DE69233256T2

DE69233256T2 - Verbesserungen in Codierung-/Decodierungssystemen

Info

Publication number: DE69233256T2
Application number: DE69233256T
Authority: DE
Inventors: Keith O. Johnson; Michael W. Pflaumer
Original assignee: Pacific Microsonics Inc
Current assignee: Microsoft Corp
Priority date: 1991-05-29
Filing date: 1992-05-28
Publication date: 2004-05-27
Anticipated expiration: 2012-05-29
Also published as: DE69232713T2; DE69233256D1; ES2135408T3; CA2506118C; AU669114B2; US5838274A; ATE221690T1; EP0810600B1; DE69232734D1; US5638074A; HK1008368A1; KR100294163B1; ATE222396T1; DE69232713D1; EP0810600A2; CA2110182C; EP0586565A1; EP0810602A3; US5872531A; EP0810599B1

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Verbesserungen zum Signalcodieren/decodieren und spezieller ein neues und verbessertes System zum Digitalcodieren und decodieren bei geringerer Verzerrung, höherer Auflösung und verstärkter Dynamikbereichwiedergabe und von Analogsignalen, während es gleichzeitig mit Apparaten und Standards für technisch nicht genormte Signalwiedergabe kompatibel bleibt, die nicht die Decodiermerkmale der vorliegenden Erfindung enthalten. Darüber hinaus sind Aufzeichnungen, denen die erfindungsgemäßen Merkmale des Codierungsprozesses fehlen, gleichermaßen mit Wiedergabedecodern kompatibel, die die Erfindung verkörpern, wobei einige Verbesserungen erzielt werden.
Oftmals ist ein Aufzeichnungssystem oder Kommunikationssystem standardisiert, und sein Standard kann nicht ohne weiteres verändert werden, ohne eine bereits vorhandene Ausrüstung in einem erheblichen Maß zu beeinträchtigen. Daher wird das Hinzufügen von Informationen mit ergänzenden Coden nicht immer ausführbar sein, sofern nicht die Vorschriften für derartige Einfügungen standardisiert worden sind. Bedauerlicherweise sind moderne Digitalsysteme nicht sehr erweiterungsfähig, da Datenbreite, Auflösung, Fehlerkorrektur, Synchronisation, Hilfsdaten und andere Informationen der "Systemverwaltung" die gesamte Digitalkapazität der Speicherung oder des Übertragungsmediums weitgehend für sich in Anspruch nehmen.
Die Hersteller von Elektronikgeräten und Anwender derartiger Geräte suchen jedoch weiterhin nach verbesserter Leistung und nach mehr Leistungsmerkmalen von derartigen, genormten Systemen. Ein bedeutendes Beispiel ist die Notwendigkeit, ein kompatibles Aufzeichnen gleichzeitig ausreichend geeignet zu machen für die Märkte von tragbaren Geräten, Fahrzeugelektronik, Fernsehen und hochwertiger Tontechnik. Gegenwärtig werden viele Aufzeichnungen für den am meisten gewinnbringenden Markt gemacht, während andere Verbraucher unter den Kompromissen der Tontechnik leiden. Die offensichtlich in Konflikt befindlichen Leistungsanforderungen unterschiedlicher Hörumgebungen und das Erfordernis nach tontechnischer Verbesserung sollten nach Möglichkeit von einem neuen System befriedigt werden, da mit den älteren Systemen und Aufzeichnungen Kupplungsteile kompatibel ist.
Geräte für Automobile und tragbare Geräte sind gewöhnlich billige Geräte und müssen in rauschstarker Umgebung betrieben werden. In derartigen Situationen ist daher eine geringfügig eingeschränkte Dynamikbereichwiedergabe nützlich. Tontechnisch hochwertige Systeme erfordern das äußerste an Genauigkeit, Dynamikbereich und Auflösung über das hinaus, was in den gegenwärtigen Standards verfügbar ist. Daher sollten in jedem neuen, kompatiblen System, wie es durch die vorliegende Erfindung bereitgestellt wird, Modifikationen der codierten Dynamik und Anstiegsgeschwindigkeit, die die geringste Verzerrung und die beste Auflösung für den Autoliebhaber erreichen, wenn sie codiert sind, auch eine verbesserte Tontechnik für die Wiedergabe von tragbaren Geräten in Automobilen ermöglichen, wenn diese nicht codiert sind.
"Compact Disc"-Pulsecodemodulation und andere digitale Audio-Codiersysteme sind gute Beispiele für hochentwickelte und standardisierte Systeme, die die Grenzen der Signalaufbereitung und Digitalinformation höher setzen. Die meisten dieser Digitalsysteme sind ursprünglich um die damals machbaren 2,5 bis 3,5 MHz-Drehkopf-Videorecorder-Bandbreiten angesiedelt. In derartigen Standards füllen die Datenbits mit Fehlerkorrektur und Systemverwaltung vollständig die verfügbare Bandbreite aus. Dementsprechend wurde die Notwendigkeit einer "schlanken" Optimierungsmethode offensichtlich, deren praktische Ausführung nicht auf einer erhöhten Bandbreite beruht.
Betrachten wir den Hintergrund eines typischen, digitalen Audio-Aufzeichnungs/Wiedergabesystems, seine Komponenten, seine Funktion und Schwierigkeiten, die am häufigsten auftreten. In seiner einfachsten Form umfasst der Recorder einen Abtastschalter und einen Analog/Digital-Umsetzer. Der Schalter zerlegt das Dauerstrich-Analogsignal in eine Reihe von Spannungsschritten, von denen jeder in eine Reihe Gruppen oder Digitalwörtern umgesetzt wird. Digitalpegelmessgeräte und einfache Kommunikationssysteme werden oftmals nur mit diesen Funktionen in einem einzelnen IC-Chip betrieben. Praktisch ausführbare Hochleistungs-Aufzeichnungs/Wiedergabesysteme erfordern viele zusätzliche Operationen, um unerwünschte innere und äußere Analog/Digitalsignal-Wechselwirkungen, sowie Überlagerungen und nichtlineare Einstreuungen zwischen digitalen und analogen Frequenzen zu vermeiden. Gut bekannte Methoden zur Bewältigung dieser Probleme schließen scharfe Grenzfrequenzfilter oder "Brick-Wall"- Tiefpassfilter, schnelle Abtast- und Halteglieder sowie High-Gleichtaktunterdrückungsverstärker ein. Obgleich diese Bauelemente und Subsysteme viele Probleme lösen, erzeugen sie bedauerlicherweise wieder andere.
Kurz gesagt, klingeln in typischen Digitalaufzeichnungssystemen Tiefpassfilter und, wenn sie analog aufgebaut sind, haben sie Vor-Echo und unterliegen plötzlichen Phasenverschiebungen in der Nähe des Bandrandes und haben Kapazitäten, die oftmals unangenehme, dielektrische Hysterese-Effekte hervorrufen. Abtast- und Halteschaltkreise ((Halteglieder)) haben unvorhersagbare Takt- und Mitnahmefehler bei unterschiedlichen Signal-Anstiegsgeschwindigkeiten und leiden außerdem an Kondensatorproblemen. Schnelle Digitalsignale und die Hochgeschwindigkeitsverstärker, die zu ihrer Handhabung benötigt werden, erzeugen oftmals Erdströme und sind diesen gegenüber empfindlich, die hörbare Ausblend-Überlagerungseffekte hervorrufen können. Digitale Wiedergabesysteme haben ähnliche Probleme mit Stör- und Spannungsspitzenerzeugung, die durch Digital/Analog-Umsetzung hervorgerufen werden, sowie Abrundungsprobleme der Digitalfilterwörterlänge. In der Regel ist der Recorder ((nachfolgend allgemeiner bezeichnet als "Aufzeichnungseinheit")) so konzipiert, dass er auf dem Stand der Technik arbeitet, während der Stand der Wiedergabe in Abhängigkeit von Einsparungen bei den "Verbraucher"-Konstruktionen schlechter ist. Diese und andere Probleme sind weiterhin eine Belastung moderner Hochleistungs-Digital-Audiosysteme.
Leider erzeugen derartige technische Schwierigkeiten in der Regel dissonante, harmonische Verzerrungen, die typischerweise im empfindlichsten wahrnehmbaren Hörbereich des Menschen konzentriert sind. Oftmals werden diese Verzerrungen durch die höchsten und zumeist unhörbaren Frequenzen hervorgerufen, die im Programmmaterial enthalten sind. Zieht man das Verhältnis von Hörschärfe bei hoher und niedriger Frequenz sowie die Tatsache in Betracht, dass sich nicht zum Programmmaterial gehörende Töne abheben, so kann das Vorhandensein selbst außergewöhnlich geringer Anteile dieser Verzerrungen für den Hörer sehr unangenehm sein. Glücklicherweise sind oftmals nur sehr geringe Korrekturen erforderlich, um einige dieser Verzerrungen auf ein Minimum herabzusetzen. Werden diese Verzerrungsfehler jedoch so belassen wie sie sind, so können diese sich verbinden, um eine Leistung in einem Äquivalent von 13 bis 14 Bit Leistungsgenauigkeit bei Systemen zu liefern, die ursprünglich für eine Auflösung von 16 Bit konzipiert waren. Obgleich einige die Vorteile der modernen Digitalaufzeichnungen wahr nehmen, die die Nachteile ihrer Verzerrungsfehler überwiegen, gibt es in der Praxis viele anspruchsvolle Zuhörer und Audio-Liebhaber, die nicht so tolerant sind.
Von Bedeutung sind zwei Beispiele der fachverwandten Technologie. Die europäische Patentveröffentlichung EP-A-0 349 664 von R. R. Donnelly & Sons vom 10. Januar 1990 beschreibt ein System zum digitalen Codieren, Speichern und Decodieren eines Analogsignals unter Verwendung einer variablen Abtastgeschwindigkeit bzw. Abtastfrequenz ((nachfolgend bezeichnet als "Abtastrate")) in Abhängigkeit von der in dem Analogsignal vorliegenden, höchsten Frequenz. In ähnlicher Weise beschreibt das US-Patent US-A-4 849 957 von Suzuki ein Verfahren zum Umschalten zu einer Nachentzerrung in der Digitaldomäne bei Formaten, wie beispielsweise Compact Discs (CDs). Allerdings ist die Vorgehensweise von Donelly und Suzuki mit der Industrienorm nicht kompatibel.
Dementsprechend waren diejenigen, die sich mit der Entwicklung und Anwendung von Systemen zum Digitalsignal-Codieren und -Decodieren bei Analogsignalen befassen, seit langem von der Notwendigkeit eines Systems hoher Qualität mit geringer Verzerrung für die Wiedergabe solcher Analogsignale überzeugt, das auch mit den bestehenden Anlagen und Gerätestandards kompatibel ist. Alle diese Notwendigkeiten werden von der vorliegenden Erfindung erfüllt.
Zusammenfassung der Erfindung
Kurz und allgemein ausgeführt, schafft die vorliegende Erfindung ein neues und verbessertes Verfahren zum Digitalcodieren/-decodieren sowie einen Apparat für die Wiedergabe mit ultraniedriger Verzerrung von Analogsignalen, die auch mit Signalwiedergabeapparaten nach Industriestandards kompatibel sind, die nicht die erfindungsgemäßen Decodiermerkmale enthalten. Darüber hinaus sind Signale, denen die erfindungsgemäßen Merkmale des Codierungsprozesses fehlen, gleichermaßen kompatibel mit Wiedergabedecodern, die die Erfindung verkörpern und für die gewisse Gesamtverbesserungen erzielt werden.
Grundsätzlich richtet sich die vorliegende Erfindung auf verschiedene Aspekte eines verbesserten Codier/Decodiersystems zur Gewährung einer vorbestimmten Balance oder Zwischenwiedergabe von Verstärkungsstrukturen, Filtercharakteristiken, verschiedenen Anstiegsgeschwindigkeitsmodifikationen und Wellensyntheseoperationen, zur Verminderung von Signalverzerrungen und Verbesserung der wahrnehmbaren Auflösung. Während des Codierprozesses wird eine Analyse des Signals, das codiert werden soll, zeitabhängig ausgeführt und die Ergebnisse dieser Analyse werden danach in dem Codier- und Decodierprozess zur genaueren Rekonstruktion der Originalwellenform bei der Wiedergabe verwendet. Dieses wird durch Minimieren der nachteiligen Effekte, die normalerweise beim Abtasten und Umsetzen von Analogsignalen in Digitalsignale auftreten, und nachfolgendes Zurücksetzen der Digitalsignale zu einer genauen Simulation der ursprünglichen Analogwellenform erreicht.
Die während der vorstehend beschriebenen Wellenformanalyse gemäß der Erfindung abgeleitete Steuerinformation ist in einem genormten Digitalcode verborgen bzw. verdeckt, um den Reproduktionsprozess zur Erzielung der besten Leistung dynamisch zu ändern und zu steuern. Diese verdeckten Steuercode triggern entsprechende Decodier-Signalrekonstruktionskompensation, die den Codierprozess vervollständigen, ausgewählt als Ergebnis der vorgenannten Signalanalyse. Da der Steuercode still ist und die Gesamtdigitalinformationsgeschwindigkeit normalerweise vorgegeben ist, lässt sich der Prozess kompatibel mit dem bestehenden Gerät und technischen Standards ausführen. Darüber hinaus sind, wie bereits erwähnt wurde, Signale, denen die erfindungsgemäßen Merkmale des Codierungsprozesses fehlen, in ähnlicher Weise kompatibel mit Wiedergabedecodern, die die Erfindung verkörpern, und liefern eine gewisse vorteilhafte Verbesserung.
Um eine höhere Leistung mit einer festgelegten Informationsrate zu erreichen, wird ein laufender Kompromiss zwischen Dynamikbereich, um eine verbesserte Kleinsignalauflösung zu erzielen, und den Amplitudenwert und/oder der Anstiegsgeschwindigkeit, um eine schnelle Signalansprechgenauigkeit zu erreichen, geschlossen. Diese kleinen und schnellen Lageänderungen eines Signals sowie die großen als auch die kleinen Amplitudenlagen haben jeweils ihre eigenen Mechanismen der Digitalverzerrung oder des Systemkompromisses. Da weder die großen noch die kleinen Lagen zur gleichen Zeit auftreten, lässt sie ein optimaler Codierungsprozess oder ein Mix von Prozessen zugunsten der jeweiligen Signalbeschaffenheit dynamisch entsprechend der vorliegenden Erfindung auswählen, um eine verbesserte Signalwiedergabe innerhalb einer vorgegebenen Digitalinformationsrate zu erreichen. Ein stiller oder verdeckter Steuercode dokumentiert diese Änderungen von Zeitpunkt zu Zeitpunkt in dem Prozess der Signalcodierung und wird zur Erzeugung des komplementären Pegels, der Anstiegsgeschwindigkeit , der Filtercharakteristik und der Wellenformsynthese verwendet, die zur Wiederherstellung des ursprünglichen Signals während der Codierungsprozesse benötigt werden.
In einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verfügt das Codiersystem über eine sehr viel höhere Auflösung und Geschwindigkeit als der technische Standard oder das codierte Produkt und wird als ein Erfassungssystem mit ausreichendem Vorwärts- und Rückwärtsspeicher zur Berechnung der optimalen Signalverarbeitung und seines entsprechenden Rekonstruktionssteuercode aufgebaut. Wie bereits erwähnt, wird die Signalverarbeitung auf der Grundlage der Berücksichtigung der Kompromisse von Auflösung, Geschwindigkeit und Pegel bestimmt und ist am besten geeignet für die Signalbedingungen in Abhängigkeit von der Zeit und wie die Wiedergabeeinheit am besten programmiert werden kann, um die genaueste Reproduktion des ursprünglichen Analogsignals zu ermöglichen.
Um unhörbar zu sein, wird das errechnete Rekonstruktionssteuersignal zu einer Zufallszahlenfolge codiert oder verschlüsselt, die nach Erfordernis in das wertniedrigste Bit oder Bits kontinuierlich oder dynamisch eingesetzt werden kann. Das verarbeitete Audiosignal wird in die verbleibenden Bits codiert.
Das konventionelle Decodieren aller Bits einer nach der vorliegenden Erfindung codierten Aufzeichnung durch einen einfachen Digital/Analog-Umsetzer liefert ein Signal mit einem etwas geringeren Dynamikbereich und nur geringfügig stärkerem Hintergrundrauschen. Allerdings wird das Signal über eine geringere Quantisierung und über anstiegsinduzierte Verzerrungen verfügen, womit das verarbeitete codierte Produkt bei Wiedergabe auf einer nicht decodierenden Standardanlage gleich oder besser klingen wird als ein nicht codiertes Produkt.
Eine nach der vorliegenden Erfindung vollständig decodierende Wiedergabeeinrichtung gewinnt das Steuersignal zurück und verwendet es zum Aufbau, zum Betrieb und zur dynamischen Änderung eines komplementären Prozesses, um die vorberechneten Informationen hoher Genauigkeit wiederzugewinnen und eine verzerrungsarme Reproduktion des ursprünglichen Analogsignals zu ermöglichen. Operationen, mit denen dieses möglich ist, schließen eine schnelle Amplitudenexpansion, eine gemittelte Tiefpegel-Verstärkungsverringerung, die Auswahl komplementärer Interpolationsfilter, Wellenformsynthese u. a. ein. Wenn diese entsprechend den laufenden Kompromissen ausgewählt werden, erhält man ein Optimum für eine spezielle Reihe von Signalbedingungen, eine spürbare Bandbreitenerweiterung und Auflösung.
Ein verbessertes Digitalsignalsystem benutzt, gemäß der Erfindung, Gruppen von dynamisch verändernden und vorbestimmten Leistungskompromissen, die geschlossen werden, wenn Signalbedingungen des aufgezeichneten Programms eine Verzerrung hervorrufen würden. Da Digitalverzerrungen bei Extremwerten von Hochpegel, Anstiegsgeschwindigkeit und hohen Frequenzen einerseits auftreten und andererseits bei rauschfreien Signalen und kurzen Kleinübergängen, wird eine beste Codier/Decodierstrategie für diesen Extremfall ohne den Prozesskompromiss gewählt, der die gegeneinander gerichteten Aspekte des Programms verletzt. Um dieses zu erreichen, wird das Programm ausreichend lange verzögert, so dass ein wahrscheinlichster Verzerrungsmechanismus identifiziert wird, bevor dieser vor der Zeitverzögerung auftritt, wodurch es möglich wird, eine beste Codierstrategie und komplementäre Decodiermethode zu bestimmen und zu codieren. Die Leistung wird verbessert, da jeder geschlossene Verzerrungskompromiss bei entgegengesetzten Signalbedingungen auftritt, die zu dem betreffenden Zeitpunkt im Wesentlichen nicht existent sind.
In der einfachsten Form des Systems werden eine codierte Dynamikbereichkompression und komplementäre Reproduktionsexpansion die Leistung verbessern. Darüber hinaus hatte man Verbesserungen unter Verwendung gemittelter Pegel von Kleinsignalen unabhängig von ihrer niedrigeren Frequenz und in der Nähe von Ultraschallfrequenz-Spektralkomponenten zur Steuerung der Verarbeitung, was zu einer verbesserten, komplementären, gespeicherten Auflösung führte. In einer ähnlichen Form erhalten die stärksten Signale eine Verarbeitung, die bei unverzögerten Amplitudenbedingungen eine DC zu Maximalbandbreite aufweisen, was auch die beste komplementäre Wiederherstellung ergibt. Es muss lediglich gleichzeitig eine Korrektur geben, und es werden somit Digitalinformationen gesichert oder es wird im Gegenteil von der unveränderten Digitalinformationsgeschwindigkeit eine stärker offensichtliche Leistung erhalten.
Darüber hinaus treten weitere Verringerungen bekannter und vorhersagbare Digitalverzerrungen auf, indem ein bester Tiefpassfilter mit dem geringsten Kompromiss für Programmbedingungen während des Codierens gewählt und eine komplementäre Interpolation oder Tiefpassfilter während der Wiedergabe verwendet werden. Es wurden auch andere Verbesserungen aus der Verringerung bekannter, wiederholt auftretender Verzerrungen erhalten, wie beispielsweise Übergangsfehler ((Transientenfehler)), indem diese Komponenten aus Kurven in Nachschlagtabellen für diese Verzerrungen oder fehlende Informationen synthetisch zusammengesetzt wurden und diese dann zu dem in Frage kommenden Signal skaliert wurden.
Alle vorstehend beschriebenen Verbesserungen können auch mit einem unterschiedlichen Erfolgsgrad in einem Standard- oder "Open-Loop"-Mode an der Wiedergabeeinheit ausgeführt werden, indem die Informationen zu dem codierten Signal erfasst werden und diese Prozesse anhand des erfassten Signals danach variiert werden.
Digitalsysteme haben typischerweise ein sehr hohes Signal/Rauschverhältnis, haben jedoch einen eingeschränkten Arbeitsdynamikbereich von Pegeln und einen eingeschränkten Frequenzgang. Das verbesserte System nach der vorliegenden Erfindung verringert Verzerrungen und verwendet als solches vom Signalcharakter abhängige Verstärkungsänderungen, Filteroptimierungen, Anstiegsgeschwindigkeitsverabeitungen und Wellenformrekonstruktionen oder -synthesen, um dieses zu erreichen. Das verbesserte System berechnet innerhalb des Speichers und der Prozessdauergrenzen eine kontinuierliche Änderung der besten Kompromissstrategie der verfügbaren Prozesse, um die beste Signalrekonstruktion zu ergeben. Diese zweifelsohne komplizierte Aufgabe liefert ein Wiederherstellungssteuersignal, das in einem wertniedrigsten Bitcode still verschlüsselt oder rauschverdeckt ist. Vergleichsweise ist dieses Wiedergabesystem einfach, da seine Decodierung und komplementäre Signalwiederherstellung mit konventionellen, vervielfachenden Konvertern, Digitalsignalprozessoren und anderen Analog- und Digitaleinrichtungen erfolgen kann, die ähnlich denen in der Konsumelektronik sind oder dort bereits verwendet werden.
Ein konventionelles, aufzeichnendes und wiedergebendes Digitalsystem scheint bei allen codierten Datenbits relativ einfach und potentiell genau zu sein. N der Praxis werden jedoch bei Verwendung einer nahezu theoretisch kleinsten Abtastrate und kleinsten zulässigen Zahl von Datenbits die Geschwindigkeit und Genauigkeitsgrenzen selbst bei den Schaltkreisen und Bauelementen nach dem neuesten Stand der Technik erheblich beeinträchtigt. In dieser Hinsicht sind die schlimmsten Positionen Filter, Abtast- und Halteglieder, Analog/Digital-Umsetzer und Systemerdung, Zeitgeberprozesse und verschiedene Prozesswechselwirkungen sowie ein Nebensprechen.
Die vorstehend beschriebenen praktischen, technologischen Schwierigkeiten und ihre potentiellen Verzerrungen lassen sich unter Verwendung hoher Abtastraten und unter Verwendung von mehr Datenbits, als die gegenwärtigen Standards es ermöglichen, er heblich minimieren. In der Tat erlauben die derzeitigen technologischen Möglichkeiten die Verringerung des Nebensprechens, zeitliche Signalschwankungen und andere Rauschstörprobleme, die zusammen mit Digitalband-Breitenbegrenzungen die praktische Verwirklichung höherer Datengeschwindigkeiten verhinderten, wenn die derzeitigen Digitalstandards zum ersten Mal in Betracht gezogen und etabliert wurden. Mit den heutigen Hochgeschwindigkeitsumsetzern, die mit mehr Datenbits sehr viel schneller arbeiten, können Filter ein weniger ernsthaftes Problem werden, wobei die größere Differenz zwischen den höchsten Audiofrequenzen und der digitalen Abtastrate dann Schwebungen, Seitenbandüberlappungen, Alias-Bildung sowie den Verlust von Kleinsignalinformation reduzieren. Die vorliegende Erfindung nutzt diese Möglichkeiten, indem ein Hochgeschwindigkeits -Umsetzungsprozess eingesetzt wird. Die Digitalinformationsgeschwindigkeit, obgleich sie jetzt sehr viel höher ist, lässt sich als ein laufender Erfassungsprozess zu einer "fehlerfreien", mathematisch gefilterten, geringeren Abtastrate im 16-Bitcode errechnen, der mit den gegenwärtigen Standards komplementär ist. Die meisten Dezimations-Übertastungscodierer arbeiten auf diese Weise. Die Erfindung nimmt darüber hinaus jedoch Verzerrungen von Alias, Apertur, Interpolation und Amplitudenauflösung aus einer "idealen" Standardwiedergabeeinrichtung vorweg und berechnet sie während des Codierungsprozesses für die Korrektur während der Wiedergabe. Wenn der gesamte erfindungsgemäße Prozess zur Anwendung kommt; können selbst bestimmte Frequenzen oberhalb des Audiobereichs oder der Nyquist-Grenze von Anlagen nach Industrienorm durch das System geschickt werden, ohne subharmonische Schwingungen oder Rückfaltungen zu erzeugen. Damit wird ein nahezu perfektes Aufzeichnungs/Wiedergabesystem mit minimalen Problemen bei Filtern, Umsetzern und anderen Bauelementen oder Subsystemen geschaffen, während es gleichzeitig mit der Industrienorm kompatibel ist.
Bei einem "Compact Disc"-System wird eine "perfekte" Wiedergabe nach 16-Bit-Industrienorm eine maximale Zahl von 65.536 definierten und gleich beabstandeten Auflösungsschritten haben, von denen jeder etwa eine Amplitude von 150 Mikrovolt hat, wenn auf professionelle Audio-Normalpegel skaliert wird (10 Volt Scheitelspannung). Diese Zahl liefert, wenn aufeinanderfolgende Schritte in der 44,1 kHz-Abtastrate als Industrienorm ausgeführt werden, einen Anstieg von weniger als 7 Volt pro Sekunde. Schnellere Geschwindigkeiten werden Zahlen solange überspringen, bis bei einem 10 kHz-Dreiecksegment lediglich 2,2 Abtaststellen zur Festlegung dieser Wellenform verbleiben, wie sie auf ihrer 20 kHz-Bandbreite gefiltert werden würde. In dieser Hinsicht wäre eine Abtastrate von mehr als 1 GHz erforderlich, um alle 65.536-Auflösungsstellen zur Erzeugung dieses Wellensegments einzubeziehen. Glücklicherweise wird ein idealer Interpolationsfilter alle diese Stellen ausfüllen, sofern die 2,2-Abtastungen ausreichend genau getaktet sind. Um dieses mit einer gemittelten Abtastgenauigkeit mit effektiv einem halben Bit bei einem sich schnell ändernden Signal zu erreichen, muss die Abtastzeitfolge innerhalb der folgenden Zeit erfolgen:
X = 375 × 10–12/2 sqrt(2) = 133 Pikosekunden
Diese Abtastung, die in Zeit und Amplitude genau ist, muss ausreichend lange für die Umsetzung in den Digitalcode gehalten werden. In der Regel wird diese Information durch eine Ladung an einem Kondensator dargestellt. Allerdings besitzen die meisten Dielektrika und Isolatoren, die zur Herstellung von Kondensatoren verwendet werden, komplizierte Verluste sowie ein Gedächtnis für die zurückliegenden Ereignisse, wodurch eine komplexe, verzögerte Spannungsänderung, Feldneuverteilungsfehler und Leckverluste erzeugt werden. Wenn von Abtastung zu Abtastung abrupte Pegeländerungen auftreten, wie das bei abgetasteten Hochfrequenz-Audiosignalen der Fall ist, werden diese Fehler oftmals größer als dann, wenn sich die Signalpegel nicht ändern. Um einen mittleren, effektiven Fehler von weniger als ein halbes LSB zu haben, wird die Genauigkeit des Haltens:
oder etwa 2,3 Mikrovolt pro Mikrosekunden.
Eine derartige Leistung liegt weit oberhalb der einfachen Anwendungen der meisten modernen, elektrischen, passiven Bauelemente weit weniger integrierter Schaltkreise. Offensichtlich funktionieren praktische Verbraucherwiedergabegeräte nicht besser, und die resultierenden Fehler können im Zusammenhang mit der Anstiegsgeschwindigkeit Übergangs-Interpolationsverzerrungskomponenten erzeugen, die zu den akustisch unangenehmsten gehören. Besonders ergibt sich dieses aus der Ungewissheit der Erfassungs dauer oder dem "Jitter", den anstiegsgeschwindigkeitbezogenen, nichtlinearen Abweichungen des Schaltens, den zahlreichen Arten von dielektrischer Hysterese, die Fehler in Bezug auf vorangegangene Ereignisse hervorruft, polaritätsabhängige Abtastungsdiskrepanzen und einer unvorhersagbaren Hysterese innerhalb der Umsetzer sowie anderen Faktoren. Daher haben praktische Systeme oftmals komplexe, signalbezogene Fehler bis zu dem 20-fachen und als die theoretischen Auflösungsgrenzen des 16-Bit-Stromstandards. Somit wird ein Prozess, der mehr Abtastungsstellen pro Sekunde bei der Mindestspannungsänderung pro Abtastung bereitstellt, ein Signal mit niedriger Übergangs-Intermodulationsverzerrung liefern.
