JPH01293091A - 鮮鋭度向上回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は輝度信号と色差信号とをＡ／Ｄ変換し、所望の
ディジタル処理を施した後、Ｄ／Ａ変換し再び輝度信号
と色差信号を得る鮮鋭度向上回路に係す、特にビデオテ
ープレコーダの再生色信号のように帯域劣化した色信号
のトランジェント部分を急峻にするための鮮鋭度向上回
路に関するものである。

従来の技術 近年、半導体技術の急速な発展により、大容量。

低価格のディジタルメモリーや、ビデオレートで動作可
能な高速Ａ／Ｄ　、Ｄ／Ａ変換器が出現し、民生用映像
機イｇへのディジタル化が進んでいる。

例えば民生用ビデオテープレコーダ（以下ＶＴＲと略す
）の場合、１フイールドメモリーを利用したディジタル
特殊再生や、画面を縮少することによる複数のマルチ画
面の生成、更には、フィールド相関を利用したノイズリ
デューサ−によるＳハ向上等が行われている（例えば、
「テレビ技術」１９８８　、ＶＯＬ、３６　、ｐｐ２６
〜３７　９照）。

上述のような各種のディジタル機能は、画面の縮少、拡
大１合成等の容易さを考慮し、複合映像信号中の色信号
を色差信号に復調した後、ディジタル処理を行う場合が
多い。しかしながら、輝度信号をＦＭ変調し、色信号を
低域変換してビデオテープに記録・ゝる方式、いわゆる
カラーアンダー方式、の民生用ＶＴＲにおいては、輝度
信号と色信号の周波数軸上での多重化時の相互干渉を押
えるため、色信号帯域はサブキャリア周波数’ＢＣの±
４００〜６００　ＫＨｚ程度に帯域制限する必要性があ
った。そのためＶＴＲの再生色信号の復調出力、すなわ
ち色差信号の立上り及び立下り期間のトランジェントは
劣化したものになっていた。

そこで、従来は上述の帯域劣化を補正する目的で鮮鋭度
向上のだめの高域強調回路を用いていた。

以下図面を参照しながら、従来の鮮鋭度向上回路につい
て説明する。

第４図は従来の鮮鋭度向上回路の一例を示すもので、第
６図はその波形図である。第４図において、５２は色差
信号入力端、６３は遅延回路、６４は微分回路、５６は
スライス回路、５６は混合器、６７は色差信号出力端で
ある。

以上のように構成された鮮鋭度向上回路について以下そ
の動作を説明する。

まず、第６図ａに示す色差信号はＶＴＲの記録。

再生系で帯域制限され同図すに示すような立上り及び、
立下りのトランジェントの劣化した色差信号となり第４
図の色差入力端５２へ入力される。

入力された色差信号は微分回路５４で第６図すに示すよ
うな一次微分成分がとり出され次段のスライス回路５５
へ供給される。スライス回路６６では、第５図Ｃに示す
ノイズ成分を切除するために、ノイズレベルよす若干高
めのヌライスレベルで波形の中央付近を切除する。上述
のようにして得られた色差信号の一次微分成分、換言す
れば高域成分、は遅延回路６３で遅延して得られた色差
信号と混合器６６で混合され、第６図ｄのような高域強
調された色差信号として色差信号出力端５７に出力され
る。以上の過程により、色差信号の入力端６２では第５
図すに示すように立上り時間がｔｌであった色差信号が
、色差信号出力端５７では立上り時間１２（１２＜１１
）となシ、色差信号のエッヂ部分のトランジェントが改
碧される。しかし、第５図ｄの図中にＡ、Ｂで示すよう
に、トランジェント部分にオーバーシュートを生じるこ
とになる。これは輝度信号の場合、視覚的にはマツハ効
果により鮮鋭度が向上したことになるが、色差信号では
このオーバーシュート部分の色相や色飽和度が変化し、
画質の上では好ましくない。そこでオーバーシュートを
少なくして、色差信号波形のトランジェントを改善した
のが第６図ｄに示す波形である。これは第４図の微分回
路６４を２次微分型に構成することにより得られたもの
で、トランジェントの前縁にプリンニートをつけること
で改善している。

