KR100294163B1 - 개선된신호엔코드/디코드시스템 - Google Patents

Abstract

발명의 디코딩 특징을 결합하지 않으면서 산업 표준화된 산호 재생 장치와 일치하면서, 엔코딩 동안에 만들어진 신호 분석을 이행하는 적절한 디코딩 신호 복원 보상을 트리거링하기 위한 감춰진 제어 코드의 제어하에서, 신호 왜곡을 감소시키고, 명백한 해상도를 개선하기 위해 이득, 슬류율 및 파장 종합 작동의 상호 작용을 제공하는, 아날로그 신호의 매우 낮은 외고 복제를 제공하는 위한 신호 엔코딩 및 디코딩에 관한 전자공학적 방법 및 장치. 추가로, 발명의 엔코딩 처리 특징이 결여된 신호는 몇가지 전체적인 재저장 향상을 제공하는 위해 발명을 구체화하는 재생 디코더와 유사하게 일치한다.

Description

[발명의 명칭]

개선된 신호 엔코드/디코드 시스템

[발명의 배경]

본 발명은 일반적으로 신호의 엔코딩/디코딩(encoding/decoding)방법 및 장치에서의 개선에 관한 것이로, 보다 특히 낮은 왜곡, 높은 해상도, 본 발명의 디코딩 특징을 결합하지 않은 산업표준신호의 재생장치 및 표준과 일치하여 존재하는 아날로그신호의 증가된 동적인 복제범위의 새롭고 개선된 디지탈 엔코딩 및 디코딩 시스템에 관한 것이다.

추가로, 발명에 엔코딩 공정 특징이 결여된 레코딩은 발명을 고체화한 재생 디코더와 유사하게 일치하고, 몇가지 향상을 제공한다.

보통, 레코딩 또는 통신 시스템은 표준화되고, 이것의 포맷은 이미 존재하는 설비의 실질적인 양에 영향을 주지 않으면서 쉽게 변할수 없다.

그러므로, 보조 코드들을 갖는 애딩(adding)정보는 공급이 이러한 삽입물에 대해 표준화되지 않는다면, 항상 실질적일수 없다.

불행하게도, 현대의 디지탈 시스템은, 데이타 대역폭, 해상도, 에러 정정, 동기화, 보조 데이타 및 다른 "하우스키핑(housekeepig)" 정보가 기본적으로 저장 또는 전송매체의 전체 디지탈 용량을 차지하기 때문에, 더 이상 확장 가능하지 않다.

그러나, 이러한 장치들의 전자 설비 제조업자 및 사용자들은 상기 표준화된 시스템으로부터 향상된 성능 및 보다 많은 특징들을 찾으려는 노력을 계속한다.

중요한 일예로서, 휴대용, 자동식차용 텔리비젼 및 고급 라디오 애호가 시장에서 동시에 매우 적합한 호환성 있는 레코딩을 만들기 위한 필요성을 들수 있다.

오늘날, 많은 레코딩은 다른 사용자들이 절충된 음향 효과를 경험하면서도 가장 유익한 시장을 위해 만들어진다.

상이한 청취 환경의 명백한 일치하지 않는 기능 필요조건들 및 음의 개선에 대한 필요성은 보다 오래된 시스템 및 레코딩 장치와 호환성의 새로운 시스템에 의해 수행되어야만 바람직하다.

자동차용 및 휴대용 설비는 보통 저가격이며, 시끄러운 환경에서 작동해야만 한다. 그러므로, 이러한 상황에서는 약간 제한된 동적범위 재생이 유리하다.

오디오파일 시스템은 최고의 정확성, 동적 범위, 현재의 표준장치들에서 유용한 것 이상의 해상도를 필요로 한다. 그러므로, 어떤 새로운 호환성 시스템에서,본 발명에 의해 제공된 것처럼, 해독될때 오디오파일에 대한 최저의 왜곡과 최상의 해상도를 수행하는 부호화된 동력 및 회전율 수정이, 해독하지 않을때, 휴대용 및 자동차용 재생에 대해 개선된 음향 효과를 또한 제공해야만 한다.

컴팩트 디스크 펄스코드 변조 및 다른 디지탈 오디오 엔코딩 설계는 신호 조건화와 디지탈 정보 한계를 확장하는 매우 발전된, 그리고 표준화된 시스템의 훌륭한 예이다.

대부분의 상기 디지탈 시스템은 원래 실질적인 2.5 내지 3.5mHz 로터리 헤드 비디오 레코더 대역폭 정도로 진전되었다. 이러한 표준 규격에서, 에러 정정 및 하우스키핑을 갖는 데이터 비트들은 유용한 대역폭을 완전히 채운다.

따라서, "스마트(smart)" 적정화 기술에 대한 필요성은, 그 수행을 위한 증가된 대역폭에 좌우되지 않으며, 분명해진다.

상기 배경에 근거하여, 전형적인 디지탈 오디오 레코드-플레이 시스템과, 가장 빈번히 마주치는 성분들, 동작, 및 어려움들을 고려하자.

가장 단순한 형태에서, 위의 레코더는 샘플링 스위치 및 아날로그/디지탈 변환기를 포함한다. 상기 스위치는 연속적인 아날로그 신호를 일련의 전압 단계들로 쪼개고, 각각의 전압 단계들은 숫자 그룹 또는 디지탈 워드로 변환된다.

디지탈 레벨 미터와 간단한 통신 시스템은 종종 단일 IC 칩안에서 이러한 기능들로 작동한다. 실제적인 고성능 레코드 및 재생 시스템은 비이트(beats)와 디지탈 및 아날로그 주파수들 사이의 비선형 피드쓰루(feedthrough)뿐만 아니라, 바람직하지 않은 내외의 아날로그-디지탈신호 상호 작용을 방지하기 위해 많은 첨가된 동작들을 필요로 한다.

이러한 문제들을 다루는 널리-공지된 기술들은 감도가 좋은 차단(cut-off) 또는 "브릭 월(brick wall)" 저역 필터(filters), 빠른 샘플 및 홀드 회로들(hold circuits), 공통 모드 제거 고증폭기를 포함한다.

불행하게도, 이러한 성분들 및 서브시스템들이 많은 문제점들을 해결하지만,역시 다른 문제점들을 파생시킨다.

간단히, 전형적인 디지탈 레코딩 시스템들에서, 저역 필터들은 울리게 되며, 만일 아날로그 구성의 필터들이라면, 프리 에코(pre-echo)를 갖게 되고, 대역 에지(edge) 가까이에서의 갑작스런 위상 편이를 갖으며, 종종 다루기 힘든 절연성의 히스테리시스(hysteresis) 효과를 일으키는 캐패시터들을 갖는다.

샘플 및 홀드회로들은 각기 다른 신호 회전율에 대한 예측할수 없는 타이밍 및 포착 에러들을 가지며, 또한 캐패시터 문제점들을 겪는다.

빠른 디지탈 신호들과 이 신호들을 다루는데 필요한 고속 증폭기들은 가청의 스트로브-비이트(strobe-beat) 효과를 야기시킬수 있는 접지 전류들을 종종 발생시키고,이 접지 전류들에 민감하다.

디지탈 재생 시스템들도 디지탈/아날로그 변환에 의해 야기된 스파이크(spike) 또는 돌연한 고장(g1itch) 발생, 디지탈 필터 워드랭스 반올림 문제점들과 함께, 유사한 문제점들을 갖는다.

보통, 재생기의 기술 성능의 상태는 "소비자" 구성의 절약성에 좌우되어 저하하는 한편, 레코더는 기술 성능의 상태를 갖도록 설계된다. 이러한 그리고 다른 문제점들은 현대의 고성능 디지탈 오디오 시스템들을 계속 괴롭힌다.

불행하게도, 이러한 기술적 어려움들은 보통 전형적으로 가장 민감하면서도 지각력 있는 인간의 가청범위내의 중심에 위치한 귀에 거슬리는 비조화 왜곡을 발생시킨다.

종종, 이러한 왜곡은 프로그램 물질안에 포함된 제일 높고, 거의 들을수 없는 주파수들에 의해 야기된다. 고저 주파수 청취 예민성의 비(比)를 고려하면, 프로그램 물질에 무관한 음들은 튀어 나온다는 사실과, 아주 소량의 이러한 왜곡의 존재마저도 청취자에게는 아주 불쾌할수 있다.

다행히, 종종 매우 작은 정정만이 이러한 어느 정도의 왜곡들을 최소화하기 위해 필요로 한다. 그러나, 이러한 왜곡 에러는 원래 16 비트 해상도로 실계된 시스템으로부터 13 내지 14비트 성능 정확도에 일치하는 것을 생성하기 위해 결합될수 있다.

실제적으로, 몇몇의 사람들은 현재의 디지탈 레코딩의 이점이 그들의 왜곡 에러들의 불리한 점보다 중요하게 여기는 한편, 많은 고도로 세련된 청취자들 및 하이파이 팬들은 인내하지 못한다.

따라서,아날로그 신호에 대한 디지탈 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템의 사용 및 발전에 관심이 있는 사람은 보다 높은 품질, 이러한 아날로그 신호의 복제를 위한 보다 낮은 왜곡 디지탈 시스템에 관한 필요성을 오랫동안 인식해 왔고, 이것은 모든 실제적인 목적을 위해 현존하는 설비 표준과 또한 호환성이다.

본 발명은 이러한 모든 필요성을 충족시킨다.

[발명의 요약]

간단히, 일반적 조건에서, 본 발명은 본 발명의 디코딩 특징을 결합하지 않은 산업표준신호의 재생장치와 또한 일치하는 아날로그 신호의 매우 낮은 왜곡 복제에 대한 추가로, 발명의 엔코딩 공정 특징이 결여된 신호는 발명을 구체화한 재생 디코더와 유사하게 일치하고, 몇가지 전체적인 향상을 제공한다.

기본적으로, 본 발명은 이득(gain)구조, 필터 특징, 다양한 회전율 수정, 및 신호 왜곡을 감소시키고, 뚜렷한 해상도를 향상시키기 위한 파장 종합동작의 미리 정해진 평형 또는 상호작용을 제공하기 위한 개선된 엔코드/디코드 시스템의 다양한 영역에 관한 것이다.

엔코딩 공정 동안에, 부호화된 신호의 분석이 반복되고, 이러한 분석의 결과는 재생시 원래 파형을 보다 정확히 재구성하기 위해 엔코딩 및 디코딩 공정에서 연속적으로 사용된다.

이것은 샘플링에선 보통 직면하는 유해한 효과를 최소화하고, 아날로그 신호를 디지탈 신호로 변환하며, 이어서 원래의 아날로그 파형의 정확한 시뮬레이션으로 디지탈 신호를 재변화하면서 실행된다.

본 발명에 따라, 앞서 기술된 파형분석 동안에 개발된 제어정보는 표준 디지탈 코드안에서 감춰지고, 이 정보는 이어서 최고의 성능을 위한 복제공정을 동적으로 변화시키고, 제어하기 위해 사용된다.

이러한 감춰진 제어코드는 앞서 언급된 신호분석의 결과로 선택된 엔코딩 공정을 보충하는 적절한 디코딩 신호 재구성 보상을 트리거한다.

제어코드는 익명이고, 전체 디지탈 정보율은 보통 고정되며, 공정은 현재의 설비 및 산업 표준과 병행하여 작동할수 있다. 추가로, 앞서 지시된 바와같이, 발명의 엔코딩 공정 특징이 결여된 신호는 발명을 구체화한 재생 디코더와 유사하게 일치하고, 몇가지 유익한 향상을 제공한다.

고정된 정보율과 함께 보다 높은 성능을 달성하고, 개선된 작은 신호 해상도, 및 피크 레벨 및/또는 회전율을 달성하며, 빠른 신호응답의 정확성을 달성하기 위해, 진행하는 트레이드-오프(treade-off)가 동적범위 사이에서 만들어진다.

크고 작은 진폭 영역뿐만 아니라, 신호의 이러한 작은 변화와 빠른 변화영역 각각은 그들 자신의 디지탈 왜곡 또는 시스템 절충 기계장치를 갖는다.

크고 작은 영역은 동시에 발생하지 않을 것이기 때문에, 본 발명에 따라, 고정된 디지탈 정보율안에서 개선된 신호 복제를 달성하기 위해 최적 엔코딩 공정 또는 각 신호조건을 공정들의 혼합이 동적으로 선택될수 있다.

익명의 또는 감춰진 제어코드 문서는 때때로 신호 엔코딩 공정에서 변화하고, 디코딩공정 동안에 원래 신호를 재저장하기에 필요한 보조적인 레벨, 회전율, 필터 캐릭터, 및 파형 종합을 생성하기 위해 사용된다.

현재 발명의 바람직한 실시예에서, 엔코더 시스템은 산업 표준 또는 기호화된 생성물 보다 훨씬 높은 해상도와 속도를 가지고 있고, 신호의 최적 처리와 자체의 상응하는 재구성 제어코드를 계산하기 의해 메모리를 앞뒤로 충분히 살피는 포착 시스템으로 설치된다.

앞서 언급된 바와같이, 신호의 처리는 해상도, 속도, 및 레벨의 어느 트레이드-오프들이 시간에 따른 신호조건에 대하여 매우 적절한가와 재생기가 원래 아날로그 신호의 가장 정확한 재생을 가능하도록 어떻게 가장 프로그램될수 있는가의 고려에 근거하여 결정된다.

들리지 않는다면, 계산된 재구성 제어신호는 극히 작은 디지탈 비트 또는 비트들로 필요할때, 연속적으로 또는 동적으로 삽입될수 있는 임의의 숫자 연속으로 부호화되거나 암호화된다.

처리된 오디오 또는 신신호호는 남은 비트에 부호화된다.

본 발명에 따라 부호화된 모든 레코딩 비트의 단순한 디지탈 아날로그 변환기에 의한 통상적인 디코딩은 약간 작은 동적범위 및 단지 약간 큰 배경소음과 함께 신호를 생성한다.

그러나, 신호는 낮은 양자화와 왜곡 유도된 슬류를 가질 것이며, 그러므로 비-코딩 표준설비에서 복제될때, 처리된 부호화된 생성물은 부호화되지 않은 생성물보다 좋거나 같게 들릴 것이다.

본 발명에 따라 완전히 디코딩된 플레이어는 제어신호를 검색하고, 설치하고, 작동시키기 위해 그것을 사용하며, 미리 계산된 고정확성 정보를 회수하려는 기초과정을 동적으로 변화시키고, 원래 아날로그 신호의 낮은 왜곡 복제를 제공한다.

이것을 실행하는 작동은 빠른 피크확장, 평균의 낮은 레밸 이득 감소를 포함하고, 보조적인 삽입필터, 파형 종합, 및 다른 것들을 선택한다.

이것들이 진행하는 트레이드-오프, 특정 세트의 신호조건에 대한 최적에 따라 선택될때, 뚜렷한 증가가 발생한다.

본 발명에 따른 개선된 디지탈 신호는 기록된 프로그램의 신호 조건이 왜곡을 발생시킬때, 만들어진 미리 결정된 성능 트레이드-오프를 동적으로 변화시키는 그룹을 사용한다.

디지탈 왜곡은 한편으로 높은 레벨, 회전율, 및 높은 주파수의 주단에서 발생하며, 다른 한편으로, 조용한 신호 및 짧고/작은 천이와 함께 발생하기 때문에,최상의 엔코드/디코드 전략이 프로그램의 반대 영역을 손상시키는 공정 절충없이 상기 극단을 위해 선택된다.

이것을 달성하기 위해 프로그램은 있음직한 왜곡 기계장치가 시간 지연으로부터 그것의 발생에 앞서 확인되게 하기 위해 충분히 오래 지연되고, 그럼으로써, 최상의 엔코딩 전략을 허용하고, 결정되어 기호화되려는 보조적인 디코딩 방법을 허용한다.

성능을 만들어진 어떤 왜곡 절충이 반대의 신호조건에서 발생하기 때문에, 개선되고, 이것은 그때 실질적으로 존재하지 않는다.

시스템의 가장 단순한 형태에서 기호화된 동적범위 압축 및 보조적인 복제 확장은 성능을 개선시킬 것이다. 추가로, 개선은 개선된 보조적인 재저장 해상도를 제공하는 처리를 제어하기 위해 보다 낮은 주파수 및 초음파에 가까운 주파수의 스펙트럼 성분에 관계없이 작은 신호의 평균 레벨을 사용함으로써 얻어진다.

유사한 방식에서, 가장 강한 신호는 즉각적인 피크조건에 대한 최대 대역폭에 대한 DC를 갖는 처리를 받고, 이것은 또한 최상의 보조 재저장을 낳는다.

유일한 하나의 정정 필요는 한번 동작하고, 그러므로 디지탈 정보가 저장되고, 반대로, 보다 명백한 성능이 변하지 않은 디지탈 정보율로부터 얻어진다.

추가로, 공지되고 예상 가능한 디지탈 왜곡의 추가의 감소는 프로그램 조건에 대한 최소한의 절충을 갖는 최상의 저역필터를 선택함으로써 및 복제동안에 저역필터 또는 보조 삽입을 사용함으로써 발생한다.

또한, 이러한 왜곡 또는 미싱(missing) 정보의 룩업 테이블 커브로부터 이러한 성분들을 종합하고, 이어서, 이것들을 직접 신호로 스케일링함으로써, 다른 개선은 공지된 재발생 왜곡, 천이 에러와 같은것의 감소로부터 발생한다.

앞서 기술된 개선의 모든 것은 또한 부호화된 신호에 관한 정보를 탐지하고, 이어서 탐지된 신호로부터 이러한 공정들을 변화시킴으로써 생략성에서 연속의 정도를 변화시킴으로써 또는 복사기에서 "개방된 루프(loop)" 모드로 작동할수 있다.

디지탈 시스템은 전형적으로 소음율에 대한 매우 높은 신호를 가지고 있으나, 레벨의 제한된 작동 동력범위 및 제한된 주파수 응답을 갖는다.

본 발명의 개선된 시스템은 왜곡을 감소시키고, 신호 캐릭터 종속 이득변화, 필터 적정화, 회전율 처리, 및 파형 재구성 또는 이것을 하기 위한 종합을 사용한다.

메모리 및 처리시간 한계내에서, 개선된 시스템은 최상의 신호 재구성을 주기 위해 유용한 처리의 최상의 절충 전략을 연속적으로 변화시킨다.

이러한 명백히 복잡한 업무는 조용하게 부호화된 재저장 제어신호나, 최소한 유효비트 코드내로 가장된 잡음을 발생시킨다. 자체의 디코딩 및 보조신호의 재저장은 통상의 복합 변환기들, 디지탈 신호 프로세서 및 다른 아날로그 및 소비자 전자제품에서 이미 사용된 또는 유사한 디지탈장치와 함께 발생하기 때문에, 비교에 의해 복사기 시스템은 간단하다.

통상의 레코딩 및 복제 디지탈 시스템은 기호화되는 모든 데이터 비트에 있어서 비교적 간단하고, 잠재적으로 정확하게 나타난다. 그러나, 실질적으로 이론적인 최소 샘플링링에 매우 가까운 및 실질적으로 최소한으로 허용되는 수의 데이터 비트를 사용하는 것은 최상의 기술 회로상태 및 성분으로부터 속도 및 정확성의 한계를 약화시킨다.

이점에 있어서, 최악의 오펜더는 필터, 샘플 및 홀드회로, 아날로그-디지탈 변환기, 디지탈-아날로그 변환기, 및 시스템 접지, 타이밍 및 다양한 처리 상호작용 및 크로스토크(cross talk)와 같은 항목이다.

앞서 기술된 실제적인 기술적 어려움 및 그들의 잠재적 왜곡은 현재의 표준 허용 보다 높은 샘플링율과 보다 많은 데이타 비트를 사용함으로써, 크게 최소화될수 있다.

실제로, 현재의 기술적 능력은 디지탈 대역폭의 제한과 함께 크로스-토크, 시간 지터(jitter) 및 다른 잡음 상호작용 문제의 감소를 허용하고, 현재의 디지탈 표준이 최초로 가시화되고, 확립될때 보다 높은 데이타율의 실제적인 보조를 방지한다.

오늘날의 고속 변환기는 보다 많은 데이타 비트를 가지고, 훨씬 빨리 작동하면서, 필터는 가장 높은 오디오 주파수들 사이의 덜 심해진 그리고, 보다 큰 차이가 될수있으며, 그 다음, 디지탈 샘플링율은 소신호 정보의 손실뿐만 아니라, 비이트, 사이드 대역 폴드오버(foldovers), 에일리어싱(aliasing)을 감소시킨다.

본 발명은 고속 변환과정을 이용함으로써 이러한 능력들을 사용한다. 현재, 훨씬 높아지고 있지만, 현재의 표준과 일치하는 16 비트 코드의 수학적으로 필터된 낮은 샘플링율인 "에러 없음" 까지 디지탈 정보율은 진행하는 포착과정에 따라 계산될수있다.