Ein zweiter Verzerrungsmechanismus tritt bei sehr kleinen Signalamplitudenänderungen von etwa 5 ... 20 mV auf, die durch Digitalaktivitäten von weniger als etwa 8 Bit in einem typischen 16-Bit-System dargestellt werden. Diese Werte treten selten von sich aus auf, können jedoch noch einen kleinen, aber hörbaren Teil eines größeren Niederfrequenz-dominierten Signals sein. Damit können diese Kleinsignale gemittelt an vielen verschiedenen Spannungspegeln oder Digitalzahlen größerer langsamer Wellenform auftreten. Ein praktisches Beispiel dafür wären ein Mittelband-Hall-Nachhall-Abfall und Bass-Töne, miteinander kombiniert. Das Nachhall-Signal wird gedämpft und verschwindet gelegentlich vollständig, wenn es zu zerhackten und unterbrochenen Segmentteilen der Basswellenform wird. Wie bereits erwähnt, repräsentierten diese Unterbrechungen die 150 Mikrovolt-Auflösungsgrenzen einer "perfekten" 16-Bit-Wiedergabeeinheit. In der Praxis können sehr kleine Signaländerungen zu abgestuften Ausgängen werden oder werden häufiger zu unregelmäßigen schrittweisen Änderungen mit einer Unsicherheit oder Hysterese verzerrt, die infolge von Fehlern innerhalb der Umsetzer und von externen Störungen und Nebensprechen in Erscheinung treten. Dieses erzeugt ein Zusammenbrechen der räumlichen Erfassung in einer Aufzeichnung und erzeugt stoßartige Effekte eines körnigen Rauschens, die in der Regel weniger unangenehm werden, indem eine Zufallsrauschspannung dem Signal vor dem Codieren hinzugefügt wird, so dass die Schrittfehler von den erzeugten, unbestimmten Abtastungen randomisiert werden. Damit wird die abgestufte oder quantisierte Verzerrung zu einer weniger unangenehmen Rauschmodulation, und die kleinsten Bit-Signalgrenzwerte werden jetzt zu einem allmählichen Verstärkungsverlust bei zunehmend kleineren Signaländerungen geglättet. Eine bessere Form der Verzerrungsverringerung tritt auf, indem die Abtaststellen pro Einheit der Spannungsänderung erhöht werden. Um diese zu erreichen, wird leider ähnlich wie bei dem Prozess zur Erhöhung der Anstiegsgenauigkeit eine sehr viel höhere Digitalinformationsgeschwindigkeit als die des gegenwärtigen Standards benötigt.
Niedrige Signalpegel-Digitalfehler erzeugen Verzerrungen, wie beispielsweise Quantisierungsrauschen und Auflösungsverlust. Währenddessen erzeugen Großsignalpegel-Hochfrequenz- und anstiegsbezogene Fehler Verzerrungen, wie beispielsweise sporadische Schwebungen und schnelle Signaländerungsenvelope-bezogene Subharmonische, die als Übergangs-Intermodulationsverzerrung oder TIM bezeichnet werden. Man wird leicht von Testsignalen mit einer kontinuierlichen Envelope insofern irregeleitet, dass sie zu einer zeitabhängigen Mittelwertbildung neigen und viele dieser Verzerrungen löschen und daher fehlerhaft lediglich sehr geringe Auflösung und Ungenauigkeitsverzerrungen des Umsetzers anzeigen. Bedauerlicherweise ändern sich Wellenformen, wie die in der Musik, kontinuierlich und können, wie bereits erwähnt, sehr viel größere und bei weitem unangenehmere Auflösungsprobleme und nicht harmonische TIM gewähren.
Digitalverzerrungen treten bei hoher Anstiegsgeschwindigkeit und unter Bedingungen der Signaländerung mit kleiner Amplitude auf, wobei es, wie bereits ausgeführt wurde, nicht wahrscheinlich ist, dass beide zur gleichen Zeit auftreten. Nach der vorliegenden Erfindung erkennt das System somit entweder den Charakter eines schnellen Anstiegs oder einer kleinen Änderung der Signalwellenform und führt den entsprechenden Korrekturprozess aus. Während des Codierens kann dann die Beschaffenheit der Änderungen des Programmsignals bestimmen, welcher Korrekturprozess angewendet wird, sowie zu jedem Zeitpunkt während des Decodierens die/den beste(n) reproduzierende(n) Ergänzung oder Prozess. Der eine Prozess kann sich Informationsgeschwindigkeit von einer weniger benötigten Leistungsform leihen, wenn potentiell schwerwiegende Verzerrungsbedingungen in dem Signal dies erfordern. Auf diese Weise liefert eine Entscheidung zur Gewährung von mehr Stellen pro schneller Spannungsänderung eine gleichwertig höhere Abtastrate auf Kosten einer weniger wichtigen kleinen Signalauflösung. Im Gegensatz dazu verringert eine kleinere Spannungsänderung Abtastung automatisch die momentan nicht benötigte Geschwindigkeitsleistung. Damit lassen sich Zwischenwiedergabe und Kompromiss bearbeiten und/oder berechnen, um eine im Wesentlichen konstante Digitalinformationsgeschwindigkeit aufrecht zu erhalten. Unter diesen Umständen kann der verarbeitete und decodierte Analogausgang eine spürbare Vergrößerung, Bandbreite und Auflösung haben, und es können, wie bereits ausgeführt wurde, bei Eintreten dieser Verbesserungen nach Erfordernis die eine oder die andere der grundlegenden Ursachen für Digitalverzerrungen sowie ihre Auswirkungen auf nicht perfekte Wiedergabeeinrichtungen vermindert werden.
Eine ähnliche Korrekturstrategie wird zur Verringerung der Fehler des Filterkompromisses zwischen Einschwingverhalten, Phasengenauigkeit, Einschwingzeit, Gruppenlaufzeit und anderen mit den Filtermethoden zusammenhängenden Verzerrungen angewendet werden. Diese Fehler müssen nicht unbedingt nicht linear sein und werden daher nicht als eine harmonische Verzerrung auftreten; wobei jedoch das menschliche Hören für Manipulationen der Wellenform und der Einschwingzeit komplexer Signale empfindlich ist. Typischerweise haben Hochfrequenzsignale mit kleinster Amplitude am ehesten übermäßiges Einschwing- und Prozessrauschen von aggressiven Filtern, während subharmonische Schwebungen und anderes Filterrauschen bei intensiven Hochfrequenzsignalen auftreten können. Dieser unmittelbare gegenüber dem verzögerten Charakter von komplexen Signalen wird vom Filtertyp unterschiedlich wiedergegeben. Wie bereits erwähnt, gelten die gleichen Großsignal/Kleinsignal-Auswahlkriterien und ermöglichen die beste Wahl eines Codier- und Decodierfilters, ohne einen Kompromiss für die entgegenlaufenden und im Wesentlichen nicht coexistenten Programmbedingungen schließen zu müssen.
Damit nutzen das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung eine vorberechnete, optimale Zwischenwiedergabe von Verstärkung, Anstieg, Filterauswahl und Operationen der Wellenformsynthese, die individuell oder als Gesamtheit in einem alles umfassenden Prozess ausgeführt werden, der in komplementärer Weise zur Verringerung von Verzerrungen und zur Verbesserung der Auflösung codiert und decodiert wird. In ein solches System einbezogen ist ein System zur Aufzeichnungskomprimierung und Wiedergabeerweiterung mit einigen Merkmalen, die in der Art und Weise ähnlich denen sind, wie sie bei Rauschverringerungssystemen verwendet werden. Die meisten dieser Rauschverringerungssysteme verwenden entweder Amplituden- oder RMS-Detektoren zur Untersuchung des Eingangssignals und setzen seinen Pegel entweder zu sich schnell ändernden oder zu sich langsam ändernden, internen DC-Steuersignalen um, die schließlich ein einschwingfreies Schaltelement oder eine analoge Vorrichtung zur variablen Verstärkung antreiben. Beim Aufbau für eine Verstärkungsverringerung mit erhöhtem Eingangssignalpegel wird das Ausgangssignal so komprimiert, dass winzige Signale verstärkt und starke, für Verzerrung anfällige Signale gedämpft werden. Bei der Wiedergabe oder Deco dierung erfasst ein ähnlicher Schaltkreisaufbau für Speicherexpansion Pegeländerungen und stellt das Signal wieder in seiner nahezu ursprünglichen Dynamik her.
Im Gegensatz zu der traditionellen Rauschverringerung korrigiert das System der vorliegenden Erfindung die Verzerrung. Diese wird durch Veränderung der Verstärkungsstruktur sowie der Linearität der Anstiegsgeschwindigkeit bei extremen Bedingungen von Tiefpegelsignal und Hochpegelsignal ausgeführt. Es werden kleine sich ändernde Teile des Signals mit niedrigem Pegel erfasst und zur Steuerung der Verstärkung des gesamten Signals verwendet, welches dann mehr codierte Bits enthält. Diese Verstärkungssteuerung wird von einem breiten Mittelspektrum des Signals abgenommen und ist bei Signalpegeln aktiv, die die niedrigsten Pegel repräsentieren, die beim menschlichen Hören wahrgenommen werden. Es wird nicht durch niedrige Frequenzen in der Nähe von Überschallfrequenzen aktiviert, oder wenn Signale im Mittelbandbereich mit höherem Pegel vorliegen. Auf diese Weise bewahrt die Verstärkungsstrukturerhöhung ein Minimum an LSB-Ausgleichsmodulation ähnlicher Aktivität unabhängig von nicht hörbaren Tönen und bewahrt die Umgebungs- und System Hintergrundinformation sowie die abdeckende Quantisierung und monotone Fehlerverzerrungen, wie sie bereits beschrieben wurden.
Weniger häufige Amplitudenwerte werden sofort mit einer Transferfunktion komprimiert, die eine sehr geringe Verzerrung bei Signalen in der Nähe des Maximalpegels hat und ein Minimum an oberen Harmonischen erzeugt, sobald die Grenze überschritten wird. Bei diesem Funktionstyp wird eine gelegentlich höhere Verzerrung auf den Amplituden erzeugt, allerdings wird eine katastrophale Überlastung während des Aufzeichnens verhindert und ein höherer Aufzeichnungspegel mit geringerer Gesamtverzerrung ermöglicht.
Nicht häufige schnelle Anstiegsteile der Wellenform lassen sich über die Zeit und/oder in Abtastungen symmetrisch expandieren, um mehr codierte Bits aufzunehmen, wobei wie zuvor andere Teile der Wellenform unverändert bleiben können. Diese Operation kann ein Verteilungsprozess sein. Bei dem sich die Zeitverzögerung ändert, oder diese Operation kann eine graphische Wellenformsynthese sein. Es wird ein momentanes Ereignis genommen und über die Zeit verteilt, wobei ähnlich wie beim Amplitudenbegrenzer ((hierin auch bezeichnet als "Spitzenpegelbegrenzer")) Verzerrung in einer nicht decodierten Wiedergabe erzeugt wird.
Verstärkungsänderung, Amplitudengrenze und Anstiegsgeschwindigkeits-Kompressionsoperationen und ihre Komplemente oder restaurative Operationen sind praktisch analoge oder digitale Methoden. Spannungsgeregelte Verstärker, Dioden, Verzögerungskreise und Chirp-Filter sowie Vervielfacher sind typische analoge Systembausteine, die zur Erzeugung dieser Funktionen zusammengebaut werden können. Ebenfalls verfügbar sind äquivalente, digitale Unterprogramme und zweckbestimmte Prozessalgorithmen und -komponenten. Eine verzerrungsfreie Digitalverarbeitung ist komplex. Beispielsweise können Abrundungsfehler zeitabhängig einer Ausgleichsmodulation und Interpolation unterzogen werden müssen. Sobald sie jedoch erst einmal implementiert sind, sind Digitaloperationen sehr stabil und präzise im Vergleich zu den Variablen, die anfällig sind für Toleranzen und Einstellungen, die für die analoge Steuerung von Verstärkung, Verteilung, Bandbreite und Zeitkonstanten benötigt werden.
Die vorstehend beschriebenen Pegel- und Anstiegsprozesse der vorliegenden Erfindung korrigieren Verzerrungen, die von gegensätzlichen Signalbedingungen auftreten, deren Auftreten zur gleichen Zeit aber unwahrscheinlich ist. Damit sind diese zur Zwischenwiedergabe in der Lage und können bei maximaler Korrekturleistung auf eine entgegengesetzte, weniger benötigte Leistungskapazität zurückgreifen, um konstante Digitalinformationsgeschwindigkeiten aufrecht zu erhalten. Der Wellensyntheseprozess der vorliegenden Erfindung arbeitet mit bekannten Verzerrungswellenformen, die, wenn sie beim Codieren auftreten, danach durch einen Code für eine komplementäre Korrektur während der Wiedergabe aus dem Speicher abgerufen werden können.
Eine Pegel- und Anstiegskorrektur arbeitet bei bekannten Signalbedingungen mit nicht vorherbestimmbaren Verzerrungen, und eine Synthese arbeitet für bekannte Verzerrungen, die von den Signalbedingungen unvorherbestimmbar an der Wiedergabeeinheit auftreten. Anders als Rauschverringerungsprozesse nach dem Stand der Technik erfolgt die Verarbeitung dieses Systems unter intelligenter Steuerung, und bei vorgegebener ausreichender Approximationszeit werden das beste Korrekturschema und seine Codierung für die Prozesssteuerung der Wiedergabeeinheit mühelos bestimmt und optimiert.
Eine Wellensynthese nach der vorliegenden Erfindung ist eine getastete Operation, die zum Abruf einer Zahl von vorherbestimmbaren und/oder wiederkehrenden Verzerrungen aus einem Speicher angewendet wird, deren Auftreten an der Wiedergabeeinheit bekannt ist. Kleine Wellenformsegmente, die außerhalb der Grenzen der Nyquist-Abtastung fallen, wiederholte Quantisierungsverzerrungen und Interpolationsfilterparameter können aus einer Nachschlagtabelle im Speicher abgerufen werden oder synthetisch aus der In formation zusammengesetzt werden, die in dem verborgenen Code gesendet wird und zur Verbesserung der Wiedergabe benutzt wird. Der Synthesespeicher kann verschiedene Interpolationswellenformen enthalten, mit denen die Stellen an und zwischen den Abtastungen am besten verbunden werden. Diese größeren Wellenformen bewahren ihre charakteristische Gestalt unabhängig vom Pegel, wie das auch bei dem wiedergegebenen Signal der Fall sein würde. Sobald die verbindende Wellenform aus dem ROM abgerufen worden ist, muss sie skaliert werden, um auf das Signal zu passen. Da lediglich sehr langsame Änderungen von Wellenformen Abtastungen ohne Bit-Auflösungswerte dazwischen aufweisen, wird eine Form der Pegelerfassung benötigt, um synthetisch zusammengestellte Segmente zu schaffen, die auf das Signal skaliert sind. Was in einem analogen System Pegeldetektoren und spannungsgeregelte Vorrichtungen sein würden, wird durch äquivalente Digitalsignalverarbeitungsfunktionen in einem Digitalsystem ersetzt. Sobald dieses erreicht ist, verfügt die rekonstruierte Wellenform über mehr äquivalente Datenstellen in Bezug auf Zeit und Pegel und es resultiert, wenn die Vorberechnung in geeigneter Weise ausgeführt worden ist, eine geringere Verzerrung aus der Kurvenanpassung.
Angesichts der vorstehenden Ausführung kann ein praktisches System nach der vorliegenden Erfindung über eine um viele Male bessere Signalauflösung verfügen und eine sehr viel bessere, schnelle Übergangssignalgenauigkeit haben. Um diese Ergebnisse zu erzielen, wäre normalerweise eine sehr viel größere Digitalinformationsgeschwindigkeit erforderlich. Es werden Daten gespart, indem lediglich Bedingungen verarbeitet werden, die die Verzerrung erzeugen. Wie bereits erwähnt, wird bei der Auflösung selektiv und adaptiv auf Anstiegsgenauigkeit und Anstiegsgeschwindigkeit abgewogen oder für eine höhere Auflösung auf den Maximalpegel zurückgegriffen. Eine Informationsgeschwindigkeit wird bewahrt durch Hin- und Herschalten oder "Fading" von Prozess zu Prozess nach Erfordernis.
Es sollte ersichtlich werden, dass eine Implementierung verschiedener Untersystem-Konstruktionen entweder in analoger Form oder digitaler Form erfolgen kann, ein Überwachen und eine Analyse der Wellenform bei variierenden Lagen in dem System erreicht werden kann, einschließend die Wiedergabeeinheit, und zwar in entweder einer analogen Form oder digitalen Form, wobei andere Parameter der Wellenform zur Kompensation gewählt werden können, und es können Steuercode oder anderer die Wellen form korrigierende Hinweisinformationen auf einer Vielzahl von unterschiedlichen Möglichkeiten eingesetzt und extrahiert werden, ohne vom Erfindungsgedanken abzuweichen.
Somit befriedigen das Verfahren und der Apparat der vorliegenden Erfindung zum Codieren/Decodieren von Signalen mit minimaler Verzerrung ein seit langem bestehendes Bedürfnis nach einem kompatiblen System, das eine adaptive Zwischenwiedergabe von Verstärkung, Anstiegsgeschwindigkeit, Filterwirkung und Wellensyntheseprozessen bereitstellt, um Signalverzerrungen weitgehend zu verringern und eine wahrnehmbare Auflösung zu verbessern.
Die vorgenannten und andere Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden aus der detaillierten Beschreibung offenkundig, wenn sei im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen der veranschaulichenden Ausführungsformen betrachtet werden.
Beschreibung der Zeichnungen
Es zeigen:
1 einen Gesamtschaltplan eines Analog/Digitalcodiersystems nach der vorliegenden Erfindung;
2 einen Gesamtschaltplan eines Digital/Analog-Decodier- und Wiedergabesystems nach der vorliegenden Erfindung;
3 einen detaillierteren Schaltplan eines Beispiels eines Digital/Analog/Digital-Decodier- und Wiedergabesystems nach der vorliegenden Erfindung;
4 einen detaillierteren Schaltplan eines Beispiels eines Analog-Decodier- und Wiedergabesystems nach der vorliegenden Erfindung;
5a bis 5d und 5e1 bis 5e5 eine graphische Darstellung von Wellenformen zur Veranschaulichung von Abtast- und Codierfehlern, die bei Tiefpegel- und sich schnell ändernden Wellenformen auftreten:
6a und 6f eine graphische Darstellung verschiedener Signalwellenformen während der Begrenzung und der Rekonstruktion einer Dreieckwelle in einer der Ausführungsformen der Erfindung;
7a bis 7d eine graphische Darstellung von Wellenformen zur Veranschaulichung verschiedener Arten von Verzerrungen, die bei verschiedenen Filtertypen auftreten;
8 einen Blockschaltplan eines Verarbeitungssystems nach der vorliegenden Erfindung unter Anwendung der Technik der Analogverarbeitung;
9 einen Blockschaltplan zur Veranschaulichung der Filterwahlsteuerung in einer der Ausführungen der vorliegenden Erfindung;
10 einen Blockschaltplan eines Prozessschalters, der in einer der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird;
11 und 12 graphische Darstellungen von Wellenformen und Verzerrungskurven zur Veranschaulichung des Systemverhaltens vor und nach dem Prozess für zwei Filtertypen nach der vorliegenden Erfindung;
13 einen Blockschaltplan einer Analog-Implementierung eines Anstiegsgeschwindigkeitskompressions- und -expansionssystems;
14a bis 14e Wellenformen zur Veranschaulichung des Betriebs eines Anstiegsgeschwindigkeitskompressions- und -expansionssystems (bei Anwesenheit einer Hochfrequenzeinschwingung von einem Tiefpassfilter);
15a einen schematischen Schaltplan einer analogen Implementierung einer Schaltung für variable Anstiegsgeschwindigkeitskompression und Wiederherstellung und 15b Wellenformen für einen Eingang und für Ausgänge;
16a und 16b einen vereinfachten, schematischen Schaltplan eines Verstärkers für variable Anstiegsgeschwindigkeit;
17 einen schematischen Schaltplan einer analogen Implementierung eines Anstiegsgeschwindigkeitserweiterungs-Schaltkreises und 17a bis 17e Abtastwellenformen;
18 einen Blockschaltplan einer fortgeschrittenen, gegenwärtig bevorzugten digitalen Ausführungsform des Codiersystems nach der vorliegenden Erfindung;
19 einen Blockschaltplan einer fortgeschrittenen, gegenwärtig bevorzugten digitalen Ausführungsform des Decodiersystems nach der vorliegenden Erfindung;
20 einen schematischen Schaltplan einer Schaltung, die verwendet wird für Pseudozufall-codierte Steuersignale und deren Einsetzung in das wertniedrigste Bit des Datenflusses nach einer der Ausführungsformen der Erfindung;
21 einen schematischen Schaltplan, der verwendet wird zur Wiederherstellung und Decodierung von Steuersignalen, die in das wertniedrigste Bit des Datenflusses eingesetzt werden nach einer der Ausführungsformen der Erfindung.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Die vorliegende Erfindung richtet sich auf ein System für ein elektronisches Verfahren und einen Apparat zur Signalcodierung und -decodierung, um eine Wiedergabe mit ultraniedriger Verzerrung von Analogsignalen zu gewähren, während gleichzeitig eine Kompatibilität mit Wiedergabeapparaten nach Industrienorm bewahrt bleibt, die nicht notwendigerweise die Decodiermerkmale der Erfindung verkörpern. Das verbesserte System gewährt eine selektive Zwischenwiedergabe von Verstärkung, Filterselektion, Anstiegsgeschwindigkeit und Wellensyntheseoperationen, um Signalverzerrungen zu verringern und die wahrnehmbare Auflösung von verdeckten oder stillen Steuercoden zu verbessern, erforderlichenfalls zum Triggern einer entsprechenden Decodiersignal-Rekonstruktionskompensation auf der Grundlage einer vorangegangenen Signalwellenformanalyse, die während des Codierungsprozesses für das aufgezeichnete Produkt vorgenommen wurde. Darüber hinaus sind in ähnlicher Weise Signale, denen die Codierprozessmerkmale der Erfindung fehlen, kompatibel mit Wiedergabedecodern, die die Erfindung verkörpern; und es werden die Vorteile einer gewissen Gesamtverbesserung auf der Grundlage einer während der Wiedergabe ausgeführten Signalwellenformanalyse gewährt.
Bezug nehmend auf die Zeichnungen und spezieller auf 1 davon wird in allgemeiner Form das Analog/Digital-Umsetzungs- und Codiersubsystem eines typischen Aufzeichnungssystem gezeigt, das die Merkmale der vorliegenden Erfindung verkörpert.
Wie in 1 gezeigt, wird ein Analogsignal 99 als Eingang auf ein Verarbeitungssubsystem 100 gegeben, welches das Analogsignal in eine digitale Form umsetzt, einschließend solcher Aufgaben wie Filtern, Abtasten und Halten, Analog/Digitalumsetzung und dergleichen. Der Digitalausgang 100a vom Subsystem 100 wird auf zwei Subsysteme, ein Speichersubsystem 101 und ein Analyse- und Rechensubsystem 102, gegeben. Im Speichersubsystem 101 wird das Digitalsignal für die weitere Verwendung und Verarbeitung verzögert oder gespeichert. Der Digitalsignalausgang von dem Speichersubsystem 101 wird auf das Subsystem 102 am Eingang 102E gegeben. Unter Verwendung des Ausgangs von Subsystem 100 am Eingang 102A überwacht das Wellenformanalyse- und Korrekturrechensubsystem 102 kontinuierlich die Digitalformatwellenform und wertet dieses aus, um die physikalischen Kenndaten der gespeicherten Wellenform zu bestimmen, die zum Schluss rekonstruiert werden soll, sowie die erforderlichen Korrekturen, die für eine genaue Rekonstruktion und Wiederherstellung der ursprünglichen Analogwellenform 99 benötigt werden. Diese Bewertung beruht auf Bedingungen von Rekonstruktionspegel, Anstieg und Wellenformsynthese, die schließlich von der Komplementärkompensation in einem entsprechenden Decodier- und Signalreproduktionssystem (2) bereitgestellt werden sollen. Mit der Bewertung können auch Alias-Komponenten für eine nachfolgende Konjugat-Neutralisation vorhergesagt werden. Einige Aspekte der Signalbewertung können an dem Analogsignal mit Hilfe des Subsystems 100 vorgenommen werden und die Ergebnisse zum Subsystem 102 an dem Eingang 102d gesendet werden.
Die Korrekturprozeduren werden an dem Digitalsignal von dem Speichersubsystem 101 durch das Subsystem 102 unter der Kontrolle von Signalen angewendet, die aus der Analyse resultieren. Der Prozesscontroller 102 erzeugt ebenfalls Steuercode zur Verwendung durch den Decoder, die in das geeignete Format umgesetzt werden und in geeigneter Weise zu dem Digitalsignal so verschlüsselt werden, dass die Steuercode noch mit der Digitaldarstellung der ursprünglichen, analogen Wellenform 99 mitgeführt werden können und bereitgestellt werden als ein codierter Digitalausgang 103. Einige dieser Korrekturprozeduren beziehen sich nicht unbedingt auf die Verzerrungscharakteristik, die als Ergebnis der Umsetzung der Analogwellenform selbst resultieren, sondern auch auf Prozeduren, die willkürlich in den Codierer für das nachfolgende, komplementäre Decodieren eingeführt werden, wie beispielsweise Amplitudengrenze/nachfolgende Erweiterung von Großsignalen und gemittelten komprimierten/nachfolgend expandierten Tiefpegelsignalen.
Wie sich am besten in 2 erkennen lässt, wird dort wiederum in allgemeiner Form zur Veranschaulichung einer der grundlegenden Gesamtkonzepte der vorliegenden Erfindung eine Digital/Analog-Umsetzung und ein Decodiersubsystem eines typischen Wiedergabesystems gezeigt, das die verschiedenen Merkmale der vorliegenden Erfindung zum Rekonstruieren der ursprünglichen Analogwellenform verkörpert.
In 2 wird ein codiertes Digitalsignal 103 von irgendeinem geeigneten Aufzeichnungsmedium (nicht dargestellt), wie beispielsweise einem Band oder einer CD, wieder eingefangen und als Eingang zu einer Digitalsignalanalyse und einem Verarbeitungssystem 107 gegeben, das das Digitalsignal verzögert. Das Signalanalyse-Subsystem 104 extrahiert die Steuercodeinformation, die in dem Signal am Codierer eingesetzt ist, und kann auch das Signal selbst analysieren, um dessen Kenndaten zu bestimmen. Diese Operationen schließen geeignete Mittel zur Steuercodeerfassung, Signalfilterung, Pegelerfassung, Spektralanalyse u. dgl. ein. Die erfassten Steuercode und Signalanalyse in dem Verarbeitungssubsystem 104 werden zur Erzeugung von Steuersignalen verwendet, die auf ein Rekonstruktions-Kompensationssubsystem 105 gegeben werden, das in Wechselwirkung mit dem Verarbeitungssubsystem 104 steht und auf das verzögerte Digitaleingangssignal 108 wirkt. Subsystem 105 schließt die Digital/Analog-Umsetzung ein und kann ferner Speicher einschließen, wie beispielsweise einen oder mehrere ROM oder Nachschlagtabellen für die verschiedenen verwendeten Arten der Rekonstruktionskompensation, und zwar gemäß der vorliegenden Erfindung, um das Digitalsignal 103 zu korrigieren.
Das Kompensationssubsystem 105 reagiert typischennreise auf die verschiedenen Steuercode oder deren Abwesenheit, um eine Vielzahl von Korrekturkompensationen zu erzeugen, wie beispielsweise Anstiegsgeschwindigkeit, Pegel, Filterwahl und Wellenformsynthese, die durch geeignete Wechselwirkung mit dem Verarbeitungssubsystem 104 ein rekonstruiertes Analogsignal 106 mit minimaler Verzerrung und verstärkter wahrnehmbarer Auflösung ergeben, und zwar insgesamt ohne die Notwendigkeit der Vergrößerung der Digitalbandbreite nach Industrienorm.
Wie der Fachmann auf dem Gebiet erkennt, sind die Systeme von 1 und 2 lediglich Veranschaulichungen von vereinfachten, allgemeinen Vorgehensweisen bei der Ausführung bestimmter, grundlegender Vorgehensweisen bei der Ausführung bestimmter, grundlegender Aspekte der vorliegenden Erfindung, wobei die Implementierung der Systeme von 1 und 2 eine große Vielzahl spezieller Formen annehmen kann.
Ebenfalls sollte offensichtlich sein, dass die Implementierung verschiedener Subsystemkonstruktionen entweder in analoger Form oder digitaler Form erfolgen kann, wobei die Überwachung und Analyse der Wellenform an verschiedenen Stellen in dem System entweder in analoger Form oder digitaler Form erfolgen können und wobei andere Parameter der Wellenform für die Kompensation gewählt werden können und Steuercode oder andere Hinweisinformationen zur Wellenkorrektur in einer Vielzahl unterschiedlicher Möglichkeiten eingesetzt und extrahiert werden können, ohne in irgendeiner Weise den allgemeinen Gedanken und den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.
Anhand eines Beispiels wird eine der möglichen Implementierungen des vorgenannten, allgemeinen Aufbaus detaillierter in 3 und 4 dargestellt. Diese Zeichnungen entsprechen den 1 und 2 und veranschaulichen innere Details.
Bezug nehmend speziell auf 3 der Zeichnungen wird dort ein Analog/Digital-Codiersystem gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Das Analogeingangssignal 99 wird auf einen Pufferverstärker gegeben, dem ersten Element des Analog/Digital-Subsystems 100. Der Ausgang des Pufferverstärkers treibt einen Analog-Tiefpass-Antialias-Filter, der alle Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals entfernt, die oberhalb der Nyquist-Grenze der halben Abtastfrequenz liegen. Der Ausgang des Tiefpassfilters verfügt über ein analoges Ausgleichsmodulationssignal, das ihm hinzugefügt wird, und dann auf den Eingang eines Abtast-Analog/Digital-Umsetzers gegeben wird. In dem Umsetzer wird die Signalamplitude jeder Abtastung in eine Zahl oder ein digitales Wort umgesetzt. Die Reihe von Digitalwörtern von dem Umsetzer machen das Digitalsignal aus, das zu dem Analog/Digital-Umsetzungsprozesscontroller gegeben wird. Dieser Prozesscontroller hat das Ausgleichsmodulationssignal erzeugt, das dem Analogsignal vor der Umsetzung hinzugefügt wird, wobei der Controller typischerweise das Ausgleichsmodulationssignal von dem Digitalsignal subtrahiert und für die Umsetzungsgenauigkeit eine Justierverbesserung ergibt sowie eine Streuung etwaiger Nichtlinearitäten des Umsetzers zu einem rauschähnlichen Signal. Der ADC-Prozesscontroller kann auch andere Korrekturen oder Hinzufügungen an dem Umsetzungsprozess vornehmen, wie beispielsweise Rauschformung. Der Ausgang dieses Moduls ist ein hochauflösendes Digitalsignal 100a, das zu den Subsystemen 101 und 102 gesendet wird. Es ist zu beachten, dass dieses Digitalsignal sowohl über eine höhere Amplitudenauflösung als auch über größere Abtastrate oder Zeitdomänenauflösung verfügt, als das Digitalsignal nach Industrienorm, das der abschließende Ausgang des Codiersystems ist.