発明が解決しようとする課題 しかしながら、上記した構成では、入力色差信号の微分
成分、すなわち高域成分、を混合する構成であるため、
入力色差信号がＶＴＲ再生信号のようにノイズ成分の大
きい色差信号であれば、スライス回路５５で切除できな
い色差信号のエッヂ部分のノイズが加算されることにな
り、出力色差信号のエッヂ部分（トランジェント部分）
のＳ／Ｎが劣化するという欠点がある。

又、第６図ｅのように２次餓分成分を混合した場合でも
若干のオーバーシュートとプリシュートが付加されるた
め色差信号のトランジェント部分の色相と色飽和度は若
干変化し、第４図の鮮鋭度向上回路を２〜３回通過する
ような場合、例えばＶＴＲのダビング時等、では上記の
オーバーシュートとプリシュートが累積し、トランジェ
ント付近の色相と色飽和度が変化するという問題点を有
していた。

本発明は上記問題点に鑑み、色差信号のＳ／Ｎ劣化、及
びオーバーシュート、プリシュート等による波形歪み、
の生しない好適な鮮鋭度向上回路を提供するものである
。

課題を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明の映像信号処理装置
は、色差信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
と、上記Ａ／Ｄ変換器のクロックを発生するクロック発
生回路と、上記クロック発生回路の出力端に接続された
ゲート回路と、上記ゲート回路の出力クロックによって
、上記Ａ／Ｄ変換器出力をラッチするラッチ回路と、上
記色差信号の立上り又は立下りエッヂ期間を検出するた
めのエッヂ検出手段と、上記エッヂ検出手段の出力信号
によって、色差信号のエッヂ期間は上記クロック発生回
路の出力クロックが上記ラッチ回路へ供給されないよう
に上記ゲート回路を制御する制御回路とを有するという
構成を備えたものである。

作　　用 本発明は上記した構成によシ、上記エッヂ検出手段によ
シ入力色差信号のエッヂ期間、換言すればトランジェン
ト発生期間を検出し、この期間には、ゲート回路によっ
てラッチ回路へランチパルスを送らないようにしている
。この動作によシ、トランジェント発生期間はラッチ回
路でディジタル色差データをラッチせず、その間はトラ
ンジェント直前のディジタル色差データを出力する。ト
ランジェント終了後にラッチハ／Ｌ／スが再びゲート回
路より送られてトランジェント終了後のディジタル色差
データをラッチする。

上記動作により、トランジェント発生期間に生ずるゆる
やかな変化の色差信号の遷移データはトランジェント直
前のデータにおきかえられ、トランジェント終了まで保
持される。そして、トランジェント終了直後に再び新し
いデータ（トランジェント後の色差データ）をラッチす
る。これにより、ゆるやかに変化する色差信号のトラン
ジェントを急峻にすることが可能となり従来のようなＳ
／Ｎ劣化や、オーバーシュート、プリシュート等の波形
劣化を伴なうことなく、色差信号の鮮鋭度を向上するこ
とができる。

実施例 以下本発明の一実施例の鮮鋭度向上回路について図面を
参照しながら説明する。

第１図は本発明の第１の実施例における鮮鋭度向上回路
の主要ブロックを示すものである。第１図において、１
は色差信号入力端、２はＡ／Ｄ変換洲（以下ＡＤＣと略
す）、３はラッチ回路、４はラッチ回路を内蔵したラン
チ付きＡＤＣ１５はディジタル変換された色差信号に所
望のディジタル処理を施すディジタル処理部、６はクロ
ック発生部、７はディジタルデータを色差信号に変換す
るＤ／Ａ変換器（以下ＤＡＣと略す）、８は低域通過フ
ィルター（以下ＬＰＦと略す）、９は色差信号出力端、
１０はＡＮＤゲート、１１はエッヂ検出部の入力端、１
２は微分回路、１３は両波検波回路、１４は電圧比較回
路、１６は遅延器、１６は電圧比較器１４の比較電圧を
発生する比較電圧発生部、１７はエッヂ検出部の出力端
、１８はエッヂ検出部である。以上のように溝成された
鮮鋭度向上回路について、以下第１図及び第２図を用い
て説明する。

