロット信号の折り返り信号周波数の関係
は表１に示す通りであるので、ｆＨ−ＢＰＦ１３のｆＨ
周波数出力Ｐ２は、再生ｆ２パイロット信号となり、ｆ
Ｈ−ＢＰＦ１４のｆＨ周波数出力Ｐ１は、再生ｆ１パイ
ロット信号、ｆＨ−ＢＰＦ１５のｆＨ周波数出力Ｐ３
は、再生ｆ３パイロット信号、そしてｆＨ−ＢＰＦ１６
のｆＨ周波数出力Ｐ４は、再生ｆ４パイロット信号とな
る。ｆＨ−ＢＰＦ１３〜１６により抽出された４周波の
再生パイロット信号は、スイッチ１８に供給され、スイ
ッチ制御回路１７より供給されるスイッチ制御信号によ
り順次切り換えられてエンベロ−プ検波回路１８および
１９に供給される。スイッチ制御回路１７は、入力端子
２４を介して供給されるヘッド切り換え信号ＨＳＷ（回
転磁気ヘッドの走査に同期した映像フレ−ム周波数の信
号≒３０Ｈｚ）に従って磁気ヘッド２の走査周期でスイ
ッチ１８の切り換えを行う。

【００１７】スイッチ１８の切り換え制御について、さ
らに詳しく説明する。トラッキング制御を行う場合、先
の図２でも説明したように磁気ヘッド２の走査トラック
の両隣接トラックからのパイロット信号レベルを検出す
る必要がある。そのために、本実施例ではｆＨ−ＢＰＦ
１３〜１６により抽出された４周波の再生パイロット信
号の折り返し信号をスイッチ１８にて順次切り換えてエ
ンベロ−プ検波回路１８および１９に供給するようにし
ている。例えば、図２に示すように磁気ヘッド２がｆ２
パイロット信号が記録されているトラックを走査してい
る場合には、エンベロ−プ検波回路１８にはＰ１信号、
すなわち先行隣接トラックのｆ１パイロット信号が供給
され、エンベロ−プ検波回路１９にはＰ３信号、すなわ
ち後行隣接トラックのｆ３パイロット信号が供給され
る。そして、磁気テ−プの走行と共に走査トラックが、
ｆ２→ｆ３→ｆ４→ｆ１→ｆ２となるにしたがって、エ
ンベロ−プ検波回路１８にはＰ１→Ｐ２→Ｐ３→Ｐ４→
Ｐ１の信号が供給され、エンベロ−プ検波回路１９には
Ｐ３→Ｐ４→Ｐ１→Ｐ２→Ｐ３の信号が供給される。従
ってこの場合、エンベロ−プ検波回路１８には常に先行
隣接トラックのパイロット信号が供給され、エンベロ−
プ検波回路１９には後行隣接トラックのパイロット信号
が供給されることになる。エンベロ−プ検波回路１８お
よび１９は、それぞれ先行隣接トラックのパイロット信
号と後行隣接トラックのパイロット信号のエンベロ−プ
を検出し、演算回路２１へ出力する。演算回路２１は、
先行隣接トラックのパイロット信号エンベロ−プレベル
と後行隣接トラックのパイロット信号エンベロ−プレベ
ルとの引き算を行い、その差信号をＬＰＦ２２へ供給す
る。このＬＰＦ２２に供給されるエンベロ−プの差信号
がトラッキングエラ−信号となっている。ＬＰＦ２２
は、トラッキング制御に不要な高域成分を除去しするも
のである。以上のように発生されたトラッキングエラ−
信号は、ＤＡコンバ−タ２３によりアナログ信号に変換
され出力端子２５を介して出力される。アナログ信号と
なったトラッキングエラ−信号は、先の図２に示したよ
うに、キャプスタン速度制御回路３９より供給される速
度エラ−信号と加算され、モ−タドライバ４１に供給さ
れる。これにより、キャプスタン３６は一定速回転の所
定の位相で回転され、トラッキング制御が行われる。な
お、出力端子２６はＬＰＦ２２のディジタル出力が直接
出力されているが、これはキャプスタン速度制御回路３
９および加算回路４０がマイクロコンピュ−タ等で構成
される場合には、トラッキングエラ−信号と速度エラ−
信号の加算はディジタル処理として行われるので、この
ような場合にも対応するようにしたものである。