대부분의 데시메이션(decimation) 오버샘플링 엔코더는 이렇게 작동한다.

그러나, 추가로, 발생은 에일리어스(alias), 통공, 삽입 및 "이상적인" 표준 복사기로부터 진폭 해상도 왜곡을 기대할수 있고, 복제 동안에 정정을 위한 엔코딩 공정동안에 그들을 계산한다.

발명의 완전한 공정이 사용될때, 오디오 범위위의 어떤 주파수 또는 산업 표준설비의 나이퀴스트(Nyquist) 한계가 서브-하모닉(sub-harmonic) 또는 폴드오버 왜곡을 발생시키지 않고, 시스템을 통해 보내질수 있다.

그러므로, 산업 표준과 나머지가 일치하면서 완전한 레코드/재생 시스템에 가까운 것에 필터, 변환기, 및 다른 성분 또는 서브 시스템으로부터의 사소한 문제가 생긴다.

컴팩트 디스크 시스템에서, 16 비트 산업 표준으로의 "퍼팩트" 복제는 잘 한정된 동등한 간격의 해상도 단계인 최대의 65,536 을 가질 것이며, 보통의 직업적 오디오레벨로 스케일될때(10 볼트 피크-피크 최대), 각각은 약 150 마이크로 볼트의 진폭이 된다.

산업 표준 44.1KHz 샘플링율에서 연속적으로 단계를 밟을때, 이 숫자는 초당 7 볼트보다 작은 슬류를 제공한다. 보다 빠른 율들은, 자체의 20KHz 대역폭으로 필터되는 것과 같은 그러한 파형을 한정하는 2.2 샘플 포인트가 될때까지, 1OKHz 삼각형 부분에 있어서, 스킵한다. 이점에서, 1 기가 Hertz 샘플율 이상의 상기 파장 부분을 형성하기 위해 모든 65,536 해상도 포인트를 포함하는 것이 필요할 것이다.

다행히,이상적인 보간 필터는 제공된 모든 이러한 포인트에 충분히 정확하게 시간 정해진 2.2 샘플들을 채울 것이다. 빠르게 변화하는 신호의 절반 비트 RMS 평균화된 정확한 샘플을 달성하기 위한 이 일을 행하기 위해 샘플 타이밍은 다음의 식 내에서 발생해야 한다.

시간 및 진폭에서 정확한 이러한 샘플은 디지탈 코드로의 변환을 위해 충분히 길게 취해져야 한다. 보통, 캐패시터에서의 전하는 이러한 정보를 나타낸다.

그러나, 캐패시터들을 만들기 위해 사용된 대부분의 절연체 및 절연물은 복잡하게 지연된 전압의 변화, 필드 재분포 에러들 및 누출을 발생시키는 지난 이력 메모리뿐만 아니라 복잡한 손실들을 갖는다.

샘플로부터 샘플까지의 레벨에서의 갑작스런 변화들이 발생할때, 이 변화들이 샘플된 고주파수 오디오 신호들에서 발생되는 것처럼, 이러한 에러들은 종종 신호 레벨들이 변하지 않을때보다 훨씬 크게 된다. RMS 평균화된 에러의 절반의 LSB 보다 적게 갖기 위해, 홀드 정확도는 다음과 같이 된다:

이러한 성능은 가장 현대적인 전기 피동식 성분의 단순한 적용을 넘어서고, 더우기 통합된 회로에서 그러하다. 명백히, 실제적인 소비자 재생설비는 좋지 않을 것이며, 결과적인 에러들은 회전율 관련 과도 상호변조 왜곡 성분들을 발생시킬수 있고, 이것은 가장 듣기에 거북하다.

특히, 이것들은 포착시간 불확실 또는 지터, 비선형 스위칭 옵셋(offset)에 관련된 회전율, 에러에 관련된 앞서의 사건들을 일으키는 절연성 히스테리시스의 다양한 타입, 샘플 디스크레펀시(discrepancies)에 관련된 극성, 및 다른 요소들 뿐만 아니라 변환기내의 예측할수 없는 히스테리시스로부터 유래한다.

그러므로, 실질적인 시스템은 종종 현행 16 비트 표준의 이론적인 해상도 한계보다도 20 배 높은 에러에 관련한 복잡한 신호를 갖는다.

제 2 의 비틀림 기계장치는 전형적인 16 비트 시스템에서 약 8 비트보다 작은 디지탈 활동에 의해 나타내어지는 약 5 내지 20 밀리볼트의 매우 작은 신호 진폭변화와 함께 발생한다.

여전히 그들에 의해 발생하는 이러한 레벨들은 작지만, 크고 낮은 주파수 영역 신호의 가청 부분이 될수 있다. 그러므로, 이러한 작은 신호들은 많은 상이한 전압 레벨 또는 보다 크고 낮은 파형의 디지탈수에서 평균하여 발생할수 있다.

이것의 실제적인 예는 미드 대역홀(midband hall) 반향 감쇄 및 결합된 베이스 음일 것이다. 반향신호는 감소하고, 때때로 베이스 파형의 잘려지거나 깨진 부분이 되면서 완전히 사라진다.

앞서 나타내어진 바와같이,이러한 파괴는 "퍼팩트" 16 비트 복사기의 150μV 해상도의 한계를 나타낸다.

실질적으로, 매우 작은 신호의 변화는 단계적인 출력이 될수 있고, 또는 외부의 간섭 및 크로스토크로부터 및 변환기내의 에러들로 인해 발생하는 불확실성이나 히스테리시스를 갖는 불규칙적이면서 단계적인 변화들로 보다 자주 비틀릴수 있다.

이것은 레코딩안의 공간의 감각의 붕괴를 일으키고, 단계 에러가 만들어진 불확실한 샘플로부터 임의로 되게 하기 위해 엔코딩에 앞서 신호에 임의의 잡음전압을 가함으로써 보통 덜 거부하게 되는 순간적인 불선명한 잡음 효과를 생성한다.

그러므로, 단계적인 또는 양자화된 왜곡은 덜 거부되는 잡음 변조가 되고, 최소의 비트신호 컷-오프 레벨은 점진적으로 더욱 작은 신호 변화와 함께 점차적인 이득 손실로 부드러워진다.

왜곡 감소의 보다 나은 형태는 단위전압 변화당 샘플 포인트를 증가시킴으로써 발생한다. 불행히도, 슬류 정확성을 증가시키기 위한 공정처럼, 현재의 표준보다도 훨씬 높은 디지탈 정보율이 이것을 실행하기 위해 필요된다.

낮은 신호레벨 디지탈 에러는 양자화 잡음 및 해상도 손실과 같은 왜곡을 생성한다. 반면에, 높은 신호레벨 고주파수 및 에러에 관련된 회전율은 스포래딕(sporadic) 비이트 및 서브 하모니스(subharminics)에 관련된 빠른 신호의 변화 엔벨롭(envelope)과 같은 왜곡을 생성하고, 과도 상호변조 왜곡 또는 TIM으로 언급된다.

그들이 이러한 왜곡의 많은 것을 지우고, 여러번 평균하는 경향이 있고, 그럼으로써, 매우 작은 해상도와 변환기 부정확성 왜곡을 부정확하게 나타내는 점에서, 연속적인 엔벨롭 특징과 함께 테스트신호에 의해 쉽게 잘못 인도된다.

불행히도, 언급된 바와같은 음악에서 연속적으로 변화하는 것과 같은 파형은 훨씬 높고, 훨씬 많은 불쾌한 비조화성 TIM 및 해상도 문제를 제공할수 있다.

디지탈 왜곡은 앞서 나타내어진 것처럼 높은 회전율 및 작은 진폭신호 변화 조건과 함께 발생하고, 두가지는 동시에 발생하지 않는다.

그러므로, 발명에 따라, 시스템은 빠른 슬류 또는 신호 파형의 작은 변화 캐릭터를 확인하고, 적절한 정정 공정을 보조한다.

엔코딩 동안에, 프로그램 신호 변화의 특징은 디코딩 동안에 언제라도 최상의 복사 컨쥬게이트(conjugate) 또는 공정뿐만 아니라, 정정 공정이 사용되는 것을 이어서 결정할수 있다.

신호내의 잠재적으로 심한 왜곡 조건이 그것을 요구할때, 한 공정은 덜 필요한 성능 능력으로부터 정보율을 빌릴수 있다. 이러한 방식에서, 빠른 전압의 변화당 보다 많은 포인트를 제공하려는 결정을 덜 중요한 낮은 레벨 해상도를 대가로 해서 일치하는 보다 높은 샘플링율을 생성한다.

역으로, 샘플당 보다 적은 전압의 변화는 자동적으로 순간적으로 불필요한 속도 능력을 감소시킨다. 이러한 재생 및 절충은 실질적으로 일정한 디지탈 정보율을 유지하기 위해 처리되고, 또는 계산될수 있다.

이러한 조건하에서, 처리되고 해독된 아날로그 출력은 이러한 개선이 한편으로 또는 다른 한편에서 필요되는대로 발생할때, 앞서 언급된대로 대역폭 및 해상도의 명백한 증가를 가질수 있고, 불완전한 복사기에서 그들의 효과가 감소될수 있을뿐만 아니라, 디지탈 왜곡의 기본적인 원인이 감소될수 있다.

유사한 정정 전략이 천이 응답, 국면 정확성, 세틀링(settling) 시간, 그룹 지연, 및 필터링 방법을 갖는 다른 고유한 왜곡 사이에서 필터 트레이트-오프 절충 에러를 생성하기 위해 적용된다.

이러한 에러는 비선형이어서는 안될 것이며, 그러므로 조화를 이룬 왜곡으로서 나타나지 않을 것이다. 그러나, 인간의 청각은 파형 모양의 조작 및 복잡한 신호의 세틀링 시간에 민감하다.

전형적으로, 가장 작은 진폭의 고주파수 신호는 지나친 과도 링잉(ringing) 및 과도한 필터링으로부터의 처리 잡음을 갖기 쉽고, 한편으로 서브-하모닉 비이트와 다른 필터링 잡음은 강한 고주파수 신호와 함께 발생할수 있다.

복합신호들의 즉각적인 대 비즉각적인 캐릭터는 하나의 필터 타입으로부터 다른 타입으로 상이하게 재생된다. 앞서와 같이, 같은 큰 신호 작은 신호 선택기준 홀드는 반대의 본질적으로 비-공존성의 프로그램 조건에서 절충을 갖지 않고, 최상의 엔코드 및 디코드 필터 선택을 허용한다.

그러므로, 본 발명의 방법 및 장치는 이득, 슬류, 필터 선택, 그리고 개별적으로 행해진 파형합성 연산들의 미리 계산된 최적의 상호 작용을, 또는 왜곡을 감소시키고, 해상도를 개선시키는 보조적인 방식으로 복합 공정으로서 부호화되고, 복호되는 모든 총괄적인 공정을 활용한다.

이러한 시스템에 포함된 것은 잡음 감소 시스템에 사용된 것과 유사한 방식에서 몇가지 특징을 갖는 레코드 압축-플레이 확장 시스템이다. 대부분의 이러한 잡음감소 시스템은 궁극적으로 천이하는 자유 스위치 요소 또는 아날로그 변화 이득 장치를 구동하는 내부 DC 제어신호를 빠르게 또는 천천히 변화시키는 레벨을 변환하고 들어오는 신호를 조사하기 위해 피크 또는 RMS 검출기를 사용한다.

이득 감소를 위해 설치될때, 증가된 입력신호 레벨과 함께 출력신호는 작은 신호가 증폭되고, 강한 왜곡 경향의 신호가 약해지게 하기 위해 압축된다. 재생 또는 디코딩시에, 유사한 회로가 이득 확장을 위해 설치되고, 레벨의 변화를 검출하며, 자체의 원래의 동력의 근접함으로 신호를 재저장한다.

전통적인 잡음 감소와 달리, 본 발명의 시스템은 왜곡을 정정한다.

극히 낮고 높은 레벨 신호조건에 있어서, 진폭 및 회전율 선형뿐만 아니라, 이득 구조를 바꿈으로써 이것을 행한다. 낮은 레벨, 신호의 작은 변화 부분은 검출되고, 보다 많은 부호화된 비트를 이어서 포함하는 전체 신호의 게임을 제어하기 위해 사용된다. 이러한 이득 제어는 신호의 광범위한 중간 스펙트럼으로부터 유도되고, 인간 청각에 의해 감지되는 가장 낮은 레벨을 나타내는 신호의 레벨에서 활동한다.

이것은 초음파의 주파수 가까이에서, 또는 보다 높은 미드-대역신호가 존재할때, 저주파수에 의해 작동하지 않는다. 이러한 방식으로, 이득구조의 증가는 들리지 않는 소리에 관계없이 최소 LSP 디테르(dither) 같은 활동을 유지하고, 앞서 기술된 단조로운 에러 왜곡 및 마스킹 양자화 뿐만 아니라, 주변 및 배경 정보를 유지한다.

드문 피크 레벨은 제한 한계가 가로질러지면, 최소의 상부 하모닉스를 생성하고, 최대 레벨 가까운 신호에 대해 매우 낮은 왜곡을 갖는 전달기능과 함께 동시에 압축된다. 동작의 이러한 타입을 피크에서 우연한 높은 왜곡을 만들지만, 레코딩동안에 불안한 과부하를 방지하고, 모든 낮은 왜곡을 갖는 보다 높은 레코딩 레벨을 허용한다.

파형의 드문 빠른 슬류 부분은 시간 및/또는 샘플에서 보다 많은 부호화된 비트를 포함하기 위해 대칭적으로 확장될수 있고, 전처럼, 파형의 다른 부분들이 그대로 있을수 있다. 이 동작은 시간 지연이 바뀌는 분산 공정일수 있고, 그래프 파형 합성일수 있다.

이것은 즉각적인 발생을 취하고, 시간내에 그것을 펼치며, 피크 리미터와 같이, 해독된 재생안에서 왜곡을 생성한다.

이득 변화, 피크, 리미트, 및 회전율 압축 작동 및 그들의 보조 또는 재저장적인 작동은 아날로그 또는 디지탈 기술과 함께 실행된다. 전압 제어된 증폭기, 다이오우드, 지연 라인, 및 처프(chirp)필터, 및 승산기는 이러한 기능들을 생성하기 위해 조합될수 있는 전형적인 아날로그 빌딩 블록이다.

등가의 디지탈 서브-루틴 및 전용 공정 알고리즘 및 성분들은, 또한, 이용 가능하다. 왜곡없는 디지탈 처리는 복잡하다; 예를들어, 에러를 마무리하는 것은 반복해서 떨리고 삽입되어야만 할것이다.

그러나, 한번 보충되면, 디지탈 작동은 이득, 분산, 대역폭 및 시상수의 아날로그 제어에 필요한 공차 및 제어를 받기 쉬운 변수에 비교하여 매우 안정되고 정확하다.

본 발명의 앞서 기술된 레벨 및 슬류 공정은 동시에 발생할수 없는 반대의 신호 조건으로부터 발생하는 왜곡을 정정한다. 그러므로, 이것들은 상호 작용할수 있고, 최대 정정 능력에서 일정한 디지탈 정보율을 유지하는 능력을 반대의 보다 덜 필요한 성능으로부터 빌릴수 있다.

본 발명의 파장 합성공정은 공지된 왜곡 파형들과 함께 작동하고, 엔코딩동안 마주쳤을때, 복제 동안에 보조 정정을 위해 코드에 의해 메모리로부터 연속적으로 불러내어진다.

레벨 및 슬류 정정은 예측될수 없는 왜곡을 갖는 공지된 신호조건에서 행해지고, 합성은 복사기에서 예측될수 없는 신호조건으로부터 발생하는 공지된 왜곡에서 행해진다. 고른 기술 상태에서-잡음 복사공정과는 달리, 본 시스템의 처리는 정보처리기능이 있는 제어하에 있고, 충분한 계산, 시행 착오, 또는, 연속적인 근사시간, 최상의 정정 계획이 주어지며, 복사기 처리 제어에 관한 엔코딩은 이미 결정되고, 적정화된다.

발명에 따른 파장 합성은 복사기에서 발생하는 공지된 많은수의 예측 가능하고, 또는 순환하는 왜곡을 메모리로부터 기억시키는데 사용되는 중요한 작동이다. 나이퀴스트 샘플링 리미트의 밖으로 떨어지는 작은 파형부분, 반복되는 양자화 왜곡, 및 보간필터 파라미터는 메모리내의 룩-업(look-up) 테이블로부터 기억될수 있거나, 감춰진 코드내에 보내진 정보로부터 종합될수 있으며, 개선된 재생을 위해 사용된다.

종합 메모리는 샘플에서 및 사이에서 포인트를 가장 잘 결합하는 및몇 삽입 파형을 운반할수 있다. 이러한 보다 큰 파형은 복제된 신호가 하는것 처럼 레벨에 관계 없이 그들의 특징적 모양을 유지할 것이다. 일단 연결 파형이 ROM으로 불려지면, 신호를 맞추기 위해 스케일되어야 한다.

매우 느리게 변화하는 파형이 사이에서 비트 해상도 레벨없이 샘플을 가질것이기 때문에, 레벨 검출기의 형태는 종합된 부분이 신호에 스케일되게 함을 필요로 한다.

아날로그 시스템에서 레벨 검출기 및 이득 제어된 장치인 것은 디지탈 시스템에서 등기의 디지탈신호 처리기능에 의해 대체된다. 일단 이것이 실행되면, 재구성된 파형은 시간내에서 보다 많은 등가의 데이터 포인트를 가지며, 적절히 미리-계산될때, 낮은 왜곡이 커브 피팅(curve fitting)으로부터 발생한다.

상기한 바를 생각해 볼때, 본 발명에 따른 실질적인 시스템은 몇배 더 좋은 신호해상도 및 훨씬 좋고 빠른 과도신호 정확도를 가질수도 있다. 훨씬 큰 디지탈 정보율은 이러한 결과들을 달성하기 위해 정상적으로 필요할 것이다.

데이터는 단지 왜곡 생성조건을 처리함으로써 저장된다. 언급된 바와같이, 해상도는 선택적으로 및 적합하게 슬류 정확도에 있어서 트레이드 오프되고, 회전율 또는 최대 레벨이 보다 높은 해상도를 위해 이용된다.

정보율은 앞뒤로 토글링(toggling)하거나, 필요할때 공정으로부터 공정으로 페이딩함으로써 보존된다.

다양한 서브 시스템 디자인의 보조가 아날로그 또는 디지탈 형태임이 명백해야만 하며, 파형의 추적 및 분석은 복사기를 포함하는 시스템내에서 위치를 변화시킴으로써 실행될수 있고, 아날로그 또는 디지탈 형태에서, 파형의 다른 파라미터들이 보상을 위해 선택될수 있고, 및 제어코드 또는 다른 파형 정정 메시지정보는 본 발명의 기본 개념으로부터 이탈하지 않고 다양한 상이한 방식에서 삽입되고, 빼질수 있다.

그러므로, 최소의 왜곡과 함께 엔코딩/디코딩 신호에 관한 본 발명의 방법 및 장치는, 실질적으로 신호의 왜곡을 감소시키고, 명확한 해상도를 개선시키기 위해, 이득, 슬류율, 필터 작용 및 파장 합성공정이 적합한 상호 작용을 제공하는 일치하는 시스템에 관한 오래 지속되는 필요성을 만족시킨다.

본 발명의 상기 및 다른 목적과 이점은 예시적인 실시예의 첨부 도면과 결합될때, 이어지는 보다 상세한 기술로부터 명백해질 것이다.