Das Speichersubsystem 101 wird zur Verzögerung des Digitalsignals 100a mit hoher Auflösung verwendet, bevor es nach 102e geschickt wird. Diese Zeitverzögerung gibt dem Subsystem 102 Zeit, das Signal zu analysieren und geeignete Korrekturprozeduren zu wählen, die bei der Codierung anzuwenden sind.
Das hochauflösende Digitalsignal von Subsystem 100 wird außerdem zur Prozesssteuereinheit der Signalanalyse von Subsystem 102 an den Eingang 102a gegeben. Diese Einheit analysiert die Kenndaten des Signals, wie es in dem Verzögerungsspeicher 101 gespeichert wurde, und trifft Entscheidungen über den Einsatz von Korrekturprozeduren, wie beispielsweise verzögerungsfreie Amplitudenbegrenzung, Tiefpegelverstärkungskompression, Wahl des besten "Brick-Wall"-Tiefpassfilters, Übergangsrekonstruktion, usw.. Die Einheit sendet sodann Befehle 102b zu den Einheiten, die das verzögerte Digitalsignal verarbeiten, um die Korrekturprozeduren auszuführen. Der Prozesscontroller der Signalanalyse erzeugt ebenfalls einen Steuercode 102c, den er zur Code-Verschlüsselungseinheit für die Hinzufügung zu dem Ausgangssignal schickt. Dieser Steuercode sagt dem Decodiersystem, was getan worden ist, und in welcher Weise eine genaue Darstellung des ursprünglichen Eingangssignals wiederhergestellt wird.
Das verzögerte Digitalsignal hoher Auflösung aus dem Speichersubsystem 101 wird auf das Dezimationsfilter bei 102e gegeben. Hier wird das überabgetastete Eingangssignal auf eine Abtastrate nach Industrienorm einer Abwärtsdezimation unterworfen. Die Wahl der optimalen Filtercharakteristik hängt von der Beschaffenheit des Programmsignals zu diesem Zeitpunkt ab. Von dem Signalanalyse-Prozesscontroller werden solche Faktoren, wie beispielsweise Transientengehalt des Signals, Vorhandensein großer Alias-Mengen, die hohe Frequenzen erzeugen, usw., berücksichtigt, wobei ein Filter-Steuersignal 102b dem Dezimationsfilter die zu verwendenden Parameter mitteilt. Der Ausgang des Dezimationsfilters verfügt über eine Abtastrate nach Industrienorm und hat eine sehr hohe Amplitudenauflösung. Er wird auf die Verarbeitungseinheit für die Pegelsteuerung gegeben.
Die Verarbeitungseinheit der Pegelsteuerung verwendet solche Operationen wie unverzögerte Spitzenwertkompression und gemittelte Tiefpegelverstärkungskompression, um die hohe Amplitudenauflösung des Signals auf die Industrienorm-Auflösung zusammenzudrücken (wie beispielsweise 16 Bits bei CD). Diese Operationen erfolgen unter Steuerung des Signalanalyse-Prozesscontrollers. Die Pegelsteuereinheit kann auch andere Methoden einschließen, wie beispielsweise die Hinzufügung eines digitalen Ausgleichsmodulationssignals ((nachfolgend auch bezeichnet als "Dither")), um eine Auflösung unterhalb des wertniedrigsten Bit und eine Transientenzeitdomäne oder Anstiegsgeschwindigkeitskompression zu ermöglichen. Der Ausgang dieser Einheit wird an die Einheit für die stille Codeverschlüsselung gegeben.
Die Einheit für die stille Codeverschlüsselung übernimmt die Steuercode 102c von dem Signalanalyse-Prozesscontroller, bei denen es sich um Befehle oder Informationen für das Decodiersystem handelt, und führt sie dem Digitalsignal hinzu. Eine Methode hierfür umfasst deren Verschlüsselung zu einem Pseudozufalls-rauschähnlichen Signal und dessen Einfügung nach Erfordernis in das wertniedrigste Bit des Digitalsignals. Ande re Methoden schließen die Verwendung von "User"-Bits in den Standardcode oder eine nicht benutzte Bit-Kombination ein, die an einem Normaldecoder als Fehler erscheinen können. Das übliche Merkmal dieser Methoden besteht darin, dass sie einen stillen Seitenkanal für die Steuerinformation schaffen können, der mit dem digitalen Programmsignal mitgeführt wird.
Die abschließende Aufgabe der Code-Verschlüsselungseinheit ist die Codierung des zusammengesetzten Digitalsignals zu einem Format nach Industrienorm zum Aufzeichnen, usw. Der Ausgang dieser Einheit ist ein Standard-Digitalsignal 103, das beispielsweise auf einen Recorder bzw. einer Aufzeichnungseinheit gegeben werden kann. Damit ist die Beschreibung des Codiersystems abgeschlossen.
Bezug nehmend auf 4 der Zeichnungen wird ein Beispiel eines Digital/Analogdecodier/Wiedergabesystems nach der vorliegenden Erfindung gezeigt. Das Eingangsdigitalsignal 103 von einer Bandaufzeichnungseinheit, CD, usw., wird auf das Signal- und Codeanalysesubsystem 104 und Speichersubsystem 107 gegeben.
Das Speichersubsystem 107 liefert eine Zeitverzögerung für das Digitaleingangssignal, um dem Subsystem 104 Zeit zu seiner Analyse zu geben. Das verzögerte Digitalausgangssignal 108 des Speichersubsystems wird auf die Einheit für die Pegelsteuerung des Subsystems 105 gegeben.
Das digitale Eingangssignal 103 wird ebenfalls zur Signalanalyse, Codeanalyse und dem Prozesssteuerungssubsystem 104 gegeben. Dieses Subsystem trennt von dem Signal den vom Codierer eingesetzten stillen Steuercode ab. Dieser Steuercode enthält Informationen darüber, welche Verarbeitungsmöglichkeiten vom Codierer gewählt worden sind und welche komplementären Korrekturen zur Rekonstruktion der genauesten Wiedergabe des ursprünglichen analogen Eingangssignals anzuwenden sind. Das Subsystem kann auch das Signal selbst analysieren, um die beste Strategie bei der Rekonstruktion festzulegen, indem Parameter gemessen werden, wie beispielsweise Signalamplitude, Spektralgehalt, usw.. Das Subsystem erzeugt sodann eine Reihe von Steuersignalen zur Steuerung der verschiedenen Einheiten im Inneren des Rekonstruktionsprozessors 105, von denen jede eine spezielle Art von Operationen an dem Programmsignal vornimmt.
Die Rekonstruktionskompensation und das Digital/Analog-Subsystem 105 bestehen aus einer Reihe von Verarbeitungseinheiten, die auf das Programmsignal unter der Steuerung des Analyse- und Prozesssteuerungssubsystems 104 arbeiten. Jede dieser Einheiten verfügt über eine Steuerverbindung zu 104. Die erste von ihnen ist die Pegelsteuereinheit, die das verzögerte Digitaleingangssignal 108 empfängt. Die Pegelsteuereinheit führt eine Amplitudenskalierung aus, die komplementär zu der vom Codierer ausgeführten ist, wie beispielsweise einer unverzögerten Spitzenwertexpansion und einer Tiefpegelexpansion auf der Grundlage einer Signalmittelwertbildung. Der Ausgang dieser Einheit ist ein Digitalsignal mit der Eingangsabtastrate, jedoch mit höherer Amplitudenauflösung als der Eingang. Dieser Ausgang wird auf die Interpolationsfiltereinheit gegeben.
Die Interpolationsfiltereinheit erzeugt ein überabgetastetes Digitalsignal durch Interpolieren zwischen zwei Punkten, die durch das Eingangssignal repräsentiert werden. Die besten Filterparameter für dies Interpolation werden dynamisch auf der Grundlage der Steuercode gewählt und möglicherweise auch der Signalanalyse, so dass sie die Parameter des Dezimationsfilters im Codieren ergänzen. Mit dieser Einheit kann auch eine andere Verarbeitung vorgenommen werden, wie beispielsweise Rauschformung und Transientenrekonstruktion. Das Ausgangssignal dieser Einheit ist ein überabgetastetes Digitalsignal hoher Auflösung, das an die Digital/Analog-Umsetzereinheit gegeben wird.
Die Digital/Analog-Umsetzereinheit (DAC) setzt das Digitalsignal hoher Auflösung in ein Analogsignal um. Es kann sich um einen Standardumsetzer oder einen vervielfachenden Umsetzer handeln, der eingesetzt wird, um weitere Pegeländerungen in dem Signal zu bewirken. Der Ausgang dieser Einheit ist ein Analogsignal, das auf die Analogverarbeitungseinheit gegeben wird.
Die Analogverarbeitungseinheit enthält einen Analoginterpolationsfilter und einen Pufferverstärker. Sie kann auch andere Verarbeitungen enthalten, wie beispielsweise Pegelsteuerung, und zwar unter der Steuerung der Analyse- und Prozesssteuereinheit. Da sie auf einem Analogsignal arbeitet, kann das Steuersignal in eine Analogform im Steuer-DAC umgesetzt werden, bevor es hier angewendet wird.
Der Ausgang der Analogverarbeitungseinheit ist ein Analogsignal mit erweitertem Bereich 106, das eine genaue Kopie des ursprünglichen Analogeingangssignals 99 ist. Das Gesamtsystem der Erfindung ermöglicht eine genauere Rekonstruktion des ursprünglichen Analogsignals als es mit konventionellen Systemen unter Anwendung der gleichen Digitalaufzeichnungsstandards möglich gewesen wäre.
Die nachfolgenden Analysen und die Diskussion sollen einen weiteren Hintergrund für ein ausreichendes Verständnis der Praxis der Erfindung geben und eine Vielzahl von Analog/Digitalmoden veranschaulichen und beschreiben, die gegenwärtig für die Ausführung der Erfindung als durchführbar angesehen werden.
Die Analog/Digital-Codierung nach einem der Aspekte der vorliegenden Erfindung arbeitet als ein Abtastraten-Abwärtsumsetzer, der eine erhöhte Auflösung und einen verringerten Filter-Bildfehler ermöglicht. Die Analog/Digitalumwandlung erfolgt mit einer so hohen Abtastrate und erweiterten Bit-Auflösung, die beide ausreichend oberhalb dessen sind, was für da codierte Format des Endprodukts gefordert wird. Dieser Code mit hoher Dichte wird sodann arithmetisch in die gewünschte Zahl der Bits und Abtastrate der Endanwendung zurückgesetzt. Mit dieser Anordnung ergeben sich viele Vorteile. Die analoge "Brick-Wall"-Tiefpassfilterung ist unnötig, da die sehr hohe Eingangsabtastrate eine sehr viel leichtere und Phasen/Zeitdomäne-gesteuerte Audiobandbegrenzung vor dem Auftreten von Nyquist-Verzerrungen ermöglicht. Der Abtast- und Halte-Analog/Digital-Umsetzer kann als Nebengruppe in bekannter Weise mit Überschall einer Ausgleichsmodulation unterzogen werden und gesteuert werden, um Arbeitstakt-modulierte Tiefpegel-Codeteile zu erzeugen, in denen sich etwaige Monotonie- oder fehlender Steuerfehler als Rauschseitenbänder um das Ausgleichsmodulationssignal heraus ausbreiten. Diese werden sehr hochfrequent sein und damit zumeist anders als bei signalbedingtem Rauschen von Standardsystemen nicht hörbar sein.
Ein bedeutender Vorteil besteht darin, dass das "Brick-Wall"-Tiefpassfilter, das für die Verhinderung von Nyquist-Alias-Fehlern benötigt wird, als ein Digitalfilter implementiert werden kann, das über eine hochreprodzierbare Charakteristik verfügt, die frei von Phasenverzerrungen ist. Die Charakteristik dieses Filters kann dynamisch auf der Grundlage einer Analyse des Signals mit hoher Auflösung gewählt werden, um eine Verzerrung auf ein Minimum herabzusetzen. Damit sind die größten Filter- und Analog/Digital-Codiersystem-Probleme, wie beispielsweise Vor-Echo, Transientenklingen, Gruppenverzögerungsanomalien, fehlender Codefehler, Alias-Verzerrung und Schwebungen, stark reduziert oder eliminiert.
Es werden eine sehr starke "Rechenmaschine" und ein Arbeitsprogramm sowie digital arbeitende, rückwärtsregelnde und vorwärtsregelnde Teile eingesetzt, um das Breitbandaudio in eine ausgewählte, digitale Formatumsetzung zu überführen. Ein solches System führt auch leicht unverzögerte Operationen der Hochpegelbegrenzung und gemittelten Tiefpegelerweiterung aus. In der Praxis wird näherungsweise ein zusätzlicher 4-Bit- Dynamikbereich von Systemen mit komplementärer Wiedergabe und wesentlich verbesserter Tontechnik von unbearbeiteten, kompatiblen Standard-Wiedergabesystemen erhalten. Dieses ist darauf zurückzuführen, dass der Tontechniker die Pegel ohne Überlastungsproblem erhöhen kann, wodurch er die Aufnahmesitzungen vereinfacht und Umgebungsinformationen mit sehr niedrigem Pegel eine Aktivität des wertniedrigsten Bit stets aufrecht erhalten werden, um Monotoniefehler zu verhindern. Beide Prozesse würden bei einem "perfekten" System unhörbar sein. Bei realen Digitalsystemen wird sich jedoch die Tontechnik verbessern, da die etwas höheren Pegel mit geringeren Verzerrungen durch die Digitalsysteme reproduziert werden. Sowohl die Funktion der unverzögerten Spitzenwertbegrenzung/Erweiterung als auch die auf einen Mittelwert bezogenen kompandierten/dekompandierten Funktionen so gesteuert, dass der Verarbeitungsgrad errechnet und automatisch nach Erfordernis für die beste Programmwiedergabe gesteuert werden kann. Diese Konfiguration ermöglicht eine sehr schnelle Korrektur, die über ein Steuersignal geringer Bandbreite variiert wird. Dieses Steuersignal kann in dem Fehlerkorrekturcode verdeckt werden, kann auf andere Audiokanäle innerhalb des Systems gegeben werden oder Zufallsrauschenverschlüsselt und nach Erfordernis in das wertniedrigste Bit oder Bits eingesetzt werden. In dieser Hinsicht überschreiten die Vorteile bei weitem jeden hinzugefügten Fehler, der sich unterhalb der praktischen Auflösungsgrenzen der meisten Anlagen befindet.
Grundsätzlich richtet sich einer der Aspekte des erfindungsgemäßen Systems auf verschiedene Verzerrungen und korrigiert diese, deren Auftreten bei A/D und D/A-Umsetzungen komplexer Signale bekannt sind. Einige dieser Fehler sind auf Hardware bezogen und mit genauerer Methodik korrigierbar. Andere Verzerrungen sind das Ergebnis der Bit-Tiefe und Abtastrate, die durch Industrienorm vorgegeben sind, und werden von dem System kreativ auf ein Minimum herabgesetzt, indem die Dynamikoptimierung zwischen den Leistungsaspekten variiert wird. Das Festlegen der besten Optimierungsform kann sehr kompliziert sein, da viele dieser Verzerrungen nicht mit den Signalen vom stationären Typ auftreten, die bei Verzerrungstests verwendet werden, und nach subjektiven Kriterien auf ein Minimum herabgesetzt werden müssen. Die meisten sind Transientenintermodulationsverzerrungen (TIM), von denen einige 50 bis 60 dB unterhalb des Programmmaterials unangenehm sind. Wie gezeigt wird, sind die Hardware-Mechanismen zur Erzeugung dieser Verzerrungen nicht lineares Schalten und Hysterese in Kondensatoren in den Abtast- und Haltekreisen Digital/Analog-Nebensprechen, Anstiegsgeschwindigkeit-Asymmetrie von einer großen Zahl von Teilen auf dem Signalweg und dem Nebensprechen zwischen Analog- und Digitalsignalen.
Der erfindungsgemäße Codierprozess nimmt an der kleinsten, hörbaren Folge zur Reproduktion als Standardeinrichtung von Programmsignaländerungen vor. Diese Änderungen verringern bestimmte Arten von Verzerrungen und erhöhen die Signalauflösung, womit eine verbesserte Wiedergabe gewährt wird, z. B. besseres Raumempfinden und geringere Sprödigkeit. Unter Anwendung des erfindungsgemäßen Decodierprozesses kann die Wiedergabeeinheit dazu gebracht werden, diese Signaländerungen zu verfolgen und umgekehrt zu kompensieren, wodurch eine weitgehend "exakte" Wiedergabe mit stark verringerter Verzerrung ermöglicht wird.
Um ein weiteres Verständnis der Probleme bei Digitalsystemen zu ermöglichen und wie sie durch die Praxis der vorliegenden Erfindung gelöst werden, werden nachfolgend schwierige Technologiebereiche und Verzerrungsmechanismen präsentiert, die sowohl bei idealen als auch praktischen Implementierungen auftreten:
1. Auflösungsgrenzen bei Kleinsignalen:
Verzerrungen in Digitalsystemen nehmen mit abnehmenden Signalpegeln zu, und die kleinsten Signale werden unterbrochen und neigen dazu, zu verschwinden. Ein gutes Analogsystem und ein 16-Bit-Digitalsystem können beide Signale mit einem 85 dB-Dynamikbereich bewältigen. Typische Analogsysteme haben selten hohe Verzerrungen bei Signalspitzenwerten, während Digitalsysteme ständig Verzerrungen bei niedrigen Pegeln haben. Die Erfahrung hat gezeigt, dass diese Verzerrungen hörbar sind und somit eine gewisse Form der Rauschausgleichsmodulation oftmals verwendet wird, um die Quantisierungsschritte zu glätten und das Einfügen von Informationen zu ermöglichen. Diese Methode erzeugt eine neue Verzerrung von Schwebungen zwischen dem Ausgleichsmodulationssignal, Abtastungen und Signalfrequenz-Differenzen. Nahezu unhörbare Tiefpegel mit subharmonischen Störungen.
5a, b, d: Abgetastetes , codiertes und decodiertes Tiefpegel-Niedertrequenzsignal.
5e1 bis 5e5: Oberhalb ausgleichsmoduliert mit Hochpass gefiltertem Zufallsrauschen. Erklärungen: siehe Tabelle I.
Eine einzigartige Lösung für das vorstehend beschriebene Problem wird durch das System der vorliegenden Erfindung erreicht.
In diesem Zusammenhang wird ein Minimum an Tiefpegelsignalaktivität zu allen Zeitpunkten unter Verwendung einer verstärkungserweiternden Vorrichtung oder ihres äquivalenten Digitalprozesses zur Erhöhung der Verstärkung des Systems lediglich dann erhalten, wenn der mittlere Pegel des Signals tief ist. Diese Mitführung der Tiefpegelverstärkung wird programmiert, um ein Minimum von LSB-Ausgleichsmodulations-ähnlicher Aktivität zu halten, die die Quantisierungseffekte oder andere monotone Diskontinuitäten mit kleinstwertigem Bit abzudecken. Das wiedergegebene Programm wird auf weniger kostspieligen Wiedergabegeräten, in denen die Erfindung nicht ausgeführt ist, besser klingen, die oftmals hohe Verzerrungen von dieser Art von Problemen aufweisen. Bei exaktem Decodieren liefert die Erfindung eine entgegengesetzte, verstärkungsstrukturierte, mittlere Pegelkompressionsvorrichtung oder einen äquivalenten Digitalprozess, der die volle Dynamik des ursprünglichen Signals wiederherstellt. Wenn dieser komplementäre Prozess an der Wiedergabeeinheit zur Anwendung gelangt, kommt es zu einer Tiefpegelverstärkungsreduktion, und das Quantisierungsrauschen wird verringert.
Die beste Ausführung des Prozesses erfolgt, wenn Verstärkungsregelungen auf einem breiten mittleren Audiospektrum beruht, da diese Einschränkung ein Verstärkungspumpen von den Rausch- und Bass-Grundschwingungen verhindert. Ein Mittelpegel-Detektor steuert eine variable Verstärkungsfunktion folgendermaßen: ein RMS-Detektor oder eine andere einen Mittelwert bildende Vorrichtung empfängt diese Signale. Der Verstärkungsgewinn wird aus dem bandbeschränkten Programm bestimmt und sein mittlerer Boost-Pegel, wie in den Synthesizern, durch Anstieg-, Halt- und Abfallparameter gesteuert. Um eine Überlastung durch plötzliche Signaländerungen zu vermeiden, wird das unmodifizierte Programm der vollen Bandbreite ausreichend lange verzögert, um zu ermöglichen, dass die für den Mittelwertbildungsprozess benötigten Zeitkonstanten auf unerwartete Ereignisse reagieren können. Das verzögerte Programm wird sodann entweder durch Hinzufügung des Signals selbst oder durch Vervielfachung verstärkungsteilgeregelt. Diese Methoden liefern den Vorteil der nicht decodierten Wiedergabe mit den geringsten, hörbaren Abbildungsfehlern bzw. Fehlern.
Eine decodierende Wiedergabeeinheit kann in der vorstehend beschriebenen Weise mit der Ausnahme betrieben werden, dass sie eine Verstärkungsverringerung in Reak tion auf ihre eigene Bestimmung des mittleren Signalpegels ausführt, indem ein Steuersignal verwendet wird, das von einer bandbreitenreduzierten Version des Eingangssignals erfasst wird, das über eine Anstieg-, Halte- und Abfallzeitkonstanten-Mittelwertbildung verfügt, um einen Verstärkungssteuerungsprozess auszuführen, der das verzögerte Programm durchläuft. Diese Vorgabe oder dieser nichtgesteuerte Mode kann ausreichend genau gemacht werden, da die Aufzeichnungseinheit die gleichen Systembausteine hat und die Reaktion der Wiedergabeeinheit auf ein Programmereignis testen kann und Korrekturen vorsehen kann, bevor das volle Bandsignal die variable Verstärkungseinrichtung erreicht.
Das System arbeitet ähnlich wie viele Systeme vom Typ der Kompression/Expansion. Zahlreiche interne Operationen, wie beispielsweise Filtern, Erkennung, Verstärkungsregelung, Integration für Zeitkonstanten, Zeitverzögerungen, Protokollumsetzungen und Kurvenerzeugung, lassen sich von funktionellen Modulen oder von bekannten Digitalverarbeitungsprogrammen funktionsfähig machen. Es lässt sich aus derartigen funktionellen Einheiten von Systembausteinen ein Analogsystem aufbauen. Jede Einheit ist vollständig gepuffert, verstärkungsstrukturiert und gerätetechnisch ausgeführt und erlaubt den mühelosen Aufbau zahlreicher, verschiedener Systemarten. Eine detailliertere Beschreibung wird nachfolgend als Bestandteil der Schaltkreisbeschreibung angegeben.
2. Katastrophale Überlast ((Übersteuerung)) bei Großsignalen:
Großsignale können ein Digitalsystem plötzlich überlasten und ein schwerwiegendes, musikfremdes Knacken und andere Signalverfälschungen erzeugen. Die meisten analogen Aufzeichnungseinheiten mit allmählicher Überlastung mit programmbezogenen Harmonischen sind toleranter und arbeiten daher dichter an ihrer Maximalleistung. Tontechniker, die eine digitale Anlage verwenden, werden typischerweise konservativere Pegel wählen und die resultierende geringere Auflösung und höherer Verzerrung riskieren.
6a–f: Digital/Analog-Übersteuerung auf einer Dreieckwelle
Eine einzigartige Lösung für dieses Problem wird ebenfalls durch das System der vorliegenden Erfindung geboten.
In diesem Zusammenhang wird ein Amplitudenbegrenzer verwendet, um die analoge Übersteuerung zu simulieren. Höhere Spitzenwertverzerrungen treten nicht häufig auf, doch kann der mittlere Programmpegel höher sein, und die mittlere prozentuale Verzerrung ist in der Regel niedriger. Eine exakte Programmproduktion wird durch eine Spitzen werterweiterung wieder hergestellt, die über eine ergänzende Transferfunktion zu der verfügt, die zum Begrenzen des Programms verwendet wird. Diese Spitzenwertbegrenzung kann auf das Signal entweder in der Analogdomäne angewendet werden, bevor es zu einem digitalen Signal umgesetzt wird, oder in der digitalen Domäne, wobei die ergänzende Erweiterung in ähnlicher Weise in beiden Domänen angewendet werden kann. Die bevorzugte Methode besteht darin, beide Operationen in der digitalen Domäne auszuführen, da die Erweiterung dann dazu gebracht werden kann, die Kompression exakt nachzuführen, und die Form der Begrenzerkurve kann auf kleinste Verzerrung auf der nicht decodierten Wiedergabe gesteuert werden. Damit das Schema in der digitalen Domäne effektiv arbeiten kann, muss man jedoch über Analog/Digital- und Digital/Analog-Umsetzer mit ausreichender Amplitudenauflösung verfügen, um den Dynamikbereich zu bewältigen.
Wenn die Begrenzungsoperation auf die Analogsignale am Codierereingang gegeben wird, lässt sie sich digital ergänzen, um ein lineares Signal mit mehr Datenbits zu ergeben. Dadurch wird wirksam ein A/D-Umsetzer mit höherer Auflösung geschaffen, der höhere Fehler bei Signalgrenzwerten hat, wo die Diodenkompression erfolgt, als für die Mehrheit seines Dynamikbereichs.
Systembaustein- oder funktionelle Modulkreise lassen sich miteinander verbinden, um die analogen Eingangs- und Ausgangsoperationen auszuführen. Spannungsgeregelte Verstärker, Vierquadranten-Vervielfacher, log-exponentielle Umsetzer und vervielfachende DAG-Systeme sind verfügbar. Die meisten dieser Vorrichtungen ermöglichen eine logischere und direktere Implementierung, jedoch gibt es bei ihnen auch Probleme der Temperaturnachführung, wobei die meisten von ihnen ein stärkeres Rauschen und Verzerrungen erzeugen, als bei der von uns angewendeten Methode.
In der Digitaldomäne können DSP-Programme aus Nachschlagtabellen, Rechen-Subroutinen und Prozesskombinationen arbeiten. Wie bei der Tiefpegel-Mittelwertbildung kann diese Operation Decoderverhalten testen, einen Festwert bestimmen und dann die Korrektur an einem verzögerten Datensignal vornehmen. Es treten bestimmte Arten des Transientenklingens auf, nachdem die Dezimation an sehr großen Signalen eine gewisse Rekonstruktionsverzerrung geschaffen hat. Diese Fehler sind ähnlich denen in anderen Systemen mit Dynamikbereichverstärkung. Sie scheinen ein anerkannter Kompromiss der Dynamikbereichverstärkung zu sein, und wir haben uns bis jetzt mit diesem Problem nicht befasst:
3. Grenzen von Tiefpass-Antialias-Filtern:
Geringe Abtastraten nach Industrienorm erzwingen einen sehr schmalen Übergangsbereich zwischen Durchlass- und Unterdrückungsverhalten von Antialias-Filtern. Dies erhöht sehr stark die Komplexität sowohl der analogen als auch der digitalen Filterimplementationen und verhindert, dass sämtliche Aspekte der Filterleistung in einem einzigen Aufbau optimal sind. Es resultiert ein Kompromiss. Die beste Auflösung für ein erweitertes Hochfrequenzverhalten Nyquist-Unterdrückung erfordert schwaches Übergangs- ((hierin auch bezeichnet als "Transienten..")) und Einschwingverhalten. Ein weniger aggressives Filtern ergibt eine geringe Hochfrequenzerweiterung bei verbessertem Einschwingverhalten oder ergibt verbesserte Hochfrequenzen und eine schlechte Alias-Unterdrückung. Tontechnische Filter sind von einem zum anderen verschieden und jedes arbeitet mit bestimmten Arten von Programmmaterial am besten. Die nachfolgend gezeigten Filter sind vom symmetrischen Festgruppen-Verzögerungstyp aus einer großen Zahl von Sektionen, die für eine gute Praxis des finiten Impulsdesigns repräsentativ sind.
7b Tief-Alias-Filter: erweitertes maximal flaches ((lineares)) Hochfrequenzverhalten, maximaler Alias-Unterdrückung, steiler Anstiegsbereich.
Elektrisch: sich rasch ändernde Hochfrequenzen mit asymmetrischen Seitenbändern, die Effekte der Amplitudenrestwelligkeit erzeugen. Lange Einschwenkzeit bei Übergängen.
Tontechnisch: innerer Detailton ist einem Kompromiss unterworfen, um Tief-Alias-Verzerrung bei hohen Signalpegeln zu erhalten.
7c Kompromiss-Filter: reduziertes Hochfrequenzabsprechen, größerer Übergangsbereich, angemessene Nyquist-Unterdrückung.
Elektrisch: langsameres Übergangsverhalten bei schnellerem Einschwingen, weniger flaches ((lineares)) Frequenzverhalten.
Tontechnisch: matte, weiche Dynamik, mäßiges Innendetail, mäßig saubere Hochfrequenzen – am besten bei einfachen Tiefpegelsignalen.