まず、第１図の色差信号入力端に入力された色差信号９
例えば第２図すに示す色差信号、はＡＤＣ２でディジタ
ルデータに変換された後、ラッチ回路３でラッチされて
ディジタル処理部５へ供給される。ＡＤＣ２のサンプリ
ングクロックとランチ回路３のラッチパルスはＡＮＤゲ
ート１０から（Ｊ）−給され、通常はクロック発生部６
で発生するクロックによって動作している。なお、一般
のＡＤＣでは上記ラッチ回路３をＡＤＣ内部に所有して
いるものが多く、その場合はラッチ付きＡＤＣ４を一構
成要素のＡＤＣと考えても差しつかえない。

ここでは色差信号の鮮鋭度向上にラッチ動作を用いてい
るために分離して図示した。

一方、入力色差信号（第２図ｂ）はエッヂ検出部１８の
入力端１１にも接続されており、エッヂ検出部１８でク
ロック制御用のパルスを発生する。

すなわち、入力色差信号を微分回路１２で１次像分処理
することにより、第２図Ｃに示す微分波形を得る。更に
、上記微分波形を両波検波回路１３で両波検波（換言す
れば全波整流）することで第２図ｄに示す信号波形を得
る。この両波検波回路１３の出力波形のエッヂ出力期間
は入力色差信号のエッヂ期間、すなわちトランジェント
期間に１０当し、電圧比較回路１４で、両波検波回路１
３の出力が比較電圧発生部１６で定めた所定のスレッシ
レベル以上であるかどうかを比較判定する。電圧比較回
路１４では上記両波検波回路１３の出力が所定のスレッ
シレベル以上の場合ニローレベル。

所定のスレッシレベル以下の場合にはハイレベル。

を出力するように（１″り成されており、第２図ｄの両
波検波出力の場合には同図ｅの出力パルスとなる。

第２図すとｅを比較すると分るように、入力色差信号の
トランジェント期間とほぼ同じＪ４／１間にローパルス
が電圧比較回路１４から出力されることが分る。上記電
圧比較回路１４の出力パルスは遅延器１５でもって、Ａ
ＤＣ２の色差信号のトランジェント期間と遅延器１６の
出力パルスのローレベル期間が一致するように遅延合せ
を行った後ＡＮＤゲート１ｏに入力する。ＡＮＤゲート
１ｏにはクロック発生部６からのクロックパルスとエッ
ヂ検出部１８の出力パルスが入力されており、エッヂ検
出部１８の出力パルスがローレベ）Ｖ期間はラッチ付き
ＡＤＣ４ヘクロックパルスが供給されないように動作す
る。第２図の例では同図ｆ中にＡ〜Ｄで示す期間だけク
ロックパルスが供給されないことになる。上記動作によ
り、Ａ−Ｄ期間は、ラッチ回路３でデータのラッチが行
われず、上記エッヂ検出部１８のローレペルハルス直前
のデータが保持された状＋ｇになっている。すなわち、
ランチ回路３で本来なら同図ｑに破線で示すサンプル点
に相当するディジクルデータがランチされるべきところ
であるが、第２図ｆのＡ−Ｄに破線で示したクロックが
ラッチ回路３に供給されないために、破線部よシ１クロ
ック前のサンプリングデータが保持されたままの状態と
なシ、同図りに示すサンプリングデータ列に相当するデ
ィジタルデータに変換さ、れる。上記した動作によりト
ランジェント部分の改善された色差信号のディジタル信
号はディジタル処理部５で所望のディジタル処理、例え
ば画像メモリーを介しての画像の拡大、縮少。