[도면의 간단한 설명]

제1도는 본 발명에 따른 아날로그-디지탈 엔코딩 시스템의 전체적인 블록 다이아그램이고,

제2도는 본 발명에 따른 디지탈-아날로그 디코딩 및 복제시스템의 전체적인 블록 다이아그램이며,

제3도는 본 발명에 따른 아날로그-디지탈 엔코딩 시스템의 실시예의 보다 상세한 블록 다이아그램이고,

제4도는 본 발명에 따른 아날로그 디코딩 및 복제시스템의 실시예의 보다 상세한 블록 다이아그램이고,

제5a도 내지 제5d도 및 제5e1 내지 제5e5도는 낮은 레벨 및 빨리 변화하는 파형과 마주치는 샘플링 및 엔코딩 에러를 예시하는 파형을 도시한 그래프이며,

제6a도 내지 제6f도는 본 발명의 한 실시예에서 리미팅 동안에 다양한 신호파형 및 삼각파의 재구성을 도시한 그래프이고,

제7a도 내지 제7d도는 상이한 타입의 마주치는 왜곡의 다양한 타입을 예시하는 파형을 도시한 그래프이며,

제8도는 아날로그 처리 기술을 사용하는 본 발명에 따른 처리 시스템의 블록다이아그램이며,

제9도는 본 발명의 한 실시예에서 필터 선택제어를 예시하는 블록 다이아그램이고,

제10도는 본 발명의 한 실시예에서 사용된 처리스위처의 블록 다이아그램이며,

제11도 및 제12도는 본 발명에 따라, 두개의 필터 타입에 관한 처리 전 및 후에 시스템 응답을 예시하는 파형 및 왜곡 플롯을 도시한 그래프이며,

제13도는 회전율 압축 및 확장 시스템의 아날로그 이행의 블록 다이아그램이며

제14a도 내지 제14e도는 회전율 압축 및 확장 시스템의 작동을 예시하는 파형을 나타내고(저역필터로부터 고주파수 링잉의 존재하에),

제15a도는 가변성의 회전율 압축 및 재저장 회로의 아날로그 이행의 개략적인 다이아그램이고,

제15b도는 입력 및 출력에 대한 파형을 나타내며,

제16a도 및 제16b도는 가변성의 회전율 증폭기의 단순화된 개략적인 다이아그램을 나타내고,

제17도는 회전율 확장회로의 아날로그 이행의 개략적인 다이아그램이고,

제17a도 내지 제17e도는 중요한 파형을 나타내며,

제18도는 본 발명에 따라, 엔코드 시스템의 보다 진전되고, 현재의 바람직한 디지탈 실시예의 블록 다이아그램이고,

제19도는 본 발명에 따라, 디코드 시스템의 보다 진전되고, 현재의 바람직한 디지탈 실시예의 블록 다이아그램이며,

제20도는 본 발명의 한 실시예에서, 잡음 부호화 제어신호들을 의사화(擬似化)하고, 이 잡음 부호화 제어신호들을 데이터 흐름의 최소 유효비트로 삽입하는데 사용된 회로의 개략적인 다이아그램이고,

제21도는 본 발명의 한 실시예에서, 데이터 흐름의 최소 유효비트로 삽입된 제어신호드들을 복구하고, 복호하는데 사용된 회로의 개략적인 다이아그램이다.

[바람직한 실시예의 설명]

본 발명은 아날로그 신호의 매우 낮은 왜곡 복제를 제공하기 위해 신호 엔코딩 및 디코딩에 관한 전자적인 방법 및 장치에 관한 시스템에 관한 것이고, 본 발명의 디코딩 특징을 결합하지 않은 산업 표준신호의 재생장치와 일치하여 존재한다.

기록된 생성물에 관한 엔코딩 공정동안에 만들어진 앞서의 신호파형 분석에 근거하여 적절한 디코딩신호 재구성 보상을 트리거링(triggering)할 필요가 있을때, 감춰진, 또는, 익명의 제어코드의 제어하에, 신호의 왜곡을 감소시키고, 기록된 생성물로부터 명백한 해상도를 개선하기 위해, 개선된 시스템은 이득, 필터 선택, 회전율 및 파장 합성 작동의 선택적인 상호 작용을 제공한다.

추가로, 본 발명의 엔코딩 공정 특징이 결여된 신호는 발명을 구체화한 재생 디코더와 유사하게 일치하고, 재생 동안에 행해진 신호파형 분석에 근거하여 몇가지 전체적인 향상의 이점을 제공한다.

이제, 도면에 관해 언급하면, 보다 특히 제1도에 대해서, 일반적인 면에서 아날로그-디지탈 변환 및 본 발명의 특징을 구체화하는 전형적인 레코딩 시스템의 엔코딩 서브시스템이 나타나 있다.

제1도에 나타나 있는 바와같이, 아날로그 신호(99)는 아날로그 신호를 디지탈 형태로 변환하는 처리 서브시스템(1OO)에 입력으로서 향하고, 필터링(filtering), 샘플 및 홀드, 아날로그-디지탈 변환과 같은 업무를 포함한다.

서브시스템(1OO)으로부터의 디지탈 출력(1OOa)은 두개의 서브시스템, 즉, 메모리서브시스템(101) 및 분석 및 계산 서브시스템(102)으로 향한다. 메모리 서브시스템(101)에서, 디지탈 신호는 추가의 사용 및 조작을 위해서 지연되거나 저장된다.

메모리 서브시스템(101)의 디지탈 신호의 출력은 입력(102E)에서 서브시스템(102)으로 보내진다. 입력(102A)에서 서브시스템(100)의 출력을 사용하면서, 궁극적으로 재구성되는 저장된 파형의 물리적 특성 및 원래의 아날로그 파형(99)의 정확한 재구성 및 재저장에 필요한 요구되는 보정을 결정하기 위해 메모리 서브시스템(101)내에 저장되면서, 파형 분석 및 보정 계산 서브시스템(102)은 연속적으로 디지탈 포맷 파형을 추적하고 평가한다.

이러한 평가는 적절한 디코딩 및 신호 복제시스템(제2도)예서 이행적인 보상에 의해 궁극적으로 제공되어지는 재구성 레벨, 슬류, 및 파형 합성 필요성에 관련된다.

이 평가는 이어지는 결합된 중립화에 관한 앨리어스 성분을 또한 예측할수 있다.

신호 평가의 몇가지 영역은 서브시스템(100)에 의해 아날로그 신호에서 실행될수 있고, 이 결과는 입력(102d)에서 서브시스템(102)으로 보내어진다.

보정 과정은 분석으로부터 나온 신호의 제어하에 서브시스템(102)에 의해 메모리 서브시스템(101)으로부터 디지탈 신호에 적용된다. 처리 제어기(102)는 또한 제어 코드가 익명으로 원래의 아날로그 파형(99)의 디지탈 표면과 함께 이행될수 있고, 부호화된 디지탈 출력(103)으로 제공되게 하기 위해 적절한 포맷으로 변화되고, 적당히 디지탈 신호로 부호화되는 디코더에 의해 사용을 위한 제어코드를 생성한다.

이러한 보정과정의 몇가지는 자체의 아날로그 파형의 기본 변환의 결과로서 발생하는 왜곡 특성뿐만 아니라, 피크 리미트/연속적인 높은 레벨신호에 대한 확장 및 평균 압축/연속적인 낮은 레벨신호에 대한 확장과 같은 연속적인 이행 디코딩에 관한 엔코더에 의해 정교하게 유도된 과정에 관련될 것이다.

제2도에서 자세히 관찰된 바와같이, 본 발명에서 구체화된 전체적인 기본 개념의 몇가지를 예시하는 일반적인 조건에서, 디지탈-아날로그 변환 및 원래의 아날로그 파형을 복원하기 위한 본 발명의 다양한 특징을 구체화하는 전형적인 복제 시스템의 디코딩 서브시스템이 나타나 있다.

제2도에서, 테이프 또는 디스크와 같은 어떤 적절한 레코딩 매체(도시되지 않음)로부터 재포획된, 디지탈 신호(103)는 디지탈 신호 분석과 처리 서브시스템(104)및 메모리 서브시스템(107)에 입력으로 향하고, 이것은 디지탈 신호를 지연한다.

신호분석 서브시스템(104)은 엔코더에서 신호로 삽입된 제어코드 정보를 내보내고, 그것의 특성을 결정하기 위해 자체의 신호를, 또한, 분석할수 있다. 이러한 작동은 제어코드 검출, 신호 필터링, 레벨의 검출, 스펙트럼 분석과 같은 적절한 수단을 포함한다.

처리 서브시스템(104)에서 검출된 제어코드와 신호분석은 처리 서브시스템(104)과 상호 작용하고, 지연된 디지탈 입력신호(108)에서 작동하는 재생 보상 서브시스템(105)으로 향하는 제어신호를 생성하기 위해 사용된다.

재생 보상 서브시스템(105)은 디지탈-아날로그 변화를 포함하고, 본 발명에 따라, 디지탈 신호(103)를 보정하기 위해 사용된 복원 보상의 다양한 타입에 있어서, 하나 이상의 R -OM 또는 룩-업 테이블과 같은 추가의 메모리를 포함할수 있다.

재생 보상 서브시스템(105)은 전형적으로, 증가되는 산업 표준 디지탈 대역폭에 대한 필요없이, 처리 서브시스템(104)과의 적절한 상호 작용을 통해 최소의 왜곡 및 증가된 뚜렷한 해상도를 갖는 복원된 아날로그 신호(106)를 생성하는 회전율, 레벨, 필터 선택, 및 파형 합성과 같은 다양한 보정 보상을 생성하기 위해 다양한 제어 코드에, 또는, 그것이 없이 응답할 것이다.

보통의 기술에 의해서, 제1도 및 제2도의 시스템이 단순히 본 발명의 어떤 기본 영역을 실행하는 단순화된 일반 접근의 예시임이 이해될 것이며, 제1도 및 제2도의 시스템의 이행은 본 발명의 정신 및 범주로부터 이탈하지 않는 방법으로 매우 다양한 특정 형태를 취할수 있다.

또한, 본 발명의 기본 개념으로부터 이탈하지 않으면서, 다양한 서브시스템 디자인의 이행이 아날로그 또는 디지탈 형태로 있을수 있고, 파형의 추적 및 분석이 시스템 및 아날로그 또는 디지탈 형태에서 위치를 변화시키면서 실행될수 있으며, 파형의 다른 파라미터가 보상을 위해 선택될수 있고, 제어코드 또는 다른 파형 보정 메시지 정보가 많은 상이한 방식에서 내보내질수 있음이 명백해야만 할것이다.

실시예에 의해 상기 일반적 구조의 하나의 가능한 이행이 제3도 및 제4도에 보다 자세히 나타나 있다. 이러한 도면은 제1도 및 제2도에 상응하고, 보다 내적으로 자세히 예시한다.

이제, 보다 특별히 제3도에 관하여 언급하면, 본 발명에 따른 아날로그-디지탈 엔코딩 시스템이 나타나 있다. 아날로그 입력신호(99)는 버퍼 증폭기에 적용되고, 아날로그의 제1요소는 디지탈 서브시스템(100)에 적용된다.

버퍼 증폭기의 출력은 아날로그 낮은 통과 항-앨리어스 필터를 구동하고, 샘플링 주파수 절반의 나이퀴스트 리미트위에 해당하는 입력신호의 어떤 고주파수 성분을 이동시킨다.

저역필터의 출력은 그것에 첨가된 아날로그 떨림신호를 갖고, 이어서, 샘플링 아날로그-디지탈 변환기의 입력에 적용된다.

변환기에서, 신호의 진폭은 일정한 간격에서 샘플되고, 각 샘플의 진폭은 수자, 또는, 디지탈 단어로 변환된다. 변환기로부터 디지탈 단어의 연속은 디지탈 신호를 만들고, 아날로그-디지탈 변환처리 제어기로 보내어진다.

이러한 처리 제어기는 변환전에 아날로그 신호에 더해지는 떨림신호를 생성하고, 전형적으로, 제어기는 디지탈 신호로부터의 떨림을 제거하고, 잡음과 같은 신호로 어떤 변환기 비선형성을 펼칠뿐만 아니라, 변환 정확성에 대한 버니어(vernier) 향상을 준다.

ADC 처리 제어기는 잡음 형성과 같은 변환 처리에 대해 다른 보정 또는 첨가를, 또한, 행할수 있다. 이 모듈의 출력은 서브시스템(101) 및 (102)에 보내지는 고해상도의 디지탈 신호이다. 이러한 디지탈 신호는 보다 높은 진폭, 해상도 및 엔코딩 시스템의 최종 출력인 산업 표준 디지탈 신호보다 큰 샘플링율 또는 시간영역 해상도를 가지고 있어야만 한다.

메모리 서브시스템(101)은 그것을 (102e)에 보내기 전에 고해상도 디지탈 신호(1OOa)를 지연하기 위해 사용된다. 이러한 시간 지연은 신호를 분석하고, 엔코딩동안에 적용되는 적절한 보정과정을 선택하기 위해 서브시스템(102) 시간을 준다.

서브시스템(100)으로부터의 고해상도 디지탈 신호는, 또한, 입력(102a)에서 서브시스템(102)의 신호분석 처리 제어기 유니트에 보내어진다. 이러한 유니트는 지연 메모리(101)에 저장되면서 신호의 특성을 분석하고, 즉각적인 피크 진폭 리미팅, 낮은 레벨 이득 압축, 최상의 "브릭 월(brick wall)" 저역필터의 선택, 천이 복원등과 같은 보정과정을 이용하는 것에 관한 결정을 한다.

유니트는, 이어서, 보정과정을 실행하기 위해 지연된 디지탈 신호를 처리하는 유니트에 명령(102b)을 보낸다. 신호분석 처리 제어기는, 또한, 출력신호에 첨가하기 위해 코드 기호와 유니트에 보내는 제어코드(102c)를 생성한다.

이러한 제어코드는 무엇이 행해졌고, 원래의 입력신호의 정확한 표현을 어떻게 회복했는가를 디코드 시스템에 알린다.

위의 메모리 서브시스템(101)으로부터의 이 지연된 고해상도 디지탈 신호는 데시메이션(decimation)필터장치(102e)로 보내어진다. 여기서, 과도하게 표본화된 입력신호는 산업 표준 샘플링율로 열(+)에서 하나가 뽑혀진다.

최적의 필터특성의 선택은 그때의 프로그램 신호의 성질에 의존한다. 신호의 과도 내용, 고주파수들을 발생하는 다량의 에이리어스(alias)의 존재, 등등과 같은 인자들은 신호분석 처리 제어기에 의해 참작되어지며, 필터 제어신호(102b)는 어느 파라미터들이 사용되는지를 데시메이션 필터에게 말해준다.

위의 데시메이션 필터의 출력은 산업 표준 샘플링율 및 아주 높은 진폭 해상도를 갖는다. 위의 데시메이션 필터의 출력은 레벨제어 처리장치로 보내어진다.

레벨제어 처리장치는 신호의 고진폭 해상도를 산업 표준 해상도(CD에 대한 16 비트와 같은)로 압축하기 위해 순시 피크레벨 압축 및 저레벨 평균이득 압축과 같은 작동들을 사용한다. 이러한 작동들은 신호분석 처리 제어기의 제어하에서 행해진다. 레벨제어 처리장치는, 또한, 최소 유효비트 레벨 아래의 해상도 및 과도 시간영역 또는 회전율 압축을 가능하기 위해 디지탈 디서(dither)의 첨가와 같은 다른 기술들을 포함할수도 있다.

이러한 유니트의 출력은 익명의 코드 부호화 유니트로 보내진다.

이 익명의 코드 부호화 유니트는 신호분석 처리 제어기로부터 제어코드(102c)를 취하고, 이것은 디코더 시스템에 대한 명령 및 정보이며, 그것들에 디지탈 신호를 첨가한다.

이것을 행하는 하나의 방법은 의사(擬似)소리같은 신호로 위의 디지탈 신호들을 부호화하고, 디지탈 신호의 최소 유효비트로 필요한 만큼 위의 의사(擬似)소리같은 신호들을 삽입하는 것을 포함한다.

다른 방법들은 보통의 디코더에 에러로 나타나는 표준 코드 또는 비사용된 비트 조합에서 "사용자" 비트의 사용을 포함한다. 이러한 방법들의 공통적 특성은 프로그램 디지탈 신호와 함께 오는 제어정보에 대한 익명의 사이드 채널을 제공한다는 것이다.

코드 부호화 유니트의 최종 업무는 복합 디지탈 신호를 레코딩등과 같은 산업 표준 포맷으로 부호화하는 것이다. 이 유니트의 출력은, 예를들어, 표준 디지탈 신호(103)이고, 레코더로 보내질수 있다.

이것은 엔코딩 시스템의 설명을 마무리한다.

이제 제4도에 관해 언급하면, 본 발명에 따른 디지탈-아날로그 디코드/복제시스템의 실시예가 나타나 있다. 테이프 레코더, CD 등과 같은 것으로부터의 입력 디지탈 신호(103)는 신호와 코드 분석 서브시스템(104) 및 메모리 서브시스템(107)에 적용된다.

메모리 서브시스템(107)은 서브시스템(104) 시간이 지체의 분석을 행하는 것을 허용하기 위해 디지탈 입력신호에 관한 시간 지연을 제공한다. 메모리 서브시스템의 지연된 디지탈 신호 출력(108)은 서브시스템(105)의 레벨 제어 유니트로 보내어진다.

디지탈 입력신호(103)는 신호 분석, 코드 분석 및 처리제어 서브시스템(104)에, 또한, 적용된다. 이 서브시스템은 엔코더에 의해 삽입된 익명의 제어코드를 상기 신호로부터 분리한다.

이 제어코드는 어떤 처리 선택이 엔코더에 의해 행해졌는가 및 어떤 이행 보정이 원래의 아날로그 입력신호의 가장 정확한 복제를 복원하는데 적용되어야만 하는가에 관한 정보를 포함한다.

서브시스템은 최상의 복원 전략을 결정하기 위해 자체의 신호를, 또한, 분석할수 있고, 신호 진폭, 스펙트럼 내용등과 같은 파라미터를 측정한다. 이어서, 서브시스템은 복원 프로세서(105)내에서 다양한 유니트를 제어하기 위한 일련의 제어신호를 생성하고, 이들의 각각은 프로그램 신호에서 특정한 타입의 작동을 실행한다.

복원 보상 및 디지탈-아날로그 변환 서브시스템(105)은 분석의 제어하에 프로그램 신호상에서 작동하고, 제어 서브시스템(104)을 처리하는 많은 처리 유니트로 구성되어 있다.

이러한 각각의 유니트들은 제어 서브시스템(104)에 대한 제어 연결을 갖는다.

이것들중의 첫번째는 레벨제어 유니트이고, 이것은 지연된 디지탈 입력신호(108)를 받는다. 레벨제어 유니트는 즉각적인 피크 확장 및 낮은 레벨 확장에 기초한 신호 평균과 같은 엔코더에 의해 실행되는 것에 보충적인 진폭 스케일링을 실행한다.

이러한 유니트의 출력은 입력 샘플링율에서 디지탈 신호이지만, 입력보다 높은 진폭 해상도를 갖는다. 이 출력은 보간필터 유니트로 보내어진다.

보간필터 유니트는 입력신호에 의해 나타내어지는 포인트들 사이에서의 삽입에 의해 오버 샘플(oversample)된 디지탈 신호를 생성한다. 이 삽입에 있어서, 최상의 필터 파라미터는 제어코드, 및 가능하게는, 또한, 신호 분석에 근거하여 동적으로 선택되고, 이것들은 엔코더에서 데시메이션 필터의 파라미터를 보충한다.

잡음 형성 및 천이 복원과 같은 출력신호는 이러한 유니트에 의해 행해질수 있다. 이러한 유니트의 출력신호는 디지탈-아날로그 변환기 유니트에 보내지는 고해상도 오버 샘플된 디지탈 신호이다.

디지탈-아날로그 변환기(DAC) 유니트는 고해상도 디지탈 신호를 아날로그 신호로 변환한다. 그것은 신호에서의 추가의 효과 레벨 변화로 사용되는 표준 변환기, 또는 복합 변환기일수 있다.

이 유니트의 출력은 아날로그 처리 유니트에 보내어지는 아날로그 신호이다.

아날로그 처리 유니트는 아날로그 보간필터 및 버퍼 증폭기를 포함한다. 그것은 분석 제어 및 처리제어 유니트하에서 레벨 제어와 같은 다른 처리를, 또한, 포함할수 있다.

그것은 아날로그 신호에서 작동하기 때문에, 제어신호는 여기서 적용되기전에 제어 DAC에서 아날로그 형태로 변환될수 있을 것이다.

아날로그 처리 유니트의 출력은 연장된 범위의 아날로그 신호(106)이고, 이것은 원래의 아날로그 입력신호(99)의 근접한 복제이다. 본 발명의 전체적인 시스템은 동일한 디지탈 레코딩 표준을 사용하는 통상의 시스템으로부터 가능한 것보다는 보다 정확한 원래의 아날로그 신호의 복원을 가능하게 한다.

계속되는 분석 및 논의는 본 발명의 실시에 대한 적절한 이해에 대한 추가의 배경을 제공하고, 본 발명을 실행할수 있도록 고려된 다양한 아날로그/디지탈 모드를 추가로 예시하고, 기술하도록 의도되었다.

본 발명의 한 영역에 따른, 아날로그-디지탈 엔코딩은 해상도 향상 및 감소된 필터 인공물은 허용하는 샘풀율 하강 변환기로서 작동한다.

아날로그-디지탈 변환은 높은 샘플율 및 연장된 비트 해상도에서 만들어지고, 상기 두가지는 최종 생성물에 있어서 부호화된 포맷을 필요로 한다. 이러한 고밀도 코드는, 이어서, 수학적으로 바람직한 말단 사용 비트수 및 샘플율로 다시 처리된다.