【００１８】次に、ｆＨ−ＢＰＦ１３〜１６とエンベロ
−プ検波回路１８および１９の具体的な構成例について
図３〜図５により説明する。本実施例では、ｆＨ−ＢＰ
Ｆ１３〜１６は、２次のアナログ帯域通過フィルタと等
価な、例えば図３に示すブロックのＩＩＲ型ディジタル
フィルタで構成している。図３において、４３は入力端
子、４４は出力端子、４５は加算器、４６は減算器、４
７，４８は遅延回路、そして４９〜５１は係数回路（掛
け算回路）である。ディジタルフィルタの設計は、アナ
ログフィルタの伝達関数からＺ変換にて行うことができ
る。２次のアナログ帯域通過フィルタの伝達関数は、下
式数２で表される。

【００１９】

【数２】

【００２０】上式数２に示した伝達関数を双１次変換す
ると、その伝達関数は、下式数３で表される。

【００２１】

【数３】

【００２２】上式数３に示した伝達関数を実現するブロ
ック図が、先の図３である。上式数３において、ディジ
タルフィルタのサンプリング周期（Ｔ）が変化する場
合、同じフィルタ特性を得るためには係数回路の係数を
サンプリング周期（Ｔ）に応じて変化する必要がある。
そこで、間引きによりサンプリング周波数がｆ１〜ｆ４
のパイロット信号周波数になっているので、所望のフィ
ルタ特性を得るために各サンプリング周波数に応じた係
数を設定する必要がある。各サンプリング周波数に応じ
た係数を用いたディジタルＢＰＦの構成を図４に示す。
図４において、図３と同一符号をつけたブロックは図３
と同一のブロックである。ただし、遅延回路４７，４８
はラッチ回路で構成し、入力端子７５より供給される間
引きしたｆ１〜ｆ４周波数のサンプリングクロックによ
りデ−タをラッチすることにより遅延回路を構成してい
る。また、各掛け算回路（係数回路）４９〜５１では各
サンプリング周波数に応じた係数α，β，γが係数デ−
タ発生回路５２から供給され入力デ−タとの掛け算が行
われる。

【００２３】エンベロ−プ検波回路１８および１９の構
成例を図５に示す。図５において、５３はクロックの入
力端子、５４，５５はデ−タの入力端子、５６，５７は
デ−タの出力端子、５８，５９は絶対値変換回路、６
０，６１は大小比較回路、６２〜６５はラッチ回路であ
る。破線でか込まれた１９および２０がエンベロ−プ検
波回路１８および１９である。図５において、入力端子
５４，５５より供給されたｆＨ信号デ−タは、絶対値変
換回路５８，５９で全波整流され正の値に変換される。
正の値に変換されたｆＨ信号デ−タは、大小比較回路６
０，６１およびラッチ回路６２，６３に供給される。大
小比較回路６０，６１は、入力絶対値デ−タとラッチ回
路６２，６３のラッチデ−タとの大小比較を行い、入力
絶対値デ−タが大きい場合はラッチ回路６２，６３へラ
ッチクロックを出力する。したがって、ラッチ回路６
２，６３は順次入力絶対値デ−タの最大値をラッチする
ことになる。そして、このラッチ回路６２，６３は、入
力端子５３を介して供給されるクロックの周期（１／ｆ
Ｈ以上）でリセットされるが、他のラッチ回路６４，６
５は、リセットされる直前のラッチ回路６２，６３のデ
−タをラッチし、出力端子５６，５７を介して出力する
ので、クロックの周期でｆＨ信号の最大値デ−タをラッ
チすることができ、出力信号は入力ｆＨ信号のエンベロ
−プ検波信号となる。なお、入力端子５３を介して供給
されるクロックは、先の図１に示したクロック発生回路
８にて発生されたクロックであり、その周波数はｆＨ／
２程度に設定されている。このエンベロ−プ検波回路１
８および１９の出力信号デ−タのサンプリング周波数
（出力デ−タレ−ト）は、出力段のラッチ回路６４，６
５のラッチ周波数にて決定されるため、入力ｆＨ信号の
サンプリング周波数が異なっていても次段の演算回路２
１に供給されるエンベロ−プ検波信号デ−タのサンプリ
ング周波数は等しくでき、容易に減算処理ができる。