合成等の信号処理を施した後ＤＡＣ７でアナログ色差信
号に変換され、ＬＰＦ８で高調波成分の除去、補間処理
を行った後トランジェントの改善された色差信号（第２
図ｉ参照）として色差信号出力端９へ出力される。

以上のように本実施例によれば、入力色差信号のエッヂ
期間を検出し、その期間はＡＤＣのラッ子回路へのクロ
ックパルスの供給を停止することにより入力色差信号の
エッヂ期間のトランジェントを急峻にし、従来例で述べ
たオーバーシュート。

プリシュート等の波形劣化や、Ｓ／Ｎ劣化をひきおこす
ことなく色信号の鮮鋭度を向上することができる。

次に、本発明の第２の実施例について説明する。

第３図は本発明の第２の実施例を示す鮮鋭度向上回路の
ブロック図である。第１図の第１の実施例の構成と異な
る点は、エッヂ検出部４８０入力信号が、入力色差信号
をＡ／Ｄ変換した後のディジタルデータである点であシ
、微分回路４２１両波検波回路４３．電圧比較回路４４
．遅延器４６゜及び比較電圧データ発生部４６がディジ
タＩし回路で構成されている点である。又、第１の実施
例では、ＡＤＣ４とクロック発生部６の間にＡＮＤゲー
ト１０が接続されていたが、本実施例では、ＤＡＣ７と
クロック発生部６との間にＡＮＤゲート１ｏを接続し、
ＤＡＣ７のクロノクバルヌを制御している点が異なって
いる。すなわち、エッヂ検出部４８をディジタル回路で
構成することにより、アナログ処理した場合にくらべ、
使用部品の経年変化や温度変化等の外的要因による変動
成分を少なくし、高精度のエッヂ検出を可能にしている
。特に電圧比較回路４４や遅延ＲＸ　４ｓはディジタル
回路で構成した方が、安定な回路が容易に達成できるた
め有利である。

又、エッヂ検出部４８がＡＤＣ４の後段に接続されてお
りエッヂ検出部４８の出力バルヌでＡＤＣ４のクロック
パルスを制御することは困難であるため、本実施例では
ＡＤＣ４と同様にラッチ回路を有するＤＡＣ７のクロッ
クハルレスをＡＮＤゲート１０で制御することにより第
１図の第１の実施例と同様の効果を得ている。

なお、第１の実施例及び第２の実施例のエッヂ検出部１
８　、４８では色差信号中のエッヂ期間を検出する構成
であるが、色差信号のエッヂ位置と輝度信号のエッヂ位
置との相関が大なることから、色差信号中のエッヂ期間
を検出する代わりに、輝度信号のエッヂ部から色差信号
のエッヂ期間を推定する構成であってもさしつかえない
。特にＳ／Ｎの低い色差信号や、ジッタ成分の多い色差
信号のエッヂ期間は時間軸上で常時変動しているため、
Ｓ／Ｎが良好でシック成分が少ない輝度信号中のエッヂ
部分を用いてトランジェントの数倍を行った方が良い場
合もある。その場合には輝度信号を０．５〜１　、５　
ＭＨｚ程度のカットオフ周波数を有する低域通過フィル
ターで帯域制限した後、本実施例で述べたエッヂ検出部
１８又は４８と同様の処理を行うことで輝度信号中のエ
ッヂ部分を用いてトランジエントの数倍が可能である。