이러한 배열과 함께, 많은 이점이 발생한다. 아날로그 "브릭 월" 저역 필터링은 매우 높은 진행 샘플율이 보다 부드럽게 됨에 따라 불필요하기 되고, 상(相)-시간영역 제어된 오디오 밴드는 나이퀴스트 왜곡이 발생하기전에 컷-오프한다. 샘플 및 홀드-아날로그/디지탈 변환기 서브 어셈블리는 이, 임의의 단조로움(monotonicity) 또는 미싱(missing) 코드 에러들이 떨림신호 주위의 잡음 사이드 대역들로 퍼지는 듀티 사이클 변조된 저레벨 코드 부분들을 생성시키는 공지되고 제어된 방식으로 초음파적으로 떨릴수 있다.

이것들은 표준 시스템들의 잡음들에 관련된 신호와는 달리, 매우 높은 주파수일 것이므로 거의 들리지 않을 것이다.

중요한 이점은 나이퀴스트-앨리어스 에러들을 방지하기 위해 필요한 "브릭 월" 저역필터는 디지탈 필터로 이용될수 있고, 상 왜곡이 없는 뛰어난 재복사될수 있는 특성을 갖는다. 이러한 필터의 특성은 왜곡을 감소시키는 고해상도 신호의 분석에 근거하여 동적으로 선택될수 있다.

그러므로, 프리-에코(pre-echo), 과도 링잉, 그룹 지연편차, 미싱코드 에러, 엘리어스왜곡 및 비이트와 같은 주필터 및 아날로그/디지탈 엔코드 시스템 문제는 크게 감소되거나 제거될수 있다.

숫자적으로 작동하는 피드백 및 피드 포워드(feedforward) 부분뿐만 아니라, 매우 강력한 수학적 "엔진(engine)" 및 작동 프로그램은 선택된 포맷 디지탈 변화에 넓은폭의 오디오를 만들기 위해 사용된다.

그러나, 이러한 시스템은, 또한, 쉽게 즉각적인 높은 레벨 리미팅 및 평균의 낮은 레벨 확장 작동을 실행한다. 실제적으로, 거의 여분의 4 비트 동적범위는 보조적인 재생을 갖는 시스템들로부터 가질수 있고, 상당히 개선된 음향 효과는 표준 처리되지 않은 호환성 재생 시스템들로부터 발생할 것이다.

이것은 레코딩 엔지니어가 과부하 문제없이 레벨을 올릴수 있기 때문이고, 그럼으로써, 레코딩 세션(sessions)을 단순화시키며, 매우 낮은 레벨의 주변정보는 단조로운 에러를 방지하기 위해 최소한의 비트 활동을 항상 유지할 것이다.

"퍼팩트" 시스템상에서의 두가지 처리들은 들리지 않을 것이다. 그러나, 실제의 디지탈 시스템에서, 음향 효과는 개선될 것이며, 약간 보다 높은 레벨은 디지탈 시스템을 통해 낮은 왜곡과 함께 복제한다.

즉각적인 피크 리미트/확장 및 평균된 컴팬드/디컴팬드(compand/decompand) 기능은 처리의 정도가 최상의 프로그램 복제를 위해 필요한대로 계산되고, 자동적으로 제어되게 하기 위해 제어된다.

이러한 배치는 낮은 대역폭 제어신호에 의해 변화될수 있는 매우 빠른 보정동작을 허용한다. 이 제어신호는 에러 보정 코드들내에 감춰질수 있고, 시스템내의 다른 오디오 채널들상에 위치하며, 매우 적은 비트 또는 비트들로 필요한 만큼 임의의 잡음을 부호화하고 삽입된다.

이점에 있어서, 이점은 대부분 설비의 해상도 한계 아래에 있는 어떤 첨가된 에러를 훨씬 초과한다.

기본적으로, 본 발명의 시스템의 한 영역은 어드레스하고, 복잡한 신호의 A-D 및 D-A 변환과 함께 발생하는 공지된 몇가지 왜곡을 부분적으로 보정한다.

이러한 에러의 몇가지는 연관된 하드웨어이고, 보다 정확한 방법론에 의해 보정 가능하다. 다른 왜곡은 산업 표준에 의해 고정된 비트 깊이 및 샘플링율의 결과이고, 성능영역 사이에서 동적 적정화를 변화시킴으로써, 시스템에 의해 창조적으로 최소화된다.

많은 그러한 왜곡이 왜곡 시험에 사용된 스테디(steady) 상태 타입신호와 함께 발생하지 않은 것처럼, 적정화의 최상의 형태를 결정하는 일은 매우 복잡할수 있고, 대부분은 어떤 타입이 프로그램 물질 아래에서 불쾌한 50 내지 60 dB인 과도 상호 변조 왜곡(TIM)이다.

앞으로 설명될 바와같이, 이러한 왜곡을 생성하기 위한 하드웨어 기계장치는 비선형 스위칭 및 샘플내의 캐패시터에서의 히스테리시스 및 홀드회로, 디지탈-아날로그 혼선, 신호 경로내의 많은 수의 부분으로부터의 회전율 비대칭 및 아날로그 및 디지탈 신호사이의 혼선이다.

본 발명의 엔코딩 공정은 표준 장치로부터의 재생에 대한 최소 가청결과를 갖는 프로그램 신호 변화들을 만든다. 이러한 변화는 어떤 타입의 왜곡을 감소시키고, 신호 해상도를 증가시킴으로써, 개선된 재생, 예를들어, 보다 나은 공간센스 및 보다 적은 깨짐성을 제공한다.

본 발명의 디코딩 처리를 사용해서, 복사기는 추적을 갖도록 만들어질수 있고, 역으로 이러한 신호 변화들을 보상함으로써, 크게 감소된 왜곡과 함께 실질적으로 "정확한" 재생을 허용한다.

디지탈 시스템과 함께 문제점의 추가의 이해를 제공하기 위해 및 그들이 본 발명의 실시에 의해 어떻게 해결되는지에 대한 이해를 제공하기 위해, 실제적인 이행뿐만 아니라, 이상적인 것으로부터 발생되는 어려운 기술영역 및 왜곡 구조가 다음과 같이 나타내어진다.

1. 작은 신호들을 갖는 해상도 한계 :

디지탈 시스템들안의 왜곡들은 감소하는 신호 레벨들과 함께 증가하고, 가장 작은 신호들은 깨지게 되며, 사라지는 경향이 있다. 홀륭한 아날로그 시스템 및 16 비트 디지탈 시스템은 모두 85 dB의 동적 범위를 갖는 신호들을 다룰 수 있다. 전형적인 아날로그 시스템은 디지탈 시스템이 낮은 레벨에서 연속적인 왜곡을 갖는 단일 피크에서 드물게 높은 왜곡을 갖는다. 경력은 이러한 왜곡이 들릴수 있게 나타내어짐으로써, 잡음 디터링의 및가지 형태를 종종 양자화 단계를 부드럽게 하기 위해 사용되고, 정보 기입을 가능하게 한다. 이 기술은 디터, 샘플링 및 신호 주파수 차이들 사이의 비이트들로부터 새로운 왜곡을 생성한다.

거의 들리지 않는 낮은 레벨 상부 하모닉스는 이어서 보다 인식되기 쉬운 낮은 레벨 서브-하모닉 간섭을 생성한다.

제5a,b,d도는 샘플되고 부호화되고, 복호된 낮은 레벨 낮은 주파수 신호.

제5e1 내지 5e5도는 고역 필터된 임의의 잡음을 갖는 상기 떨림신호.

각주용 표 I을 참조하라.

앞서 기술된 문제점에 대한 유일한 해답은 본 발명의 시스템에 의해 제공되어진다.

이점에 있어서, 최소의 낮은 레벨신호 활동은 항상 신호의 평균 레벨이 낮을때에만 시스템의 이득을 증가시키기 위해 이득확장장치 또는 자체의 등가의 디지탈 처리를 사용함으로써 유지된다.

이 낮은 레벨 이득은 양자화 효과 또는 다른 매우 적은 비트의 단조로운 불연속성을 가리는 경향을 가지는 최소 LSB 디터같은 활동을 유지하기 위해 프로그램된다.

복사된 프로그램은 본 발명에 결합되지 않은 저렴한 플레이어(player)상에서 더 좋은 소리를 낼것이고, 이것은 종종 이러한 종류의 문제점들로부터 높은 왜곡을 갖는다.

정확한 디코딩에 있어서, 본 발명은 원래 신호의 완전한 동력을 재저장하는 반대의 이득-구조의 평균 레벨 압축장치 또는 등가의 디지탈 처리를 제공한다. 이러한 보조적인 처리가 복사기에서 사용될때, 낮은 레벨 이득 감소가 발생하고, 양자화 잡음이 감소된다.

처리의 최상의 작동은 이득 제어가 폭넓은 중간 오디오 스펙트럼상에서 기초할때 발생하고, 이러한 제한을 잡음으로부터의 이득 펌핑(pumping) 및 베이스 기본을 방지한다. 평균 레벨 검출기는 다음과 같은 변할수 있는 이득 기능을 제어한다 : RMS 검출기 또는 다른 평균적 타입장치는 이러한 신호들을 받는다.

이득 부스트(boost)는 프로그램 제한된 대역으로부터 결정되고, 그것의 평균 부스트 레벨은 신시사이저(synthesizers)에서와 같은 어택(attack), 지속 및 감쇄 파라미터에 의해 제어된다.

갑작스런 신호의 변화로부터 과부하를 방지하기 위해, 수정되지 않은 완전한 대역폭 프로그램이 사건에 응답하고, 예측하는 평균 처리에 필요한 시간 정수를 허용하기에 충분히 길게 지연된다.

상기 지연된 프로그램은, 이어서, 신호를 자체에 첨가하거나,복합함으로써 제어된 이득이다. 이러한 방법은 들릴수 있는 인공물과 함께 해독되지 않은 복제의 이점을 제공한다.

디코딩 복사기는 평균신호 레벨의 자체의 결정에 응답하여 이득 감소를 실행하고, 감소된 대역 버전(version)으로부터 검출된 제어신호를 사용하며, 지연된 프로그램을 지나는 이득제어 처리를 작동하기 위해 어택, 지속, 및 감쇄시간 평균을 갖는것을 제외하고, 앞서 언급된 방식에서 작동할수 있고, 입력신호의 이러한 생략성 또는 비 제어된 모드는 레코더가 같은 빌딩 블록을 가지고 있기 때문에, 충분히 정밀하게 만들어질수 있고, 프로그램 사건에 대한 복사기 응답을 테스트할수 있으며, 가변성의 이득장치에 이르는 완전한 대역신호에 앞서 보정을 일으킬수 있다.

이러한 시스템은 다른 많은 압축/확장타입 시스템처럼 작동한다.

필터링, 검출, 이득 제어, 시정수의 적분, 시간 지연, 로그 변환, 및 커브 생성과 같은 다양한 내부 작동들은 기능적 모듈들이나 공지된 디지탈 공정 프로그램들로부터 작동될수 있도록 만들어질수 있다.

아날로그 시스템은 빌딩 블록 기능적 유니트들로부터 구성될수 있다. 많은 상이한 타입들의 시스템들이 쉽게 설치되도록 가능하게 하면서, 각각의 유니트는 완전히 버퍼되고, 이득 구조가 되며, 설치된다.

보다 상세한 설명이 회로 설명의 부분으로 하기에 나타나 있다.

2. 큰 신호로부터의 파국적인 과부하 큰 신호는 매우 비음악적인 크랙 클링(Crackling)과 다른 브레이크업(breakup) 소리를 생성하기 위해 갑자기 디지탈 시스템을 과부하시킬수 있다. 대부분의 아날로그 레코더는 점차적으로 프로그램 관련 고조파로 과부하가 걸리게 되고, 보다 포기빙(forgiving)하며, 그러므로 그들의 최대 능력에 가깝게 작동한다. 디지탈 설비를 사용하는 레코딩 엔지니어들은 전형적으로 낮은 해상도와 높은 왜곡으로부터 발생하는 보다 보존적인 레벨과 리스크를 선택할 것이다.

제6a 내지 6f도는 삼각파에서의 디지탈/아날로그 과부하. 이 문제에 대한 유일한 해답은 본 발명의 시스템에 의해 제공된다. 이점에서, 피크 리미터(peak limiter)는 아날로그 과부하를 모방하기 위해 사용된다. 보다 높은 피크 왜곡은 드물게 발생하지만, 평균 프로그램 레벨은 보다 높을 수 있고, 평균 퍼센트 왜곡은 보통보다 낮다. 정확한 프로그램 복제는 프로그램을 한계짓기 위해 사용되는 결합된 전달 기능을 갖는 피크 확장에 의해 재저장된다. 디지탈로 변환되기전에, 아날로그 영역에서 유사하게 적용될수 있다. 확장은 정확하게 압축을 추적하도록 만들어질수 있고, 리미터 커브의 모양이 비해독된 재생에서 최소한의 왜곡을 위해 제어될수 있기 때문에, 바람직한 방법이 디지탈 영역에서 두가지 작동을 행할수 있다.

그러나, 계획이 디지탈 영역에서 효과적으로 작동되게 하기 위해, 동적 범위를 다룰수 있는 충분한 진폭 해상도를 가진 아날로그-디지탈 및 디지탈-아날로그 변환기를 가져야만 한다.

피크 리미팅 작동이 엔코더 입력에서 아날로그 신호들에 적용된다면, 보다 많은 데이터 비트들의 선형 신호를 낳기 위해 숫자적으로 결합될수 있다.

이것은 대부분의 동적 범위에 대해서보다도 다이오우드 압축이 발생하는 신호 피크들에 대해 보다 많은 에러들을 갖는 더욱 높은 해상도를 갖는 A-D 변환기를 효과적으로 생성한다.

빌딩 블록 또는 기능적 모듈회로들은 입력 및 출력 아날로그 작동들을 실행하기 위해 후크 업(hook up)될수 있다. 전압제어 증폭기들, 네개의 사분면(quadrant) 승산기, 로그-지수 변환기, 및 곱하는 DAC 시스템들이 이용될수 있다. 대부분의 이러한 장치들은 보다 논리적이고, 직접적인 이행을 할수 있지만, 또한, 문제를 추적하는 온도를 가지며, 그들의 대부분은 우리가 사용하는 방법보다도 보다 높은 잡음 및 왜곡들을 생성한다.

디지탈 영역에서, DSP 프로그램은 룩업 테이블들, 수학적 서브-루틴들, 및 처리 결합들로부터 작동할수 있다. 저레벨 평균과 같이, 이러한 작동은 디코더 응답을 시험하고, 고정을 결정할수 있으며, 이어서 지연된 데이터 신호를 보정할 수 있다. 데시메이션후에 발생하는 일정한 타입들의 과도 링잉은 매우 큰 신호들에 대한 약간의 복원 왜곡을 생성할 것이다. 이러한 에러들은 다른 동적범위 향상 시스템들에서의 것들과 유사하다.

그들은 동적범위 향상의 허용될수 있는 절층으로 나타나고, 현재 우리는 그 문제를 다루지 않는다.

3. 저역 반-에이리어스(anti-alias) 필터들의 한계들 :

산업 표준의 낮은 샘플링율은 통과와 반-에이리어스 필터들의 거절 응답들 사이에서 매우 좁은 전이영역을 만든다. 이것은 아날로그 또는 디지탈 필터 이행들의 복잡성을 매우 크게 증가시키고, 한 디자인에서 모든 양상의 최적의 필터 성능을 갖는 것을 방지한다. 절층이 발생한다. 연장된 고주파수 응답에 관한 최상의 해상도 및 나이퀴스트 거절은 빈약한 과도 및 시간 고정응답을 필요로 한다. 보다 적은 침입적 필터링을 개선된 과도 세틀링을 갖는 낮은 주파수 연장을 주거나, 개선된 고주파수 및 빈약한 에이리어스 거절을 준다. 필터 음향효과는 서로 상이하고, 각각은 프로그램 물질의 어떤 타입에서 최고로 작동한다. 아래에 보여진 필터는 대칭이고, 고정된 그룹 지연타입은 명확한 디자인 실행의 많은 대표적 부분으로부터 만들어진다.

제7b도 낮은 에이리어스 필터 : 최대로 연장된 평평한 고주파수 응답, 최대 에이리어스 거절, 급경사의 전이영역.

전기적 : 빨리 변화하는 고주파수들은 퇴화한 진폭 리플 효과들을 생성하는 비대칭 사이드 대역들을 갖는다.

과도현상에 대한 긴 설정 시간.

음향효과 : 내부의 상세한 소리는 높은 신호 레벨에서 낮은 에이리어스 왜곡을 갖도록 절충된다.

제7c도 절충 필터 : 감소된 고주파수 응답, 보다 큰 과도영역, 합당한 나이퀴스트 거절.

전기적 : 보다 빠른 세틀링을 갖는 보다 느린 과도 응답, 덜 평평한 주파수 응답.

음향효과 : 무거운 동력, 제어된 내부의 디테일, 매우 낮은 레벨신호를 위해 최상의 적절히 깨끗해진 고주파수.

제7d도 고해상도 필터 : 양호한 과도, 그러나 피크된 고주파수 및 빈약한 에이리어스 거절.

전기적 : 고주파수 응답은 딥(dip)과 이어서 피크를 갖고, 가파른 과도현상 및 빠른 과도 설정 시간을 낳는다. 보조적인 디코딩은 드문 과도 에지(edges)에 매우 빠른 과도 속도를 낳는다.

음향효과 : 에이리어스 왜곡이 문제를 발생시키지 않을때, 복합 신호가 최상이다. 빈약한 심벌즈(cymbal) 소리.

상기 필터들의 근접하여 이상적인 디지탈 또는 아날로그 이행은 이론적으로 가능하다. 두가지는 유사한 방정식에 의해 특징지어진다.

위의 어떤 것도 모든 상황에서 최상으로 작동하지 않는다 ; 각각은 자체의 절충을 갖는다.

앞서 기술된 문제점은 본 발명의 시스템에 의해 유사하게 해결된다.

프로그램 내용에 근거해서, 프로그램 데이터를 관찰하고, 자동적으로 최상의 엔코딩 필터를 동적으로 선택한다. 이러한 필터 선택을 나타내는 부호화된 제어신호를 복사기로 보내라. 이것은 복사기가 자체의 보조적 또는 결합된 엔코딩 필터 특성에 대한 응답을 시작하도록 하는 것을 가능하게 한다.

필터 보정은 엔코드 필터, 디코드 필터, 선택 논리, 한 필터로부터 다른 필터로의 스위칭수단, 시간 지연, 및 복사기에 있어서 엔코딩 제어신호의 수단으로 구성되는 작동 시스템을 필요로 한다.

이것들 각각은 아날로그 또는 디지탈 영역에서 실행될수 있고, 하나에서 아주 종종 쉬운 처리가 다른쪽에서 매우 어렵다. 각 서브시스템의 짧은 기술은 다음과 같다.

디지탈 필터들 :

복합 필터는 전문화된 DSP 칩에 의해 가장 잘 생성된다. 전형적인 DSP 칩은 배율을 실행하는데 있어서 매우 효과적이고, 디지탈 필터 알고리즘에 필요한 작동을 첨가하는 기능적 배치에서 24 비트 승산기 및 56 비트 측적기를 가지고 있다. DSP 칩은 대칭적인 한정된 임펄스 응답필터, 회선(convolution)망, 스펙트럼 분석기등을 만드는데 사용될수 있다.

대부분의 경우에, 필터 방정식은 자체의 응답을 자주하기 위해 컴퓨터를 사용하도록 설계되었고, 결과적인 계수는 이어서 DSP 칩의 메모리안으로의 삽입을 위해 프로그램에 결합된다.

PROM 칩은 이러한 숫자들과 함께 프로그램되고, DSP 에 연결되며, 부피 생성에 있어서, 등가의 마스크 프로그램된 ROM 이 사용될수 있고, 이것은 DSP 칩에서 존재하는 것이 명백하다.

그러므로, 상이한 필터 응답이 ROM 안에 모두 저장된 상이한 프로그램 계수 또는 상이한 프로그램으로 변화하거나, 또는 각각 단일 필터 프로그램을 작동시키는 각각의 분리된 DSP 프로세서를 사용함으로써 달성될수 있다.

이러한 접근은 데시메이션에 적용되고, "에이리어스 없는" 낮은 샘플링율로 오버샘플된 데이터를 감소시키고, 엔코딩 동안에 사용되며, 또는, 오버 샘플된 신호를 생성하고, 디코딩 공정동안에 사용될수 있는 삽입에 적용될수 있다.

두가지는 저역필터의 사용을 포함하고, 복합의, 또는, 베이스 또는 산업 표준 샘플율의 오버 샘플에 의존한다.

데시메이션은 각각이 필요로 하는 것에서 복합 샘플들의 단계적인 "커브" 를 취하고, 바람직한 율에서 각각의 샘플에 대한 최상의 수를 찾으며, 나머지를 버린다.

각각의 최종 샘플 기간안의 파형 역전은 복사되지 않고, 단지 나이퀴스트 한계때문에 왜곡을 생성하기 때문에, 저역필터의 작동은 이러한 사건들의 에이리어스 주파수를 제거해야만 하고, 오디오 연속을 제거한다.