【００２４】以上説明したように、本実施例に依れば４
周波の再生パイロット信号をディジタル的に処理するの
に、ＡＤ変換時のサンプリング周波数を上記パイロット
信号の公倍数の周波数にすることにより、サンプリング
デ−タを間引くことで４周波の再生パイロット信号をす
べてｆＨ周波数信号に変換できるので、別個に周波数変
換用掛け算回路を設ける必要は無く、回路の小規模化が
実現できる。また、すべての再生パイロット信号をｆＨ
周波数信号に変換できるので、３ｆＨ−ＢＰＦとｆＨ−
ＢＰＦの特性を合わせるなどの考慮は不要になる。さら
に、ＡＴＦトラッキング制御系の性能を大きく左右する
ｆＨ成分を抽出するＢＰＦやエンベロ−プ検波回路等を
ディジタル回路にて実現でき、アナログ信号処理時に問
題となった構成部品のバラツキや経年変化による特性劣
化を防止することができる。

【００２５】次に、記録時のテ−プ速度が通常速度の１
／２となる長時間記録モ−ド（ＬＰモ−ド：Ｌｏｎｇ
Ｐｌａｙ モ−ド）を有する磁気記録再生装置における
ＡＴＦ方式のトラッキング装置に、本発明を適用する場
合について図６を用いて説明する。長時間記録モ−ドを
有する磁気記録再生装置においては再生時に、トラッキ
ング制御とともに記録モ−ドの判別を行う必要がある。
以下、テ−プ速度が通常速度のモ−ドをＳＰモ−ド（Ｓ
ｔａｎｄａｒｄ Ｐｌａｙ）、長時間記録モ−ドをＬＰ
モ−ドと記す。図６は、記録モ−ドの判別とトラッキン
グ制御を行うトラッキング装置のブロック図である。図
６において、図１と同一の符号を付けたブロックは、図
１で説明したブロックと同様の動作を行うものである。
図６において、新たに設けたブロックは、６６のスイッ
チ、６７，６８のエンベロ−プ検波回路、６９の演算回
路、７０のＬＰＦ、７１のレベル比較回路、７２の周波
数比較回路、そして７３，７４の入出力端子であり、こ
れらのブロックがＳＰ／ＬＰモ−ド判別を行うものであ
る。このうち６６〜７０の各ブロックは、先の図１に示
した１８〜２２のブロックと基本動作は同様である。