7d hochauflösender Filter; gute Übergänge, jedoch mit hohen Frequenzen versehen und schwacher Alias-Unterdrückung.
Elektrisch: Hochfrequenzverhalten hat eine Einsenkung und dann einen Spitzenwert, die steile Übergänge erzeugen und schnelle Einschwingzeiten. Komplementäres De codieren liefert sehr schnelle Übergangsgeschwindigkeiten zu den weniger häufigen Übergangskanten.
Tontechnisch: am besten für komplexe Signale, wenn Alias-Verzerrung keine Probleme hervorruft. Schwacher Zimbalton.
Nahezu ideale Digital- oder Analog-Implementierung der vorgenannten Filter ist theoretisch möglich. Beide sind durch ähnliche Gleichungen gekennzeichnet. Keiner der genannten arbeitet in allen Situationen am besten; jeder hat seinen Kompromiss.
Das vorstehend beschriebene Problem wird desgleichen durch das System der vorliegenden Erfindung gelöst.
Programmdaten beobachten und dynamisch auf der Grundlage des Programmgehaltes einen besten automatisch codierenden Filter auszuwählen. Zu der Wiedergabeeinheit codierte Steuersignale geben, die diese Filterwahl anzeigen. Dadurch wird es für die Wiedergabeeinheit möglich, ihr eigenes komplementäres oder ergänzendes Ansprechen für die codierende Filtercharakteristik auszulösen.
Filterkorrekturen erfordern ein Betriebssystem, das Codierungsfilter, Decodierungsfilter, Auswahllogik, Mittel zum Schalten von einem Filter zum anderen, Zeitverzögerungen und Mittel zum Codieren von Steuersignalen für die Wiedergabeeinheit umfasst. Jedes dieser Mittel kann in der analogen oder digitalen Domäne ausgeführt werden und ist in der einen verhältnismäßig schwierig, während es in der anderen sehr oft leicht arbeitet. Es folgt eine kurze Beschreibung jedes Subsystems:
Digitalfilter:
Komplexe Filter werden am besten durch spezialisierte DSP-Chips erzeugt. Ein typischer DSP-Chip wird mit 24-Bit-Vervielfachern und 56-Bit Akkumulatoren in einer funktionellen Konfiguration erzeugt, die für die Ausführung der Vervielfachungs- und Additionsoperationen sehr wirksam ist, die bei Filteralgorithmen benötigt werden. DSP-Chips können verwendet werden, um symmetrische, nichtrekursive Filter ((FIR-Filter)), Faltungsnetzwerke, Spektralanalysatoren, usw. auszuführen. In den meisten Fällen wird eine Filtergleichung unter Verwendung eines Computers zur Simulierung ihres Verhaltens verwendet und die resultierenden Koeffizienten werden dann in ein Programm zum Einfügen in den Speicher des DSP-Chips eingesetzt. PROM-Chips sind mit diesen Zahlen programmiert und mit dem DSP verbunden, oder es kann bei Volumenproduktion ein äquivalent maskenprogrammierter ROM verwendet werden, der in dem DSP-Chip sogar resident sein kann. Damit lassen sich verschiedene Filterverhalten dadurch erzielen, dass unterschiedliche Programmkoeffizienten oder verschiedene Programme verändert werden, die jeweils ein einzelnes Filterprogramm betreiben.
Dieses Vorgehen gilt für die Dezimation, bei der überabgetastete Daten zu einer "alias-freien" niedrigeren Abtastrate reduziert werden, und das während des Codierens oder zur Interpolation eingesetzt wird, bei der ein überabgetastetes Signal erzeugt wird und während des Decodierprozesses verwendet werden kann. Beide umfassen die Verwendung von Tiefpassfiltern und beide beruhen auf Vervielfachung oder Überabtastungen einer Grundabtastrate oder Abtastrate nach Industrienorm.
Die Dezimation nimmt eine abgestufte "Kurve" von mehrfachen Abtastungen für die jeweils benötigte und findet die beste Zahl für jede Abtastung bei der angestrebten Rate und verwirft den Rest. Folgen von Sinuswellenformen innerhalb jeder finalen Abtastperiode reproduzieren nicht und schaffen lediglich Verzerrung aufgrund der Nyquist-Grenze; eine Tiefpassfilter-Operation muss die Alias-Frequenzen derartiger Ereignisse entfernen, die Audiofolgen eliminieren. In einem der Systeme verwenden wir einen 16-Bit-Umsetzer, der bei einer 8-fachen Überabtastrate arbeitet, und in einem anderen System einen 18-Bit-Umsetzer, der bei der 4-fachen Überabtastrate arbeitet. Theoretisch erhalten wir 2 bis 3 Bits vom subtraktiven Modulationsausgleichssignal mit Übertastung und erhalten zwei weitere von der Begrenzung. Während jeder einzelnen Abtastung werden Hunderte von DSP-Operationen auf diesen Bits bearbeitet und akkumuliert, um eine codierte, Tiefpassgefilterte Zahl einer Länge von 20 bis 22 Bits verwendbare Information aufweisen.
Die Interpolation nimmt jede Probe und erzeugt eine abgestufte "Kurve" von vielen errechneten Zwischenwerten oder Überabtastungen. Hier besteht die Absicht darin, eine Wellenform ähnlich dem ursprünglichen Signal zu rekonstruieren. Wie zuvor werden Hunderte von DSP-Operationen benötigt und wiederum vollständig bearbeitete Punkte zwischen den Abtastungen sowie jede berechnete Signalwiederherstellung als addierte Bits auf den DAC gegeben. Mit dem System der vorliegenden Erfindung erhalten wir dann 24 Bit einer 8-fachen Überabtastungsrate. Von diesen 24 Bit erhalten näherungsweise 20 Bit verwendbare Informationen, und es werden gerade Digital/Analog-Umsetzer mit dieser Auflösung kommerziell verfügbar.
Aufgrund der Begrenzungen der DAC-Leistung kann es erforderlich werden, die hinzugefügten Bits von der Begrenzungswiederherstellung und Tiefpegel-Mittelwertbildunσ während oder nach der Digital/Analog-Umsetzung zu bearbeiten. In einer der Versionen des Systems wird ein 18 Bit 8-fache Übertastung-DAC und Rauschformung verwendet, um eine theoretische 2 bis 3 Bit-Auflösungsverbesserung an der abgestuften Kurveninterpolation zu erhalten.
Filterauswähl-Logik:
Die Wahl der besten Filter erfolgt, wenn Programmbedingungen ein Kompromissproblem ergeben. Am besten sind stark hohe Frequenzen, überisolierte schnelle Übergänge und anhaltende Tiefpegel, die mit spezialisierten Filtern codiert werden. Glücklicherweise lässt sich jede Bedingung leicht identifizieren, und jede tritt am wahrscheinlichsten von sich selbst aus auf. Bedingungen, wie beispielsweise "laut" oder "weich", stufenlos oder unterbrochen und starke Höhen sind repräsentativ für solche, die sich identifizieren lassen und Probleme hervorrufen. Programmmaterialien sind nicht vorhersagbar und Solostimme/Instrumente, Synthesizer, Schlagzeug usw. können sich rasche ändernde Anforderungen stellen. Leider arbeiten Filterlängen, verstärkte Übergänge, Filtermischungen und das Identifizieren von Programmbedingungen mit Zeitbeschränkungen. Daher müssen Filteränderungen beschränkt werden, wenn Programmbedingungen Programmselektionen erfordern, die sich zu rasch ändern.
Der beste Kompromiss in Bezug auf Zeit wird durch speicherverstärkte, variable Schwellenwertlogik erreicht. Normalerweise wird ein "Filteraufruf" in Reaktion auf eine Kompromisssituation initiiert. Der Aufruf repräsentiert die Intensität der Forderung nach einem speziellen Filter, hervorgerufen durch die Kompromisssituation, integriert über ein gewichtetes Zeitfenster. Wenn sich das Programm nicht stark ändert und der Aufruf nicht dauerhaft ist und sich nicht wiederholt, bleibt das vorangegangene beste Filter erhalten. Jeder nachfolgende Aufruf, seine Zeitdauer und Intensität erhöht die Ansprechempfindlichkeit, diesen Filter einzusetzen. Wenn diese Wahl erfolgt, wird die Ansprechempfindlichkeit zum Einsatz irgendeines anderen Filters über eine vorbestimmte Zeitdauer reduziert, und der Prozess kann jetzt ähnlich wie vorstehend für ein neues Filter wiederholt werden. Diese Auswahlmethode verhindert ein gefährliches Hin- und Herschalten des Filters und erlaubt noch rasche Filteränderungen, wenn eine Situation eines starken Filterkompromisses auftritt.
Obgleich diese Operation für eine digitale Implementierung geeignet ist, ist ein hybrider, analoger und digitaler Schaltkreis weniger kompliziert und hat ein leichtes Experi mentieren mit Programmen ermöglicht. Den größten Teil der adaptiven, entscheidungsfindenden Elemente machen Dioden, Widerstände, Kondensatoren, Komparatoren und Stromversorgungen aus. Anforderungen ((Aufrufe)) sind durch Spannungen, die Widerstände gehen, die integrierende Kondensatoren laden. Die Aufrufdringlichkeit wird zu einer höheren Spannung für eine länger Zeitdauer umgesetzt, wodurch die Kondensatorladungsrate und -menge erhöht werden. Die Häufigkeit von Aufforderungen ist die Zahl, wieviel Mal diese Ladungen stattfinden. Eine Filterauswahlschwelle wird initiiert, wenn die Kondensatorspannung einen Spannungskomparator triggert. Um eine indefinite Empfindlichkeitserhöhung zu vermeiden, wird ein Zeitschlitz für die Entscheidungsfindung durch eine negativ laufende Stromquelle erzeugt, die eventuell den Kondensator in den Ruhezustand entlädt.
Wie vorstehend ist jedes Filter von einem Komparator belegt. Wenn jedoch eine Auslösung und eine Filteränderung auftreten, werden alle integrierende Kondensatoren für die andere Filterwahlen entladen und für eine vorbestimmte Einricht- und Laufzeit inaktiv gehalten. Soweit dies beendet ist, wird der Prozess zurückgestellt und startet erneut ohne vorherigen Speicher.
Die Programmbedingungen werden von Analogschaltkreisen als Systembaustein interpretiert. Hochpassfilter und Spitzendetektoren sortieren Aliase aus, die obere Hochpegelfrequenzen hervorrufen. Spitzenwert- und Mittelwertpegel-Detektoren werden verglichen und die Differenz zur Identifizierung der Transienten integriert. Zur Verringerung des Einflusses von Programmpegelschwankungen werden spannungsgeregelte, von RMS-Detektoren versorgte Verstärker verwendet, um die Spitzenwert-Mittelwert-Operation zu skalieren. Jede dieser Schaltkreisgruppen erzeugt dann eine positiv laufende, gemittelte Ausgangsspannung, deren Amplitude und Zeitdauer zu dem Grad des Filterkompromisses in Beziehung gesetzt wird oder zu der Notwendigkeit einer Wahl eines speziellen Filtertyps. Starke Frequenzen, schnelle Spitzenwerte bei verschiedenen Programmpegeln und eine hohe mittlere Gesamtintensität werden zu ähnlichen Filteranforderungsspannungen umgesetzt, die jeweils proportional zur Größenordnung und zum wiederholten Auftreten des Programmereignisses sind.
Filterumschalten und Filtermischen:
Filter verfügen über unterschiedliche Längen, unverzögerte Phasenverschiebung, Zeitverzögerungen, Ansprechverhalten usw.. Ein einfaches, brutales Umschalten von ei nem Filter zu einem anderen würde eine Reihe von schwerwiegenden Störungen und anderen gut hörbaren Störgrößen schaffen. Eine gewisse Form von Zeitabgleichung, Fading und Mischen oder parametrische Änderung innerhalb des Filters von einem Typ zum anderen sind erforderlich. Alle diese Methoden wurden sowohl bei analoger als auch bei digitaler Filteränderung vorgenommen. Die ersten Glühlampen-Photozellen und Fader-Schalter vom VCA-Typ sind übliche Analogmethoden. Viele Digitalsynthesizer verwenden misch- und parametrische Filteränderungen in verschiedenen Kombinationen, um nicht hörbare Übergänge zu erzeugen. Gute Beispiele sind die Fairlight- und Synclavier-Maschinen, die über wohldurchdachte Nachlauffilter verfügen, die nach diesen Prinzipien arbeiten.
Eine einfache Implementierung wäre die Verwendung von LED-Photozellen und eine Zeitverzögerungskorrektur an Schaltfiltern. Bei fortgeschritteneren Versionen werden die Filter unter Verwendung von DSP-Programmen implementiert, wobei die DSP-Programme zur Ausführung der ändernden Funktionen von Mix, Mischung und Koeffizient verwendet werden.
4. Frequenzgangbegrenzungen durch Abtastraten nach Industrienorm:
Der Frequenzgang von Digitalsystemen ist grundsätzlich auf die Hälfte der Abtastfrequenz entsprechend dem Nyquist-Theorem begrenzt. Bei einem gegenwärtigen digitalen Aufzeichnungsmedium, einer Compact Disc, bedeutet dies, dass man nicht alles oberhalb von 22 kHz aufzeichnen kann. Diese Begrenzung wurde auf der Grundlage der Annahme gewählt, dass das menschliche Ohr Töne oberhalb von etwa 20 kHz nicht hören kann. Neuere Forschung hat jedoch gezeigt, dass Menschen in Tönen mit Frequenzen, die sehr viel höher sind als die zur Bestimmung der Richtung, aus der der Ton gekommen ist, Transienteninformationen benutzen, und dass das Eliminieren derartiger sehr hoher Frequenzbestandteile die Fähigkeit einer Person beeinträchtigt, die Quelle des Tons zu lokalisieren. Das innere Ohr verfügt tatsächlich über Nervenrezeptoren für Frequenzen bis zu etwa 80 kHz. Wenn daher das "Brick-Wall"-Tiefpassfilter, das ein erforderlicher Bestandteil aller digitaler Aufzeichnungen ist, Frequenzen oberhalb von etwa 20 kHz in Transienten entfernt, reduziert es den Wert des Realismus in dem Tonbild.
Nach der vorliegenden Erfindung wird die Wellenform von kritischen Transienten an der Wiedergabeeinheit rekonstruiert auf der Grundlage der von der im Verlaufe der Zeit vom Codieren gesendeten Informationen. Die stationäre Bandbreite des Digitalkanals ist durch die Industrienorm vorgegeben, doch können die gelegentlichen Übergangsereignissen zusätzliche Informationen auf der Form der Welle in der Zeit verteilten und zur Verwendung durch den Decoder mitgesendet werden. Es gibt eine Reihe unterschiedlicher Methoden, die angewendet werden können, um dies zu erreichen, die alle Gebrauch von einem Steuersignal oder einem "Seitenkanal" der Information machen, die zusammen mit dem Hauptsignal entsprechend einer nachfolgenden detaillierteren Beschreibung gesendet werden. Bei ihnen handelt es sich insgesamt um nicht lineare Prozesse und sollten daher mit Zurückhaltung eingesetzt werden.
Die Methoden der eingesetzten Transientenrekonstruktion lassen sich in drei Kategorien unterteilen:

a. Wellenformsynthese
b. zwischenzeitliche Abtastungserzeugung
c. Anstiegsgeschwindigkeitskompression

Alle diese Methoden beruhen darauf, dass mit einer genauen Wellenform der Transiente begonnen wird, die aus dem überabgetasteten Originalsignal resultiert, dessen höhere Frequenzinformation intakt ist.
In der Methode der Wellenformsynthese wird eine zu rekonstruierende Transiente am Codierer identifiziert und seine Wellenform einer der Zahl einer der vorbestimmten "Standard"-Transientenformen angepasst, die sowohl dem Codierer als auch dem Decodierer bekannt sind. Ein Befehlscode, der die Form identifiziert, wird über den Steuerkanal zum Decodierer geschickt, der die Form wiederherstellt, entweder dadurch, dass sie aus einer Nachschlagtabelle abgelesen oder algorithmisch erzeugt wird, und skaliert sie zu der Amplitude des bandbegrenzten Übergangs, der in dem Hauptsignal ankommt. Der Decodierer verwendet dann die synthetisch dargestellte Wellenform zum korrigieren der Form der Transiente und approximiert das Originalsignal. Die Korrektur kann in Form einer Differenz zwischen der bandbegrenzten Transiente und des Originals vorliegen, die dem bandbegrenzten Signal am Decodierer hinzugefügt wird. Es liegt klar auf der Hand, dass lediglich eine begrenzte Zahl verschiedener Korrekturen verwendet werden kann, da eine in einer angemessenen Zeit am Codierer ausgewählt werden muss, sie alle an beiden Enden erinnert werden müssen, Sendeberechtigungen müssen der jeweiligen festgelegten Auswahl zugeordnet werden, und es wird Zeit benötigt, um die Korrektur am Decodierer synthetisch darzustellen und zu skalieren. Nichtsdestoweniger ist es möglich, eine merkliche Erhöhung der verfügbaren Bandbreite mit lediglich wenigen Wellenformen zu erreichen. Diese Methode hat keinen Kompromiss in Bezug auf die Form des bandbegrenzten Signals mit der Ausnahme der Anwesenheit des Steuerbefehls und ist daher bei nicht decodierter Wiedergabe nicht hörbar.
Die Methode der zwischenzeitlichen Abtastungserzeugung ist der vorstehend beschriebenen sehr ähnlich mit der Ausnahme, dass anstelle des Sendens eines Sendeberichts, das eine erinnerte Korrektur repräsentiert, der Codierer die tatsächliche Wellenformkorrektur über den Steuerkanal sendet und über die Zeit verteilt, um die niedrige Bandbreite des Seitenkanals unterzubringen. In ihrer einfachsten Form kann diese Korrektur der Wert einer einzelnen "zwischenzeitlichen" Abtastungsstelle sein, die zwischen den normalen Abtastungen des bandbegrenzten Signals fällt. Der Decodierer kann diese Stelle zur Korrektur seiner Interpolation des Signals verwenden, wenn es ein überabgetastetes Signal vor der Zurücksetzung in die analoge Form erzeugt. Wie vorstehend ausgeführt, besteht der einzige Einfluss auf eine nicht decodierte Wiedergabe in der Anwesenheit des Steuerkanals.
Die Methode der Anstiegsgeschwindigkeitskompression ist von den vorstehend beschriebenen zwei Methoden insofern verschieden, dass die zusätzliche Information, die zur Konstruktion der Transienten benötigt wird, über die Zeit verteilt und an das Hauptsignal gesendet wird. Der Steuerkanal wird einfach verwendet, um den Prozess zu aktivieren. Diese Methode ist vom Prinzip her ähnlich einer Methode, die zur Verstärkung der effektiven Bandbreite eines Videomonitors während Transienten durch Verlangsamung der Abtastrate während der Transienten angewendet wird und wieder beschleunigt wird, um die Verlustzeit aufzuholen. Wenn die Anstiegsgeschwindigkeit oder Geschwindigkeit der Änderung der Wellenform einen Schwellwert überschreiten, werden sie auf einen Wert begrenzt, der genau in dem bandbegrenzten Signal dargestellt werden kann. Der Grad, bis zu dem die Geschwindigkeit verlangsamt werden kann, wird so zu dem ursprünglichen Übergang (Transient) skaliert, dass der Decoder die ursprüngliche Anstiegsgeschwindigkeit von der langsamen, die er in dem aufgezeichneten Signal feststellen kann, wahrnehmen kann und wieder beschleunigt. Da die Transiente über die Zeit verteilt wird, muss die Zeit anderswo wieder gutgemacht werden, normalerweise danach. Für eine einwandfreie Funktion muss die Transiente so abgetrennt werden, dass die ihr in der Zeit nahen Informationen nicht verloren gehen. Diese Methode hat definitiv tontechnische Konsequenzen für eine nicht decodierte Wiedergabe, wobei jedoch Analogtests zeigen, dass ein überraschender Betrag der Anstiegsbegrenzung ausgeführt werden kann, ohne nachteilig zu sein.
Dynamisch gesteuertes System:
Alle vorgenannten Verbesserungen sind am wirksamsten, wenn der reproduzierende Decoder zu komplementären Bedingungen des aufgezeichneten Programms übergeht. Der Aufzeichnungscodierungsprozess kann einen im Rauschen verdeckten, verborgenen Code erzeugen, als eine der Methoden zum Steuern dieser Aktivitäten. Zufallsmodulation von verbotenen Zahlen in einem Fehlerkorrekturcode oder Anwendercode ist ein anderer Weg, auf dem die Steuercode in die Programmdaten einbezogen werden können. Dieses kann nach Erfordernis kontinuierlich oder auf Initiierung erfolgen. Wenn der Code im Programm verborgen ist, werden die Digitalkopien von einem Format zu einem anderen den Code bewahren, während Analogkopien dieses nicht tun. Diese Merkmale können nicht autorisierte Kopien identifizieren sowie Produktionsprozessinformation befördern, die bei Arbeit mit bewegten Bildern verwendet werden könnte, usw..
Algorithmen und Nachschlagtabellen in dem Decoder liefern Krümmungsformen, Zeitkonstanten, Pegelgrenzwerte, Multiplikatoren, Filterkoeffizienten und andere nützliche Daten, die auch der Codierer "kennt". Ohne ständige Steuerinformation kann das System auf Voreinstellung laufen, wo der Recorder/Codieren so eingestellt ist, dass das Ansprechen der Wiedergabeeinheit vorher bekannt ist. Dieses erfolgt entweder durch ein Feedback von einem internen Test der besten Codierung oder durch eine Aufschaltung eines zuvor ausgearbeiteten Ansprechens. Die meiste Steueraktivität wird für den Zugriff und die Änderung einer speziellen komplementären Wiedergabefunktion oder -korrektur benötigt. Damit ist die Verbesserung größer als der Informationsbandbreitenverlust, der für die Ausführung der Verbesserung notwendig ist.
5. Digital/Analog- und Analog/Digital-Nebensprechen:
die kleinsten Analogsignale im 100-Mikrovoltbereich und darunter werden leicht verunreinigt oder gestört durch digitale Datenströme mit millionenfach größerer Energie. Eine schnellere Verarbeitung erhöht die Energie pro Bit sowie die Zahl der Störungen pro Sekunde. Die gleiche Situation tritt bei einer größeren Zahl von Bits auf. Verbindungen, Kabel und Gehäuse nehmen diese Energie auf, speichern sie und erzeugen verzögerte zusammengesetzte Wechselwirkungen. Höhere Geschwindigkeiten erfordern kleinere Pro grammpakete, die ein derartiges Nebensprechen verstärken, sofern nicht Zuleitungen und andere Bauteile ebenfalls kleiner ausgeführt werden.
5b Analogwellenformänderungen, die bei digitaler Wechselwirkung Auftreten.
5c Abtast- und Codierfehler von sich schnell verändernden Wellen-Formen.
5d Abtast- und Codierfehler von Tiefpegelwellenformen.
Zur Lösung der vorgenannten Probleme wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein stilles Umsetzungssystem verwendet.
Normalerweise arbeitet ein Digitalsystem mit einem anhaltenden Zeittakt, der die internen Operationen taktet. Jede Sekunde liegen Millionen von getakteten Ereignissen an. Der Systemzustand kann sich somit ändern oder es kann in jedem beliebigen Moment eine Zustandsänderung existieren, speziell für die kritische Abtastzeit, wenn hohe Genauigkeit am ehesten benötigt wird. Es können Abtastzeitschwankungen und Digital/Analog-Nebensprechen resultieren.
Das System der vorliegenden Erfindung hält alle Operationen mit Ausnahme des Abtasttaktes lange genug vor der Abtastung an, um zu ermöglichen, dass sich die an Kabeln und anderen energiespeichernden Teilen gespeicherte Energie verteilt. Ein Impuls initiiert das Abtasten, das dann während der elektrischen Stille erfolgt. Sobald die Signalmitnahme beendet ist, werden andere Prozesse wieder aufgenommen.
Es wurde eine Reihe von Vorgehensweisen bekannter Ausführung entwickelt, um die vorgenannten Verzerrungen zu reduzieren, die folgendermaßen beschrieben werden:

1. Gruppenverzögerung von Tiefpassfiltern, die durch ein Allpassverschiebenetzwerk erreicht wird.
2. Quantisierungsrauschreduktion aus der Verwendung von 1 oder 2 Wertniedrigsten Bits halten das Ultraschallzittern "am Leben".
3. Reduziertes Granularitätsrauschen aus der Anwendung von symmetrischen oder Gegentaktschaltungen, die eine hohe Gleichtaktunterdrückung von Rauschspitzen und Digital/Analog-Nebensprechen erreichen. Weitere Reduktionen werden mit optischer Isolation von Logik- und Umsetzersystemen sowie isolierten Stromversorgungen mit hoher Impedanz ausgeführt.
4. Anstiegsinduzierte Fehler, die durch superschnelle symmetrische Analogschaltkreise reduziert werden.

Diese Verbesserungen unterstützen das Reduzieren grober, gassenbesetzter Tontechnik und können in guten Aufzeichnungen das Raumgefühl erweitern. Allerdings gehen innere Details und korrekte Raumperspektive noch immer selbst bei derartigen Vorgehensweisen bekannter Ausführung verloren.
Unter spezieller Bezugnahme auf 8 der Zeichnungen wird dort ein Verarbeitungssystem entsprechend der vorliegenden Erfindung gezeigt. Das System modifiziert Signale zum Erzielen einer 18-Bit-Leistung aus einem 16 Bit-Standardumsetzersystem. Wie bereits erwähnt, wird der mittlere Pegel sehr kleiner Signale erweitert, während die gelegentlichen unverzögerten Spitzenwerte sehr großer Signale weich begrenzt werden. Wenn beide Operationen behutsam ausgeführt werden und digital codiert sind, und danach in Standardausführung ohne Decodieren wiedergegeben werden, wird der Klang verbessert. Es treten Umgebung und Artikulation ähnlicher dem ursprünglichen Programm auf, obgleich der Prozess ohne den Eingriff von a/d- und Digital/Analog-Umsetzung hörbar wäre. Nach der Zeit wird dieser erweiterte Grenzprozess klar hörbar auf Standardgeräten, und der Dynamikbereich bei vollständig decodierter Wiedergabe nach der vorliegenden Erfindung wurde um fast 20 dB vergrößert. Die mittlere Auflösung ist im Wesentlichen besser als die 18 Bit.
Jedes numerierte Subsystemelement in 8 ist eine wichtige, eigenständige Operation, die typischerweise von einer unabhängigen Schaltkreiskarte oder einem Schaltkreismodul ausgeführt wird. Die entsprechenden schematischen Schaltkreise für die Implementierung des Systems von 8, bei denen davon ausgegangen wird, dass sie innerhalb des allgemeinen Verständnisses eines Durchschnittsfachmannes auf diesem Gebiet liegen, wurden der Einfachheit halber in Anhängen A und C in die US-Prioritätsbelege einbezogen, nämlich der beurkundeten Kopie der US-Anmeldungen 707 073 vom 29. Mai 1991, auf die hiermit Bezug genommen wird. Diese Schaltkreise sind entsprechend ihren jeweiligen Blockfunktionen in 8 numeriert.
Das Kleinsignalmittelwert-Erweiterungssubsystem 61 arbeitet in der folgenden Weise. Das ankommende Audiosignal wird auf 50 kHz ...500 kHz in seiner Bandbreite eingeschränkt, und dadurch DC-Pegelverschiebungen, Überschall- und Hochfrequenzkomponenten C1, L2, R1, C2 und R2, und die Pufferfolgekomponenten J211 und J271 in Anhang A des US-Prioritätsbelegs führen diese Isolation der Innen- und Außenwelt aus. Zwei aktive Signalwege sind vorgesehen, von denen einer durch einen spannungsgeregelten Verstärker (VCA und IC1) geht, während der andere von einem Puffer kommt. Beide Signale befinden sich in Phase, wobei jedoch ein Steuersignal-markierter "Kompensationseingang" den JCA-Ausgang auf –40 dB ausreichend oberhalb des gepufterten Ausganges setzen kann.
Da VCA-Bauelemente gut bekannte Verzerrungserzeuger sind, erlaubt dieser Aufbau, dass das saubere, gepufferte Signal ohne Verunreinigung passieren kann, wenn der VCA an seiner –40 dB-Verstärkung gesperrt ist. Lediglich während sehr kleiner Signalbedingungen, wenn die Verzerrungen weniger schwerwiegend sind, wird die VCA-Verstärkung groß gemacht und erlaubt sein eigentliches Ausgangssignal zu dem gepufferten Signal zu addieren. Es resultiert ein höherer Gesamtausgang. Es werden noch andere Schaltkreis-Bauelemente benötigt, um die Servicefunktionen auszuführen, die zur Vermeidung eines Quersprechens zwischen Steuersignal und VCA-Ausgang und zur Einstellung der kleinsten Verzerrungen erforderlich sind.
Das Phasenschieberschaltung-Subsystem 62 korrigiert die Probleme der Analogfilter-Gruppenverzögerung und arbeitet folgendermaßen. Die gepufferten und VCA-Signale werden in Phase an einem Dämpfungsglied R1 R2 R3 in Anhang A des US-Prioritätsbelegs summiert oder kombiniert. Bei mittleren Programmsignalen im Bereich von 0,05 .. 0,5 Volt (0 ... –20 dB-Bereich) wird der VCA-Gewinn bei –40 dB eingestellt, wodurch dessen Ausgang und Verzerrungen in Bezug auf das genaue Puffersignal inkonsequent werden. Der VCA-Gewinn nimmt erheblich bei Kleinsignalen im Bereich von 0,005 Volt und darunter (–40 ... –80 dB-Bereich) zu, wo die Monotonie- und diskreten schrittweisen Quantisierungsfehler vom AD/DA-Prozess zunehmend groß werden. Dieser addierte VCA-Ausgang bewahrt einen "angeregten" Status oder eine kleinste Bitzahl-Änderungsrate am A/D-Umsetzer. Hier werden das Signal und sein Hintergrundrauschen "Dither-ähnlich", und es wird ein Minimum eines brauchbaren Betrages von diesem durch den VCA mit regelbarer Verstärkung unabhängig von den Signalbedingungen erhalten. Ein gelegentliches Rausch-Dither wird den Digitalsystemen hinzugefügt, wobei in der Praxis dieses Rauschen "quasi-hörbar" ist. Das aktiv-dynamische Dither ((Ausgleichsmodulationssignal)) verfügt über ähnliche Eigenschaften mit der Ausnahme, dass bei Erfordernis die ursprüngliche Programmdynamik mit einem geregelten Wiedergabe-VCA-System wieder hergestellt werden kann.