한 시스템에서, 8 배의 오버 샘플율에서 작동하는 16 비트 변환기를 제거한다.

한 시스템에서, 8 배의 오버 샘플율에서 작동하는 16 비트 변환기를 사용하고, 다른 시스템에서는 4 배의 오버 샘플율에서 작동하는 18 비트 변환기를 사용한다.

이론상, 우리는 오버 샘플링과 함께 감하는 디터로부터 2-3 비트를 얻고, 리미팅으로부터 또 다른 두개를 얻는다. 어떤 한 샘플동안에, 이러한 비트에서의 수백의 DSP 작동은 처리에 있고, 부호화된 저역필터된 수의 24 비트 길이를 생성하기 위해 축적된다.

보간은 각 샘플을 취하고, 많은 계산된 중간값 또는 오버 샘플의 단계적인 "커브"를 생성한다. 여기서, 의도는 원래의 신호와 같은 파형을 복원하는 것이다. 앞에서와 같이, 수백의 DSP 동작들은 필요하게 되고, 어떤 계산된 신호 재저장이 DAC 에 첨가된 비트가 될뿐만 아니라, 샘플 사이에서 다시 완전히 처리된 포인트가 된다.

본 발명의 시스템과 함께, 우리는, 이어서, 8 배의 오버 샘플율에서 24 비트를 얻었다. 이러한 24 비트중에서, 거의 20 비트는 유용한 정보를 담고 있고, 이러한 해상도를 갖는 디지탈-아날로그 변환기는 매우 상업적으로 이용되기 쉽다.

DAC 성능 한계때문에, 디지탈-아날로그 변환후, 또는, 동안에, 한계 재저장 및 낮은 레벨 평균으로부터 첨가된 비트를 다루기가 필요할수 있다. 시스템의 한 버전에서, 18 비트 8×샘플링 DAC와 잡음 형성이 단계적인 커브 삽입에 이론적인 2-3 해상도 향상을 달성하기 위해 사용된다.

필터 선택논리 :

최상의 필터 선택들은 프로그램 상태들이 절충 문제를 드러낼때 만들어진다. 강한 고주파수, 고립된 빠른 과도, 및 연속적인 낮은 레벨은 전문화된 필터를 가지고 최상으로 부호화된다. 다행히도, 각 조건은 확인하기에 쉽고, 각각은 혼자서 대부분이 발생한다.

크고 부드러우며, 연속적이거나 깨어진, 및 강한 떨림과 같은 조건은 확인될수 있고, 문제들을 야기시키는 것들의 대표적인 것이다. 프로그램 물질은 예측될수 없고, 솔로 보이스(solo voice)/악기, 신시사이저, 타악기등은 빠르게 변화하는 필요성을 줄 것이다.

불행하게도, 필터 랭스, 증가된 과도필터 합성, 및 확인 프로그램 조건들 모두는 시간 제한을 가지고 작동한다. 그러므로, 필터 변화는 프로그램 조건이 너무 빠르게 바뀌는 선택을 요구할때 제한되어야만 할것이다.

최상의 절충 오버 타임은 메모리가 증가된 가변성의 한계 스마트 논리에 의해 행해진다. 콜(call)은 특이한 필터에 요구되는 강도를 나타내고, 절충 상황에 의해 일어나며, 지나친 시간 윈도우(window)로 통합된다.

프로그램이 많이 변하지 않고, 콜이 연속적이지 않으면서 다시 발생하지 않을때, 앞서의 최상의 필터가 남는다. 각각의 연속적인 콜, 자체의 시간 및 강도의 랭스는 상기 필터와 결합하기 위해 응답 민감성을 증가시킨다. 이러한 선택이 행해지면, 임의의 다른 필터와 결합하는 응답 민감성을 정해진 시간위로 감소하고, 상기와 같은 처리는 새로운 필터에서 반복될수 있다.

이러한 선택방법은 우연한 필터 토글링(toggling)을 제거하고, 강한 필터 절충 상황이 발생할때, 빠른 필터 변화를 허용한다.

이러한 작동은 디지탈 이행에 적합하지만, 하이브리드(hybrid) 아날로그 및 디지탈 회로는 덜 복잡하고, 프로그램과 함께 쉬운 실험을 허용하였다.

다이오우드, 레지스터, 캐패시터, 비교기, 및 전류 소스는 요소들을 만드는 대부분의 적합한 결정을 만든다. 콜은 결합 캐패시터를 부하하는 레지스터를 통한 전압이다.

콜 어젼시(uryency)는 보다 긴 시간동안 보다 높은 전압으로 전환되고, 그럼으로써, 캐패시터 부하율 및 양을 증가시킨다.

콜의 주파수는 이러한 부하가 발생하는 시간의 수이다. 필터 선택한계는 캐패시터 전압이 전압 비교기를 트리거(trigger)할때 시작된다. 불명확한 민감성 증가를 방지하기 위해, 결정하는 시간 슬롯(slot)이 궁극적으로 정해진 상태로 캐패시터를 방전하는 역으로 진행하는 전류 소스에 의해 생성된다.

각 필터는 상기와 같은 비교기로부터 결합된다. 그러나, 트리거링 및 필터 변화가 발생할때, 다른 필터 선택을 위한 결합 캐패시터는 방전되고, 미리 정해진 설계 및 작동시간 동안에 비활성이 된다.

일단 완결되면, 처리는 다시 정해지고, 앞서의 메모리 없이 다시 시작한다.

프로그램 조건은 빌딩 블록 타입 아날로그 회로와 함께 인식된다. 고역필터와 피크 검출기는 높은 레벨 상부 주파수를 일으키는 에이리어스를 분류한다. 피크 및 평균 레벨 검출기는 비교되고, 차이 응답을 과도 현상을 확인하기 위해 적분된다.

프로그램 레벨 변화의 영향을 감소시키기 위해, RMS 검출기로부터의 전압제어 증폭기는 피크-평균작동을 스케일하기 위해 사용된다. 이어서, 이러한 회로 그룹들 각각은 필터 절충, 또는, 특이 필터 타입을 선택하는 바람직성의 정도에 관련되어 있다.

강한 고주파수, 다양한 프로그램 레벨에서의 빠른 피크, 및 높은 전체적 평균 강도는 유사한 필터 콜전압으로 변환하고, 각각은 프로그램 사건의 크기 및 반복적 특성에 비례한다.

필터 스위칭 및 합성 :

필터는 상이한 랭스, 즉각적인 위상 편이, 시간지연, 응답등을 갖는다.

한 필터로부터 다른 필터로의 단순한 거칠 스위칭은 심각한 글리치(glitches), 및 다른 매우 잘 들리는 교란을 생성할 것이다. 한 타입에서 다른 타입으로의 필터내에서 시간 얼라인먼트(alignment), 페이딩 및 합성 또는 파라미터적 변환의 몇가지 형태는 필요하다. 이러한 기술들의 모두는 아날로그 및 디지탈 필터 변화에서 동시에 행해졌다.

초기의 가벼운 밸브 포토-셀(bulb photo-cell) 및 VCA 타입 페이더-스위처(fader-switchers)는 공통적인 아날로그 방법이다. 많은 디지탈 신시사이저는 들리지 않는 과도 현상을 생성하기 위한 다양한 조합에서 혼합, 합성 및 파라미터적 변화를 사용한다.

양호한 실시예는 이러한 원리에서 작동하는 정교한 디지탈 추적을 갖는 페어라이트(Fairlight) 및 신클라이버(Synclavier) 기계이다.

단순한 이행은 스위치 필터에 LED 포토셀 및 시간지연 보정을 사용한다. 보다 발전된 버젼에서는, 필터가 DSP 프로그램을 사용하면서 이행되고, DSP 프로그램은 혼합, 합성, 및 계수 변화 기능을 실행하도록 사용된다.

4. 산업 표준 샘플링율에 의해 부과된 주파수 응답 :

디지탈 시스템의 주파수 응답은 나이퀴스트 이론에 따라 샘플링 주파수의 절반까지 근본적으로 한정된다. 전류 디지탈 레코딩 미디어(media), 컴팩트 디스크에 있어서, 이것은 22 킬로 헤르쯔 이상의 어떤 것도 기록할수 없음을 의미한다. 이러한 한계는 인간의 귀가 약 20 킬로 헤르쯔 이상은 들을수 없다는 가정에 근거하여 선택되었다.

그러나, 최근의 연구는 소리가 오는 방향을 결정하기 위해서 보다는 훨씬 높은 주파수를 갖는 소리에서 과도 정보를 인간이 사용한다는 것을 보여주고, 이것은 소리의 소스를 위치 정하는 능력을 그러한 매우 높은 주파수 성분이 해친다는 것을 제거한다.

안쪽 귀는 실제적으로 약 80 킬로 헤르쯔에 달하는 주파수에 있어서, 신경 리셉터(receptors)를 갖는다.

그러므로, "브릭 월" 저역필터가 모든 디지탈 레코딩의 필요한 부분이고, 과도시 약 20 킬로 헤르쯔 이상으로 주파수를 제거한다면, 음향 이미지에서 실제 레벨을 감소시킨다.

본 발명에 따라, 임계의 과도의 파형은 엔코더로부터 여러번 보내진 정보에 근거하여 복사기에서 복원된다. 디지탈 채널의 스테디 상태 대역폭은 산업 표준에 의해 정해지지만, 임시의 과도 사건에 있어서, 파형의 모양에 관한 추가의 정보가 시간안에서 펼쳐질수 있고, 디코더에 의해 사용을 위해 함께 보내어진다.

이것을 실행하기 위해 사용되는 많은 상이한 방법이 있고, 모두는 후에 보다 상세히 기술될 주신호와 함께 보내지는 정보의 "사이드 채널" 또는 제어신호를 사용한다.

이것들은 모두 비선형 처리이고, 그러므로 드물게 사용되어야만 한다.

과도 복원의 방법은 세가지 범주로 이루어진다 :

a. 파형 합성

b. 중간적인 샘플 생성

c. 회전율 압축

이러한 모든 방법들은 완전한 고주파수 정보를 갖는 오버 샘플된 원래의 신호로부터 기인하는 과도의 정밀한 파형과 함께 시작된다. 파형 합성방법에서, 복원되는 과도 현상은 엔코더에서 확인되고, 그것은 파형 모양은 많은 미리 정해진 "표준"과도 모양의 하나에 일치될수 있으며, 엔코더 및 디코더에 공지되어 있다.

모양을 확인하는 명령 코드는 디코더에 제어 채널을 통해 보내지고, 룩업 테이블을 벗어나서 그것을 읽거나, 알고리즘적으로 그것을 생성함으로써, 모양을 다시 생성하며, 주신호에서 도착하는 대역 한계된 과도의 폭에 그것을 스케일한다.

이어서, 디코더는 과도의 모양 및 대략적인 원래 모양을 보정하기 위해 종합된 파형을 사용한다. 보정은 대역 한계된 과도와 원래의 과도 사잉의 차이의 형태가 될수 있고, 이것은 디코더에서 대역 한계된 신호에 첨가된다.

명백히, 엔코더에서 적당한 시간에 선택되어야만 하고, 그들 모두는 양단에서 기억 되어야만 하며, 토큰(tokens)은 선택을 설계하기 위해 주어져야만 하기 때문에, 한계된 수의 상이한 보정만이 사용될수 있고, 시간은 디코더에서 신시사이저 및 스케일 보정을 하기 위해 필요된다.

그럼에도 불구하고, 단지 몇개의 모양을 가진 유용한 대역폭에서 명백한 증가를 달성하기 하는 것이 가능하다. 이 방법은 제어 명령의 존재를 제외하고, 대역 한계된 신호의 모양에 대한 절충을 갖고 있지 않으며, 그러므로 비해독된 재생에서 들리지 않는다.

중간적인 샘플 생성방법은 기억된 보정을 나타내는 토큰을 보내는 대신에, 엔코더가 제어 채널에 대한 실제적인 파형 보정을 보내고, 사이드 채널의 낮은 대역폭을 동반하는 시간에서 펼쳐지는 것을 제외하고는, 상기의 것과 매우 유사하다.

가장 단순한 형태에서, 이 보정은 대역 한계된 신호의 보통 샘플사이에서 단일의 "중간적인" 샘플 포인트의 값이 될수 있다. 디코더는 아날로그 형태로의 변환에 앞서, 오버 샘플된 신호를 생성하면서, 신호의 삽입을 보정하기 위해 이러한 포인트를 사용할수 있다.

상기와 같이, 비해독된 재생에 있어서의 유일한 효과는 제어 채널의 존재이다.

회전율 압축방법은 과도 현상을 구성하기에 필요한 추가의 정보가 시간안에서 펼쳐지고, 주신호의 부분으로서 보내지는 점에서 상기 두가지와는 상이하다. 제어 채널은 처리를 실행하기 위해 쉽게 사용된다.

이 방법은 과도 현상 동안에 스캔(scan)율을 낮추고, 잃어버린 시간을 보충하기 위해 다시 속도를 냄으로써, 과도 현상 동안에 비디오 모니터(video monitor)의 명백한 대역폭을 증가시키기 위해 사용된 기술과 개념적으로 유사하다.

파형의 회전율, 또는, 변화율이 한계를 넘을때, 대역 한계된 신호에서 정밀하게 나타내질수 있는 값으로 제한된다. 속도가 떨어지는 정도는 디코더가 기록된 신호에서 관찰되고, 다시 속도가 증가될수 있는 느린 것으로부터 원래의 회전율을 추측하기 위해 원래의 과도의 속도에 스케일된다.

과도 현상은 시간안에서 펼쳐지기 때문에, 시간은 어느 곳, 보통후에 만들어져야만한다. 적절히 작동하기 위해, 과도 현상은 시간내의 그것에 가까운 정보가 잃어버리지 않게 하도록 고립되어야만 한다.

이 방법은 명백히 비해독된 재생에 관한 음향의 연속을 가지고 있지만, 아날로그 시험은 슬류 한계의 놀라운 양이 불쾌하지 않게 행해질수 있음을 나타낸다.

동적으로 제어된 시스템 :

상기의 모든 개선들은 복사 디코더가 기록된 프로그램의 보조 조건들을 변화시킬때 가장 효과적이다. 레코드 엔코드 처리는 이러한 활동들을 제어하는 한 방법으로서 잡음에서 감춰진 제어코드를 생성할수 있다.

에러 보정코드 또는 사용자 코드내의 감춰진 숫자들의 임의 변조는 제어코드가 프로그램 데이터와 함게 포함될수 있는 또 다른 방법이다.

이것들은 필요할때 연속적으로 또는 시작될수 있다. 코드가 프로그램안에서 감춰질때, 한 포맷으로부터 다른 포맷으로의 디지탈 카피(copies)는 아날로그 카피가 보존하지 않는 반면에, 코드를 보존할 것이다.

이러한 특징들은 모션(motion) 그림 작업등에 사용될수 있는 생성 처리정보를 이송할뿐만 아니라, 비공인된 카피를 확인할수 있다.

디코더내의 알고리즘 및 룩업 테이블은 만곡 모양, 시정수, 레벨 한계, 승산기, 필터계수 및 엔코더에 의해 또한 "공지된" 다른 유용한 데이터를 제공한다. 연속적인 제어정보가 없이, 시스템은 레코더/엔코더가 복사기 응답을 기대하도록 설치되는 생략성을 일으킬수 있다.

최상의 엔코딩을 위한 내부 시험으로부터의 피드백 또는 앞서 해결된 응답의 피드 포워드는 이것을 할것이다. 대부분의 제어 활동은 특별한 보조적 재생 기능 또는 보정을 접근하고 변화시키기에 필요하다.

그러므로, 개선은 개선을 만들기에 필요한 정보 대역폭 손실보다 훨씬 크다.

5. 디지탈-아날로그 및 아날로그-디지탈 혼선 :

1OO 마이크로 볼트(microvolt) 범위내 및 아래에서의 가장 작은 신호는 수백만배 더 큰 에너지를 갖는 디지탈 데이터 흐름에 의해 쉽게 오염되거나 간섭된다. 보다 빠른 처리는 초당 간섭의 숫자뿐만 아니라, 비트당 에너지를 증가시킨다.

동일한 상황이 비트의 보다 큰 숫자와 함께 발생한다. 상호 결합, 케이블, 및 인클로져(enclosures)는 이 에너지를 픽업하고, 저장하며, 지연된 복합 상호작용을 생성한다.

보다 높은 속도는, 만약에 와이어(wires) 및 다른 부분들이, 또한, 더욱 작게 만들어지지 않는다면, 그러한 혼선을 증가시키는 보다 작은 페키징을 필요로 한다.

제5b도 아날로그 파형은 디지탈 상호작용으로부터의 발생을 변화시킨다.

제5c도 빠르게 변하는 파형으로부터의 샘플 및 엔코딩 에러

제5d도 낮은 레벨 파형들로부터의 샘플 및 엔코딩 에러 발명에 따라, 익명의 변환 시스템은 상기의 문제점을 해결하기 위해 사용된다.

보통, 디지탈 시스템은 자체의 내부 작동을 제어하는 연속적인 시계와 함께 작동한다. 수백만의 정해진 사건이 초마다 발생한다. 그러므로, 시스템 상태는 변하거나 어느 순간에 변하는 상태에 있을수 있고, 특히 높은 정밀도가 매우 필요할때 임계의 샘플이 정해진다. 샘플시간 지터 및 디지탈-아날로그 혼선이 발생할수 있다.

본 발명의 시스템은 케이블에 저장된 에너지 및 다른 에너지 저장 부분들이 분산 되도록 하기 위해 샘플링전에 충분히 긴 샘플링 시간을 제외하고, 모든 작동을 정지시킨다.

하나의 펄스는 전기적 사일런스(silence) 동안에, 이어서, 발생하는 샘플링을 시작한다. 신호 포획이 완결되면, 다른 처리들이 다시 시작한다.

많은 선행 기술 접근들은 상기의 왜곡의 몇가지를 감소시키기 위해 발전되었고, 다음과 같이 기술된다 :

1. 모든 통과 위상 편이망을 사용함으로써 실행된 저역필터의 그룹 지연

2. 1 또는 2의 매우 적은 비트 "킵 얼라이브(keep alive)" 초음파 디터의 사용으로부터의 양자화 잡음 감소

3. 평형있는 또는 푸시풀(push pull) 회로의 사용으로부터 감소된 입상성 잡음은 잡음 스파이크(spikes) 및 디지탈-아날로그 혼선의 높은 보통의 모드 거절을 달성한다. 높은 임피던스가 고립된 동력 공급원일 뿐만 아니라, 추가의 감소는 논리 및 변환기 시스템의 선택적 고립으로 행해진다.

4. 초고속 대칭 아날로그 회로에 의해 감소된 슬류 유도된 에러 이러한 개선은 거칠고, 충만된 음향 효과를 감소시키는 것을 돕고, 양호한 레코딩에서 공간의미를 약간 확장시킨다. 그러나, 안쪽의 내용 및 보정된 공간 전망은 여전히 그러한 기술 접근에 있어서조차 잃고 있다.

이제, 보다 특히 제8도에 관해 언급하면, 본 발명에 따른 처리 시스템이 나타나 있다. 시스템은 표준 16 비트 변환기 시스템으로부터 18 비트 성능을 달성하기 위한 신호를 수정한다. 앞서 언급된 바와같이, 매우 작은 신호의 평균 레벨은 우연하고, 즉각적인 매우 큰 신호들의 피크가 부드럽게 제한되면서 확장된다.

두가지가 조심스럽게 행해지고, 숫자적으로 부호화되면, 이어서, 디코딩없이 표준방식으로 복사될때, 소리는 개선된다. 상기 처리가 아날로그-디지탈 및 디지탈-아날로그 변환을 방해하지 않으면서 들릴수 있게 된다하더라도, 원래의 프로그램과 같은 분위기 및 명료도가 발생한다.

이러한 확장 제한 처리가 표준 설비에서 명확히 들리게 될때까지, 본 발명에 따른 완전히 부호화된 복제에 대한 동적 범위는 거의 20 dB 까지 증가하였다. 평균 해상도는 실질적으로 18 비트 이상이다.

제8도에 있는 각각의 숫자로된 서브시스템 요소는 독립적인 회로카드 또는 변조에 의해 전형적으로 실시되는 중요한 스탠드(stand) 독립 작동이다.

보통 기술중의 하나가 디자인 범위내에서 생각되는 반면에, 제8도의 시스템을 이행하기 위한 상호 개략적인 회로는 여기에서 참조로 결합된 1991년 5월 29일 출원된 미합중국 출원번호 제707,073호의 증명된 사본 즉, 미합중국 우선권 서류에 포함된 A 및 C 블록에서 편리상 포함된 것이다.