【００２６】ではここで、図６の動作を説明する前に、
まずＳＰ／ＬＰモ−ド判別の原理について図７および図
８を用いて説明する。ＳＰ／ＬＰモ−ド判別では、トラ
ッキング制御を磁気ヘッドが走査するべきトラック（以
下、主トラックと記す。）の両隣接トラックからのパイ
ロット信号を用いるのに対し、主トラックとその隣々接
トラックからパイロット信号を用いる。以下、具体的な
例を用いて説明する。図７は４周波のパイロット信号が
順次記録されているトタックパタ−ンを示しており、横
軸はテ−プ長手方向、縦軸は磁気ヘッドの走査周期であ
る。また、トタックパタ−ンにおける１〜４はパイロッ
ト信号のｆ１〜ｆ４を表す。今、記録速度と再生速度が
等しく磁気ヘッドが図のＡ点からＢ点へ走査する場合
は、主トラック（ｆ１→ｆ２→ｆ３→ｆ４→ｆ１）の再
生パイロット信号レベルとその隣々接トラック（ｆ３→
ｆ４→ｆ１→ｆ２→ｆ３）の再生パイロット信号レベル
との大小比較信号は一定（ＤＣ信号）になる。一方、再
生テ−プ速度が記録速度の３倍の場合は、磁気ヘッドが
図のＡ点からＣ点へ走査することになる。この場合主ト
ラック（ｆ１→ｆ２→ｆ３→ｆ４→ｆ１：図中横線のエ
リア）からのパイロット信号レベルと隣々接トラック
（ｆ３→ｆ４→ｆ１→ｆ２→ｆ３：図中縦線のエリア）
からのパイロット信号レベルは、それぞれ、図７の波形
（１）と（２）のようになり、大小比較信号は図７の波
形（３）のようになる。この大小比較信号の周波数は、
記録速度と再生速度との比によって決まり、その関係は
図８に示すものとなる。図８において、横軸は再生テ−
プ速度であり、縦軸は上記大小比較信号の周波数であ
る。なお、横軸の単位は記録テ−プ速度に対する再生テ
−プ速度の倍数である。図８において、特性（１）は記
録モ−ドと再生モ−ドが一致している場合、特性（２）
は記録がＳＰモ−ドで、再生がＬＰモ−ドの場合、特性
（３）は記録がＬＰモ−ドで、再生がＳＰモ−ドの場合
である。これらの図８の特性より再生テ−プ速度を決定
すれば上記大小比較信号の周波数を検出することで記録
時のＳＰ／ＬＰモ−ド判別をすることができる。ただ
し、特性（１），（２），（３）の各交点での判別はで
きないが、判別不能範囲が０倍速から２倍速の範囲の数
点であることと、一般に再生時のテ−プ速度は記録テ−
プ速度の整数倍に選ばれるので特に問題にはならない。
以上の原理を用いたＳＰ／ＬＰモ−ド判別機能を有する
トタッキング装置が図６の構成である。

【００２７】以下、図６のトタッキング装置におけるＳ
Ｐ／ＬＰモ−ド判別動作について説明する。図６におい
て、ＳＰ／ＬＰモ−ド判別動作を行うために設けたブロ
ックは６６〜７４である。再生時に１〜１６までのブロ
ックは、先の図１の実施例で説明した動作と同様の動作
を行う。したがって、スイッチ６６に供給されるｆＨ−
ＢＰＦ１３〜１６のフィルタリング出力は、ｆＨ−ＢＰ
Ｆ１３の出力Ｐ２が再生ｆ２パイロット信号となり、ｆ
Ｈ−ＢＰＦ１４の出力Ｐ１が再生ｆ１パイロット信号、
ｆＨ−ＢＰＦ１５の出力Ｐ３が再生ｆ３パイロット信
号、そしてｆＨ−ＢＰＦ１６の出力Ｐ４が再生ｆ４パイ
ロット信号となっている。このスイッチ６６は、スイッ
チ制御回路１７より供給されるヘッド切り換え信号ＨＳ
Ｗに同期したスイッチ制御信号により順次切り換えら
れ、ｆＨ−ＢＰＦ１３〜１６のフィルタリング出力をエ
ンベロ−プ検波回路６７および６８に供給する。この場
合先に説明したトタッキング制御系のスイッチ１８は両
隣接トラックからのパイロット信号を選択していたが、
このＳＰ／ＬＰモ−ド判別系のスイッチ６６では、主ト
ラックとその隣々接トラックからのパイロット信号を選
択するようにしている。具体的には、エンベロ−プ検波
回路１９にＰ１→Ｐ２→Ｐ３→Ｐ４→Ｐ１の信号が供給
され、エンベロ−プ検波回路２０にＰ３→Ｐ４→Ｐ１→
Ｐ２→Ｐ３の信号が供給されている場合には、エンベロ
−プ検波回路６７にＰ２→Ｐ３→Ｐ４→Ｐ１→Ｐ２の信
号が供給され、エンベロ−プ検波回路６８にＰ４→Ｐ１
→Ｐ２→Ｐ３→Ｐ４の信号が供給される。エンベロ−プ
検波回路６７および６８に供給された主トラックのパイ
ロット信号と隣々接トラックのパイロット信号はエンベ
ロ−プを検出され、演算回路６９へ出力される。演算回
路６９は、主トラックのパイロット信号エンベロ−プレ
ベルと隣々接トラックのパイロット信号エンベロ−プレ
ベルとの引き算を行い、その差信号をＬＰＦ７０を介し
て不要な高域成分を除去した後、レベル比較回路７１に
供給される。レベル比較回路７１は上記エンベロ−プ差
信号を所定のレベルと大小比較し、比較出力（ロジック
レベルの信号）を周波数比較回路７２に供給する。周波
数比較回路７２には、入力端子７３を介してＣＦＧ信号
（キャプスタンのＦＧ信号：テ−プ速度に比例した周波
数信号）が供給されており、このＣＦＧ信号と上記レベ
ル比較出力の周波数比を検出し、先の図８に示した再生
テ−プ速度と大小比較信号周波数の関係からＳＰ／ＬＰ
モ−ドの判別を行い、判別結果を出力端子７４へ出力す
る。