Sodann werden Analogfilter-Kompromisse durch sämtliche Pass-Phasenverschiebungskorrekturkreise korrigiert, die in den Signalweg eingesetzte sind. Diese mit A, B gekennzeichneten Stufen werden zweimal wiederholt. Jede Sektion von J557, J211 und J271 ist zur Erzeugung eines Einheitsverstärkungspuffer-Inverters geschaltet, der in Phase befindliche Signale bei R5 und um 180° ein phasenversetztes Signal bei R4 abgibt. Beide Signale werden über Ra und Ca vereint und erzeugen ein Allpasssystem mit linearem Frequenzgang, der bei niedrigen Frequenzen nahezu 0° und bei hohen Frequenzen 180° Phase hat. Die vier kombinierten Sektionen haben noch immer einen flachen Frequenzgang ((linearen Frequenzgang)), zeigen aber eine abrupte Phasenverschiebung um 720° im Bereich von 5 kHz ... 30 kHz. Dieses entspricht einer 400 Mikrosekunden-Gruppenverzögerungsänderung, die eine plötzliche Gruppenverzögerungsverschiebung löscht, die bei vielen elliptischen Analog-Tiefpassfiltern auftritt. Ohne Kompensation würde starkes Transientenklingen den nachgeschalteten Spitzenpegelbegrenzer mit Welligkeit modulieren und das Auftreten einer übermäßigen Verstärkungsmodulation an der Wiedergabeeinheit hervorrufen, wenn die Signalspitzenwerte wieder hergestellt oder erweitert werden. Das mit der Gruppenverzögerung korrigierte Filter verfügt über ein sehr geringes Klingen und erlaubt sehr viel besser vorhersagbare Operationen der Spitzenwertbegrenzung und Erweiterung.
Das Tiefpassfilter-Subsystem 63 (701-Filter) arbeitet in der folgenden Weise. Hierbei handelt es sich um einen wesentlichen und sehr schwierigen Teil sämtlicher A/D-Umsetzersysteme. Es sperrt oder unterdrückt Frequenzen in der Nähe oder oberhalb der Nyquist-Grenze oder ½-Abtastrate. Bei Idealsystemen muss seine Sperrwirkung besser sein als die kleinste Bit-Auflösung, während seine Durchlasswirkung frei von Welligkeit sein muss, und in geeigneter Phasenausrichtung im Bereich 15 Hz ... 20 kHz. Bei 44,1 kHz-Abtastung und 16 Bit-Codierung für Compact Disc-Formate muss das Filter mindestens um 85 dB zwischen der 20 kHz-Audiogrenze und der 22 kHz-Nyquist-Grenze abfallen. Die Mathematik der traditionellen Analogfilter-Bemessungen erfordert in Bezug auf die Zahl der Teile und ihres Signalabbaus und Alias-Gruppenverzögerung und Welligkeitskompromisse Kompromissentscheidungen. Bei dem System von 8 wurde ein Kompromiss für mehrere Teile zur besseren Transienten- und Gruppenverzögerung eingegan gen, um eine bessere Grenzwert-Erweiterungsoperation zu ermöglichen. Beispielsweise lässt sich ein verzögerter Hochfrequenzteil einer Rückwärtszeitablenkung, die zuerst erfolgt, zu Niederfrequenzteilen der später erfolgenden Zeitablenkung addieren oder von dieser subtrahieren. So kann sich der momentane Frequenzgang bei sich schnell ändernden Signalen verändern. Wellige Schwebungen in der gesamten Envelope und dem "Impulsschwanz" treten auf, wenn eine derartige Zeitablenkung zur höchsten Frequenz wiederholt wird. Eine verkürzte Envelope kann auch auftreten, wenn verzögerte Hochfrequenzen eines nichtkompensierten Filters innerhalb einer Zeitablenkungsenvelope vorliegen. In diesem Zusammenhang breiten sich die verzögerten Hochfrequenzen weiter aus und vereinigen sich im Inneren mit anderen Signalen innerhalb des Filters, nachdem die Zeitablenkungsenvelope beendet ist und der nächste Takt beginnt.
Das Hochpegel-Spitzenwertbegrenzersubsystem 64 (Begrenzer, Erweiterer, Dither-Generator) arbeitet folgendermaßen. Der IC101 in Anhang A des US-Prioritätsbelegs empfängt den Filterausgang und komplettiert die bereits erwähnte Welligkeitskompensation des Transientenfrequenzganges. Q1 und Q2 übernehmen mit IC 102B die Spitzenwertbegrenzfunktion, während Q3 und Q4 mit IC103 einer Wiedergabeeinheit die wiederherstellende Spitzenwerterweiterungsfunktion übernehmen. Die hinzugefügten Teile IC 102A ermöglichen die Beobachtung des Signal-Wellenform-Spitzenwertes, der begrenzt worden ist, und das durch IC104 erzeugte Überschallrauschen und Rauschen mit nahezu Überschall die A/D-Umsetzung zu "Dithern".
Eine in 8 mit "B" bezeichnete Tiefpassfilter-Kompensation schließt eine Kerb-Grenzwertschaltung um den OP-Verstärker IC103 ein. Ein Abstimmen der 18,5 kHz-hohen Q-Teilkerbe und eines 21,5 kHz-scharten Grenzwertes werden hinzugefügte Filtersektionen, die das Glätten und Verringern des Klingen unterstützen. Ein rauherer, wenn auch akzeptabler, Frequenzgang wird erzeugt und die Grenzwert-Transientenwelligkeit ist kleiner als 5% mit Beendigung derselben als Rechteckwellen-Anstiegszeit.
Die Teiler R1 und R2 stellen die Verstärkerstruktur und die Quellimpedanz auf einen Grenzwertbegrenzer unter Verwendung idealisierter Dioden ein, die aus den Transistoren Q1 und Q2 gebildet werden. Diese Teile können "überangepasste Paare sein, bei denen viele Geräte wahllos an einem IC-Substrat verbunden sind, das eine nahezu ideale Überfunktion liefert. Diese verhält sich nahezu wie die ideale logarithmische Übergangsbeziehung: V1 – V2 = kT/q loge[I1/I2]die die Änderung des Verhältnisses von Vorwärtsspannung zu Arbeitsstrom wiedergibt. Die Bolzmann-Konstante, Temperatur und Elektronenladung werden als konstant betrachtet. Der Momentwiderstand von dV/dI (Änderungsgeschwindigkeit von Speicher zum Strom) wird zu 1/Strom, sobald die begrenzende Wirkung einsetzt. Diese Beziehung läuft über einen 40 dB (100-fach) Bereich bei verhältnismäßig guten Transistoren, wobei eine mühelose Aufzeichnung/Wiedergabe des Grenzwertsignalverlaufes im Bereich der 10 dB mit einem bis zwei Bit ermöglicht wird. Eine praktische Einstellung ist ein 2,4 Volt Spitzenwert/Spitzenwert-Dreieckwelle, die auf 1,2 Volt Spitzenwert durch Q1, Q2 komprimiert ist, und einen 3,5 Volt_pp-Ausgang an IC102B liefert. Diese 1 Bit (6 dB) Kompression kann als "Testausgang" verfolgt werden und zeigt den begrenzten Abschnitt, der für die Einjustierung symmetrisch mit der 50 kOhm-Steuerung gemacht wird. Die wiederherstellende Operation wird durch Verbinden des IC102-Ausgangs an den IC106-Eingang demonstriert. Beobachtungen an dem IC103-Schutzausgang" zeigen bei Erfordernis Laufbereiche von mehr als 20 dB.
Die Operation des Analog/Digital-Umsetzersubsystem 65 und des Digital/Analog-Subsystems 66 ist folgende: Die Ausgangsrekonstruktion aus dem Digital/Analog-Signal muss vor dem Tiefpassfilter-Subsystem 68 erfolgen, anderenfalls würden Phasenverschiebungen die Signalwellenform verändern und dementsprechend die Schwellwertstellen erweitern. Die nachfolgende Abtastungseinsteuerung und Störungen sowie stufenweise abgetastete Daten erfordern sehr schnelle Schaltkreise. Verstärker verfügen über zusätzliche Stabilisierung und Geschwindigkeitsverbesserung. Die mit RsCs bezeichneten Bauelemente führen diese Operationen aus und sind für die verwendeten Verstärkertypen spezifisch. Bei decodierten Sprungwellenformen muss die Begrenzerfunktion rasch auf den jeweiligen Pegel zurückgeführt werden und die damit zusammenhängenden Verstärker dürfen nicht übergießen, klingen oder unsymmetrische Anstiegs- und Abfallzeiten haben, während sie dieses ausführen. Wie bereits erwähnt, müssen die Begrenzungs- und Erweiterungsfunktionen an direkt gekoppelten DC-Passschaltkreisen erfolgen, die keine Phasenverschiebungen haben. A/D-Eingänge und D/A-Ausgänge erfüllen diese Anforderungen, wenn die Tiefpassfilter nicht in den Weg einbezogen sind. In der Praxis wird ein Begrenzen obere Harmonische im Nyquist-Bereich erzeugen, die ein Alias-Rauschen erzeugen könnten, das die Wiederherstellung der Rekonstruktion stärken und erhebliche Verzerrungen hinzufügen könnte. Glücklicherweise erlaubt die praktische Operation eine mäßige Kompression und Erweiterung gelegentlicher Grenzwerte, die in dem Material von Musik-Sprachprogrammen auftreten. Anders als bei Instrumentensignalen konstanter Amplitude mit Maximalenergie/Bandkantencharakter sind obere Musikfrequenzen in der Regel Harmonische geringerer Energie als die Grundtöne. Eine Alias-Überlappung ist dann selten und tritt lediglich bei Spitzenwerten auf, die diese Probleme am besten maskieren. 6a bis 6f zeigen verschiedene Signalwellenformen während der Begrenzung und der Rekonstruktion einer Dreieckwelle, die der Veranschaulichung dient.
Das Tiefpassfilter-Subsystem 68 arbeitet in der folgenden Weise. Der rekonstruierte Grenzwert, abgetastet am DIA-Signalausgang von IC103, wird zu einem einfachen Tiefpassfilter geführt. Die 44,1 kHz- und die Aufwärtsstufen-Komponenten werden entfernt und die Wellenform abgerundet und geglättet entsprechend der Eigenschaft der Filtercharakteristik. Rausch- und Transientenspitzen werden auf tolerierbare Pegel reduziert, um einen übermäßigen Anstieg der VCA-Teile der Tiefpegelsignal-Kompressionsschaltkreise zu vermeiden, die folgen.
Die Operation des Kleinsignalmittelwert-Kompressionspuffers und des VCA-Subsystems 69 und des Leitungsverstärkersubsystems 70 (Kleinsignalkompression, Leitungssteuerung) ist wie folgt: beide Subsysteme übernehmen ähnliche Funktionen in Bezug auf ihre Subsysteme 61 und 62 als Gegenspieler im Aufzeichnungsteil. Gepufferte und VCA-Ausgangsspannungen sind ähnlich. Allerdings wird diesmal der VCA-Ausgang subtrahiert. Wie zuvor wird eine geringere Verzerrung dadurch erreicht, das der VCA bei 30 ... –40 dB-Pegel relativ zu Normalpegelsignalen betrieben wird. Erhöhte VCA-Verstärkungen reduzieren die Signalausgänge bis zu +10 dB, wobei eine 0-Signal-Maximalkompression erfolgt. Bei dieser Anordnung kann jede angemessene Signalerweiterung kompensiert werden, und die Systemverzerrung ist unter den wahrscheinlichsten Mittelwertsignalbedingungen am kleinsten.
Die Steuersignalerzeugung wird durch das Bregenzer/Puffer-Subsystem 71, Bandpassfilter 72a und RMS-Detektorensubsysteme 72b und Verstärkersubsystem 73 erreicht. Es werden Schwellwerte für die Hochpegelspitzenwertbegrenzung/Erweiterung und Tiefpegel-Mittelwertverstärkungs-Einstellungssteuerungen benötigt. Die Schaltkreiseinstellungen könne beide Arten der Steuerung ermöglichen, die unabhängig voneinander getestet werden müssen. Der beste Betrieb ist, wenn das Steuersignal die Programmwel lenform, die bearbeitet werden soll, vorhersieht und damit eine Audio-Verzögerung benutzt wird, um eine Steuerungsstabilisierung vor der Funktion des Steuerschaltkreises zu erzielen. Es wird ein geringe Steuerungsbandbreite benötigt, um eine wertniedrigste Bitaktivität außerhalb des Programms zu minimieren. Eine der Methoden, dieses zu erreichen, besteht darin, dass man über einen aktiven/inaktiven Steuerungsstatus verfügt. Da die Hochpegel/Tiefpegel-Programmsignale nicht gleichzeitig auftreten, kann die Wiedergabeeinheit ihre eigenen Entscheidungen darüber treffen, wo die Steuerung aufgegeben wird. Die nicht benutzte Operation kehrt dann zu ihrem inaktiven oder nominellen Prozessstatus zurück. Hochpegelsignale vom Normalprogrammtyp, wo Erweiterungs/Komprimierungsfunktionen unnötig sind, haben dann einen inaktiven Steuerungsstatus. Wenn die Signalpegel abnehmen, wird eine interne Begrenzerdiode/Feststellung ausgelöst und die VCA-Verstärkung nimmt rasch zu, um Summationssignale zu erzeugen.
Weitere Programmpegelreduktionen modulieren die VCA-Verstärkung in einer steuerbaren und vorhersagbaren Form, die zum Aufrechterhalten der "aktiv bleibenden" LSB-Aktivität (wertniedrigstes Bit) erforderlich ist. Unter den meisten Bedingungen werden diese niedrigsten Pegelsignale akustisches Mittelbandrauschen und zahlreiche Arten von elektrischem Rauschen sein. In letzteren können einbezogen sein: HF-Störungen, Lichtdimmer-Impulse, Sicherheitssystemsignale und HF-gepeakte elektronische Rauscharten. Diese haben oftmals eine geringe Hörbarkeit im Vergleich zu den akustischen Mittelbandtönen. Daher werden ein Bandpassfilter mit scharfer Grenzfrequenz und ein RMS-Detektor verwendet, um sicherzustellen, das das Steuersignal die Audio-Töne und nicht unhörbare Störungen verfolgt.
In dem Kleinsignalmittelwert-Erweiterungssubsystem 61 würden zur Handhabung des gesamten großen Dynamikbereichs moderner Programmmaterialien Filter mit sehr geringem Rauschen und Detektoren mit verhältnismäßig schwierigem elektronischen Aufbau benötigt werden. Da die Mittelwertpegel-Schaltkreise ausschließlich bei niedrigem Programmpegel aktiv sind, kann die Prozessverstärkung sehr hoch sein. Dieses ermöglicht das Auftreten angemessener Schaltkreisspannungen während der ruhigen Passagen. Starke Signale, die normalerweise Überlast erzeugen, werden mit einer halblogarithmischen Kurve geglättet, um minimale Kompressionsharmonische zu erzeugen. Rauschen, Transienten und andere nicht kontrollierbare Überlasteigenheiten werden sodann vom Nebensprechen zum Signalweg abgehalten. Die Komponente IC1 ist als eine näherungs weise 100-fach Kleinsignal-Einheitsverstärkung konfiguriert. Die nachfolgenden Diodenbegrenzer gewähren eine Führung mit erhöhter Signalspannung, um ein glattes "Überlastverhalten" (("Übersteuerungsverhalten")) zu liefern.
Das Bandpassfilter-Subsystem 72a hindert unhörbares elektronisches Tauschen mit kleinem Pegel am Modulieren des mittleren Tiefpegelprozesses. Das Analog-Brettschaltungsteil deckt einen 200 Hz- ... 5 kHz-Bereich und wird auf zwei Sektionen von aktiv kombinierten Tiefpass/Hochpass-Rückführungsfiltern erzeugt. Diese haben einen geringen Anstieg bei Bandkantenfrequenzen, gefolgt von einer nahezu 24 dB/Oktave-Abtrennung. Es ist zu beachten, dass ein vorderseitiger Puffer (J211 und J271) verwendet wird, um eine Filterimpedanz-Beladung aus der Wechselwirkung mit Eingangssignalen zu vermeiden.
Der Filterausgang steuert ein RMS-Detektormodul, ein Bauelement vom DBX-Typ, das über einen Bemittelten DC-logarithmischen VCA-Charakter angepasst ist. Nach der Konfiguration erfolgt eine Änderung des 100 mVolt-Ausganges bei jeder 20 dB-Eingangssignaländerung. Diese Verstärkungsstruktur vom Begrenzer und Filter durch den Umsetzer hindurch liefert einen 100 mVolt-Steuerungsbereich mit sehr geringem Rauschen für die Signale vom mVolt-Typ, die an den Auflösungsgrenzen des wertniedrigsten Bit auftreten. Steuerpegel auf beiden Seiten dieses Bereichs repräsentieren vorderseitiges, elektronisches Rauschen und normalen Signalbetrieb.
Es werden normale Kompressor-Expander-Kompromisse eingesetzt, um eine minimale VCA-Verstärkungsmodulation (Verzerrung) von den AC-Komponenten in dem Steuersignal zu gewährleisten. Die Bauelemente C1, R1 führen diese Frequenzmittelwertbildung für die Abschaltzeitkonstante aus. Es tritt eine sehr viel kürzere Einschaltzeitkonstante von der internen Impedanz des RMS-Moduls und C1 auf, um schnellstes Ansprechen auf plötzliche Programmpegelerhöhungen zu ermöglichen. Die Kurz-Lang-Wirkung der Zeitkonstante ist bei vielen Kompandierungssystemen typisch und wird wegen der Niederfrequenz-Verzerrungsbedingungen auf sehr lang gestellt (20 ms ein, 500 ms aus – bei 20 dB Verstärkungsänderung). Dieses sehr langsame Ansprechen erfordert eine Eingangssignalverzögerung, um den Aufbau eines Steuersignals zu ermöglichen, bevor plötzliche Signale auftreten, wenn der Verstärkungsgewinn bei Tiefpegelsignalen maximal ist. In der Praxis fügt die Analogverzögerung eine erhebliche Verzerrung hinzu und würde in ihrer Analogform bei Systemen mit hoher Qualität nicht verwendet werden.
Alle vorgenannten Pegelbegrenzungen, Bandbeschränkungen und Detektionen können Digitalprozessoren ausführen. Die erforderlichen Zeitverzögerungen zur Erlangung der besten Leistung sind einfache Operationen vom Typ "First in-First out" ((Fifo)). Es treten zwei Vorteile der Langzeitoperationen auf. Niederfrequenzverzerrung wird verringert und die Steuersignalbandbreite ist sehr viel geringer, wodurch der Umfang der Bit-Anleihe reduziert wird, die für die Durchführung der Steuerung durch die Audi-Codierung notwendig ist.
Das DC-Offset- und Verstärkungseinstellungs-Subsystem 73 ist das Nervenzentrum von Steuersignalamplitude, Offset und Begrenzung. Es stellt die Toleranzen zwischen Verstärker, Verzögerungsleitungen, VCA's und dem RMS-Detektor ein und führt damit die allgemeinen Schaltkreis-Servicefunktionen aus. Es ist ebenfalls ein Begrenzer, um maximale und minimale VCA-Verstärkungen zu liefern, die benötigt werden, um das Steuersignal inaktiv zu machen und minimale Eingangssignal-Voreinstellungen zu implementieren.
Aus Rücksicht auf das System arbeiten sowohl die praktischen VCA's als auch der RMS-Detektor unter logarithmischen Steuerung/Signal- und Signal/Steuerung-Beziehungen. Eine Offset-Änderung ändert damit eine Festprogrammverstärkung in dB. Dieses macht eine große Dynamikbereich-Verstärkungsregelung möglich und hält dennoch eine Niedrigpegelsignalsteuerung aufrecht. Beide können mit angemessenen Steuersignalbegrenzungen erfolgen. Darüber hinaus liefern Steuersystem-Verstärkungsänderungen, wie beispielsweise das Begrenzen, direkte dB/Spannungsverstärkungsverhältnisse, die sehr einfache Kompressions/Expansionsverhältnisse erzeugen und ein Eingangs/Ausgangs-Mitführen durch einfache Polaritätsumkehr des Steuersignals gewährleisten.
Der Offset-Verstärkungseinstellungsschaltkreis invertiert das Steuersignal bei Eingangs/Ausgangsverfolgung, stellt den DC-Offset jeder der anzupassenden Verstärkungen auf einen vorbestimmten Steuersignalpegel ein und verfügt über Steuerverstärkungseinstellungen, um Programmpegelerhöhungen bei variierenden Steuerpegeln auf Wiedergabeeinheit-Verstärkungsabnahmen anzupassen. Die Dioden CR1 und CR2 führen Pegelbegrenzungen aus, um unter Wiedergabebedingungen ein vorbestimmtes, maximales und praktisches Erweiterungsverhältnis und ein maximales Kompressionsverhältnis festzulegen. Wenn konstruiert und konfiguriert, verfügt dieser Schaltkreis Übertragung eine auf eine einzige Steuerung interaktive Kompressionsverhältniseinstellung und Expansionsver hältniseinstellung und einen Schwellwert darüber, wann der Prozess bei einer zweiten Steuerung beginnt. Da diese DC-Pegel von dB-Operatoren sind, erzeugen Prozesssteuersignale auf dies Stellen Dynamikprozessänderungen. Gegenwärtig ist dieses eine manuelle Einstellung. Jedoch kann der Prozessstartpegel eindeutig dynamisch in Abhängigkeit von der Programmaktivität und anderen Bedingungen geändert werden, um die Hörbarkeit bei einer normalen Nichtprozess-Wiedergabe zu reduzieren.
Das Verzögerungsleitungssubsystem 74a und b kann ein symmetrisches, DC-gekoppeltes, selbst sperrendes Netz mit variabler Verzögerung sein. Ladungsgekoppelte Schaltungen werden mit zeitlich versetzter Taktung im Gegentakt betrieben, um die kleinstmögliche DC-Drift-Verzerrung und Taktrauschen bei Schaltungen mit relativ schwacher Leistung zu gewähren. Erreicht werden DC bis 25 kHz, minimales Überschwingen, 80 dB-Dynamik.
Eine der Verzögerungen 74a wird verwendet, um eine Steuersignalstabilisierung zu ermöglichen und eine VCA-Überlast durch schnelle Signaländerungen zu vermeiden. Diese Verzögerung erlaubt ebenfalls, dass die Strategie des zuvorkommenden Prozesssteuerungssignals berechnet werden kann. Eine zweite Leitung 74b dient für Testzwecke, wenn ein System ohne verdecktes Code-Subsystem verwendet wird, um die A/D- und D/A-Codier-Decodier-Prozessdauer anzupassen, um die Ausgangssignale dazu zu bringen, die Eingänge zu verfolgen. Die normale Betriebsart des Systems ist eine Bit-Anleihe, bei der das Steuersignal rauschverschlüsselt ist und im wertniedrigsten Bit oder den wertniedrigsten Bits des Digitalsignals verdeckt ist.
Eine dynamische Steuerung des Begrenzers über eine VCA-Eingangs/Ausgangsverfolgung kann bei hohen Signalpegeln erhalten werden, indem das Begrenzer-Puffersubsystem 71 entfernt wird und das System als ein gestreckter Kompressor-Expander betrieben wird. Da sich der Spitzenwertbegrenzer-Expander im Inneren des Systems befindet, wird seine Arbeit zusammen mit der Verstärkungsänderung verändert, die mit dem Offset-Verstärkungseinstellungssubsystem 73 programmiert ist. Wie bereits ausgeführt, kann ein Prozesssteuerungseingang so betreiben werden, dass zu jeder Zeit, wenn Signale geladen sind, ein bestimmter Prozentanteil der Begrenzung stattfindet. Dieses ist programmabhängig, da bei bestimmter klassischer Musik weniger häufige Grenzwerte auftreten, während im Studio aufgenommene Rock-and-Roll-Musik eher härter an der Grenze liegt und über viele kleine Grenzwerte verfügt, die häufiger auftreten. Obgleich diese Schwellwertsteuerung von Hand vorgenommen werden kann, funktionieren zahlreiche berechnete Variationen besser, um den Prozess mindestens hörbar zu halten, wenn die Wiedergabe auf einer nichtspeichernden Wiedergabeeinheit in Standardausführung wiedergegeben wird, wie im Fall der dynamischen Niedrigpegel-Prozesssteuerung. Wie bei der Mittelwertpegel-Erweiterung/Kompandierung benötigt die Schwellwertsteuerung der Grenzwerterweiterung lediglich eine sehr geringe Bandbreite. Es ist eine 10 Hz-Steuerbandbreite ausreichend, und da lediglich eine Operation zu jeweils einem Zeitpunkt auftritt, wird lediglich eine Steuerung für beide Operationen benötigt. Die Wiedergabeeinheit kann Programmpegel- und Schaltfunktionen bestimmen. In dem beschriebenen veranschaulichenden System erfolgt die Steuerung von Hand, da jede Operation eine unterschiedliche Einstellung ist. Allerdings lassen sich keinerlei Schwierigkeiten absehen, diesen Vorgang automatisch auszuführen, wenn Duplikat-VCA's für die Strukturierung der Begrenzerverstärung aufgebaut werden.
Nachfolgend werden die Theorie, Aufbaukonzepte und die erste Entwicklung, Konstruktion und Operation eines Codier-Decodiersystems beschrieben, die die Grundprinzipien der vorliegenden Erfindung demonstrieren. Seine Operation ist analog dem Rekonstruktionsprozess auf der Grundlage der Wahl optimaler Kurvenausgleichsmethoden, um die beste Rekonstruktion der Wellenform zu erzielen. Wie bereits beschrieben, können die Prozessänderungen bei unterschiedlichen Signalbedingungen und die Zahl derartiger Prozessoptimierungen pro Sekunde reichen. Selbst schnellere Operationänderungen sind möglich. Das Steuersignal, das für den Zugang des richtigen Betriebsprogramms benötigt wird, wird jedoch komplexer und Bandbreite beanspruchend.
Das Grundsystem enthält zwei Aufnahmeprozessoren und zwei Decoderprozessoren, von denen jeder komplementär ist und als ein System abgeglichen ist. Das jeweilige System wird automatisch durch Photoleitzellen mit regelbarem Widerstand ausgewählt, die in dem Signalweg als langsame Fader erscheinen. Das von den Dioden ausgesendete Licht beleuchtet diese Zellen, die über Steuersignale mit verarbeitungsvariablem Pegel angesteuert werden, die aus einem Schaltkreis für Signalanalyse hervorgehen. Während der Operation wird von der Schaltkreislogik der Prozess mit kleinster Verzerrung in Bezug auf die Signalbedingungen ausgewählt. Eine ähnliche Schalt- und Leitwegauswahl kann über spannungsgeregelte Verstärker, digitale Dämpfungsglieder und FET-Bauelemente oder andere Bauelemente erreicht werden, die auf das Analogsignal einwirken. In ähnli cher Weise können Leitwegewahl, Mischen oder Mischoperationen von Digitalprozessoren aus erfolgen, die über Zahlen arbeiten, welche das Signal repräsentieren. Derartige Operationen wie die der Photoleitzellen können über ihre langsame Schaltwirkung Transienten-störungsfrei sein. Jeder Aufnahmeprozess und sein komplementärer Wiedergabeprozess ähnelt einer Filter/Equalizer-Operation, die für das Programmsignal auf ein Optimum gebracht wird. Beide Teile arbeiten als ein System, so dass der Codierer Wiedergabefehler vorher bestimmen kann und komplementäre Korrekturen erzeugen kann. Auf diese Weise arbeiten die Schaltkreise für das Aufzeichnen und Wiedergeben nicht als individuelles, auf sich beruhendes theoretisches Ideal, sondern als ein optimales System. Der Brettschaltungsaufbau hat zwei derartige Systeme, eines für die beste Artikulation und den Transientenfrequenzgang und das andere für die kleinste Verzerrung oder für die genaueste Klangfarbe des Instruments.
Filter, Equalizer und Kurvenanpassungsoperationen verlaufen folgendermaßen. Man kann einen Filter mathematisch mit Hilfe von Koeffizientenreihen in Polynomfolgen definieren. Zusätzlich lässt sich der gleiche Filter dadurch definieren, wie er auf einen vorgegebenen Wellenformstimulus reagiert. Kurvenanpassung in Bezug auf Zeit, Frequenzdomäne und Amplitude wird im Wesentlichen anhand von Zahlen vorgenommen, die in Tabellen gespeichert werden können. Bei Analogsystemen werden derartige Operationen mit Hilfe von Schaltkreiselementen ausgeführt, die so verbunden sind, dass sie Bandeinschränkung, Equalizing, Zeitkorrektur ausführen und an einem Signal Dispersionsoperationen ausführen. Diese Schaltkreise lassen sich auch auf ähnliche Polynominalkoeffizienten zurückrechnen, die als Digitalprozessprogramme laufen können. Wie zu sehen ist, treten sehr unangenehme Probleme der Schaltkreiskonstruktion auf, wenn man diese Zahlen von Zeit zu Zeit ändern muss, was bei einem sich dynamisch verändernden Prozess der Fall ist. Mehrfache Bauelemente von Drosseln, Widerständen und Kondensatoren sowie auch Verstärkerstufen würden sich unter Erzeugung einer derartigen Mischoperation alle gleichzeitig ändern. Dieses kann jedoch mit Hilfe von Digitalprogrammen erreicht werden. Erst in jüngster Zeit wurde das dynamische Ändern von Digitalfiltern praktisch ausführbar, nachdem die erforderliche Rechenleistung ökonomisch verfügbar war. Selbstverständlich waren seit langer Zeit einfache Netzwerke verfügbar, wie beispielsweise spannungsgeregelte, parametrische Equalizer und Tonregelungen mit regelbarem Recorder-Teil. Komplexe, variable Filter sind allerdings noch immer selten. Wie ersichtlich, können die Operationen der dynamischen Kurvenanpassung am ehesten direkt mit Hilfe der Digitalverarbeitung erfolgen. In einem Analogsystem müssen komplette Filter geändert werden, während der Digitalprozess lediglich das Filtern ändert. Beide haben sie ein ähnliches potentielles Kurvenanpassungsvermögen, wobei sie jedoch im Übergangsbereich von einem Prozess zum anderen differieren.