発明の効果 以上のように本発明は、入力色差信号のエッヂ期間を検
出するエッヂ検出手段と、入力色差信号をディジクル信
号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、上記Ａ／Ｄｇ換器
のサンプリングクロックを発生するためのクロック発生
回路と、上記クロック発生回路と上記Ａ／Ｄ変換器のク
ロック入力端子との間に接続され、上記エッヂ検出手段
で検出されたエノヂノｇｊ間は上記クロック発生回路の
出力を上記Ａ／Ｄ変換器に供給しないように構成された
ゲート回路とを設けることにより、色差信号にオーバー
シュートやプリシュートを付加することなく、且つ、Ｓ
／Ｎ劣化を伴うことなく色差信号のトランジェントを急
峻にすることが可能となり、色信号の鮮鋭度向上をはか
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例である鮮鋭度向上回路の
ブロック図、第２図はその波形図、第３図は本発明の第
２の実施例である鮮鋭度向上回路のブロック図、第４図
は従来の鮮鋭度向上回路のブロック図、第６図は従来の
鮮鋭度向上回路の波形図である。 ４・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、６・・・・・・クロック
発生部、７・・・・・・Ｄ／Ａ変換器、１２・・・・・
・微分回路、１３・・・・・・両波検波回路、１４・・
・・・・電圧比較回路、１６・・・・・・遅延器、１６
・・・・・・比較電圧発生部、１８・・・・・・エッヂ
検出部。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第２
図 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）色差信号をＡ／Ｄ変換し、所望のディジタル処理
   を行った後にＤ／Ａ変換する構成の鮮鋭度向上回路であ
   って、上記色差信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
   変換器と、上記Ａ／Ｄ変換器のクロックを発生するクロ
   ック発生回路と、上記クロック発生回路の出力端に接続
   されたゲート回路と、上記ゲート回路の出力クロックに
   よって、上記Ａ／Ｄ変換器の出力をラッチするラッチ回
   路と、上記色差信号の立上り又は立下りエッヂ期間を検
   出するためのエッヂ検出手段と、上記エッヂ検出手段の
   出力信号によって、色差信号のエッヂ期間は上記クロッ
   ク発生回路の出力クロックが上記ラッチ回路へ供給され
   ないように上記ゲート回路を制御する制御回路とを備え
   たことを特徴とする鮮鋭度向上回路。 （２）色差信号をＡ／Ｄ変換し、所望のディジタル処理
   を行った後にＤ／Ａ変換する構成の鮮鋭度向上回路であ
   って、ディジタル変換された色差信号をアナログ信号の
   色差信号へ変換するＤ／Ａ変換器と、上記Ｄ／Ａ変換器
   のクロックを発生するクロック発生回路と、上記クロッ
   ク発生回路の出力端に接続され、上記Ｄ／Ａ変換器へ所
   定の期間はクロックを供給しないようにするためのゲー
   ト回路と、上記色差信号の立上り又は立下りエッヂ期間
   を検出するためのエッヂ検出手段と、上記エッヂ検出手
   段の出力信号によって、色差信号のエッヂ期間は上記ク
   ロック発生回路の出力クロックが上記Ｄ／Ａ変換器へ供
   給されないように上記ゲート回路を制御する制御回路と
   を有することを特徴とする鮮鋭度向上回路。（３）エッ
   ヂ検出手段は、色差信号中の立上り又は立下りエッヂ成
   分を検出するための第１の微分回路と、上記第１の微分
   回路出力を両波検波するための第１の両波検波回路と、
   上記第１の両波検波回路の出力電圧を所定の基準電圧と
   比較し上記ゲート回路の制御パルスを生成するための第
   １の電圧比較回路と、上記第１の電圧比較回路へ基準電
   圧を与えるための第１の基準電圧発生回路とを備えたこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載の
   鮮鋭度向上回路。 （４）エッヂ検出手段は、色差信号と輝度信号との立上
   り又は立下りエッヂの発生期間に相関があることを利用
   し、上記輝度信号中の立上り又は立下りエッヂ成分を検
   出するための第２の微分回路と、上記第２の微分回路出
   力を両波検波するための第２の両波検波回路と、上記第
   ２の両波検波回路の出力電圧を所定の基準電圧と比較し
   上記ゲート回路の制御パルスを生成するための第２の電
   圧比較回路と、上記第２の電圧比較回路への基準電圧を
   与えるための第２の基準電圧発生回路とを備えたことを
   特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載の鮮鋭
   度向上回路。