【００２８】以上説明したように、本実施例に依れば４
周波の再生パイロット信号をディジタル的に処理するの
に、ＡＤ変換時のサンプリング周波数を上記パイロット
信号の公倍数の周波数にすることにより、サンプリング
デ−タを間引くことで４周波の再生パイロット信号をす
べてｆＨ周波数信号に変換できるので、別個に周波数変
換用掛け算回路を設ける必要は無く、回路の小規模化が
実現できる。特に、トラッキング制御と共にＳＰ／ＬＰ
モ−ドの判別機能を実現する場合にも新たにパイロット
信号の周波数変換回路やＢＰＦを設ける必要が無く、一
層の回路の小規模化が図れる。また、先の実施例と同様
にすべての再生パイロット信号をｆＨ周波数信号に変換
できるので、３ｆＨ−ＢＰＦとｆＨ−ＢＰＦの特性を合
わせるなどの考慮は不要になる。さらに、ＡＴＦトラッ
キング制御系やＳＰ／ＬＰモ−ド判別の性能を大きく左
右するｆＨ成分を抽出するＢＰＦやエンベロ−プ検波回
路等をディジタル回路にて実現でき、アナログ信号処理
時に問題となった構成部品のバラツキや経年変化による
特性劣化を防止することができる。

【００２９】以上説明してきた実施例において、サンプ
ルホ−ルド回路６の前段に設けられているＬＰＦ４は、
サンプリングデ−タの間引きによりパイロット信号以外
の再生信号がｆＨ周波数付近に折り返らないように、高
域成分を十分に抑圧する高次のＬＰＦ特性が要求され
る。例えば８ミリビデオと呼ばれる磁気記録再生では、
記録再生信号の周波数アロケ−ションは図９に示すよう
になっており、ＬＰＦ４は図の（２）に示すような急俊
な高域遮断特性が必要となる。この問題を解決するため
には、図１０に示すようにサンプリングデ−タを間引く
前の段階にディジタルＬＰＦ７６を設け、不要高域成分
（具体的には２００ｋＨｚ〜１．５ＭＨｚ成分）を抑圧
することで解決できる。このディジタルＬＰＦ７６を設
けることによりアナログ処理のＬＰＦ４は、図９の
（２）に示すような１．５ＭＨｚ以上の高域成分を抑圧
する低次のＬＰＦ特性でよくなる。さらに、この図１０
に示すようにディジタルＬＰＦ７６を設けることによ
り、ＡＤコンバ−タの量子化ビット数を低ビット化する
ことが可能となる。これは、量子化ノイズは有効帯域内
にほぼ一様に分布するので、サンプリングの後にその帯
域を制限すれば量子化ノイズを低減することができ、等
価的に量子化ビット数を増やすことになる。従って、２
００ｋＨｚ未満のパイロット信号を３ＭＨｚ（≒１８９
ｆＨ）でサンプリングし、ディジタルＬＰＦにて２００
ｋＨｚまでの帯域に制限すれば２ビットの量子化ビット
数の増加になり、ＡＤコンバ−タ７の量子化ビット数の
低ビット化が可能となる。また、ディジタルＬＰＦ７６
を回路の小規模化のために、例えば図１１に示すような
トランスバ−サル型のＬＰＦとした場合には、その特性
は、例えば図１３に示すように通過帯域内にレベル変動
を生じる。図１１において７６，７７は入出力端子、７
８〜８１は遅延回路、そして８２は加算回路である。図
１３の特性は、図１１に示したＬＰＦのタップ数を８に
した場合のものであり、パイロット信号周波数ｆ１とｆ