In der Theorie wird lediglich eine Reihe von Filterkoeffizienten benötigt, um eine nahezu ideale Analog/Digitalumsetzung und deren Reziproke zu erhalten unter der Voraussetzung, dass die Signalaktivität in der Frequenzdomäne zum größten Teil von der Nyquist-Abtastungsgrenze entfernt wird und ausreichende Zahlen zur Verfügung stehen, um das Signal zu charakterisieren. Kommerzielle Digitalstandards genügen keiner dieser Bedingungen, und es müssen dementsprechend einige Kompromisse nach dem Stand der Technik in Bezug auf Zeit, Transienten, Alias, Quantisierung und Linearität des Frequenzganges eingegangen werden. Das beste Merkmal jedes dieser Leistungsmerkmale kann nicht simultan auftreten, so dass der Fachmann einen Kompromiss entsprechend seiner Kenntnis und der subjektiven Erfahrung mit Audio-Programmen eingehen muss.
Wie bereits ausgeführt, kann das Signal/Rausch-Verhältnis von Digitalprozessoren hervorragend sein, während komplexe Verzerrungen am mittleren Signalpegel höher sein können als bei guten Analogsystemen. Bei einer Arbeit hoher Qualität besteht die Notwendigkeit für eine verbesserte Auflösung, Zeit- und Transientengenauigkeit sowie reduzierte Verzerrung höherer Ordnung. Dieser Aspekt des Codier/Decodier-Systems richtet sich gemäß der vorliegenden Erfindung auf eine solche Anforderung.
An dieser Stelle erweist sich ein weitergehendes Verständnis digitaler Verzerrungen als nützlich. Typische Digitalsysteme haben zwischen 0,01% und 0,05% Gesamtklirrfaktor (THD: "total harmonic distortion") bei hohen Signalpegeln und etwa 10% kumulative Fehler in der Zeit-Transienten-Domäne. Die meisten Analogsysteme haben dazu entgegengesetzte Probleme, da sie oftmals oberhalb von 1% THD arbeiten, selten jedoch mehr als 0,1% Einschwingzeiffehler ((Transientenzeit-Fehler)) haben. Unter niedrigen bis mittleren Signalbedingungen nimmt der Digital-THD zu, während der Analog-THD abnimmt. Wie bereits erwähnt, neigen Digitalverzerrungen dazu, von höherer Ordnung und nicht harmonisch zu sein und heben sich daher infolge ihrer nichtmusikalischen Beschaffenheit ab. Analogverzerrungen treten weniger häufig auf und sind weniger unangenehm selbst bei höheren Pegeln, da sie dazu neigen, sich in das Signal einzumischen oder musikalisch zu verschmelzen. Ähnliche Probleme treten bei Verzerrungen vom Domänentyp der Einschwingzeit auf. Anfangs dachte man, dass derartige Probleme nicht hörbar sind, da einfache Rechteckwellentests wenige Tonfolgen aus derartigen Verzerrungen zeigen. Gegenwärtig können wir eine schwerwiegende Beeinträchtigung des Raumempfindens nachweisen sowie einen Verlust der Wahrnehmung innerer Details als eine Folge davon. Da eine Verzerrung der Digitalzeitdomäne sehr viel komplexer ist als das einfache Klingen, das in anfänglichen Tests gemessen wurde, ist der Industriestandard der 16 Bit-Codierung für das Auflösungsverhalten ebenfalls unzureichend. Ein System, das ein 10 Volt-Spitzenspannungssignal erzeugen kann, wird näherungsweise 150 mVolt als bestmögliche Auflösung von Schritten bis zum nächsten haben. Praktische Systeme haben eine Signaldiskontinuität, die um das 4- bis 8-fache größer ist als diese, da nach dem Stand der Technik eine nahezu theoretische Leistung noch nicht möglich war. Eine Diskontinuitätsgrenze von 20 bis 50 mVolt wird gerade noch als hörbar angesehen. Praktische Systeme haben oftmals Verzerrungen, die um das 10-fache größer sind als diese.
Wie bereits ausgeführt, befassen sich Operationen der Peaksignalbegrenzung/Erweiterung und Tiefpegelmittelwerterweiterung/Kompression mit Auflösungsproblemen. Andere Verzerrungen von Zeitverschiebung, Alias und Quantisierung, die selbst bei einem idealen Codieren/Decodieren nach Industriestandards inhärent sind, bleiben noch zurück.
Die Verzerrungsverminderung kann in der folgenden Weise erzielt werden. Die meisten digitalen Verzerrungen lassen sich vorhersagen, da sie stark mit Signalbedingungen zusammenhängen, die sich leicht identifizieren lassen. Daraus folgt, dass bei einem gegebenen Signal der beste Codier/Decodierprozess gewählt werden kann, der die am wenigsten hörbare oder akustisch beeinträchtigende Verzerrung hat. Wenn nach Industriestandards gearbeitet werden muss, wo sich die Nyquist-Grenze gerade außerhalb des Audiobereichs befindet, gibt es einen Kompromiss in Bezug auf Transientenfrequenzgang gegenüber Alias. Dieser Kompromiss tritt auf, wenn ein linearer Durchlassbereich benötigt wird und ein sehr schmaler Durchlass, um Übergangsbandbreite zu unterdrücken. Da sich das Signal ändert, kann man den besten Prozess auswählen.
In der Praxis sind Phasenverhalten und Zeitverhalten nicht von einem komplexen Filter-Equalizer-Netzwerk zum anderen gleich, und es wird eine geringe Überblendung oder Mischung notwendig, um unvermeidliche Schaltübergänge mit der Prozessverschie bung zu vermeiden. Ähnliche Probleme werden bei analogen Rauschminderungsprozessoren behandelt. Bei der digitalen Bearbeitung können diese Operationen des Verschmelzens von einem Optimalfilter oder einer Kurvenanpassung zur anderen Koeffizienten von Nachschlagtabellen sein, die als Folge des Abgleichens von einem Filtertyp zum anderen zugänglich sind. Obgleich noch Phasenanomalien auftreten, kann das decodierte Signal jedoch frei sein von Überlagerungen oder Löschungen, die die Systeme vom Typ des Analog-Faders belasten. Das Mischen oder Überlagerung der Filteränderung treten gerade noch schnell genug auf, um hörbare Transienten oder andere parametrische Phasenstörungen zu vermeiden.
Da die Taktung des Digitalprozesses fast immer quarzgesteuert ist, können die Aufnahme/Wiedergabe-Übergänge dazu gebracht werden, dass sie einander um eine vorbestimmte Ablaufprogrammierung folgen, die durch einen einzigen Befehl eingeleitet werden kann. Dieses eliminiert die Notwendigkeit einer kontinuierlichen, numerischen Steuerung und höheren Bandbreite für das Steuersignal. Alle Prozesstypen, Übergangsgeschwindigkeiten und intermediäre Koeffizienten können gespeichert werden und als ein Programm von einem einzigen, einmaligen Befehl laufen, wobei die Aufnahmeeinheit/Wiedergabeeinheit zueinander wirksam untereinander geschützt sind.
Das allgemeine Analogsystem verwendet Widerstands/Kondensator-Zeitkonstanten innerhalb der Schwellwert-Erfassungslogik zur Simulierung der vorbestimmten Übergangsgeschwindigkeiten und des resultierenden Nachlaufens intermediärer Filtermischzustände. Darüber hinaus dienen auch andere Zeitkonstanten als interner Speicher, um den Operationen der Entscheidungsfindung Hysterese oder Rückhalt hinzufügen. Dieses ermöglicht eine erstmalige schnelle Prozessänderungsentscheidung und eine reduzierte Empfindlichkeit in Bezug auf weitere Änderungen danach, bis die Zeitkonstante zurückgestellt wird. Dieses verhindert unnötige Prozessänderungen während eines Graubereiches oder unbestimmter Signalbedingungen. Wie ein Digitalsystem verfügt ein Analogsystem über die Möglichkeit, über eine einfache Einschalt/Ausschaltregelung zu arbeiten wo der Ausgang dem Eingang folgt und wo der Ausgang oder das Wiedergabe-Subsystem nicht die Signalbedingungen erfassen müssen, um dieses zu tun.
Normale Analogsysteme sind nicht DC oder direkt gekoppelt wie im Fall bei Digitalsystemen, und diese würden einen zusätzlichen Datenkanal mit einem linearen Steuersignal oder einem internen Analogsignal-Detektor benötigen, um ein derartiges System funktionsfähig zu machen. Für den praktischen Betrieb wurde das allgemeine Analogsystem ohne verdeckte oder verborgene Codesteuerung getestet und ein dritter Steuerkanal mit geeigneten Zeitverzögerungen einbezogen.
Es gibt zahlreiche Möglichkeiten Digitalsysteme zu durchdringen und das Steuersignal in ihnen zu verdecken. Wie vorstehend bereits darauf hingewiesen wurde, kann man ein Steuersignal in dem/den wertniedrigsten Bits) Zufallsrauschen-Codieren/Decodieren. Diese Operation hat in der Analogdomäne keine Entsprechung, da nahezu unmöglich ist, kleinste Teile einer komplexen Wellenform zu lokalisieren, die diese Information trägt. In dem digitalen Bereich ist die Aktivität des wertniedrigsten Bits stets bekannt. Daher lässt sich dieses Bit sogar für die Steuerzwecke übernehmen. Andere Möglichkeiten zur Verdeckung eines Steuersignals schließen die Verwendung verbotener Zahlen oder nichtverwendeter Datenwörter oder Zahlenfolgen in einem Digitalsystem ein, die das gleiche System oder ein anderes System als Fehlerdaten oder nicht vorhandene Daten betrachtet. Wenn die verbotenen Zahlen beim Codieren sorgfältig ausgewählt werden, wird die Wiedergabeeinheit den Fehler erkennen, dennoch aber dessen Datensignal korrekt decodieren. Natürlich sind die verbotenen Zahlendaten, die sich extrahieren und für die Steuerfunktion verwenden lassen. Jede dieser Methoden der Verdeckung verfügt über eine ausreichende Bandbreite innerhalb der Compact Disc-Standards, um eine ausreichende Bandbreite oder Informationsträgerkapazität zu erlauben, um komplexe Steuersignale durchzuleiten. Jegliche Signalverschlechterung bei der Ausführung dieser Operation ist ausgesprochen gering im Vergleich zu den Verbesserungen, die aus der hinzugefügten Prozessleistung und der Möglichkeit der Rekonstruktion resultieren, die gesteuert werden.
Die gegenwärtigen Industriestandards beruhen überwiegend darauf, dass eine gute Leistung in Bezug auf einen linearen Frequenzgang, geringe harmonische Verzerrung und hohes Signal/Rauschverhältnis gewährt wird. In Bezug auf Zeit, Transienten, Alias und Auflösung werden Kompromisse eingegangen, jedoch treten vorhersagbar mit den Signalbedingungen deren Probleme oder Mängel auf. Dementsprechend muss eine Steuerlogik das eingehende Programmmaterial analysieren und den besten Prozess festlegen.
Der relativ einfache, grundlegende Analogsystemschaltkreis trifft verhältnismäßig genaue Entscheidungen der Quantisierung in Bezug auf Alias-Verzerrung bezogen auf die Hochfrequenzintensität und ihrem Verhältnis zum mittleren Programmpegel. Dieses folgt aus dem Kompromiss der scharfen, linearen Frequenzgangabtrennung des Tiefpassfilter aufbaus. In der Praxis muss das Filter 85 bis 90 dB am Ende seines 2 kHz-Übergangsbereichs nach unten gehen. Unmittelbar davor muss es bis 20 kHz geradlinig verlaufen. Leider muss ein schwerwiegendes Transientenklingen auftreten, wie anhand der Analyse einer Rechteckwelle demonstriert werden kann, deren obere Harmonische schart abgetrennt sind. Das Filter mit einem guten Übergangsverhalten wird Alias nicht ausreichend entfernen, was obere Frequenzen hervorruft.
Die Spektralenergie von Lifeprogrammen im Übergangsbereich und darüber ist unvorherbestimmbar und reicht von Bursts, die durch Mikrophonelement-Grenzwerte hervorgerufen werden, Instrumentenübertönen, Verstärkerverzerrungen, usw.. Damit kann ein einfacher Hochfrequenzpegel-Detektor bestimmen, ob ein zusätzliches Filtern für Alias-Verminderung benötigt wird oder nicht. Da diese Verzerrungen durch die Programmtontechnik aufgedeckt werden können, lässt sich ein hinzugefügter Gewichtungsfaktor verminderter Unterdrückung während Programm-Hochpegel verwenden. Der Detektor sucht daher nach Verhältnissen von Hochfrequenz-Nyquist-Energie zu mittleren Programmpegeln, um festzulegen, wann ein aggressiveres Filtern erforderlich ist.
Im Wesentlichen liefert eine reduzierte zweite Ableitung um die "cut-off"-Flanke ein verbessertes Zeit- und Übergangsverhalten. Es wird davon ausgegangen, das symmetrische Filter mit konstanter Gruppenverzögerung verwendet werden, da sie praktische Analog- und Digitalprozesstypen sind. Diese verfügen über symmetrisches Impulsverhalten und können dazu gebracht werden, von einer angepassten Kurvenform zur anderen zu mischen/verschmelzen, ohne die Gruppenverzögerung zu verändern und während der Übergangszeit eine übermäßige Phasenstörung zu erzeugen. Praktische Systeme können bis zu 200 ms Zeitverschiebungen in der Nähe des "cut-off" haben, wenn eine volle 90 dB-Alias-Unterdrückung erfolgt. Diese Zahlen beziehen sich auf etwa 0,15 Inch schnelle Verschiebung oder Doppler-Verschiebung von hohen Frequenzen, die sehr rasch bei Wellenformen vom Musik-Typ auftreten können. Bestimmte Typen der Transientenintermodulationsverzerrung (TIM) können unter ähnlichen Bedingungen auftreten. Bei Korrektur auf 3 ms/kHz-Änderung von oberen Passbandbedingungen muss ein Filter eine Unterdrückung von weniger als 50 dB haben. Wie jedoch ersichtlich ist, ist als bester Kompromiss ein schaltbares System machbar.
Eine zweite Gruppe von Kompromissen bezieht sich auf Quantisierungsverzerrungen und die kleinsten Signale, die verarbeitet werden können. Wie bereits erwähnt, redu zieren Pegeländerungsoperationen diese Probleme in einer kompatiblen Weise. Einige weitere Verbesserungen können mit Hilfe einer vorweggenommenen erzwungenen Auflösungsverstärkung vorgenommen werden. Ähnlich den Alias/Transienten-Operationen sind diese dem Wesen nach ebenfalls Kurvenanpassungen und können mit Hilfe von Aufzeichnungs/Wiedergabe-Schaltkreissystemen ausgeführt werden, die Ausgleichsfiltern ähneln. In diesem Fall wird während der Aufzeichnung eine erzwungene Hochfrequenzerweiterung vorgenommen, wenn Signale über kleine Mengen an Hochfrequenzinformationen verfügen. Wenn normale Signalpegel mit Hochfrequenzinhalt vorliegen, ist der Frequenzgang des Systems linear, wobei jedoch, wenn der Signalpegel niedrig ist, und in dem hohen Teil des Spektrums wenig Energie vorhanden ist, der Frequenzgang in der Aufzeichnungshälfte des Systems verstärkt wird. Der Wiedergabeschaltkreis übernimmt die inverse Operation. Die Gesamtaktivität des wertniedrigsten Bits wird wesentlich erhöht und es wird über die Tastgrad-Modulation codiert und die Ausgleichsmodulation verstärkt. Wenn die Ausgleichsaufzeichnungskontur (Energiequelle) sehr schart ansteigt, befindet sich der größte Teil dieser hinzugefügten Information unmittelbar im Audiobereich und geringfügig darüber. Sie übt wenig Einfluss auf Standardwiedergabeeinheiten oder beim Hören aus, da bei diesen kleinen Signalen mit niedrigem Pegel die Hörschärfe gering ist. Im Wesentlichen hat man eine nicht harmonische Verzerrung auf einen ähnlichen Betrag harmonisch bedingter Programmverzerrung behandelt. Je weniger genau die Wiedergabeeinheit ist, um so besser arbeitet bis zu einem gewissen Grad dieser Prozess, um körniges Rauschen als obere Harmonische der Musik zu verschleiern.
Selbstverständlich kann man einen Decoder anweisen, eine gerade Frequenzgangrekonstruktion vorzunehmen, so dass es danach mehr Datenbits gibt, die das komplette Signal aufbauen. Damit ist das Quantisierungsrauschen verringert. Dieses ist eine weitere Operation des Kurvenausgleichs, die als eine dynamische "Ausgleichsmodulation" (("Dither")) bezeichnet werden kann, da sie in Gegenwart starker Signale weggenommen werden muss. Sofern sie dauerhaft belassen wird, werden Alias- oder Schwebefrequenzen von starken Signal-Harmonischen auftreten, die mit einem derartigen Hochfrequenz-Dither übermäßiger Energie wechselwirken. Der Prozess muss selbstverständlich unter intensiven Hochfrequenzbedingungen abgeschaltet werden, wo die Auflösungsvorteile geringer werden.
Steuersignale für Prozesse der Auflösungsverbesserung von Verzerrungsverminderung lassen sich ableiten, indem man die kritische Energie im Alias-Frequenzbereich betrachtet. Hohe Anteil dieser hohen Frequenzen in Bezug auf mittlere Signalbedingungen sind kennzeichnend für mögliche Überlappungsverzerrungen, die hörbar gemacht werden, da sie durch das Programmmaterial nicht maskiert sind.
Besonders auffällig komplexe hohe Frequenzen selbst, wie sie bei Schlaginstrumenten auftreten, da Niederfrequenzprobleme vollständig unmaskiert sind und 60 bis 80 dB abwärts hörbar sind, wo die Hörschärfe stark ist. Derartige Signale und die Schnelligkeit, mit der sie sich ändern, können erfasst werden, um den besten Prozess festzulegen. Schnelle, hochfrequente Bursts oberhalb der durchschnittlichen Pegelbedingungen lassen ein geringes Filtern und besten Transientenfrequenzgang vermuten, sofern eine gewisse Mittelbandenergie in dem vorhergesagten Alias-Bereich vorhanden ist. Niedrige Pegel von hochfrequenter Energie lassen Quantisierung oder dynamische Dither-Korrektur vermuten.
Da einige Operationen der Prozess/Filter/Equalizer-Koeffizientenänderung besser hörbar sind als andere, wird eine maximale Zahl von Änderungen Bestandteil des Prozesses der Entscheidungsfindung. Dynamisches Dithern und Auflösungsverstärkung (Energiequelle) sind einfache Hochfrequenzoperationen, die rasch ein- und abgeschaltet werden können, ohne dass es tontechnische Folgen durch schnelle Phasenverschiebungen, Schwebungen, usw., gibt. Transienten-Alias-Schalten erfolgt wesentlich langsamer als Zeit/Phasenänderungen auftreten. Wegen dieser möglichen Prozesszeitänderungseinschränkungen ist es notwendig, auf die vorangegangenen und nachfolgenden Signalbedingungen zu achten, die diesen Entscheidungspunkt umgeben. Darüber hinaus ist die Häufigkeit des Auftretens dieser Änderungen zuvor und danach entscheidend, um ein Prozesspendeln oder eine Entscheidungsinstabilität zu vermeiden, die sich aus unnötigen Prozessänderungen ergeben.
Die Schaltkreise zur Ausführung der Entscheidungsfindung sind täuschend einfach im Vergleich zu dem, was man anhand der vorangegangenen funktionellen Beschreibungen hätte erwarten könne, was auch dann gilt, wenn die Schaltkreisäquivalente von Digitalsystemprogrammierungen arbeiten. Das grundlegende Analogsystem verwendet Analogschaltkreis-Subsysteme zur Ausführung dieser Operationen. Diese schließen Verzögerungen ein, Spannungskomperatoren, Spektralanalysatoren, Vervielfacher und Signaldetektoren mit Zeitkonstantenspeicher. Die hohen Frequenzen werden erfasst und zu drei Spannungskomperatoren geführt. Einer ist eingestellt, um die Minimum-HF zu erfassen, womit ein dynamisches Ausgleichsmodulationssignal eingeschaltet wird. Der zweite ist auf maximal zulässige HF eingestellt; um das große Antialias-Filter einzuschalten. Der dritte hat einen vom Programmpegel abhängigen variablen Schwellwert. Jeder Komparator verfügt über seine eigene Zeitkonstante oder Sperre, so dass eine bestimmte Zeit verstreichen muss, bevor der Schaltkreis wiederum anspricht, sobald er ausgelöst ist oder sich sein EIN/AUS-Zustand ändert. In der Praxis werden diese Zeitkonstanten mit Hilfe von diodenbeladenen Widerstands/Kondensator-Netzwerken ausgeführt, wobei entsprechend der Konfiguration die Lade-Entladezeit leicht unsymmetrisch gemacht werden kann. Dieses Verhalten ermöglicht schnelle Entscheidungen nach "One-Shot"-Art, ohne dass man den Schaltkreis von einem Zustand zum anderen Zustand von nahezu Schwellwertbedingungen springen lassen muss. Lampen/LED-Quellen beleuchten signalsteuernde Photozellen, um schnelle Überblendungen von einem Prozess zum anderen zu ergeben. Wie bei den Komperatoren haben die Lampensteuerungen für jeden Prozesstyp unterschiedliche Ein/Aus-Zeitkonstanten, um die Zeit-Phasendifferenzen von einem Prozess zum anderen auszugleichen. Darüber hinaus werden mehrere Zeitverzögerungen verwendet, um zu ermöglichen, dass eine Logik-Reaktion eintritt, bevor die Signalbedingungen die Änderung erfordern.
Anders als bei analogen Rausch-Verarbeitungsschaltkreisen, die eine Aufnahme/Wiedergabe-Verfolgung und sehr sorgfältig ausgearbeitete Signalschwellwerte erfordern, können die zugrundeliegenden Prozessentscheidungen des Analogsystems sehr grob sein. Genauigkeit ist nicht erforderlich, da der Prozess der Wiedergabeeinheit stets nachführend ist. Da die Operationen mit den Industriestandards kompatibel sind, wird kein größeres Missgeschick aus einer falschen Entscheidung auftreten. Somit haben die Analogschaltkreise in dem zugrundeliegenden Analogsystem ohne Verfeinerung in der Form gearbeitet, wie sie sind.
Es ist offensichtlich, dass bei Verwendung eines digitalen Signals und Prozesses die Codierung eine größere Genauigkeit und Auflösung aufweisen muss, als das fertige Produkt nach Industriestandard. Eine der Methoden, um dieses zu gewährleisten, ist das Codieren mit hinzugefügten Bits bei hoher Abtastrate und nachfolgende Ausführung einer sukzessiven Dezimierung und arithmetisches Abrunden und Abbrechen, um das fertige Format zu erzeugen. Die Verarbeitung (44,1 kHz, 16 Bit) erfolgt in mehrfachen Stufen von Verzögerungen, Filtern, Entzerren, unverzögerte Verstärkungsänderung und gemittelte Verstärkungsänderung. Das Signal wird analysiert und die Ergebnisse verwendet, um ein Prozess-"Regelwerk" zu befragen. Auf der Grundlage von vorhergesagtem Fehler und bester Signalreproduktion stehen mehrere Prozesse und ihre erzeugten Konjugate für die Wahl zur Verfügung. Sobald die Festlegung erfolgt ist, und initiiert ist, werden Übergangsparameter bewertet und die Prozessänderung eingeleitet. Während dieser Zeit bis zur Entscheidungsfindung ist das Musiksignal verzögert worden, damit der Prozessübergang beendet werden kann, bevor das Signal angepasst wird. Es wird ein Steuerwort erzeugt und für die Einbeziehung in die Aufzeichnung codiert, so dass die Wiedergabeeinheit aus ihrem Speicher den komplementären Prozess und seine synchronen Übergangsparameter bewerten kann. Beide Operation beginnen relativ zu ihren getakteten Sequenzen und zu ihren gespeicherten Daten. Da die Aufzeichnungseinheit die Reaktion der vorprogrammierten Wiedergabeeinheit bereits simuliert hat oder die Korrekturen für die Folgen ihrer Reaktion, ändern sich beide Prozesse synchron innerhalb der Zeitgenauigkeitsgrenzen der Codierer/Decodieren-Quarze oder Takte. Das System ändert sich sodann ohne größere Übergangsabweichungen und arbeitet dann mit der für die Signalbedingungen besten Funktion.
Spezieller Bezug nehmend auf 9 und 10 der Zeichnungen wird ein System gezeigt, das einen optimalen Aufzeichnungsprozess und sein Wiedergabekonjugat wählen kann, um einen geringeren Alias oder schnellste Änderungen, schnellste abklingende Transientengänge zu erreichen. Phasenstörungen während der Übergangszeit ((Laufzeit)) werden durch die "Fader"-Zeitkonstanten und Signalverzögerungen gesteuert.
Der Logistikschaltkreis besitzt eine Komparator-Einstellung, wenn die Alias-Verzerrung größer sein sollte, als näherungsweise 40 dB unterhalb des Spitzenwertes des Programmpegels.
Dieser Schaltkreis, der in Anhang C in dem US-Prioritätsbeleg gezeigt wird, enthält vier Reihen von antiparallelen LED-Photowiderstandszellen-Schaltern und Treiberschaltkreisen. Die Signale sind verzögert, um die Prozessentscheidungszeiten zu berücksichtigen, und die Übergangszeitkonstanten sind einstellbar, um zwischen zwei Prozesssignalwegen ein glattes Fading zu ermöglichen. Die Steuerungen werden von einem Analysefilter abgeleitet und der Detektor auf die höchsten Alias-Frequenzen empfindlich gemacht. Ein Spitzenwert-Pegeldetektor stellt einen Spannungsschwellwert ein, von dem ein Kom parator als Bezug genommen werden kann. Alias-Komponenten oberhalb dieser Pegeleinstellungen führen zu Schaltprozessen. Eine zweite Programmverzögerung wird benutzt, um den Aufzeichnungs/Wiedergabe-Nachlauf zu synchronisieren, und es werden den LED-Treibern effektiv variable Zeitkonstanten angepasst. Unterschiedliche Steuerungseinstellungen ermöglichen diesem Schaltkreis, entweder in einem Alias/Transienten-Betrieb dynamisch zu arbeiten oder auf Quantisierung/Verzerrung als eine unabhängige Operation.
Diese Schaltkreise sind kompatibel zu den Compact-Disc-Industriestandards aufgebaut. Das codierte Produkt mit diesen variabel-dynamischen Prozessen wird ohne Bearbeitung tontechnisch gleichwertig oder besser wiedergegeben, und zwar selbst auf einer Wiedergabeeinheit in Standardausführung der Unterhaltungselektronik ohne die Decodiermerkmale der (vorliegenden) Erfindung. Schaltkreissubsystemblöcke entsprechen denen, die in den zuvor diskutierten Ausführungsformen der Erfindung verwendet werden.
Wie aus 11, "Prozess A", entnommen werden kann, gibt es Wellenformen und Verzerrungsdarstellungen, beginnend mit Eingangssignal, Ausgang der unkompensierten Codierung, Konjugatwiederherstellung und der korrigierten Antwort des Gesamtsystems. Testsignale schließen ein langsames Vorwärtsabtasten von 20 kHz bei 30 kHz, 3 kHz-Frequenzabtastung nahe des Arbeitspegels gemessen wird.
12 veranschaulicht "Prozess B" und verwendet das gleiche Format wie bei "Prozess A" in 12 mit der Ausnahme, dass die Darstellungen den schnellsten Transientenprozess zeigen.
Eine der Methoden zur Überwindung der Frequenzgangbegrenzung bei den digitalen Aufzeichnungssystemen nach Industriestandards und deren Auswirkung auf den Transientengang ist die Verwendung einer Anstiegsratenkompression, wie bereits diskutiert wurde. Anstiegsratenbegrenzung und -erweiterung arbeiten in einer ähnlichen Weise wie die bereits beschriebenen Methoden der Grenzwertamplitude. Wie zuvor wird ein nichtlineares Element in den Signalweg eingeführt, um die gewünschte Begrenzung auszuführen, wobei die Erweiterungs- oder Rekonstruktionsmethode das Einsetzen diese Elementes oder Schaltkreises in den Rückführungskreis eines Operationsverstärkers umfasst. Die variable Leitung von Dioden mit erhöhter Spannung wird zur Grenzwert-Amplitudenbegrenzung verwendet, während der erhöhte Strom durch einen Kondensator mit erhöhter Signalgeschwindigkeit für die Anstiegsgeschwindigkeitsbegrenzung und -er weiterung verwendet wird. Anstiegsgeschwindigkeitsbegrenzung übernimmt ein Ereignis und breitet es hinsichtlich der Zeit aus, womit seine Verwendung auf gelegentliche Ereignisse begrenzt sein muss, wie sie in Musikprogrammen auftreten.