이러한 회로는 제8도에서 그들의 각각의 블록 기능을 연결하기 위해 숫자화된 것이다. 작은 신호 평균 확장 서브시스템(61)은 다음 방식과 같이 작용한다. 다음의 오디오 신호는 5Hz 내지 50OKHz 로 제한되는 대역이며, 그럼으로써, DC 레벨 이동, 초음파, 라디오 주파수 성분을 오버 슬로잉 증폭기로부터 막고, 처리 제어 파라미터에 영향을 미친다.

미합중국 우선권 서류의 브록 A 에 있는 버퍼 종동부 성분인 J211 과 J271, 그리고, 성분 C1,L1,R1,C2, 그리고, R2 은 안팎으로 전체 고립을 실행한다.

두개의 활동적인 신호 경로는 제공되는데, 하나는 전압제어 증폭기를 통해서 지나는 것이고, 다른 하나는 버퍼로부터 시작되는 것이다.

두개의 신호는 위상 상태로 있으나, "보상 입력"으로 표시된 제어신호는 40dB 에서 상기 버퍼된 출력에 이르기까지 VCA 출력을 확립할수 있다.

VCA 장치가 왜곡 생성기로 잘 알려졌기 때문에, VCA 장치가 40dB 이득에서 셧-오프(shat-off)될때, 오염되지 않은 것을 통과하도록 이 배치는 깨끗한 버퍼신호를 허여한다.

단지 매우 작은 신호 조건동안에, 왜곡이 덜 중요할때, VCA 이득은 크게 만들어지고, 실질적인 출력신호가 버퍼된 신호를 첨가할 것을 허여한다. 좀더 높은 전체적인 출력은 결과적으로 발생한다.

다른 회로성분은 좀더 낮은 왜곡을 제어하기 위해, VCA 출력과 제어신호 사이의 혼선을 막기 위해 필요한 하우스키핑 기능을 실행하기 위해 필요하다. 위상 이동망 서브시스템(62)은 아날로그 필터 그룹 지연문제를 보정하고, 다음과 같이 작용한다.

버퍼된 VCA 신호들은 미합중국 우선권 서류의 부록 A에 있는 감쇄기 R₁, R₂, R₃에서 위상 상태로 더하여지거나 결합한다. VCA 이득은 4OdB 에서 확립되고 정확한 버퍼신호를 위해서 연속적으로 출력과 왜곡을 만든다.

VCA 이득은 점차적으로 확대되는 AD-DA 처리로부터 별개의 스텝 바이 스텝 타입(step-by-step-type) 양자화 에러와 단조로움이 있는 0.005 볼트와 이하(-40 내지 80 dB )안에서 작은 신호를 위해 실질적으로 확대한다.

첨부된 VCA 출력은 "킵 어라이브"(keep alive) 상태를 유지하거나, 최소 비트 숫자율을 A 에서 D 변환기로 바꾼다. 신호와 그 배경 잡음은 디터와 같이 되고, 신호 조건의 독립적인 VCA 가변성 이득에 의해 그 최소 유용량이 유지된다.

때때로, 디터 잡음은 디지탈 시스템을 첨부하고, 실질적으로 이 잡음은 조금 들린다. 그 활동적인 디터는 제어된 재생 VCA 시스템으로 재저장될수 있는 원래의 프로그램 동력학이 필요한 경우를 제외하고는 유사한 특성을 지닌다.

그리고 나서, 아날로그 필터 절충은 신호 경로에서 자리잡은 모든 통과 위상편이 보정회로들에 의해 보정된다. A,B 로 표시된 이러한 단계는 두번 반복된다. 각각의 J557,J211,J271 부분은 R5 에서의 위상신호들과 R4 에서의 위상신호로부터 180 도 벗어난 신호를 출력하는 통합 이득 버퍼-인버터를 만들기 위해 연결된다.

두개의 모든 신호들은 고주파수들에 있는 180 도의 위상과 저주파수들에 있는 0도 근처의 위상을 지니는 평평한 응답 통과 시스템을 만드는 Ra 와 Ca 를 통해서 결합된다.

그 네개의 결합된 부분은 여전히 5KHz 내지 30KHz 지역에서 갑작스런 720 도의 위상편이를 나타내는 평평한 응답 주파수를 여전히 지닌다. 이것은, 타원형의 많은 아날로그 저역필터와 함께 일어나는 돌연 그룹 지연이동을 부분적으로 취소하는 40O μSec 그룹지연 변화에 상응한다.

보상없이, 신호 피크를 확장 또는 저장할때, 재생기에서 중요한 과도 링잉을 초과적 이득 변조를 일으키며, 결과적으로 피크레벨 제한기를 온 앤드 오프 리플 변조하게 된다.

보정된 그룹 지연필터는 매우 작은 링잉을 지니며, 예언할수 있는 피크 제한과 확장 작용을 허여한다. 저역필터 서브 시스템(63)은 다음과 같은 방식으로 작용한다.

이것은 근본적이고 A 에서 B 변환기 시스템의 세세한 부분이다. 그것은 멈추거나 1/2 샘플링율 또는 가까이 상기 나이퀴스트 한계를 자주 방해한다. 이상적인 시스템을 위하여, 그것의 통과 행위가 자유로운 리풀이어야 하고, 15Hz 내지 20KHz 렌즈에서 적당한 위상 얼라인-먼트인 반면에, 그것의 스타핑 행위(stopping acticn)는 최소의 비트 결정보다 나아야 한다.

콤팩트 디스크 포맷을 위한 44.1KHz 샘플링과 16 비트 엔코딩에서, 필터는 20KHz 오디오 한계와 22KHz 나이퀴스트 한계 사이에서 최소한 85 dB을 떨어뜨려야 한다.

전통적 아날로그 필터 디자인 수학은, 그들의 신호감쇄, 에이리어스, 그룹지연, 리풀타협과 부분의 숫자와 관련된 타협결정을 요구한다.

제8도의 시스템에 대해서, 좀더 나은 과도와 그룹 지연을 위한 좀더 많은 부분의 타협은 좀더 나은 피크 한계를 허여하도록 취한다. 예를들어, 역의 스윕의 지연된 높은 주파수 부분은, 후에 발생하는 스윕의 낮은 주파수 부분으로부터 첨가 또는 뺄수 있다.

따라서, 즉각적인 주파수 응답을 빠른 변화신호를 가지고 변화할수 있다. 리풀리(Ripply)는 포장을 통해 비이트하고, 꼬리(tail)는 가장 높은 주파수로 돌아가서 그러한 스윕이 반복될때 발생한다.

스윕 포장 이내에서 보장받지 않은 필터의 지연된 높은 주파수가 발생할때,짧아진 포장, 또한, 발생한다. 이러한 측면에서 지연된 높은 주파수는 공모를 지속하고, 스윕 포장이 다음 싸이클(cycle)을 시작하고, 완성한 후에 그 필터내에서 다른 신호와 더불어 내부적으로 결합된다.

그 높은 레벨피크 제한기 서브시스템(64)은 다음과 같이 작용한다.

미합중국 우선권 서류의 부록 A 에서 IC 1O1 은 필터 출력을 받고, 전에 언급한 과도응답 리풀을 완성한다. Q₃과 Q₄, IC 103 이 재생기에서 재저장할수 있는 피크 확장기능을 실행하는 반면, Q³, Q⁴와 IC 1O2B는 피크 한계기능을 수행한다.

첨가된 부분 IC 102A 는 제한된 신호파형 피크를 준수하도록 허여하고, IC 104 는 초음속을 생성하며, 초음속 잡음 가까이에서 A 에서 D 까지의 전환을 디터하도록 생성한다.

제8도에서 "B" 로 표시된 하나의 저역필터 보상은 OP 앰프 IC 103 주변에서 결합된 노치(notch)-피크 회로를 포함한다. 18.5KHz 높이 Q 부분적 노치의 터닝(tuning) 및 21.5KHz 의 예리한 피크는 링잉을 부드럽게 하고, 감소시키는 첨가된 필터 부분이 된다.

보다 거친, 그러나, 허용될수 있는 주파수 응답이 만들어지고, 피크 과도리플은 평방 파장 오름시간(risetime)과 같은 완결로서 5% 이하가 된다.

분할기 R1 및 R2 는 이득 구조를 설정하고, 트랜지스터 Q1 및 Q2 로부터 만들어진 이상적인 다이오우드를 사용하는 피크 리미터에 소스 임피던스를 설정한다. 이러한 부분들은 이상적인 결합성능 가까이에서 생성하는 IC 회로기판에서 임의로 결합된 많은 장치를 갖는 "초결합된" 쌍이 될수 있다.

이것들은 다음과 같은 로거리듬적 결합관계에 접근하여 행동한다.

위의 식은 작동 전류율에 대한 전압의 변화를 제공한다. 볼쯔만 정수, 온도, 및 전자부하는 상수로 고려된다. dV/dI 의 즉각적인 저항(전류에 대한 전압의 변화율)은 일단 제한 행동이 시작되면, 1/전류에 관련된다.

이러한 관계는 매우 양호한 트랜지스터에 대해 40dB(100 배 범위 이상을 추적하고, 그럼으로써, 1OdB 하나 내지 둘의 비트 처리범위내에서 쉬운 레코드-플레이 피크신호 추적을 허용한다.

실제적인 세팅은 IC102B 에서 3.5VPP 출력은 낳은 Q1, Q2 를 통해 1.2V 피크로 압축된 피크 삼각 파장에 대한 2.4 볼트 피크이다. 이러한 1 비트(6dB) 압축은 설치를 위해 조정이 50KΩ 제어와 대칭으로 만들어진 클립(clip)된 부분을 보여주는 "시험" 출력에서 감시될수 있다.

재저장적인 작동은 IC102 출력에 IC106 입력을 결합함으로써 보여진다. IC103 "보호" 출력에서의 관찰은 필요될때, 20dB 을 초과하는 추적 범위를 보여준다.

아날로그-디지탈 변환 서브시스템(65) 및 디지탈-아날로그 서브시스템(66)의 작용을 다음과 같다 : D 로부터 A 로의 신호의 출력 복원은 저역필터 서브시스템(68)에 앞서서 발생해야만 하고, 그렇지 않으면, 위상 편이들은 신호 파형 및 연속적인 확장 한계 포인트를 바꿀것이다.

샘플된 데이터 뿐만 아니라, 연속적인 샘플링 피드쓰루우(feedthrough), 및 간섭은 매우 빠른 회로를 필요로 한다.

증폭기는 추가의 안정화 및 속도 증가를 갖는다. RsCs로 표시된 성분들은 이러한 작동들을 실행하고, 사용된 증폭기 타입에 독특하다.

해독된 단계 파형과 함께, 리미터 기능은 각각의 레벨에 빨리 고착되어야 하고, 결합된 증폭기는 오버슈트(overshoot) 링(ring)되어선 안되며, 또는, 비대칭적 링을 갖고, 이것을 행하면서 시간이 하강한다.

언급된 바와같이, 한계-확장 기능은 직접적인 쌍을 이루거나, 위상 편이를 갖지 않는 DC 통과회로에서 발생해야만 한다. A-D 입력 및 D-A 출력은 저역필터가 경로에 포함되지 않을때, 이러한 필요사항들은 만족한다.

실제상, 리미팅은 복사 복원을 혼란시키고, 상당한 왜곡을 첨가하게 될 에이리어스 잡음을 생성할수 있는 나이퀴스트 범위내에서 상부의 고조파를 생성할 것이다. 다행히도, 실제적인 작동은 음악 및 연설 프로그램 물질에서 발생하는 부드러운 압축 및 우연한 피크의 확장을 허용한다.

배드 에지 캐릭터에 대한 일정한 진폭 최대 에지의 악기 신호와는 달리, 상부의 음악 주파수는 보통 기본적인 톤보다 적은 에지의 고조파이다. 에이리어스 폴드오버(foldover)는 이어서 드물게 되고, 단지 이러한 문제점들을 가장 잘 가리는 피크에서만 발생한다.

제6a-6f도는 리미팅 및 예시적인 삼각파의 복원 동안에 다양한 신호파형을 나타낸다.

저역필터 서브시스템(68)은 다음과 같은 방식으로 작동한다.

IC103의 A 신호 출력에 대한 피크 복원된 샘플 D 는 간단한 저역필터로 향한다.

44.1KHz 및 상부 단계 성분들은 제거되고, 파형은 필터 특성에 고유하게 둥글고, 부드럽게 된다. 잡음 및 과도 스파이크는 이어지는 낮은 레벨신호 압축회로의 VCA 부분을 오브 슬류잉하는 것을 방지하기 위해 참을수 있는 레벨로 감소된다.

작은 신호 평균 압축버퍼 및 VCA 서브시스템(69) 및 라인 증폭기 서브시스템(70)의 작동(작은 신호 압축, 라인 드라이브)은 다음과 같다 :

두개의 서브 시스템은 레코드 부분에서 그들의 서브서스템(61) 및 (62) 카운터파트(counter part)에 유사한 기능을 행한다. 그러나, 이때, VCA 출력은 감해진다. 앞에서와 같이, 낮은 왜곡은 보통의 레벨신호에 관련된 -30 내지 -40dB 레벨에서 VCA를 작동시킴으로써 달성될수 있다.

이러한 배치와 함께, 어떤 합당한 신호 확장이 보상될수 있고, 시스템 왜곡은 대부분의 가능한 평균 레벨신호 조건에 대해 가장 낮다.

제어신호 생성은 리미터-버퍼 서브시스템(71), 대역통과 필터(72a) 및 RMS 검출기 서브시스템(72b) 및 이득 서브시스템(73)에 의해 실행된다.

높은 레벨 피크 한계-확장 한계 및 낮은 레벨 평균 이득 세트(set) 제어는 필요하다. 회로 세팅은 서로에 대해 독립적으로 시험된 제어의 두가지 타입을 허용할 수 있다.

제어신호가 처리되는 프로그램 파형을 기대할때, 최상의 작동이 실시되고, 그러므로, 오디오 선-지연(pre-delay)은 제어회로 작용에 앞서서 제어 안정화를 허용하기 위해 사용된다. 낮은 제어 대역폭이 비-프로그램의 매우 적은 비트 활동을 최소화 하기 위해 필요하다.

이것을 행하는 하나의 방법은 활성-비활성 제어상태를 갖는 것이다. 높은 레벨-낮은 레벨 프로그램 신호는 동시에 발생하지 않기 때문에, 복사기는 제어가 적용되는 것에 대한 스스로의 결정을 내린다.

비사용된 작동은, 이어서, 자체의 비활성 또는 이름뿐인 처리 상태로 복귀한다.

높은 레벨, 보통의 프로그램 타입신호는, 확장 압축기능이 불필요한 경우에, 비활성 제어상태를 갖는다. 신호 레벨이 감소함에 따라, 내부의 한계 다이오우드/클램프는 풀려지고, VCA 이득은 빠르게 합성신호를 생성하기 위해 증가한다.

추가의 프로그램 레벨 감소는 디지탈 "킵 얼라이브" LSB(매우 적은 비트) 활동을 유지하기 위해 필요한 제어 가능하고, 예측할수 있는 방식으로 VCA 이득을 변조한다. 대부분의 조건에 있어서, 이러한 가장 낮은 레벨신호는 중간-대역 청각 잡음 및 다수 타입의 전기적 잡음일 것이다. 후자는 RF 간섭, 라이트 디머 펄스(light dimmer pulses), 안전 시스템신호, 및 고주파수 피크된 전자 잡음을 포함할 것이다.

이것들은 종종 미드대역 청각의 소리에 비교하여 낮은 가청을 갖는다. 그러므로, 예리한 컷-오프(cut-off) 대역통과 필터 및 평균 레벨 능력 RMS 검출기에 대한 매우 넓은 피크는 제어신호가 오디오 소리를 추적하고, 들리지 않는 간섭을 추적하는 것을 확실히 하기 위해 사용된다.

작은 신호 평균 확장 서브시스템(61)에서, 현대의 프로그램 물질의 전체적 크기의 동적 범위를 제어하는 것은 매우 낮은 잡음 필터 및 매우 어려운 전자 디자인의 검출기를 필요로 할 것이다.

평균 레벨회로는 활동적인 낮은 프로그램 레벨이기 때문에, 처리 이득은 매우 높을수 있다. 이것은 조용한 통과 동안에 합당한 회로전압이 발생하는 것을 허용한다.

과부하는 보통 발생시키는 강한 신호들은 작은 압축 고조파를 생성하는 반-로거 리둠적 커브와 함께 부드럽게 한계지어진다.

잡음, 과도, 및 다른 비제어된 과부하 행동은, 이어서, 신호 경로에 있어서의 혼선을 방지한다. 성분 IC1 은 작은 신호 통합 이득의 거의 100 배로써 배치된다. 연속적인 다이오우드 리미터들은 부드러운 "과부하" 행동을 주는 증가하는 신호전압을 갖는 전도를 제공한다.

대역통과 필터 서브시스템(72a)은 평균의 낮은 레벨 처리를 변조하는 것으로부터 낮은 레벨 비가청 전자 잡음을 방지한다. 아날로그 브레드보드(breadboard) 부분은 200Hz 내지 5KHz 범위로 덮고, 활동적으로 결합된 낮은 통과, 높은 통과 피드백 타입 필터의 두 부분으로부터 만들어진다.

정연의 단부 버퍼(J211 및 J271)가 입력신호와 상호 작용하는 것으로부터 필터 임피던스 부하를 방지하기 위해 사용된다.

필터 출력은 RMS 검출기 모듈, 로거리듬적 VCA 캐릭터와 어울리는 AC 입력에 관련된 평균 DC 로거리둠적 출력을 갖는 DBX-타입 성분을 구동한다. 배치된 바와같이, 10OmV 출력 변화가 각각의 2OdB 입력신호 변화에 대해 발생한다.

변환기를 통한 리미터 및 필터로부터의 이러한 개인 구조는 매우 적은 비트의 해상도 한계에서 발생하는 밀리볼트 타입신호에 대한 매우 작은 잡음을 갖는 1OOmV 제어범위를 준다.

이러한 범위의 어느쪽에 있어서의 제어 레벨은 정면의 단부 전자공학적 잡음 및 보통의 신호 작동을 나타낸다.

보통의 압축기-확장기 절충은 제어신호내의 AC 성분으로부터 최소의 VCA 이득 변조(왜곡)를 확실히 하기 위해 이용된다. 성분 C1,R1 은 턴-오프 시정수에 대한 평균적인 이러한 응답을 실행한다.

임피던스 및 C1 내부로부터의 RMS 로부터의 훨씬 짧은 턴-인(turn-on) 시정수는 갑작스런 프로그램 레벨 증가에 가장 빠른 응답을 허용하도록 발생한다. 짧고-긴 시정수 행동은 전형적인 많은 컴펀드 시스템이고, 낮은 주파수 왜곡 필요때문에, 매우 길게 된다(20dB 이득 변화에 있어서, 2m초 온, 500m초 오프).

이러한 매우 느린 응답은 VCA 이득이 낮은 레벨신호애서 최대에 있을때, 갑작스런 신호가 발생하기 전에, 제어신호 빌드업(buildup)을 허용하기 위해 입력신호 지연을 필요로 한다.

실제적으로, 아날로그 지연은 상당한 왜곡을 첨가하고, 고품질 시스템에서 아날로그 형태로 사용되지 않을 것이다.

디지탈 프로세서는 상기의 레벨 한계, 배드 제한 및 검출 모두를 실행할수 있다.

최상의 성능을 얻기 위해 필요한 시간 지연은 최초의 아웃(out) 타입에서 먼저 단순한 작동이다. 긴 정수 작동의 두가지 이점이 발생한다. 낮은 주파수 왜곡이 감소되고, 제어신호 대역폭은 훨씬 적게 되며, 그럼으로써, 오디오 엔코딩을 통한 제어를 통과시키기에 필요한 비트의 양을 감소시킨다.

DC 오프셋과 이득제어 서브시스템(73)은 제어신호 진폭, 오프셋, 및 한계 신경 중심이다. 증폭기, 지연 라인, VCA 및 RMS 검출기 사이의 공차를 제어하고, 일반적인 회로 하우스키핑 기능을 실행한다.

또한, 그것은 비활성의 제어신호 및 최소 입력신호 프리셋(presets)을 이행하기 위해 필요한 최대 및 최소 VCA 이득을 제공하는 리미터이다.

시스템 고려에 있어서, 실제적인 VCA 및 RMS 검출기는 관계를 제어하는 신호 및 신호에 대한 로거리듬적 제어와 함께 작동한다. 그러므로, 오프셋을 변화시키는 것은 dB 내에서 고정된 프로그램 이득을 변화시킨다.

이것은 커다란 동적범위 이득 제어를 가능하게 하고, 여전히 낮은 레벨신호 제어를 유지한다. 두가지는 합당한 제어신호 한계와 함께 발생할수 있다. 추가로, 리미팅과 같은 제어시스템 이득 변화는 제어신호의 단순한 극성 역전에 의해 추적하는 입력-출력을 보장하고, 매우 간단한 압축-확장을 만드는 전압 이득율에 직접적인 dB을 제공한다.