２，ｆ４，ｆ３でのレベル差は図のＡ，Ｂ，Ｃとなる。
このパイロット信号のレベル差は、トラッキング制御に
おいてヘッド走査の１／４周波数（１５Ｈｚ）の外乱と
なる。この場合ディジタルＬＰＦの特性は、遅延回路の
遅延時間のみによって決まるためほとんどばらつかな
い。そこで、これらのパイロット信号周波数ｆ１とｆ
２，ｆ４，ｆ３でのレベル差は図１２に示すようにｆＨ
−ＢＰＦ１３〜１６の出力段にて補償することができ
る。図１２において、８３〜９０は入出力端子、９１〜
９３は係数回路である。なお、図１２に示したｆＨ−Ｂ
ＰＦ１３〜１６は、先の図３で説明したように出力段に
係数回路５１を備えているので、あらかじめ係数回路５
１の係数αにレベル差Ａ，Ｂ，Ｃに相当する係数を掛け
合わせておけば、外部に９１〜９３の係数回路を設け無
くともよくなり回路の削減を図れる。

【００３０】以上までの本実施例では、再生パイロット
信号を検出するのにｆＨ信号に変換していたが、これ
は、先の図２で説明したようにｆＨ信号と３ｆＨ信号に
変換しても検出できる。ではここで、再生パイロット信
号をｆＨ信号と３ｆＨ信号に変換する場合のサンプリン
グデ−タ間引き回路とＢＰＦの構成について図１４およ
び図１５にて説明する。まず図１４はサンプリングデ−
タ間引き回路として１／２５の間引き回路１０と１／１
８の間引き回路１２を用いた場合の構成である。この場
合、１／２５の間引き回路１０はサンプリング周波数を
ｆ２周波数に変換することになるため再生パイロット信
号の折り返し周波数はｆ１パイロット信号がｆＨに、ｆ
３パイロット信号が３ｆＨになる。一方１／１８の間引
き回路１２はサンプリング周波数をｆ３周波数に変換す
ることになるため再生パイロット信号の折り返し周波数
はｆ４パイロット信号がｆＨに、ｆ２パイロット信号が
３ｆＨになる。したがって、図１４の構成では、ｆＨ−
ＢＰＦ１４の出力Ｑ１がｆ１パイロット信号の折り返し
信号となり、３ｆＨ−ＢＰＦ９５の出力Ｑ３がｆ３パイ
ロット信号の折り返し信号となり、ｆＨ−ＢＰＦ１６の
出力Ｑ４がｆ４パイロット信号の折り返し信号となり、
３ｆＨ−ＢＰＦ９６の出力Ｑ２がｆ２パイロット信号の
折り返し信号となる。また図１５に示すように、サンプ
リングデ−タ間引き回路として１／２９の間引き回路９
と１／２０の間引き回路１１を用いた場合には、１／２
９の間引き回路９はサンプリング周波数をｆ１周波数に
変換することになるため再生パイロット信号の折り返し
周波数はｆ２パイロット信号がｆＨに、ｆ４パイロット
信号が３ｆＨになる。そして１／２０の間引き回路１１
はサンプリング周波数をｆ４周波数に変換することにな
るため再生パイロット信号の折り返し周波数はｆ３パイ
ロット信号がｆＨに、ｆ１パイロット信号が３ｆＨにな
る。したがって、図１５の構成では、ｆＨ−ＢＰＦ１３
の出力Ｒ２がｆ２パイロット信号の折り返し信号とな
り、３ｆＨ−ＢＰＦ９７の出力Ｒ４がｆ４パイロット信
号の折り返し信号となり、ｆＨ−ＢＰＦ１５の出力Ｒ１
がｆ１パイロット信号の折り返し信号となり、３ｆＨ−
ＢＰＦ９８の出力Ｒ３がｆ３パイロット信号の折り返し
信号となる。