Das zugrundeliegende System, bei dem eine analoge Implementierung der Anstiegsgeschwindigkeitskompression verwendet wird, wird in 13 dargestellt. Typische Wellenformen, die im Zusammenhang mit seinem Betrieb auftreten, sind in 14a–e dargestellt. Schematische Diagramme der Schlüsselmodule sind in den 15a, 15b, 16a, 16b und 17 enthalten und werden nachfolgend diskutiert.
15 und 15b zeigen ein Beispiel eines Echtzeit-Anstiegsbegrenzers mit einem Schaltungsaufbau, der in gewissem Maße analog dem der Diodenbegrenzer-Typen ist, wie sie vorstehend beschrieben wurden. Hier wird ein repräsentatives Breitband-Rechteckwellensignal mit Übergängen von mehreren Volt pro Mikrosekunde gezeigt, das auf einen Verstärker gegeben wird, gekennzeichnet mit A₁, der so aufgebaut ist, dass er eine beschränkte Ausführung der Anstiegsgeschwindigkeit hat, die sehr viel geringer ist als ein Mikrovolt pro Mikrosekunde. Sein Rechteckwellenausgang hat jetzt einen wohl definierten Anstiegs- und Abstiegscharakter. Wenn der Eingang und der Ausgang dieses Verstärkers miteinander verglichen werden und die Verstärkerstruktur entsprechend zum Löschen der sich langsam ändernden Signale eingestellt ist, steht der anstiegsgeschwindigkeitsbegrenzte Teil des Signals zur Verfügung. Diese Aufgabe übernimmt ein brückenähnlicher Schaltkreis des Verstärkers A₂ und der Widerstände R₁ bis R₆, wobei dessen Ausgang der verzerrte Teil des Signals ist, das während der Anstiegsbegrenzung auftritt. Wenn dieses Korrektursignal entsprechend verstärkt wird und dem anstiegsbegrenzten Signal hinzugefügt wird, ist die ursprüngliche Eingangsrechteckwelle wieder hergestellt.
Es wird ein Anstieg begrenzender Verstärker mit hoher Leistung für diese Aufgabe benötigt, und es muss eine spezielle Schaltkreiskonfiguration sorgfältig ausgearbeitet werden, um Subharmonische, Wiedergewinnung und Überlastverzerrungen zu vermeiden. Darüber hinaus muss der Grad der Anstiegsgeschwindigkeitsbegrenzung in Bezug auf die Signalgeschwindigkeit vorhersagbar sein, so dass eine akzeptable Reproduktion rekonstruiert werden kann, wenn das Korrektursignal nicht vorhanden ist, was bei einer einfachen Wiedergabeeinheit der Fall sein könnte. Ein üblicher Operationsverstärker wird diese Aufgabe nicht angemessen lösen. 16a und 16b zeigen einen konzeptionellen, vereinfachten Verstärker mit variabler Anstiegsgeschwindigkeit, bei dem alle Teile in der linearen Klasse A arbeiten, so dass unter allen Signalbedingungen und begrenzenden Bedingungen Leitung auftritt. Spannungsgeregelte, variable Stromquellen, gekennzeichnet mit I+ und I–, werden eingesetzt, um eine Anstiegsgeschwindigkeitsbegrenzung zu erzielen. Zwei dieser Schaltkreisgruppen, gekennzeichnet mit A und B, stehen einander gegenüber, wobei der Ausgleich zwischen ihnen mit Hilfe des Eingangssignals durch FET-Bauelemente, gekennzeichnet mit C und D, moduliert wird. Strombegrenzungen auf beiden Seiten des Ausgleichs sind durch die Dioden E und F gesperrt, die wiederum über einen symmetrischen Phasenverteiler-FET, gekennzeichnet mit G, gesteuert werden. Sich langsam verändernde Signale erzeugen geringe Ströme durch den Kondensator, gekennzeichnet mit H, und haben unbedeutende Auswirkungen. Große, sich schnell ändernde Signale erfordern mehr Strom, und der Begrenzer beschränkt in einer immer größer werdenden Weise entsprechend den Kurven der Diodenleitung in Abhängigkeit von der Spannung. Damit tritt eine vorhersagbare und steuerbare symmetrische Verzerrung auf. Eine detailliertere, schematische Darstellung ist in Fig. D3 des US-Prioritätsbelegs dargestellt.
In der Praxis wäre es wünschenswert, ein gelegentliches Signal reproduzieren zu können, wie beispielsweise Schlagzeug-Transienten. Diese können große, schnelle Übergangs-Wellenformen haben, die schneller sind als Filter und Abtastbegrenzungen es erlauben, wobei die vorgenannten, wie die Diodenerweiterung angeordneten Schaltkreise, diese Operation ausführen werden, ohne dass ein externes Korrektursignal erforderlich ist. 17 zeigt diese Anordnung. Der variable Anstiegsverstärker ist jetzt langsamer gemacht worden als das erwartete Eingangssignal von der Wiedergabeeinheit, so dass die Differenz zwischen den aufgezeichneten Signalbegrenzungen und dem Verstärkerverhalten der Wiedergabeeinheit jetzt zu einem synthetisch erzeugten Korrektursignal wird. Wie zuvor sind R₁ bis R₆ und die Verstärker A₁ und A₂ wie eine Brücke, die unbegrenzte Signale löscht und die Anstiegsgeschwindigkeitsdifferenz zwischen Eingang und Ausgang präsentiert. Früher wurden die begrenzten und korrigierten Signale zur Wiederherstellung des Eingangs hinzugefügt. Jetzt wird eine Überkorrektur am zu erwartenden Signal vorgenommen, das vorher am Codierereingang vor der Bandgrenzenfilterung angelegen hätte. Diese Operation verwendet dann ein Überkorrektursignal, das von einer Signalbedingung zur anderen variiert, wobei somit ein geregeltes, variables Verstärkungselement, VCA, den Festwert-R₇ des früheren Schaltkreises ersetzt. Wenn das Steuersignal auf dieses Ereignis geeignet eingestellt worden ist, kann ein Fehlerkorrektursignal dem Eingangssignal hinzugefügt werden, um eine sehr viel schnellere Transientenwiedergabe zu erhalten, die jetzt sehr viel stärker den Wellenformen breiterer Bandbreiteneingangssignale ähnelt. Wie zu ersehen ist, tritt eine Übergangsverschiebung-angenäherte Anstiegswiederherstellung auf, wobei das Signal, wenn es der Zeitzusammenhang erforderlich macht, in Bezug auf die Zeit mit Hilfe einer variablen Verzögerung zurückgesetzt werden muss, so das während dieser Rekonstruktion der Kantenübergang auftritt, wo er im ursprünglichen Programmmaterial gewesen wäre.
Es werden sowohl die Anstiegsgeschwindigkeit als auch die Korrektursignalverstärkungen geregelt. Diese sind analog zu Kurvensegmentformen, die in Nachschlagtabellen und Größenskalierungen gespeichert sein könnten und von diesen abgerufen werden könnten und aus der Untersuchung des Signals bestimmt werden könnten. Kondensatoren und Dioden aus Analogschaltkreisen erzeugen vorhersagbare, anstiegsabhängige Kurvenformen, und spannungsgeregelte Verstärker reagieren auf eine Größeninformation. Die Änderungsgeschwindigkeit von Zahlen im Vergleich zu einigen gemittelten Zahlengrößen und Vervielfacherkoeffizienten in speichersimulierender Krümmung oder einer nichtlinearen Funktion können die gleichen Operationen in der Digitaldomäne ausführen. Beide Operationen hängen davon ab, dass sie als erstes die Aufnahme getestet und die Wiedergabesynthese während des Codierens vorhergesagt haben und danach ein Steuersignal erzeugen, das die Wiedergabeeinheit einstellt, die besten getesteten Ergebnisse nachzuführen. Um dieses mit dem Analogschaltkreis auszuführen, wird das Eingangssignal im Tiefpass gefiltert, möglicherweise anstiegsbegrenzt und danach mit einem noch niedrigen Anstiegsgeschwindigkeits-Grenzschaltkreis verglichen, um ein Korrektursignal zu erhalten. Danach wie die VCA-Verstärkung eingestellt, um eine beste Anpassung zwischen bandeingeschränkten und nicht eingeschränkten Signalen zu erhalten. Anstiegsgrenze, VCA-Einstellungen und Eingangszeit werden die Steuerinformation. Da die Wiedergabeeinheit dieselben Schaltkreise hat, wie sie zum Codieren verwendet werden, wird die Ausgangswellenform nachgeführt. Selbstverständlich können viele andere analogen und digitalen Methoden zur Bestimmung und synthetischen Darstellung von Anstiegsgrenze und -erweiterung verwendet werden. Ein einzigartiger Gesichtspunkt besteht jedoch darin, dass diese Operationen viele hoch aufgelöste Punkte eines Wellenformabschnittes aus vorcodierten Kurvenformen synthetisch darstellen kann, deren Zugriff aus einem geringen In formationsgehalt des Steuersignal möglich ist, oder eine Annäherung der Wellenform erster Ordnung in Abwesenheit der Steuerung ausführen können.
Eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung arbeitet hauptsächlich in der Digitaldomäne und hat den gleichen grundlegenden Aufbau des Gesamtsystems, wie er in 3 und 4 der Zeichnungen gezeigt wird. Wie in dem Fall des Analogsystems (z. B. 8) ist jedes Subsystem im Wesentlichen ein selbständiger Schaltkreis oder funktionelles Modul, die eine einzige Operation ausführen. Eingangs- und Ausgangssignale dieser Module sind oftmals von einem Designs oder Produkt zum nächsten ähnlich. Wenn daher die Komponente oder das Subsystem, die zur Verbesserung der Leistung hinzugefügt wurden, diese intermediären Signale oder die Schaltkreiskonfiguration nicht wesentlich ändern, ist eine Kompatibilität mit Standardanlagen und Aufzeichnungen sehr viel wahrscheinlicher. In unserem Fall sind die "DSP"- oder digitalen Signalverarbeitungssubsysteme in 100–102 und 104/105 die einzigen Elemente, während die übrigen Komponenten des Systems einige Änderungen aufweisen und so belassen wurden, wie sie normalerweise in den Produkten auftreten.
In 18 ist ein detaillierteres Diagramm der gegenwärtig bevorzugten digitalen Ausführungsform des Codiersystems zu sehen, bei dem hoch spezialisierte Operationen mit Hilfe funktioneller Gruppen elektronischer Bauelemente ausgeführt werden. Sehr oft führt jedes eine einzige Aufgabe aus, die untersucht, bewertet und unabhängig beschrieben werden kann, ohne andere Teile des Digitalsystems einzubeziehen. Damit ist jedes Element ein funktioneller Block, der einer Sound-Systemkomponente sehr ähnlich ist, die vorgegeben und mit anderen verglichen werden kann.
Das Analogeingangssignal wird auf einen abgeglichenen Eingangsverstärker 201 gegeben, gefolgt von einem Überschall-Tiefpassanalogfilter-Subsystem 202, das zuerst sowohl Signal- als auch Prozessor-Erdungen isoliert und danach Frequenzen oberhalb der Nyquist-Grenze entfernt. Auf diese Weise wird ein Quersprechen bzw. eine Querkopplung zwischen Digitalsignalen und Analogsignalen verringert. Audio-Signale müssen von den Digitalschaltkreisen abgetrennt werden, um eine Wechselwirkung und Quersprechrauschen zu verhindern. Wird dieses nicht gründlich ausgeführt, breiten diese Probleme in der gesamten Audio-Komponentenkette sowie innerhalb der Codiererelektronik aus. Das Überschallfilter wird benötigt, um Hochfrequenzkomponenten in dem ankommenden Signal zu eliminieren, einschließlich Hochfrequenzstreuung und andere Störungen, die an derenfalls Alias und Rückfaltungen oder Schwebungen erzeugen würden, wenn das Signal abgetastet wird. Der Ausgang des Filters wird auf einen Überabtastungs-A/D-Umsetzer gelegt. In der in 18 gezeigten Ausführungsform wird das Signal mit der 4-fachen Endfrequenz von 44,1 kHz abgetastet. In einer anderen Ausführungsform haben wir einen Umsetzer verwendet, der mit dem 8-fachen von 44,1 kHz betrieben wurde. Als Teil der Transientenanalyse, die nachfolgend beschrieben wird, sind wir an Frequenzen bis zu mindestens 40 kHz interessiert, weshalb das Filter oberhalb dieses Bereichs zu dämpfen beginnt. In beiden Fällen liegt die Grenzfrequenz des Filters ausreichend oberhalb des normalen Audio-Bereichs, so dass das Filter ein allmähliches Dämpfen aufweisen kann und keine hörbaren Phasenverzerrungen einführt. Das "Brick-Wall"-Aliasfilter für das codierte Signal wird als ein Digitalfilter in den nachfolgend beschriebenen Dezimationsprozess implementiert. Es kommt jedoch darauf an, dass sich das Ansprechen des Analogfilters unterhalb der Auflösungsgrenzen bei Frequenzen befindet, die zu einer Alias-Bildung im hörbaren Bereich führen würden (d. h. ein Eingang oberhalb von 132 kHz bei 4-facher Überabtastung), da diese Alias-Produkte nicht vom Programmmaterial unterschieden werden können oder später ausgefiltert werden können.
Filter, die nach bekannten Ausführungen aufgebaut sind, versuchen Alias und Rückfaltrauschen ausreichend unterhalb der Auflösungsgrenzen des Digitalcodes zu halten. Das Bekannte Compact Disc-Codieren liefert 15 Bit-Daten, die bei 44,1 kHz abgetastet sind. Eingangsfrequenzen oberhalb von 22,05 kHz überschreiten die halbe Abtastgeschwindigkeit der Nyquist-Grenze und werden einfach nicht wiedergegeben. Anstelle dessen erhält man Komponenten mit geringerer Frequenzdifferenz, die bei einer Standard-CD mindestens 85 dB niedriger sein müssten, um nicht hörbar zu sein. Die ((vorliegende)) Erfindung benötigt jedoch ein Digitalsignal mit höherer Auflösung, was eine dazu proportional strengere Filtercharakteristik bedeutet. Da wir ein Signal mit näherungsweise 20 Bit Auflösung entsprechend der nachfolgenden Beschreibung bearbeiten, müssen wir Eingangssignale, die Alias-Produkte erzeugen würden, um mindestens 108 dB darunter erhalten. Aufgrund ihres ähnlichen, nichtmusikalischen Charakters muss eine Nebensprechstörung zwischen Analogprozessen und Digitalprozessen so gering wie möglich sein.
Während die Operationen des Analogfilters und Isolierens funktionell separate Operationen sind, hängen die erforderlichen Schaltkreis zusammen und arbeiten oftmals am besten, wenn sie von einer Gruppe von Bauelementen gemeinsam aufgebaut sind. Gute Konfigurationen können vollständig abgeglichene Push-Pull-Signalwege haben, sowie separate Stromversorgung, Erdung und Abschirmung.
Der Ausgang des Überschall-Analogfilters 202 wird an das Abtast- und Halt- und A/D-Umsetzer-Subsystem 203 über einen Summierpunkt angelegt, wo ein Ausgleichsmodulationssignal hinzugefügt wird. Die kontinuierlichen Analogsignale werden in regelmäßigen Abständen abgetastet und die Abtastspannung ausreichend lange unverändert gehalten, um in eine Binärzahl oder ein Wort umgesetzt zu werden, die die Amplitude der Abtastung repräsentieren. Wie bereits diskutiert wurde, liefern schnellere Abtastraten mehr Stellen zum Festlegen der Signalwellenform und längere Digitalcode oder mehr Bits liefern eine feinere Auflösung für jede Abtastung. Eine genaue Umsetzung ist sehr schwierig, wobei in kommerziellen Hybrid-integrierte Abtastungen und Halten der A/D-Umsetzer, die bei 176,4 kHz oder 4-facher Überabtastrate betrieben werden können, und erzeugen 18 Bit Digitalwerte, die die Abtastungsamplituden repräsentieren. Diese Einheit befindet sich an ihren Grenzen des gegenwärtigen Standes der Technik in kommerziell verfügbaren Umsetzern. Vor der Verfügbarkeit dieser Umsetzer haben wir andere kommerzielle Umsetzer mit 16 Bit-Genauigkeit bei einer 8-fachen Überabtastungsrate verwendet.
Um eine Auflösung in einem A/D-System zu erreichen, die der Leistungsfähigkeit moderner Umsetzer angepasst ist, muss große Sorgfalt beim Minimieren von Rauschen und Analog-Digital-Wechselwirkung aufgewendet werden. Eine der Methoden, die von uns zur Anwendung gebracht wurde, wird als "stille Umsetzung" bezeichnet. Um Digitalstörungen an Analogsignalen und Umsetzungstaktung zu vermeiden, schaltet die gesamte Logik und das Umsetzungssystem mit Ausnahme des Abtastungszyklus vor der entscheidenden Abtastungsoperation ab. Rauschen von Kabeln, IC's und anderen Teilen wird 10-fach bis 100-fach geringer und es erfolgt eine Signalabtastung mit einer Genauigkeit von 10^–6 Volt. Sobald das Analogsignal abgetastet und sicher gehalten wird, wird der Umsetzungsprozess wieder aufgenommen und der Digitalcode zu den Digitalsignalprozessoren gesendet. Andere Systeme arbeiten nicht wie dieses und werden schwerwiegend durch Rauschen, Nebensprechen oder Störspannungsspitzen behindert
Ein anderer Aspekt einer A/D- und D/A-Umsetzung, der sehr wichtig ist, ist, wie bereits diskutiert wurde, die Minimierung zeitlicher Signalschwankung (("Jitter")). Die Technik in neueren Firmenschriften auf dem Gebiet der Audio-Technik, die Ergebnisse veröffentlichten, zeigen, dass ein Jitter von 100 Pikosekunden in der Abtastzeit eindeutig hörbar ist. Um dieses Jitter auf ein Minimum zu halten, haben wir die Systemtaktung 209 im A/D-Umsetzmodul eingebaut. Wir haben eine Taktgeberstufe verwendet, die so bemessen war, dass sie über ein sehr geringes Phasenrauschen verfügte, und haben einen kurzen Weg zum Umsetzer benutzt. Der Taktgeber wurde außerdem gepuffert und verwendet, um den Rest des Systems mit der Bezugstaktung zu versehen.
Die Überabtastung erlaubt zusätzlich zu den Vorteilen in Bezug auf den bereits diskutierten Analogfilteraufbau, dass ein bestimmter Umsetzer eine höhere Amplitudenauflösung oder mehr Bits erreichen kann, um Signalpegel zu repräsentieren, wenn eine Dezimation erfolgt. Jedes zusätzliche Bit verdoppelt die codierte Auflösung, um einen fast 6 dB größeren Dynamikbereich zu liefern. Bei einer 4-fachen Überabtastung werden beispielsweise 4 Abtastungen für jede im fertigen Format vorhandene genommen, wobei die zusätzlichen Abtastungen mehr Informationen über das ursprüngliche Signal enthalten. Einige dezimierende Umsetzer verwerfen diese zusätzliche Information einfach, während wir diese in eine Amplitudenauflösung unter Anwendung eines subtraktiven Dithers umsetzen. Eine der Funktionen des ersten DSP-Subsystems 205 ist die Erzeugung eines Dither-Signals, das eine von mehreren möglichen Formen annehmen kann, einschließlich einer Sägezahn-Form, einer Sinuswelle und eines pseudozufälligen Tauschens. Ein Prozess innerhalb des DSP erzeugt kleine scheinbar zufälligen Zahlen, die auf fraktionelle Bitpegel skaliert sind. Diese Zahlen werden auf einem S/A-Umsetzer 207 gegeben, dessen Ausgang geglättet und skaliert ist oder in 208 gedämpft wird, um fraktionelle Bitpegel zu erzielen, wenn sei zu dem eingehenden Analogsignal addiert werden. Die Spannung wird dem Audio-Signal hinzugefügt und erzeugt dadurch einen Vernier-Effekt. In dem DSP-System 205 werden die Dither-Zahlen verzögert, um der Systemverzögerung bei Abtastungen angepasst zu werden, die vom A/D-Umsetzer 203 kommen, wobei das Dither wiederum heraus subtrahiert wird. Wenn das Signal mit Hilfe des Tiefpassfilterprozesses in 205 als Teil der Dezimation gemittelt wird, können die kleinsten Signalkomponenten auf Bruchteile eines wertniedrigsten Bits des Umsetzers bestimmt werden. Diese Operationen müssen bei einkommender Abtastfrequenz erfolgen, wobei in dem vorliegenden Schema der 4-fachen Überabtastung bis zu zusätzlichen 2 Bits Auflösung möglich ist.
Der Digitalausgang des A/D-Umsetzers wird zum Signalanalysensubsystem 211 gegeben und durch das Verzögerungssubsystem 204 zum ersten Digitalsignal-Verarbeitungssubsystem 205 geleitet. Die bei 204 vorgenommene Verzögerung ermög licht eine Berechnung des Signals und eine Entscheidung der Prozesssteuerung, bevor das Signal das DSP-System erreicht. Auf diese Weise wird das DSP niemals "überrascht" oder durch sich ändernde Signalbedingungen abgefangen.
In einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform wird das Subsystem 205 zu einer digitalen Signalverarbeitung unter Verwendung zweier kommerzieller DSP-Prozessoren mit 24 Bit Wortlänge und 56 Bit Akkumulatoren implementiert. Es führt eine Vielzahl von Funktionen aus, die einschließen: Erzeugung, Verzögerung und Subtraktion des Dither-Signals, wie vorstehend beschrieben wurde; Tiefpassfiltern des Signals unter Verwendung einer Reihe von Filtern; Dezimation des Signals auf eine Abtastrate nach technischem Standard; sowie Handhabung der Übergänge von einem Filter zum anderen unter dem Kommando des Prozesssteuerungssystems 211. Zunächst wird eine verzögerte Kopie des Dithers, das dem Analogsignal vor der Umsetzung hinzugefügt wurde, von dem einkommenden Digitalsignal subtrahiert. Das Signal unterliegt sodann einer Dezimation, welche ein Tiefpassfiltern einschließt, gefolgt von wiederholtem Verwerfen dreier Abtastungen und Bewahren der vierten Abtastung. Es ist dieses digitalimplementierte Tiefpassfilter, das die Antialias-Funktion für das Signal in seiner endgültigen Abtastungsfrequenz ausführt, wobei, wie bereits diskutiert wurde, keine einzige Filterimplementierung unter allen Programmbedingungen ideal sein kann, da zwischen dem Durchlassbereich und dem Sperrbereich ein steiler Übergang benötigt wird. Obgleich ein symmetrischer Digitalfilter mit finitem Impulsgang frei ist von variabler Gruppenverzögerung und Phasenverzerrungseffekten, die Analogfilter belasten, gibt es noch die Nachteile zwischen der Alias-Unterdrückung, dem Transienteneingang und dem Frequenzgang im Durchlassbereich. Die Erfindung löst dieses Problem unter Verwendung verschiedener Filtercharakteristiken für unterschiedliche Signalbedingungen und liefert einen glatten Übergang oder eine Verschmelzung von einem Filter zum anderen. Die Implemetierung der Filter ist bei FIR-Filtern unter Verwendung mehrfacher und akkumulierender Funktionen standardgemäß. Das Ergebnis der Dezimation ist ein Signal mit näherungsweise 20 Bit Auflösung bei einfacher Abtastungsrate. Diese 20 Bit-Genauigkeit erfordert eine Filter-Sperrbereichsunterdrückung von mindestens 108 dB, um Alias-Produkte unterhalb der Auflösung des Signals zu halten.
Der Ausgang des DSP-Subsystems 205 ist ein Digitalsignal mit einer Abtastungsrate nach technischem Standard (44,1 kHz bis CD's) mit einer Information von 20 Bit. Das Signal wird auf das zweite Digitalsignalverarbeitungssubsystem 210 gegeben, das die 20 Bit-Auflösung in 16 Bit-Wörter entsprechend dem technischen Standard packt und Steuerinformation für die Verwendung auf Seiten der Wiedergabeeinheit hinzufügt. Dies Operationen werden unter dem Kommando des Prozesssteuerungssubsystems 211 ausgeführt. Das Informationspacken wird unter Verwendung einer bereits beschriebenen, digitalen Implementierung des Analogsystems erreicht. Bei Pegelspitzenwerten in dem Programm wird eine unverzögerte, weiche Grenzwert-Transferfunktion so wählen, dass sie einen minimal hörbaren Einfluss bei nichtcodierter Wiedergabe hat und in dem reproduzierenden Decoder exakt rekonstruiert werden kann. Das Prozesssteuerungssubsystem 211 hat auch die Möglichkeit, die Grenzparameter zu ändern, wie beispielsweise eine Änderung des Grenz-Schwellwertes in Reaktion auf den Grad der Begrenzung, die bereits an dem Signal vorgenommen sein kann, bevor es den Codieren erreicht. Dabei kann der Codieren auch die Parameterinformation an die Wiedergabeeinheit senden, indem die in dem Signal verborgenen Steuercode verwendet werden.
Bei Signalen mit sehr geringen Pegeln wird zur Erhöhung der Systemverstärkung eine mittlere Verstärkungskomprimierung verwendet. Dieser Verstärkungszuwachs erhöht den Pegel solcher kleiner Signale weiter in die oberen 16 Bit des Digitalwortes, wonach das 20 Bit-Wort auf 16 Bit abgerundet wird und auf ein Format nach technischem Standard angepasst wird. Die Verstärkung wird mit Hilfe des Subsystems 211 gesteuert, das vom Standpunkt des DSP-Systems 210 die Zeit voraussieht. 211 sieht ein unverzögertes Signal, während das DSP-System ein von 204 und 205 verzögertes erhält. Das Steuersubsystem fügt außerdem Steuercode ein, die der Wiedergabeeinheit sagen, was mit der Verstärkung geschehen ist. Das zweite DSP-Subsystem wird auch verwendet, um ein "dynamisches Dither" oder Rauschformung entsprechend der vorangegangenen Diskussion in der Analog-Beschreibung anzuwenden.
Die abschließende Aufgabe des DSP-Systems 210 besteht in der Verschlüsselung und dem Einsetzen der Steuercode in das wertniedrigste Bit der Digitalwörter. Die Einzelheiten dieses Prozesses werden nachfolgend diskutiert. Hierbei handelt es sich um die Code, die dem Decoder sagen, was mit dem Signal geschehen ist, so dass er die komplementären Prozesse ausführen kann.
Beide DSP-Subsysteme empfangen Befehle von dem Signalanalyse- und Prozesssteuersubsystem 211. Dieses Modul empfängt das überabgetastete Digitalsignal direkt von dem A/D-Umsetzer, konditioniert es, berechnet es und trifft Prozesssteuerentscheidungen auf der Grundlage der Analyse und sendet an die DSP-Module Befehle. Es erzeugt außerdem die Steuercode für die Wiedergabeeinheit, die in dem Codiererausgang enthalten sind. Das Modul verwendet Digitalversionen der analogen Algorithmen, die bereits diskutiert wurden:
Es werden Verhältnisse von Hochfrequenzgehalt zu Gesamtamplitude zusammen mit erfassen isolierten Transienten verwendet, um Filterprogramme für das Dezimierungsfilter auszuwählen.
Es wird der mittlere Signalpegel des breiten Mittelfrequenzspektrums gemessen und die Ergebnisse zur Steuerung der Verstärkung des Tiefpegelkompressors verwendet. Es werden außerdem Steuercode für die Wiedergabeeinheit erzeugt, um die Codierer-Verstärkungsstruktur korrekt zu ergänzen.
Es wird der mittlere Pegel von Tiefpegel-Hochfrequenzsignalen gemessen und nach Erfordernis der dynamische Dither-Einsatz von zusätzlichen hohen Frequenzen aufgerufen.
Es wird die Verteilung der Spitzenwertamplituden berechnet, um zu bestimmen, ob das eingehende Signal vor dem Codieren begrenzt worden ist. Wenn dieses der Fall ist, kann der Schwellwert der weichen Grenzfunktion des Codierers angehoben werden oder alles abgeschaltet werden.
Es kann das dezimierte Signal mit dem überabgetasteten verglichen werden, das zur Anpassung an die Dezimation verzögert wurde, um nach isolierten Bursts von hochfrequenter Information zu suchen, die Transienten repräsentiert, die nicht in die normale 22 kHz-Bandbreite passen würden. Diese Differenzsignale können zur Wiedergabeeinheit in dem Steuerkanal gesendet werden, in Bezug auf die Zeit ausgebreitet werden, so dass die Wiedergabeeinheit die Transiente bei der Wiedergabe korrigieren kann.
Es kann auch die Transientenanalyse verwendet werden, um die Anstiegsgeschwindigkeitsbegrenzung des Hauptsignals als eine alternative Möglichkeit zu Steuerungen, die scheinbare Bandbreite des Systems zu vergrößern, wie vorstehend bereits diskutiert wurde.
Es wird die Einfügung verdeckter Code in das wertniedrigste Bit des codierten Signals gesteuert, nach Erfordernis eingefügt und die Verwendung des LSB für das Hauptsignal zugelassen, wenn es für die Steuerung nicht benötigt wird.
Das Prozesssteuerungssubsystem ist das Nervenzentrum des Codierers, das die Entscheidungen trifft und die Funktionen der DSP-Einheiten steuert. Bei einer vorgegebenen Implementierung ist es nicht erforderlich, all die vorgenannten Merkmale einzubauen. Aus wirtschaftlichen Gründen kann es wünschenswert sein, lediglich eine spezielle Untergruppe einzusetzen. Da der Codieren Steuercode verwendet, um der Wiedergabeeinheit zu sagen, was sie gerade ausführt, wird eine leistungsfähigere Wiedergabeeinheit nicht irritiert, und eine weniger leistungsfähige wird diese Funktionen ignorieren, die sie nicht ergänzen kann.