오프셋 이득 제어회로는 추적하는 입력, 출력에 대한 제어신호를 인머트하고, 미리-정해진 제어신호 레벨에서 이득을 적합하게 하기 위해 각각의 DC 오프셋을 제어하며, 변화하는 제어 레벨에 있어서, 프로그램 레벨의 증가가 복사기 이득 감소에 일치하도록 하기 위해 제어 이득 조정을 갖는다. 다이오우드 CR1 및 CR2 는 재생하에서 최대의 실제적인 확장율과 최대의 압축율을 미리 정하기 위해 레벨 한계를 실행한다.

구성되고 배치된 바와같이, 이 회로는 처리가 제2의 제어에서 시작될때, 신호 제어 및 한계에서 상호 작용하는 압축-확장율 제어를 갖는다. 이것들은 dB 오퍼레이터의 DC 레벨이기 때문에, 이러한 포인트에 대한 처리 제어신호는 동적 처리변화를 생성할 것이다.

현재, 이것은 손으로 제어된다. 그러나, 명확히, 처리 출발 레벨은 보통의 비-처리재생과 함께 가청성을 감소시키기 위한 프로그램 활동 및 다른 고려에 좌우되어 동적으로 변할수 있다.

지연 라인 서브시스템(74a ＆ b)은 자기-클로킹(self-clocking) 가변성 지연 라인에 연결된 평형 잡힌 DC 일수 있다. 부하 결합된 장치는 가장 낮은 가능한 DC 드리프트(drift), 왜곡, 및 비교적 빈약한 성능장치로부터의 클록 잡음을 생성하는 스태거(stagger)된 클로킹을 갖는 푸시풀로 작동한다.

25KHz 에 대한 DC, 최소 오버슈트, 80dB 동력이 달성된다.

한개의 지연(74a)이 갑작스런 신호 변화로부터의 VCA 과 부하를 방지하기 위한 제어신호 안정을 허용하기 위해 사용된다. 이러한 지연은, 또한, 계산되는 예상적 처리제어신호 전략을 허용한다. 제2라인(74b)은 출력신호가 입력을 추적하게 하기 위해 A-D 및 D-A 엔코드-디코드 처리 시간을 일치시키는 감춰진 코드 서브시스템이 없이 시스템을 사용할때에 시험 목적을 위해서 있다.

제어신호가 부호화된 잡음이고, 매우 적은 비트, 또는, 디지탈 신호의 비트안에 감춰진 비트 빌림(borrouing)은 시스템 작동의 보통 모드이다.

VCA 입력/출력 추적에 의한 리미터 동적 제어는 리미터-버퍼 서브시스템(71)을 제거하고, 직선 압축기-확장기로서 시스템을 작동시킴으로써, 높은 신호 레벨에서 가질수 있다.

피크 리미터-확장기는 이 시스템내에 있기 때문에, 그것의 작동은 오프셋 이득 제어 서브시스템(73)과 함게 프로그램 이득 변화와 함께 변화된다. 앞서 언급된 바와 같이, 처리 제어입력은 신호가 커질때는 항상 어떤 리미팅의 퍼센티지가 발생하도록 하기 위해 작동될수 있다.

스튜디오 처리된 로큰롤(rock and roll)이 보다 어렵게 한계되고, 자주 발생하는 많은 작은 피크를 가지는 반면에, 몇몇 고전 음악이 드문 피크를 갖게 될때처럼, 이것은 종속적 프로그램이다.

이러한 한계 제어는 손으로 실행될수도 있지만, 낮은 레벨 처리 동적 제어의 경우와 같이, 많은 계산된 변화는 표준 비저장 플레이어에서 복사될때, 처리가 거의 들리지 않게 유지하기 위해 보다 효과적으로 작동할 것이다.

평균 레벨 확장-컴팬드와 같이, 한계 확장 한계 제어는 매우 낮은 대역폭일 필요가 있다. 1OHz 제어 대역폭은 적당하고, 하나의 작동만이 한번에 발생하기 때문에, 두 작동에 있어서, 하나의 제어만이 필요하다.

플레이어는 프로그램 레벨 및 스위칭 기능을 결정할수 있다. 기술된 예시적인 시스템에서, 제어는 각각의 작동이 상이한 셋-업(set-up)이기 때문에 수동이다. 그러나, VCA 복제가 리미터 이득 구조에 있어서 셋업된다면, 이것을 자동으로 만드는데 있어서, 어려움이 없다.

이어지는 내용은 이론, 디자인 개념, 및 초기 발전, 본 발명의 기본 이론을 보여주는 엔코드-디코드 시스템의 구성 및 작동을 추가로 기술한다. 그것의 작동은 최상의 파형 복원을 얻기 위해 최상의 커브 적용 기술을 선택하는 것에 근거한 복원처리와 유사하다.

기술된 바와같이, 처리는 상이한 신호 조건에서 변하고, 단위 시간당 이러한 많은 처리 적정화는 프로그램당 몇개로부터 초당 몇배에까지 범위가 정해질수 있다. 보다 빠른 작동 변화가 가능하다.

그러나, 적절한 작동 프로그램을 액세스(access)하기 위해 필요한 제어신호는 보다 복잡하고, 대역폭이 소비되게 한다.

기본 시스템은 두개의 프로세서 및 두개의 디코드 프로세서를 포함하고, 각각은 시스템으로서 일치하고 보조적이다. 각각의 시스템은 신호 경로내의 느린 페이더처럼 작동하는 가변저항 광전도성 셀에 의해 자동적으로 선택된다.

빛을 발하는 다이오우드는 이러한 셀들을 빛나게 하고, 신호 분석 논리회로로부터 나오는 가변성 레벨 제어신호에 의해 구동된다. 작동 동안에, 논리는 신호조건에 근거한 최소의 왜곡 처리를 선택한다.

유사한 스위치 및 루팅(routing)은 전압 제어된 증폭기, 디지탈 감쇄기, 및 필드 효과장치, 또는, 아날로그 신호상에 작용하는 다른 성분들과 함께 실행될수 있다.

유사한 루팅, 혼합, 또는, 합성 작동들은 신호를 나타내는 숫자들상에서 작동하는 디지탈 프로세서로부터 만들어질수 있다. 광도전성 셀을 갖는것과 같은 이러한 작동은 그들의 느린 스위칭 행동에 의해 과도 방해가 없을수 있다.

각각의 레코드 처리, 및 자체의 보조적 복사 처리는 프로그램 신호에 대해 최적으로 만들어진 필터-이퀄라이저(equalizer) 작동을 닮는다. 두 부분은 엔코더가 복사에러를 기대할수 있고, 보조적인 보정을 생성하게 하기 위해 시스템으로서 작동한다.

이러한 방식으로, 레코드 및 복사회로는 최적의 시스템으로보다는 개인의 독립적으로 이론적인 이상으로서 작동하지 않는다. 브레드보드 디자인은 두개의 시스템을 갖는데, 하나는 최상의 명료도 및 과도응답에 대해서이고, 다른 하나는 가장 낮은 왜곡 또는 대부분의 정밀한 악기 음질에 대해서이다.

필터, 이퀄라이저, 및 커브 적합 작동은 다음과 같이 실행된다. 하나는 다항식의 연속에서 계수 스트링(strings)에 의해 수학적으로 필터를 한정할수 있다. 추가로, 동일한 필터가 주어진 파형 자극에 어떻게 응답하느냐에 의해 제한될수 있다.

본질적으로, 시간 영역, 주파수 영역, 및 진폭에서의 커브 피팅(curve fitting)은 테이블들에 저장될수 있는 숫자들로부터 생성된다. 아날로그 시스템에 있어서, 그러한 작동은 대역 제한, 이퀄라이즈, 시간 보정, 및 신호상의 분산 작동을 생성하기 위해 결합된 회로 요소에 의해 실행된다.

이러한 회로들은, 또한, 디지탈 처리 프로그램으로 작동할수 있는 유사한 다항식 계수들에 되돌아가 분석될수 있다. 보여질수 있는것과 같이, 매우 이상한 회로 복원 문제가 이러한 숫자들을 때때로 바꿀때 발생하고, 동적으로 변화하는 처리와 함께 발생할 것이다.

이득 단계뿐만 아니라, 인덕터(inductors)의 복합 성분값, 레지스터 및 캐패시터는 이러한 합성 작동을 생성하기 위해 모두 즉각적으로 변화할 것이다. 그러나, 이것은 디지탈 프로그램에 의해 실행될수 있다.

동적으로 디지탈 필터를 변화시키는 것은 필요한 처리 동력이 경제적으로 유용하게 되면서 최근에 이르러서야 실제적인 것이 되었다. 물론, 전압 제어된 파라미터적 이퀄라이저 및 가변성의 RC 부분톤 제어와 같은 간단한 망은 오래동안 사용되어 왔다.

그러나, 복잡한 가변성 필터는 여전히 드물다. 볼수 있는 바와같이, 동적으로 변화하는 커브 피팅 동작들은 디지탈 처리에 의해 매우 직접적으로 제어될수 있다. 아날로그 시스템에서, 디지탈 처리가 단순히 필터링을 변화시키는 반면에, 완전한 필터는 변화해야만 한다.

그러나, 두가지는 유사한 잠재적 커브 피팅 능력을 가지고 있고, 한 처리로부터 다른 처리에까지의 과도영역 동안에 그들은 다르다.

이론상으로, 단지 한 세트의 필터 계수가 이상적인 아날로그-디지탈 변환 및 이것의 역에 가깝게 되기 위해 필요하며, 주파수 영역에 제공된 모든 신호 행동은 나이퀴스트 샘플 한계론부터 크게 벗어나고, 신호를 특징짓는 많은 숫자들이 있다.

상업적 디지탈 표준은 이러한 조건들을 모두 허용하지 않고, 그럼으로써, 몇몇 실제적인 시간, 과도 에이리어스, 양자화의 기술상태 절충, 및 응답의 평탄함이 만들어져야만 한다.

각 성능 영역의 최고는 동시적으로 발생될수 없고, 보통 기술의 한가지는 지식에 근거한 절충 및 오디오 프로그램을 갖는 주관적 경험을 선택해야만 한다.

앞서 나타내어진 바와같이, 디지탈 처리의 신호대 잡음비는 평균신호 레벨에서 복잡한 왜곡이 양호한 아날로그 시스템을 가지고, 보다도 훨씬 높을수 있을 경우, 우수하다.

고품질 작업에 있어서, 감소된 높은 오더(order) 왜곡뿐만 아니라, 개선된 해상도, 시간 및 과도 정밀도에 대한 요구가 있다. 본 발명에 따라, 엔코드-디코드 시스템의 이러한 영역은 이러한 필요들을 어드레스한다.

이점에서, 디지탈 왜곡의 추가의 이해가 유용함을 입증할 것이다.

전형적인 디지탈 시스템은 높은 신호 레벨에서 0.01 내지 0.05% 의 총고조파 왜곡(THD) 및 시간-과도영역에서 약 1O% 의 누적 에러를 갖는다.

그들이 종종 약 1% THD 에서 작동하지만, 드물게 O.1% 이상의 과도시간 에러를 갖는 것처럼, 대부분의 아날로그 시스템은 이것들에 대한 반대 문제를 갖는다. 평균 신호조건보다 아래에서, 디지탈 THD 는 아날로그 THD 가 감소하면서 증가한다. 언급된 바와같이, 디지탈 왜곡은 상부의 오더 및 비조화가 되는 경향이 있고, 그러므로, 그들의 비음악적 특성때문에 지탱한다.

아날로그 왜곡은 드물게 발생하고, 덜 불쾌하며, 보다 높은 레벨에서도 신호와 함께 음악적으로 합성되거나, 혼합되는 경향이 있다. 유사한 문제가 과도시간 영역 타입 왜곡에서 발생한다.

먼저, 단순한 정방형 파장 시험이 이러한 왜곡으로부터 음향효과의 연속을 보여줄것이기 때문에, 이러한 문제점들은 들리지 않을 것으로 생각된다.

오늘날, 우리는 경우로서 잃어버린 내부의 자세한 생각뿐만 아니라, 공간 의미의 심각한 악화를 볼수 있다. 디지탈 시간영역 왜곡이 초기 시험에서 측정된 간단한 링잉보다 횔씬 복잡하기 때문에, 산업표준 16 비트 엔코딩의 해상도 성능은, 또한, 부적절하다. 10 볼트의 피크 대 피크신호를 생성할수 있는 시스템은 하나의 매우적은 수로부터 다음까지 약 150μV 의 최상의 가능한 해상도를 가질 것이다.

실제적인 시스템은 이것보다 4 내지 8 배 큰 신호 불연속성을 가지며, 기술 상태는 이론적인 성능 가까이에서 여전히 허용되지 않는다. 20 내지 50μ볼트 불연속성 한계는 전형적으로 아주 잘 들리는 것으로 고려된다. 실제적인 시스템은 이것보다 10 배 높은 왜곡을 갖는다.

앞서에서 언급된 바와같이, 피크신호 한계-확장 및 낮은 레벨 평균 확장-압축 작동은 해상도 문제를 다룬다. 시간 이동, 에이리어스, 및 양자화로부터의 다른 왜곡들은 산업 표준에서 작동하는 이상적인 엔코드 디코드를 가지고 있고, 또한, 여전히 존재한다.

왜곡 감소는 다음과 같이 실행될수 있다. 그들이 확인하기 쉬운 신호조건에 강하게 연결되어 있기 때문에, 주어진 신호에 있어서, 잘 들리지 않고, 소리에 있어서 왜곡을 갖는 최상의 엔코드-디코드 처리를 선택할수 있다.

나이퀴스트 한계가 가청범위 바깥에 있는 산업 표준에서 작동해야만 한다면, 에이리어스 절충에 대한 과도 응답이 존재한다. 이러한 절충은 평평한 통과대역 응답 및 과도 대역폭을 거절하기 위한 매우 좁은 통과를 필요로 할때 발생한다. 신호가 변함에 따라, 최상의 처리를 선택할수 있다.

실제적으로, 위상 및 시간 응답은 다른 것에 대해 하나의 복잡한 필터-이퀄라이저 망으로부터 같지 않고, 느린 페이드 또는 합성이 처리 이동을 갖는 피할수 없는 스위칭 과도 현상을 방지하기 위해 필요하다.

유사한 문제는 아날로그 잡음 감소 프로세서에 대해 다루어진다. 디지탈 처리와 함께, 하나의 최적 필터로부터 나오는 이러한 작동들, 또는 다른 것에 대한 커브 피팅은 한 필터 타입으로부터 다른 것까지의 연속으로서 액세스티는 룩업 테이블 계수일수 있다.

그러나, 위상 편차가 발생하면서, 해독된 신호는 아날로그 페이더 타입 시스템을 괴롭히는 비이트 또는 없앰이 제거될수 있다. 혼합 또는 필터 변화 병합은 가청의 과도현상 또는 다른 파라미터적으로 생성된 위상 간섭을 방지하는데 충분히 빠르게 발생한다.

디지탈 처리 타이밍은 거의 항상 제어되기 때문에, 레코드-플레이 과도현상은 단일 명령에 의해 시작될수 있는 미리-정해진 연속 프로그래밍에 의해 서로 추적하기 위해 만들어질수 있다.

이것은 연속적인 숫자적 제어 및 제어신호에 있어서, 보다 높은 대역폭에 대한 필요를 제거한다.

모든 처리 타입, 처리 속도, 및 중간 계수는 저장될수 있고, 하나로부터 프로그램으로 작동할수 있고, 한번의 명령 및 레코더-복사기는 효과적으로 서로에 대해 잠긴다.

기본적인 아날로그 시스템은 미리-결정된 과도 속도 및 중간 필터 혼합상태의 결과적인 측적을 자주하기 위해 한계 논리안에서 레지스터-캐패시터 시정수를 사용한다. 추가로, 다른 시정수들은, 또한, 작동을 시키는 결정에 히스테리시스나 홀드백(hold back)을 첨가하는데 내부 메모리로 기여한다.

이것은 시정수가 결정될때까지 추가의 변화에 대한 감소된 민감성 및 최초 시간의 빠른 처리변화 결정을 허용한다.

이것은 그레이 에어리어(grey area), 또는, 불확실한 신호조건 동안에 불필요한 처리 변화를 방지한다. 디지탈 시스템처럼, 아날로그 시스템은 출력이 입력을 추적하고, 출력이나 재생 서브시스템이 그렇게 하기 위해 신호 조건들을 검출할 필요가 없으며, 단순한 스위치 온, 스위치 오프 제어로 작동하는 능력을 갖는다.

보통의 아날로그 시스템은 디지탈의 경우에서 처럼, DC 또는 직접 결합된 것이 아니고, 이것은 이러한 시스템 작동을 만들기 위해 선형 제어신호, 또는, 내부의 아날로그 신호조건 검출기를 갖는 추가의 데이터 채널을 필요로 할 것이다.

실제적인 작동에 있어서, 기본적 아날로그 시스템은 묻힌 또는 감춰진 코드 제어 없이 시험되었고, 적절한 시간 지연을 갖는 제3의 제어 채널은 포함되었다.

디지탈 시스템내에서 제어신호를 몰래 움직이거나, 감추는 많은 방법이 있다. 앞서 지적된 바와같이, 매우 적은 비트(들)에서의 제어신호를 임의의 잡음 엔코드-디코드할수 있다. 이러한 작동은 이 정보를 옮기는 복잡한 파형의 작은 부분을 위치 시키는 것이 거의 불가능하기 때문에, 아날로그 영역에서 대응부를 가지고 있지 않다.

디지탈 영역에서, 매우 적은 비트 활동이 항상 공지되어 있다. 그러므로, 이 비트는 실제적으로 제어 목적을 위해 빌려질수 있다. 제어신호를 감추는 다른 방법은 같은 또는 상이한 시스템이 에러 또는 비존재 데이터를 고려하는 금지된 숫자 또는 사용되지 않은 데이터 워드(word) 또는 디지탈 시스템안에 있는 숫자 스트링을 사용하는 것을 포함한다.

금지된 숫자가 조심스럽게 엔코딩 동안에 선택되는 때에, 복사기는 에러를 인식할 것이지만, 여전히 자체의 데이터 신호를 보정하여 해독할 것이다. 물론, 금지된 숫자는 빼질수 있고, 제어 기능으로 사용되는 데이터이다. 감춤의 어떤 방법은 복잡한 제어신호를 통과시키는 능력을 옮기는 충분한 대역폭 또는 정보를 허용하기 위해 컴팩트 디스크 표준내에서 충분한 대역폭을 갖는다.

이 작동을 실행하는 것으로부터의 어떤 신호 열화는 첨가된 처리 동력 및 제어되는 복원 능력에 기인하는 개선점에 비교할때 매우 작다.

현재의 산업 표준은 평평한 응답, 낮은 고조파 왜곡, 및 높은 신호 대 잡음율의 면에서 양호한 성능을 제공하는 것에 주로 근거한다. 시간, 과도, 에이리어스, 및 해상도는 절충되지만, 문제점 및 결핍이 신호조건과 함께 눈에 띄게 발생한다. 이어서, 제어 논리는 이어지는 프로그램 물질을 분석하고, 최상의 처리를 결정해야만 한다.

비교적 간단한 기본적인 아날로그 시스템 회로는 고주파수 강도 및 그것의 율 대 평균 프로그램 레벨에 근거하여 에이리어스 왜곡에 대해 아주 정밀한 양자화의 결정을 만든다. 이것은 저역필터 디자인의 평평한 주파수 응답-예리한 컷-오프 절충으로부터 이어진다.

실제적으로, 필터는 2KHz 과도영역의 단부에서 85 내지 90dB 아래로 있어야만 한다.

예리하게 제거된 상부의 고조파를 갖는 정방형 파장의 분석으로부터 예시될수 있기 때문에, 불행하고, 심각한 과도 링잉은 발생해야만 한다.

양호한 과도 응답을 갖는 필터는 상부의 주파수를 일으키는 충분한 에이리어스를 제거하지 못할 것이다.

과도영역 및 상기에서의 라이브 프로그램 스펙트럼 에너지는 예측될수 없고, 마이크로폰 요소 피크들, 악기 오버톤, 증폭기 왜곡들등에 의해 유발된 버스트들(bursts)로부터 범위가 정해진다. 그러므로, 간단한 고주파수 레벨 검출기는 에이리어스 감소를 위해 첨가된 필터링이 필요한가의 여부를 결정할수 있다.

이러한 왜곡은 프로그램 음향 효과에 의해 덮힐수 있기 때문에, 높은 프로그램 레벨 동안에 감소된 거절의 첨가된 요소는 사용될수 있다. 그러므로, 보다 공격적인 필터링이 필요할 때를 결정하기 위해 검출기는 평균 프로그램 레벨까지 고주파수 나이퀴스트 에너지의 율을 살피게 된다.