【００３１】以上の図１４及び図１５に示した再生パイ
ロット信号の周波数変換回路構成では、サンプリングデ
−タ間引き回路が２個ですみ回路規模の小型化を図るこ
とができる。

【００３２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に依れば、
ＡＴＦトラッキング制御系を、小規模の回路構成にてデ
ィジタル信号処理化することにより高集積化を可能とす
るとともに、構成部品のバラツキや経年変化による性能
劣化の無い高性能なトラッキング装置を実現することが
できる。さらに長時間記録モ−ドを有する磁気記録再生
装置に適用する場合においても、ＳＰ／ＬＰモ−ドの判
別機能を実現する場合に、新たにパイロット信号の周波
数変換回路やＢＰＦを設ける必要が無く一層の回路の小
規模化が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用したトラッキング装置のブロック
図である。

【図２】従来のＡＴＦ方式トラッキング装置のブロック
図である。

【図３】ディジタルｆＨ−ＢＰＦのブロック図である。

【図４】ディジタルｆＨ−ＢＰＦの構成例図である。

【図５】エンベロ−プ検波回路の構成例図である。

【図６】ＳＰ／ＬＰ判別機能を有するトラッキング装置
のブロック図である。

【図７】トラックパタ−ンとヘッド軌跡の図である。

【図８】再生時のテ−プ速度に対する大小比較信号周波
数の図である。

【図９】記録再生信号の周波数アロケ−ションを示す図
である。

【図１０】ディジタルＬＰＦを用いた構成を示す図であ
る。

【図１１】ディジタルＬＰＦの具体的構成例図である。

【図１２】パイロット信号のレベル補償回路の構成を示
す図である。

【図１３】ディジタルＬＰＦの具体的特性例を示す図で
ある。

【図１４】他の再生パイロット信号抽出方式を示す図で
ある。

【図１５】他の再生パイロット信号抽出方式を示す図で
ある。

【符号の説明】

６…サンプルホ−ルド回路 ７…ＡＤコンバ−タ ８…クロック発生器 ９〜１２…デ−タ間引き回路 １３〜１６…ｆＨディジタルＢＰＦ １８，６６…スイッチ １９，２０，６７，６８…エンベロ−プ検波回路 ２１，６９…演算回路 １７…スイッチ制御回路 ３９…キャプスタン速度制御回路 ４９〜５１…掛け算回路 ５２…係数デ−タ発生回路 ５８，５９…絶対値変換回路 ６０，６１…小比較回路 ７１…レベル比較回路 ７２…周波数比較回路 ７６…ディジタルＬＰＦ ９１〜９３…係数回路 ９６〜９８…３ｆＨ−ＢＰＦ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G11B 15/467