Der Digitaldatenausgang vom zweiten DSP-Modul 210 geht an den Format-Umsetzer und danach an die Aufnahmeeinheit. Compact Disc, Digital-Audio-Tape, usw., arbeiten nach ähnlichen Codierprinzipien. Diese Systeme haben jedoch unterschiedliche, aufgezeichnete Formate und elektronische Signale für die gleichen 16 Bit von codierten Programmdaten. In dem Format-Umsetzungsubsystem 212 nach technischem Standard sind spezielle IC-Chips so konfiguriert, dass sie den Daten-Programmspurinformation und andere Serviceinformation hinzufügen und die zwei Kanäle der digitalen 16 Bit-Programmdaten zu einem einzigen Datenstrom vereinigen, der in Formate nach technischem Standard konfiguriert wurde. Das Endergebnis ist ein vereinigter Daten- und Betriebscode, der mit dem Eingang einer standardmäßigen digitalen Aufnahmeeinheit kompatibel gemacht wurde. Dieses Modul übernimmt Funktionen, die allen digitalen Aufnahmesystemen gemein sind, und verwendet kommerziell verfügbare, spezielle funktionsintegrierte Schaltkreise, um die Formatumsetzung auszuführen. Wie am besten in 19 in einem detaillierteren Schaltplan der gegenwärtig bevorzugten digitalen Ausführungsform des Decodiersystems zu sehen ist, werden von funktionellen Gruppen elektronischer Bauelemente hochspezialisierte Operationen ausgeführt. Im dem Wiedergabe-Subsystem könnte das erste Element der Reproduktionskette ein Videorecorder, CD-Player, Receiver oder anderes Gerät sein. Diese Komponenten verfügen in der Regel über Servosysteme, Umsetzungen von spezialisierten Standards, Pufferspeicher und gelegentlich phasenstarre oder frequenzstarre Taktgebersysteme, um stabile, stetige Wiedergabesignale zu erreichen. Beispielsweise könnte ein derartiges System ein CD-Transportsystem sein. Jeder Typ des digitalen Systems erfordert sein eigenes Entschlüsseln, Rangieren und Fixieroperationen, um eventuell "fehlerfreie" digitale Programmdaten zu extrahieren, Werkstück mit Hilfe der Standard-Schaltkreistechnik in der Wiedergabeeinheit oder einem anderen Gerät erreicht wird. Der Ausgang der Wiedergabeeinheit ist ein STSROM von Digitaldaten in einem von mehreren Formaten nach Industriestandard, wobei dieser Datenstrom den Eingang in unser Decodersystem darstellt.
Bezug nehmend auf 19 werden die Daten von der Wiedergabeeinheit auf einen Formatumsetzer 220 gegeben in dem eines der serienmäßigen Digitaldatenformate nach technischem Standard umgesetzt wird in eine Form, die zur Verwendung innerhalb des Decoders geeignet ist. Die Daten werden normalerweise auf rechte und linke Kanäle an dieser Stelle zur separaten Verarbeitung aufgeteilt. Diese Formatumsetzung wird unter Verwendung kommerziell verfügbarer, integrierter Schaltkreise ausgeführt, die für diese Aufgabe bemessen sind. Dieses Subsystem kann dem Transport auch eine Servo-Feedbacksteuerung bereitstellen, um die ankommende Datenrate zu steuern, und liefert sie zu dem Systemtaktgeber des Decodertaktgebers.
Der Datenausgang des Formatumsetzers geht an den Steuerdecodermodul 221. Dieses Subsystem ist komplementär zu dem Prozesssteuerungssubsystem 221 in dem Codieren. Seine Funktionen enthalten das Erfassen und Decodieren der verdeckten Steuercode, eingesetzt durch den Codierer, ein mögliches Code-Stripping oder Entfernung des Codes von dem Signal, Signalanalyse des Datensignals und Erzeugung von Prozesssteuersignalen zur Steuerung der DSP-Module auf der Grundlage der Beschaffenheit des Signals und der verdeckten Code.
Das Datensignal geht sodann an den Verzögerungsmodul 222, der dem Steuerdecodermodul 221 Zeit gibt, um herauszufinden, was mit dem Signal zu tun ist, bevor es an das erste DSP-Subsystem 223 geht. Das erste DSP-Modul 223 ist komplementär zum Modul 210 im Codieren. Es führt eine Spitzenwerterweiterung aus, die die in 210 begrenzten Spitzenwerte wieder herstellt. Es führt eine Tiefpegel-Verstärkungserweiterung aus, die die in 210 komprimierte Tiefpegeldynamik wieder herstellt. Es kann den Tiefpegel ergänzen, indem hohe Frequenzen in der dynamischen Dither-Operation eingeprägt werden, einen linearen Frequenzgang wieder herstellen und das Quantisierungsrauschen herabsetzen. Es führt einige Service-Funktionen aus, und sein Signalausgang verfügt über 18 bis 20 Bit an Realinformationen bei der einfachen Abtastrate (44,1 kHz bis CD).
Dieses genauere Digitalsignal bei der mittleren Abtastrate wird zum zweiten Digitalsignalprozessorsubsystem 224 geführt, das komplementär zu dem Codierer-Modul 205 ist. In diesem Subsystem wird das Signal auf eine höhere Abtastrate interpoliert, indem eine Reihe von Glättungsfiltern verwendet wird, die so ausgewählt werden, dass sie die Dezimationsfilter in 205 ergänzen.
Alle D/A-Umsetzer haben eine Glättungsoperation, um das diskrete abgetastete Signal zu einer kontinuierlichen, analogen Wellenform zurückzusetzen. Die digitale Interpolation wird häufig verwendet, um die Abtastrate zu erhöhen, indem eine größere Zahl von Schritten berechnet wird, die die kontinuierliche Wellenform darstellen. Eine größere Zahl kleinerer Amplitudenschritte vermindert die Last, die auf dem analogen Glättungsfilter 227 liegt, wobei die Umsetzung in die analoge Form zurückverfolgt wird. Bei den meisten Wiedergabe-Schaltkreisen wird eine bestimmte Version dieser Methode eingesetzt. Wiederum ist eine "Überabtastung" aufgetreten. In einer normalen Wiedergabeeinheit hat sich jedoch der Informationsgehalt zwischen dem Eingang und dem Ausgang aus der Interpolation nicht verändert, da das Filter keine neuen Informationen aus seinen Kurvenanpassungsberechnungen erzeugen kann. Im Gegensatz dazu verfügt unser Interpolationssubsystem über Kenntnis des Signals, das sich aus der Berechnung ergibt, die in dem Codierer vor der Dezimation der Bandbreitenbegrenzung ausgeführt wurde. Diese Information ist zu ihr durch den Steuerkanal in Form einer Filterauswahlsteuerung und Transientenkorrektur- oder Verstärkungsdaten zugeflossen, womit dieser Interpolator einen Teil der durch den Dezimator gelöschten Information wiederherstellen kann.
Das Decodiersystem kann ebenfalls für eine gewisse Verbesserung zur Wiedergabe von standardgemäßen, nichtcodierten Signalen sorgen, indem die Charakteristik des eingehenden Signals in Modul 221 berechnet wird und die Ergebnisse verwendet werden, um ein Glättungsfilter auszusuchen, das wahrscheinlich am besten ist. Diese einseitige Operation führt zu einer Verbesserung gegenüber einer konventionellen Wiedergabeeinheit, sie kann jedoch nicht die volle Leistungsfähigkeit des Systems erreichen.
Die Glättungsfilter oder Interpolationsfilter in dem DSP-Subsystem 224 sind vom Typ eines begrenzten Ansprechens auf einen Impuls oder sogenannte FIR-Typen, die symmetrisch ausgeführt werden, um Phasenverzerrungen zu vermeiden. Das Subsystem muss glatte Übergänge oder Verschmelzungsoperationen von dem einen Interpolationsfilter zu dem anderen in der gleichen Weise ausführen, wie das im Dezimator erfolgt. Ähn lich der bereits diskutierten analogen Implemetierung kann es auch eine Transientensynthese und Anstiegsgeschwindigkeitsmodifikation einschließen.
Zusammengefasst stellt der erste Decoder DSP-Modul 223 die Amplitudenauflösung wieder her, und der zweite DSP-Modul 224 stellt die Frequenz- oder Transientenauflösung wieder her. Diese beiden Operationen sind in dem Codierer komplementäre Operationen.
Das überabgetastete Signal mit hoher Auflösung geht an das D/A-Umsetzer-Subsystem 225. Wie bei dem Codieren verwenden wir ein kommerziell verfügbares D/A-Umsetzermodul, das den gegenwärtigen Stand der Technik repräsentiert. Die gegenwärtige Ausführungsform verwendet 20 Bit-Umsetzer, die bei der 4-fachen Überabtastungsrate arbeiten. Wir haben ebenfalls 18 Bit-Umsetzer mit 8-fachen Überabtastungen verwendet. Wie bei dem Codierer muss große Sorgfalt aufgewendet werden, um das Analogsignal von dem Digitalrauschen abzutrennen, wobei das Abtastzeitgeber-Jitter unter Verwendung eines rauscharmen Bezugstaktgebers, der mit dem Umsetzermodul eng gekoppelt ist, auf ein Minimum herabgesetzt wird. Der Analogausgang geht an das Überschallfilter.
In dem analogen Glättungsfilter-Subsystem 227 und dem Ausgangspufferverstärker-Subsystem 228 erfolgt das endgültige Runden und die Entfernung von Überschallsignalen mit einem analogen Tiefpassfilter zusammen mit der Verstärkung auf Eichleitungspegel und Ausgangsimpedanz. Ein komplizierter Aufbau wie der unsrige behandelt das analoge und digitale Filtern als ein Gesamtsystem, um die Vorteile zu erzielen, die beide Methoden bieten. Wie bei dem Codieren wird die Trennung von digitalen und analogen Prozessen über vollständige, symmetrische, digitale und analoge Systeme, Notstromversorgungen und isolierten Erdungschemen erreicht, die eine Wechselwirkung mit Kabeln und anderen äußeren Bauelementen verhindern. Das Ergebnis ist ein analoges Ausgangssignal mit Leitungspegel. Damit ist die Beschreibung des Signalweges vom Analogeingang des Codierers zum Analogausgang des Decodierers vollständig.
Es folgt eine Beschreibung des Steuerkanals in der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform, mit dem es möglich ist, Steuerbefehle und Hilfssignalinformationen von dem Codieren zum Decodierer in dem gleichen Signal wie das Hauptprogramm zu senden.
Die Befehlscode und andere Hilfsdaten werden mit einem pseudozufälligen Rauschen verschlüsselt und das wertniedrigste Bit der Digitalwörter des Hauptsignals in reihenweiser Form mit einem Bit pro Wort eingefügt. Das LSB des Audios wird durch ein "Randomrauschen" für die Dauer der Einfügung der Steuerung ersetzt (selbstverständlich ließe sich mehr als ein Bit für diese Aufgabe "borgen", es ginge jedoch mehr von dem Hauptprogramm verloren). Das System wird so eingestellt, dass, wenn der Steuerkanal nicht benötigt wird, das LSB das normale Audio-Signal führt. Da die D/A-Umsetzer in den meisten der digitalen Audio-Produkte der gegenwärtigen Generation nicht genau auf 16 Bit sind, ist der Verlust des 16. Bit während einer nichtdecodierten Wiedergabe nicht hörbar, solange wie die dort eingesetzte Information über rauschähnliche Eigenschaften verfügt. Selbst in Systemen mit hoher Qualität, in denen alle 16 Bit aufgelöst werden, ist die Einfügung normalerweise nicht hörbar, da das LSB der meisten Programme bereits über sehr rauschähnliche Eigenschaften verfügt. Die Tiefpegelverstärkungskompression und das dynamische Dither, die vorstehend beschrieben wurden, erhöhen den Pegel des Programms während sehr ruhiger Perioden und helfen die Codeeinfügungen während solcher Programmbedingungen zu verdecken, unter denen sie bemerkbar sein könnte. In typischen Programmen der klassischen Musik würde das Steuersignal für Intervalle von etwa einer Millisekunde eingefügt werden, wobei jedes höchstens einige Male pro Sekunde auftritt. Der Verlust der vollständigen Programmauflösung für diese kurzen Intervalle ist nicht wahrnehmbar.
Es sind Schaltkreise zur Erzeugung von Zufallsrauschen, die ein Steuersignal modulieren, es in das LSB des Datenstroms einfügen und es dann auffinden und decodieren, zusammengesetzt und hergestellt worden, um Filterwahl aus einem verdeckten Steuersignal auszulösen. Diese Schaltkreise sind, in 20 enthalten, und zwar ein Pseudozufalls-Entschlüsseler/Decodierer und 21, ein Pseudozufalls-Entschlüsseler/Codierer.
Das Prozesssteuersignal wird in dem wertniedrigsten Bit des digitalen Audiokanals verdeckt, indem es mit einem Rauschsignal moduliert wird. Unser Schaltkreis besteht aus einem Pseudozufallsrauschgenerator auf der Grundlage eines Schieberegisters mit Rückführung, mit dem eine Sequenz maximaler Länge implementiert wird. Dieser Generatortyp erzeugt eine determinierte Sequenz von Bits, die sehr zufällig klingen und dennoch eine reproduzierbare Sequenz sind. Der Ausgang des Rauschgenerators wird zu dem Steuersignal-Modulo-Zwei (Exclusiv-ODER) addiert, indem das Signal mit Rauschen moduliert wird, oder es wird verschlüsselt. Das Ergebnis wird dann in das wertniedrigste Bit des aufgezeichneten seriellen Datenstroms eingefügt. Auf der Wiedergabeseite wird das wertniedrigste Bit von dem seriellen, digitalen Strom extrahiert und der Ausgang eines angepassten Schieberegisters davon subtrahiert, Modulo-Zwei (wiederum Exclusiv-ODER). Das Ergebnis ist das Prozesssteuersignal, wiederum entschlüsselt.
Es gibt zwei grundlegende Variationen für dieses Schema. Die erste Version verwendet zwei Rauschgeneratoren, einen auf der Aufzeichnungsseite und einen auf der Wiedergabeseite. Das Aufnahme-Generator-Rauschen wird dem Signal hinzugefügt und das Wiedergabe-Generator-Rauschen wird subtrahiert. Wenn die zwei Generatoren die gleiche Bit-Sequenz erzeugen, wird das ursprüngliche Signal wieder hergestellt. Das Problem besteht darin, dass der Wiedergabegenerator mit Rauschsequenz, die während der Aufzeichnung hinzugefügt wird, synchronisiert werden muss. Obgleich es viele bekannte Vorgehensweisen für die Lösung dieses Problems gibt, die in der Literatur über Streuspektrumkommunikation behandelt werden, handelt es sich immer noch um ein nichttriviales Problem. Obgleich diese Vorgehensweise durchführbar ist, wird in einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform des Systems die folgende Technologie zum Einsatz gebracht.
In der bevorzugten Ausführungsform wird die Summe des Prozesssteuersignals und des Generatorausgangs zum Generatoreingang zurückgeführt. Damit wird das Signal effektiv in die Generatorsequenz "gefaltet", so dass das verschlüsselte Signal lediglich von seinem letzten Werdegang der Bits abhängt und die Wiedergabeseite ein anpassendes Schieberegister ohne Rückführung enthält da die Wiedergabeseite lediglich eine "Vorwärts"-Addition der Bits in dem Schieberegister verwendet, wird sie garantiert synchronisiert, sobald N + 1 Bit angekommen sind, wobei N die Länge des Schieberegisters ist. Der Nachteil dieser Vorgehensweise besteht darin, dass der Rauschgenerator zeitweise ins Stocken geraten kann, was von der Charakteristik des Prozesssteuersignals abhängt. Die Wahrscheinlichkeit dafür, dass dies passiert, lässt sich willkürlich klein halten. Bei der Implementierung, die in 20 und 21 gezeigt wird, liegt die Wahrscheinlichkeit in der Größenordnung von 1 : 100.000, das eine Bit-Sequenz auftreten könnte, die den Generator zum Stocken bringt. Geht man auf ein 31 Bit-Schieberegister über, fällt die Wahrscheinlichkeit auf etwa 1 : 2 Milliarden ab, was bei einer CD einmal in 12,6 Stunden entspricht. Wenn sich das Prozesssteuersignal rasch ändert, wird der Umstand eines ins "Stocken" geratenen Rauschgenerators von ausreichend kurzer Dauer sein, um rauschähnliche und unhörbar zu sein. Das Problem des in Stocken geratenen Rauschgenerators ist nur dann relevant, wenn die Steuersequenz kontinuierlich eingesetzt wird. In der bevorzugten Aus führungsform, in der die Steuerung lediglich für kurze Intervalle eingefügt wird, ist dies aus zweierlei Gründen kein Problem. Erstens, wird der blockierte Generator-Ausgang, da das LSB die meiste Zeit zum Programm zurückgeführt wird, nicht in das Signal eingesetzt. Zweitens, erfordert die dynamische Einfügung die Verwendung einer synchronisierenden Sequenz entsprechend der nachfolgenden Beschreibung, die so bemessen werden kann, dass garantiert ist, dass der Generator nicht ins Stocken gerät.
Die dynamische Einfügung des Steuersignals in das LSB oder die gemeinsame Nutzung des LSB mit den Hauptprogrammen bedeuten, dass die Wiedergabeeinheit in der Lage sein muss, die in den Strom der willkürlichen Hauptprogrammdaten eingebetteten Befehle zu identifizieren. Dieses wird erreicht, indem ein Befehlscode mit einer synchronisierenden Sequenz von Bits vorangeht, die der Decoder in dem Datenstrom absucht. Die Sequenz kann ausreichend lang gemacht werden, so dass die Wahrscheinlichkeit ihres Auftretens in den Programmdaten extrem gering ist, wenn man davon ausgeht, dass die Programmdaten weitgehend zufällig sind. Natürlich muss man Muster vermeiden, die häufiger als zufällige Frequenzen erscheinen könnten, wie beispielsweise lange Zeichenfolgen von Einsen oder Nullen, die während der stillen Perioden im Programm auftreten könnten. Ein falsches Triggern der Wiedergabeeinheit auf Programmdaten lässt sich bei Aufzeichnungen vollständig eliminieren, bei denen die Erfindung einbezogen wurde, indem der Codierer den Programmdatenstrom während der Aufzeichnung überwacht und das wertniedrigste Bit in einem Wort ändert, wenn die synchronisierende Sequenz auftreten will, wodurch sie vermieden wird. Dies führt zu einer Bit-Fehlerwahrscheinlichkeit der gleichen Größenordnung, wie die vermiedene falsche Triggerwahrscheinlichkeit, die weitaus weniger störend gemacht werden kann als die Einfügung von Steuercode und so inkonsequent ist.
Es ist zu bemerken, dass die vorstehend beschriebene Methode zur Verdeckung von willkürlichen Digitaldaten in einem digitalen Audio-Signal oder anderem digitalen Signal verwendet werden kann, das Analogdaten darstellt, wobei die Genauigkeit des wertniedrigsten Bit nicht stets benötigt wird. Derartige anstelle unseres Prozesssteuersignals oder zusätzlich zu diesem eingesetzte Daten ließen sich zur Steuerung einer Multimedia-Präsentation oder für eine gewisse andere Aufgabe verwenden, die hiermit in keinem Zusammenhang steht.
Aus der vorangegangenen Beschreibung ist offensichtlich, dass der Fachmann auf dem Gebiet der Audio-Technik und der digitalen Datenverarbeitung in der Lage ist, eine große Vielzahl von Computern und anderen, elektronischen Implementierungen sowohl als Hardware als auch Software zu nutzen, um viele Methoden der Analyse, Auswertung, Codierung, Decodierung und Kompensation im Rahmen der Verfahren und des Apparats der vorliegenden Erfindung auszuführen.
Die vorstehend beschriebenen Systeme der vorliegenden Erfindung erfüllen den seit langem bestehenden Wunsch auf dem Gebiet, neue und verbesserte Digitalcodier/Decodierverfahren und einen Apparat für Wiedergabe von Analogsignalen mit ultrageringer Verzerrung zu schaffen, die auch mit den Wiedergabeapparaten für Signale nach technischem Standard kompatibel sind, die nicht die Decodierprozessmerkmale der vorliegenden Erfindung aufweisen. Darüber hinaus sind in ähnlicher Weise Signale, denen die Codierprozessmerkmale der Erfindung fehlen, in ähnlicher Weise mit den Wiedergabedecodern kompatibel, die die Erfindung verkörpern, wodurch eine gewisse Gesamtverbesserung gewährt wird.
Die vorliegende Erfindung gewährt ein verbessertes Codier/Decodiersystem, das eine vorbestimmte Balance oder Zwischenwiedergabe von Verstärkung, Anstieg und Operationen der Wellensynthese zur Verringerung von Signalverzerrungen und Verbesserung der scheinbaren Auflösung ermöglicht. Es wird die Analyse von Wellenformcharakteristiken während des Codierprozesses ausgeführt und die Ergebnisse dieser Analyse danach in dem Decodierprozess genutzt, um die Originalwellenform genauer zu rekonstruieren, während die nachteiligen Auswirkungen, die normalerweise beim Abtasten und Umsetzen von Audiosignalen in Digitalsignale auftreten auf ein Minimum herabzusetzen und danach diese zurück in Digitalsignale zu einer genauen Simulation der ursprünglichen analogen Wellenform umzusetzen.
Nach der vorliegenden Erfindung ist die während der vorstehend beschriebenen Wellenformanalyse entwickelte Steuerinformation in einem digitalen Standardcode verdeckt, wobei diese Information danach verwendet wird, um den Reproduktionsprozess in Bezug auf sein bestes Leistungsvermögen zu ändern und zu steuern. Diese verdeckten Steuercode triggern eine entsprechende, decodierende Signal-Rekonstruktionskompensation, die den aus der Signalanalyse resultierenden Codierprozess ergänzt. Da der Steuercode verdeckt ist und die digitale Gesamtinformationsge schwindigkeit normalerweise kompatibel mit vorhandenen Geräten und nach den Vorschriften und Standards der Hersteller betrieben werden. Darüber hinaus sind, wie bereits ausgeführt wurde, Signale, denen die Codierprozessmerkmale der Erfindung fehlen, in ähnlicher Weise wie die Erfindung verkörpernden Wiedergabedecodierern kompatibel, wodurch eine gewisse vorteilhafte Verbesserung erreicht wird.
Aus der vorangegangenen Ausführung wird offensichtlich, dass bei den vorstehend veranschaulichten und beschriebenen speziellen Formen und verschiedenen Aspekten der Erfindung zahlreiche Modifikationen vorgenommen werden können. Dementsprechend ist nicht davon auszugehen, dass die Erfindung anders als durch die beigefügten Patentansprüche beschränkt ist.
Tabelle I

Hinweise zu 5a bis 5d
5a: Testsignal = ±5 Volt (Sägezahn) + 10 mVolt (Sinuswelle)
5b: Signaldiskontinuität infolge:
1. LSB-Abrundung, A/D, D/A-Nebensprechen
2. Auflösungsgrenze, keine Codeänderung
3. Fehlender Code, Code-Fehler
4. Abtastungsgehalt oder DAC-Störspannung (Störsignal oder -energie)
5c: Sektionen zu Beginn und an dem Ende des Sägezahnüberganges (vergrößert)
1. durchgezogen: ideale Wellenform
2. schraffiert: bestmögliches Filter
3. A–B: korrekte Analog/Digitalumsetzung
4. C–D: Anstiegsgeschwindigkeitsfehler
Bei geringer Verzerrung: – die Fläche der Übergänge muss zur Signalwellenform symmetrisch sein, da, wenn sie dies nicht ist, eine restliche Verschiebung nach dem Signal auftreten wird. – das Testsignal ist symmetrisch ausgeführt, weshalb die Fläche des Überschießenden A–B gleich der Fläche C–D sein sollte.
In der Zeichnung: C–D ist größer als A–B = Ursachen:
1. unsymmetrisch Anstiegsgeschwindigkeit am Abtastungsgehalt
2. Rückführungsverzögerung im A/D-Umsetzer
3. Datenverzögerte Rauschstörspannungen
4. Nebensprechen zwischen Daten und Taktung (Mitnahmeungewissheit)
5. Hysterese/Speicher der vorangegangenen Abtastung
5d: Sektion BB von 5a (vergrößert)

Claims

Verfahren zum Umwandeln und Codieren eines analogen Signals (99) in ein Signal (103) in digitalem Format und zum anschließenden Decodieren und Umwandeln des Signals in digitalem Format, um eine Kopie (106) des analogen Signals wiederzugewinnen, das die folgenden Schritte umfasst: Überwachen (106) der physikalischen Eigenschaften der analogen Wellenform eines analogen Signals, das in ein Signal in digitaler Form umgewandelt wird; Umwandeln (100) der analogen Wellenform in das Signal in digitalem Format und Spitzenbegrenzung des Signals in digitalem Format; Codieren (102) von Steuerinformationen in dem Signal in digitalem Format, die die physikalischen Eigenschaften der analogen Wellenform anzeigen, so dass eine Kopie der analogen Wellenform anschließend genauer aus dem Signal in digitalem Format rekonstruiert werden kann als ohne die Steuerinformationen; Decodieren (104) der Steuerinformationen, die bestimmte vorgegebene physikalische Eigenschaften der analogen Wellenform anzeigen, aus dem Signal in digitalem Format; Umwandeln (105) des Signals in digitalem Format in eine Kopie der analogen Wellenform; und Durchführen von Signalrekonstruktions-Kompensation zur Spitzenwiederherstellung entsprechend den Steuerinformationen während des Umwandlungsvorgangs, wobei die Steuerinformationen anschließende genauere Rekonstruktion einer Kopie der analogen Wellenform aus dem Signal in digitalem Format als ohne die Steuerinformationen ermöglichen, das mit Industriestandard-Wiedergabevor richtungen dahingehend kompatibel ist, dass die Fähigkeit, eine Kopie der analogen Wellenform wiederzugewinnen, unabhängig von den Steuerinformationen aufrechterhalten wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Steuerinformationen, die die physikalischen Eigenschaften der analogen Wellenform anzeigen, in dem Signal in digitalem Format verschlüsselt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei die Steuerinformationen, die die physikalischen Eigenschaften der analogen Wellenform anzeigen, in dem Signal in digitalem Format verborgen werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–3, wobei die Steuerinformationen zu den niedrigstwertigen Bits des Signals in digitalem Format verschlüsselt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–4, wobei die Steuerinformationen die Form von Steuercodes haben.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–5, wobei die Spitzenbegrenzung und die Wiederherstellung einen durch einen Codierer gewählten Algorithmus zum Decodieren einschließen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–6, wobei die Spitzenbegrenzung und die Wiederherstellung Eins-zu-Eins-Abbildung zur Rekonstruktion durch einen Decodieren einschließen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–7, wobei die Spitzenbegrenzung und die Wiederherstellung den Einsatz nur bei höchsten Spitzenpegeln einschließen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–8, wobei die Spitzenbegrenzung und die Wiederherstellung Simulieren von Analogband-Sättigungskurven einschließen, um geringe Verzerrung bei nicht decodierter Wiedergabe zu erreichen.
System zum Umwandeln und Codieren analoger Signale (99) in ein Signal in digitalem Format, das umfasst: eine Einrichtung (102) zum Überwachen der physikalischen Eigenschaften der analogen Wellenform eines analogen Signals, das in ein Signal in digitalem Format umgewandelt werden soll; eine Einrichtung (100) zum Umwandeln der analogen Wellenform in das Signal in digitalem Format; eine Begrenzungseinrichtung (102) zum Spitzenbegrenzen des Signals in digitalem Format; eine Einrichtung (102) zum selektiven Aktivieren der Begrenzungseinrichtung; und eine Einrichtung (102) zum Codieren von Steuerinformationen in dem Signal in digitalem Format, die die physikalischen Eigenschaften der analogen Wellenform anzeigen, wobei die Steuerinformationen anschließende Spitzenwiederherstellung und genauere Rekonstruktion einer Kopie der analogen Wellenform aus dem Signal in digitalem Format als ohne die Steuerinformationen ermöglichen und das Signal in digitalem Format dahingehend mit Industriestandard-Wiedergabevorrichtungen kompatibel ist, dass die Fähigkeit, eine Kopie der analogen Wellenform wiederzugewinnen, unabhängig von den Steuerinformationen aufrechterhalten wird.
System nach Anspruch 10, wobei die Steuerinformationen, die die physikalischen Eigenschaften der analogen Wellenform anzeigen, in dem Signal in digitalem Format verschlüsselt werden.
System nach einem der Ansprüche 10 oder 11, wobei die Steuerinformationen, die die physikalischen Eigenschaften der analogen Wellenform anzeigen, in dem Signal in digitalem Format verborgen werden.
System nach einem der Ansprüche 10–12, wobei die Steuerinformationen zu den niedrigstwertigen Bits des Signals in digitalem Format verschlüsselt werden.
System nach einem der Ansprüche 10–13, wobei die Steuerinformationen die Form von Steuercodes haben.
System nach einem der Ansprüche 10–14, wobei das Signal in digitalem Format ein komprimiertes Signal darstellt, das durch einen folgenden Decoder komplementär dekomprimiert wird.
System nach einem der Ansprüche 10–15, wobei sich die Steuerinformationen auf Anstiegskorrektur beziehen.
System nach einem der Ansprüche 10–15, wobei sich die Steuerinformationen auf Pegelkorrektur beziehen.
System nach einem der Ansprüche 10–15, wobei sich die Steuerinformationen auf Wellenformsynthese beziehen.
System nach einem der Ansprüche 11–15, wobei sich die Steuerinformationen auf Pegel, Anstieg und korrigierende Wellenformsynthese beziehen.