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ヘリカル走査により形成されるトラックに
   周波数の異なる複数種類のパイロット信号が循環的に記
   録されている磁気記録媒体から、再生時に磁気ヘッドが
   走査すべきトラックの両隣接トラックから再生されるパ
   イロット信号のレベル差に応じてトラッキング制御を行
   うトラッキング装置であって、 少なくとも、再生信号から不要高域成分を抑圧しパイロ
   ット信号を抽出するＬＰＦ手段と、 再生パイロット信号を前記複数種類のパイロット信号周
   波数の公倍数のサンプリング周波数でディジタル信号に
   変換するＡＤ変換手段と、前記 ＡＤ変換手段の出力を所定のパイロット信号周波数
   の２倍以下のサンプリング周波数に変換するサンプリン
   グデータの間引き手段とを有し、 間引きデーダに含まれる所定の再生パイロット信号の折
   り返し信号を抽出することにより再生パイロット信号の
   レベルを検出するようにしたことを特徴とするトラッキ
   ング装置。
2. 【請求項２】ヘリカル走査により形成されるトラックに
   周波数の異なる複数種類のパイロット信号が循環的に記
   録されている磁気記録媒体から、再生時に磁気ヘッドが
   走査すべきトラックの両隣接トラックから再生されるパ
   イロット信号のレベル差に応じてトラッキング制御を行
   うトラッキング装置であって、 再生信号から不要高域成分を抑圧しパイロット信号を抽
   出するＬＰＦ手段と、 再生パイロット信号を前記複数種類のパイロット信号周
   波数の公倍数のサンプリング周波数でディジタル信号に
   変換するＡＤ変換手段と、前記 ＡＤ変換手段の出力を所定のパイロット信号周波数
   の２倍以下のサンプリング周波数に変換するサンプリン
   グデータの間引き手段と、 間引きデーダに含まれる所定の再生パイロット信号の折
   り返し信号を抽出するディジタルフィルタと、前記 ディジタルフィルタにより抽出された折り返し信号
   のレベルを検出するレベル検波手段と、前記レベル 検波手段の出力によりトラッキングエラー信
   号を発生する演算手段とを有し、 上記演算手段の出力をテープ駆動手段に帰還するように
   したことを特徴とするトラッキング装置。
3. 【請求項３】ヘリカル走査により形成されるトラックに
   周波数の異なる複数種類のパイロット信号が循環的に記
   録されている磁気記録媒体から、再生時に磁気ヘッドが
   走査すべきトラックの両隣接トラックから再生されるパ
   イロット信号のレベル差に応じてトラッキング制御を行
   うトラッキング装置であって、 再生信号から不要高域成分を抑圧しパイロット信号を抽
   出するＬＰＦ手段と、 再生パイロット信号を前記複数種類のパイロット信号周
   波数の公倍数のサンプリング周波数でディジタル信号に
   変換するＡＤ変換手段と、前記 ＡＤ変換手段の出力を所定のパイロット信号周波数
   の２倍以下のサンプリング周波数に変換するサンプリン
   グデータの間引き手段と、 間引きデーダに含まれる所定の再生パイロット信号の折
   り返し信号を抽出するディジタルフィルタと、前記 ディジタルフィルタにより抽出された折り返し信号
   のレベルを検出するレベル検波手段とを有し、 上記レベル検波手段により出力される磁気ヘッドの走査
   に応じた所定の再生パイロット信号のレベル変動周波数
   を検出することにより記録時のテープ速度を判別するよ
   うにしたことを特徴とするトラッキング装置。
4. 【請求項４】前記複数種類のパイロット信号が４周波
   （ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４）のパイロット信号であり、
   その周波数がｆ１＝１８９ｆＨ／２９，ｆ２＝１８９ｆ
   Ｈ／２５，ｆ３＝１８９ｆＨ／１８，ｆ４＝１８９ｆＨ
   ／２０（ｆＨは映像信号の水平同期信号周波数）であ
   り、サンプリングデータの間引き手段により変換された
   サンプリング周波数が上記ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４の周
   波数である請求項１、２または３に記載のトラッキング
   装置。