본질적으로, 컷-오프 경사 주위의 감소된 제2의 파생물은 개선된 시간 및 과도 성능을 낳는다. 그것들은 실제적인 아날로그 및 디지탈 처리 타입이기 때문에, 일정한 그룹 지연을 갖는 대칭 필터가 사용되는 것으로 가정된다. 이것들을 대칭적인 펄스 행동을 갖고, 그룹 지연을 변경시키고, 처리시간 동안에 초과의 국면 간섭을 일으키지 않으면서 하나의 커브피팅 모양으로부터 다른 것에까지 혼합/합성되도록 만들어질수 있다.

실제적인 시스템은 완전한 90dB 에이리어스 거절이 발생할때, 컷-오프 가까이에서 200μ초 시간 만큼을 갖는다. 이러한 숫자들은 음악타입 파형을 가지고, 매우 빠르게 발생할수 있는 고주파수의 도플러 이동 또는 약 0.15 인치의 빠른 변위와 관련된다.

과도 상호변조 왜곡의 어떤 타입(TIM)은 유사한 조건하에서 발생할수 있다.

상부의 통과대역 조건의 3μ초/KHz 변화까지 보정될때, 필터는 50dB 거절보다 적을수 있다. 그러나, 보여질수 있는 바와같이, 최상의 선택 절충스위치 시스템은 실제적이다.

절충의 제2그룹은 양자화 왜곡 및 처리될수 있는 가장 작은 신호에 관련된다.

언급된 바와같이, 레벨 변화 작동은 일치하는 방식에서 이러한 문제점들을 감소시킨다. 몇가지 추가의 개선이 예상될수 있는 강제된 해상도 향상에 의해 만들어질수 있다. 에이리어스/과도 작동과 같이, 이것들은 또한 특성상 커브 피팅이고, 이퀄라이징 필터를 닮은 레코드-플레이 회로시스템에 의해 실행될수 있다.

이러한 경우에, 레코드 동안의 강제되고, 고주파수 연장은 신호가 고주파수 정보의 작은 양을 가지고 있을때 만들어진다. 고주파수 정수를 갖는 보통의 신호 레벨이 존재할때, 시스템의 주파수 응답도 평평하지만, 신호 레벨이 낮고, 스펙트럼의 높은 부분에 에너지가 거의 없을때에는, 시스템의 레코드 절반안의 주파수 응답은 부스트(boost) 된다.

플레이회로는 역으로 작동한다. 전체적인 매우 적은 비트 활동을 실질적으로 증가하고, 보다 많은 정보가 듀티 사이클 변조 및 증가된 디터링에 의해 부호화된다.

레코드 동등화(EQ)가 매우 예리하게 일어날때, 이러한 더해진 정보의 대부분은 오디오 범위에 및 약간 위로 존재한다. 청각의 예민성은 이러한 작고, 낮은 레벨신호에 있어서 낮기 때문에, 표준 플레이어 또는 청각에서 효과가 거의 없다.

본질적으로, 조화있게 연결된 프로그램 왜곡의 유사한 양에 있어서 비조화된 왜곡을 갖는다. 어느 정도까지, 플레이어가 좀더 정밀해질수록, 상부의 음악 고조파로서의 불선명한 잡음을 가리기 위해 이러한 처리는 보다 양호하게 작동한다.

물론, 디코더는 평평한 응답 복원을 실행하기 위해 구성될수 있고, 이어서, 완전한 신호를 만드는 보다 많은 데이터 비트가 있을 것이다.

그러므로, 양자화 잡음은 감소된다. 강한 신호의 존재하에 제거되어야만 하기 때문에, 이것은 동적 디터로 불려질수 있는 또 다른 커브 피팅 이동이다. 연속적으로 남아 있는다면, 에이리어스 또는 바이트 주파수는 그러한 초과 에너지 고주파수 디터와 상호 작용하는 강한 신호 고조파로부터 발생할 것이다.

명백히, 처리는 해상도 이점이 작게 되는 강한 고주파수 조건하에서, 셧-오프(shut-off)되어야만 한다.

해상도 향상 및 왜곡 감소 처리에 대한 제어신호는 에이리어스 주파수 범위내에서, 임계의 에너지를 봄으로써 유도될수 있다. 평균신호 조건에 대한 이러한 고주파수의 고율은 그것들이 프로그램 물질에 의해 가려지지 않는 가정으로 만들어진 가능한 폴드오버 왜곡의 표시이다.

저주파수 문제가 완전히 벗겨지고, 그 이하에서 청취 격렬이 강한 60 내지 80dB가 청취 가능하기 때문에, 심벌 경우에 만나는 것과 같은 복잡한 고주파수가 가장 중요하다. 이러한 신호 및 이들이 얼마나 빨리 변할수 있는가가 가장 좋은 프로세서를 결정하기 위해서 지각될수 있다.

예견된 통칭 범위안의 몇몇 증간주파수 대 에너지가 존재한다면, 평균 수준 조건 이상의 빠른 고주파수 파열은 가장 적은 필터링 및 가장 양호한 전이 응답을 시사한다. 고주파수 에너지의 저수준은 양자화 또는 동적 혼합 교정을 시사한다.

몇몇 프로세스/필터/이퀄라이이저 계수변화 작업은 다른 것보다 더 들을수 있으므로, 변화의 몇몇 최대 수가 결정 과정의 일부분이다. 동적 디터링 및 해상 향상(E-Q)은 갑작스런 위상 이동, 비트등으로부터의 소리 영향없이 빠르게 꺼지고 켜질수 있는 간단한 고주파수 작업이다.

전이 에이리어스 스위칭은 시간-위상 변화가 일어남에 따라 훨씬 느려진다.

시간 변화 억제를 처리하는 이들 가능한 프로세스 때문에, 결정점 주위의 신호 조건 전 및 후를 관찰하기 위해서 앞을 보다는 것이 필요하다.

또한, 과거 및 현재의 이들 변화의 발생 빈도는 불필요한 프로세스 변화를 가져오는 프로세스 헌팅 또는 결정 불안정성을 방지하기 위해서 중요하다.

결정을 수행하는 회로는 앞서 기술된 설명으로부터 기대할수 있는 것과 비교해서 믿기지 않을 정도로 간단하고, 회로 동등이 디지탈 시스템 프로그래밍으로부터 작동할때 같은것이 적용된다. 기본 아날로그 시스템은 상기 작업을 수행하기 위해서 아날로그 회로 시스템을 이용한다.

이는 딜레이, 전압 비교기, 스펙트럽 분석기 및 시간 일정한 메모리를 갖는 신호 검출기를 포함한다. 고주파수는 검출되어 세개의 전압 비교기들로 전달된다. 하나는 최소 HF 를 검출하도록 세트되어 동적 디터(dither)를 켠다.

두번째는 허용 가능한 최대 HF 에 세트되어 대형 안티-에이리어스 필터를 켠다.

세번째는 프로그램 수준에 좌우되는 가변성 트레시 홀드를 갖는다. 각 비교기는 자신의 시상수를 갖거나 지체하여 일단 점화되거나, 온-오프 상태가 변하면, 회로가 다시 응답하기전에 특정 시간이 경과해야 한다.

실제적으로, 이들 시상수들은 레지스터 캐패시터 네트웍들을 충전시키는 다이오우드들에 의해 얻어지고, 구성되는 바대로, 충전 대 방전시간은 쉽게 비대칭성으로 만들어질수 있다. 이 성질은 트레시홀드 조건들의 가까이로부터 상태에서 상태로 회로 점프를 갖지 않고서, "원 숏(one shot)" 성질의 빠른 결정을 가능케 한다.

램프/LED 원은 신호 조종 포토셀을 조사하여 한 프로세스로부터 쇠하여 다른 프로세스로 빨리 되는 것을 가능하게 한다. 비교기 경우와 같이, 각 프로세스 타입에 대한 램프 구동기는 상이한 온-오프 상수를 가져 한 프로세스로부터 다른 프로세스로의 시간-위상 차이에 적합하다.

또한, 수개의 시간 딜레이가 변화를 요구하는 신호 조건전에 논리 작용이 일어나게 하는데 사용된다.

레코드-플레이 트래킹 및 매우 주의깊게 작동되는 신호 트레시 홀드를 요구하는 아날로그 노이즈와 달리, 기본 아날로그 시스템 프로세스 결정은 대략적일수 있다.

리프로듀서 프로세스가 항상 트래킹이기 때문에, 정밀성은 불필요하다. 작업들이 산업 표준에 조화되기 때문에, 잘못된 결정으로부터 어떠한 주요한 재해도 일어나지 않는다. 그러므로, 기본 아날로그 시스템에서의 아날로그 회로는 정제없이 "있는 그대로(asis)" 작용한다.

디지탈 신호 및 프로세스가 사용될때, 엔코딩은 최종 산업 표준제품보다 더 큰 정밀도와 분해력을 가져야 한다. 이를 확실히 하는 한 방법이 고샘플링 속도로 첨가된 비트로 엔코드하고, 이어서, 연속적인 데시메이션(decimation) 및 수학적 반올림 또는 끝자름을 하여 최종 포맷을 만든다.

(44.1KHz, 16 비트) 프로세싱은 다단계, 딜레이, 필터링, 이퀄라이징, 순간 이득 변화 및 평균 이득반화가 된다. 신호를 분석하고, 그 결과는 프로세스 "룰북(rule book)"을 심문하기 위해 사용된다. 수개의 프로세스 및 그들의 재생 콘쥬게이트(conjugates)가 미리 예견된 에러 및 가장 양호한 신호 재생에 기초하여 선택되는데 이용 가능하다.

일단 결정되고 시작되면, 전이 변수들이 액세스되어 프로세스는 변화를 시작한다.

상기 결정시간 동안 음악신호들이 딜레이되어 프로세스 전이가 신호가 매치되기전 완결되게 한다. 제어 워드(word)가 발생하고, 레코딩안에 포함되기 위하여 엔코드되어 리프로듀서는 그의 메모리로부터 상보(complementory) 프로세스 및 그의 동조 전이변수들에 액세스할수 있다.

상기 양작업이 그들의 시간이 정해진 순서 및 저장된 데이타에 관련하여 시작된다. 레코더는 이미 미리 프로그램된 리프로듀서 작동 또는 그 작동의 결과에 대한 보정을 흉내내기 때문에, 프로세스들은 시간 정확도 한계내에서 엔코더-디코더 결정 또는 클록에 동조하여 변한다.

이어서, 시스템은 주요 전이 착오없이 그 자신을 변화시키고, 이어서, 신호조건에 대한 가장 양호한 성능으로 작동한다.

제9도 및 제10도에 관하여 언급하면, 낮은 에이리어스 또는 가장 빠른 변화, 가장 빠른 세틀링 전이 응답을 달성하기 위해서 최적 레코딩 프로세스 및 그의 재생(reproduce) 콘쥬게이트를 선택할수 있는 시스템이 나타나 있다.

전이 시간동안 위상 방해는 "페이더(fader)" 시상수 및 신호 딜레이에 의해 제어된다. 논리회로는 에이리어스 왜곡이 피크 프로그램 수준 아래의 대략 40dB 보다 클때, 상태를 변화시키도록 세트업된 하나의 비교기를 갖는다.

미합중국 우선권 서류에 포함된 부록 C 에 나타난 상기 회로는 4 개 세트의 백-투-백 LED-포토레지스티브 셀 스위치 및 구동기 회로를 포함한다. 신호는 딜레이되어 프로세스 결정 시간들을 가능케 하고, 전이 시상수는 두개의 프로세스 신호 통로 사이에서 매끄러운 페이딩을 가능케 하도록 제어할수 있다.

가장 높은 에이리어스 주파수에 감응되게 만들어진 분석필터 및 검출기로부터 유도된다. 피크레벨 검출기는 비교기가 참고될수 있는 전압 트레시홀드를 세트한다.

상기 레벨 세팅 이상의 에이리어스 성분들은 프로세스를 스위치할 것이다. 제2프로그램 딜레이가 레코드-플레이 트랙킹을 동조시키기 위해서 사용되고, LED 구동기의 가변성 시상수들을 효과적으로 매체시킨다. 상이한 제어 세팅이 상기 회로가 독립적 작동으로 동적 작동 또는 양자화/왜곡(distrotion)으로서 에이리어스/전이 작동케 한다.

이들 회로는 산업 콤팩트 디스크 표준물과 조화되게 세트업된다. 이들 가변성-동적 프로세스를 갖는 엔코드된 제품은 처리가 없는 것과 같거나, 보다 양호하게, 본 발명의 디코딩 특징이 없는 표준 홈 플레이어상에서조차 재플레이된다.

회로 서브시스템 블록은 본 발명의 미리 논의된 실시예들에서 사용된 것에 상응한다.

제11도에 도시된 바와같이, "프로세스 A", 입력신호, 보상되지 않은 엔코딩의 출력, 콘쥬게이트 회복 응답 및 전체 보정된 시스템 응답과 함께 출발하는 파형들 및 왜곡 플롯들이 있다. 시험 신호는 20Hz 로부터 30KHz 로의 느린 소인(sweep)선봉, 3KHz 구형파, 및 작동 레벨 가까이에서의 20Hz 내지 30KHz 주파수 소인으로부터 측정된 왜곡을 포함한다.

제12도는 "프로세스 B"를 예시하고, 플롯들이 빠른 전이 프로세스용인 것을 제외하고는, "프로세스 A"에 대한 제11도와 같은 포매트를 사용한다.

산업 표준에 의해 디지탈 레코딩 시스템에 부과되는 주파수 응답 제한 및 전이응답에 대한 그의 효과를 극복하는 한 방법은, 앞서 언급된 바와같이, 회전율 압축의 사용이다. 회전율 제한 및 확장은 앞서 기술된 피크 증폭방법과 유사한 방법으로 작동한다.

앞에서 처럼, 비선형 요소가 원하는 제한을 수행하기 위하여 신호 통로에 도입되고, 확장 또는 재구성 방법은 작동 증폭기의 피드백 루프안에서 같은 장치 또는 회로를 두는 것을 포함한다.

증가된 전압을 갖는 다이오우드의 가변성 전도가 피크 증폭 제한에 사용되고, 반면에 증가된 신호속도를 갖는 캐패시터를 통한 증가된 전류는 회전율 제한 및 확장경우 사용된다.

회전율 제한은 한 이벤트를 취하여 시간안에 그를 방산시키고, 그럼으로써, 그의 사용은 음악 프로그램안에서 일어나는 것과 같은 우연한 이벤트들에 제한되어야 한다.

회전율 압축의 아날로그 수행을 사용하는 기본 시스템이 제13도에 나타나 있다. 그 작동과 결합된 전형적인 파형이 제14a-e도에 예시되어 있다. 키모듈의 개략도의 제15a,15b,16a,16b 및 17도에 포함되어 있고, 하기 언급된다.

제15a 및 15b도는 앞서 기술된 다이오우드 리미터 타입에 약간 유사한 회로 구성을 갖는 한 실예적인 실제 시간 슬류 리미터를 보여준다.

여기에서, 마이크로초당 많은 볼트의 전이들을 갖는 대표적인 광대역 구형파 신호가 A₁으로 표시된 증폭기에 인가되고, 이 증폭기는 마이크로초당 1 마이크로 볼트 훨씬 미만의 제한된 회전율 성능을 갖도록 구성되어 있다.

그의 구형파 출력은 현재 잘 정의된 상승 및 하강 특성을 갖는다. 상기 증폭기의 압력 및 출력이 비교되고, 이득 구조가 서서히 변화하는 신호를 취소시시키기 위해서 적절히 세트될때, 신호의 회전율 제한된 부분이 이용 가능하게 된다.

증폭기 A₂및 레지스터 R₁내지 R₆의 브릿지-같은 회로가 상기 업무를 수행하고, 그의 출력이 슬류 제한동안 일어나는 신호의 왜곡된 부분이다. 이 보정신호가 적절히 증폭되어 슬류 제한된 신호에 첨가될때, 원래의 입력 구형파는 복원된다.

매우 고성능의 슬류 제한 증폭기가 상기 임무를 위해 필요하고 특수화된 회로 구성이 서브-하모닉, 회복 및 과부하 왜곡을 방지하기 위하여 주의깊게 만들어져야 한다.

또한, 신호 속도와 관련하여 회전율 제한 정도는 간단한 재생기 경우와 같이 보정 신호가 존재하지 않을때, 허용 가능한 재생이 재구성할수 있도록 예견 가능해야 한다. 표준 작동 증폭기는 상기 임무에 적절히 작용치 않을 것이다.

제16a도 및 제16b도는 전도가 모든 신호 및 제한 조건하에서 일어나도록 모든 부분이 선형 클래스 A 에서 작동하는 단순화된 개념상의 회전율 증폭기를 보여준다. I+ 및 I- 으로 표시된 전압 제어된 가변성 전류 공급원들이 슬류 제한을 달성하기 위하여 사용된다.

A 및 B 로 표시된 이들 회로 그룹들의 두개는 서로 대립되어 이들 사이의 평형이 C 및 D 로 표시된 FET 장치를 통한 입력신호에 의해 조정된다. 평형의 양쪽에서의 전류 제한은 G 로 표시되는 평형잡힌 위상 인버터로부터 제어되는 다이오우드 E 및 F 에 의해 제한된다. 느린 변화 신호는 H 로 표시되는 캐패시터를 통해 소규모 전류를 만들고, 중요하지 않은 효과를 갖는다.

대형의 빠르게 변하는 신호는 보다 많은 전류를 요구하고, 이때 리미터 제한은 다이오우드 전도 대 전압 곡선을 따르는, 즉, 증가하는 방법으로 회전율을 제한한다.

그러므로, 낮은 왜곡의 예견 가능하고, 제어 가능한 대칭성 슬류 제한이 일어난다.

보다 상세한 도해는 미합중국 우선권 서류의 제D3도에 나타나 있다.

실제적으로, 충격에 의한 전이들 같은 우연한 빠른 신호를 재생하는 것이 바람직할 것이다. 이들은 필터 및 샘플링 제한이 허용하는 것보다 빠른 대형 빠른 전이 파형들을 갖고, 다이오우드 확장기와 같이 배열된 상기 회로들은 외부의 보정신호를 요구함이 없이 상기 작업을 수행한다.

가변성 슬류 증폭기는 기록된 신호 제한과 재생기 증폭기 선응사이의 차이가 합성된 보정신호가 되도록 재생기로부터의 기대된 입력신호보다 느리게 만들어진다.

앞에서 처럼, R₁-R₆및 증폭기 A₁및 A₂는 비제한된 신호를 소멸시키는 브릿지와 같다. 미리, 제한되고 보정된 신호가 입력을 복원시키기 위해 첨가된다. 이때, 대역 제한 필터링전에 엔코더 입력에 있을 신호를 기대하면서 과정이 이뤄진다.

이때, 이 작업은 한 신호 조건으로부터 다른 신호 조건으로 변하는 과보정 신호를 사용하고, 따라서, 제어된 가변성 이득장치, VCA 는 앞선 회로의 고정된 R₇을 대체한다. 제어신호가 경우에 적절히 세트업됐을때, 에러 보정신호가 입력신호에 첨가되어 이제는 보다 넓은 대역폭 입력신호의 파형을 보다 밀접하게 닮은 훨씬 빠른 전이 재생을 얻을수 있다.

알수있는 바와같이, 슬류 회복에 근접하는 전이 시프트가 일어나고, 시간 일체가 필요한 경우, 신호는 상기 복원동안 원래의 프로그램안에 갖고 있을 에지 전이가 일어나도록 가변성 딜레이에 의해 제시간안에 뒤로 나아가야 한다.

회전율 및 보정신호 이득들이 모두 제어된다. 이들은 룩업 테이블에 저장되고, 불러내질수 있는 곡선 단편모양 및 신호의 조사시 결정될수 있는 사이즈 스캘링에 유사하다. 아날로그 회로로부터의 캐피시터 및 다이오우드는 예견 가능한 슬류 의존 곡선 모양을 만들고, 전압 제어된 증폭기는 사이즈 정보에 응답한다. 곡선 또는 비선형 함수를 닯은 메모리내의 몇몇 평균수 스케일 및 승산기 계수에 비교된 수들의 변화율은 디지탈 도메인내에서 같은 작업을 한다.

각 작업은 엔코딩하고, 이어서, 재생기가 가장 잘 시험된 결과를 쫓도록 세트업하는 제어신호를 발생시키는 동안, 기록 및 예견된 재생 합성을 1차 시험하는데 좌우된다. 아날로그 회로로 이를 하기 위하여, 입력신호는 저역 필터링되고, 가능하게는 슬류 제한되며, 이어서 확실히 보다 낮은 회전율 제한회로와 비교되어 보정신호를 얻는다. 이어서, VCA 이들은 대역 제한된 및 비제한된 신호 사이에서 가장 양호한 매치를 얻도록 조정된다.

슬류 제한, VCA 세팅, 및 인게이지(engage) 시간이 제어정보가 된다. 재생기는 엔코딩에 사용되는 것과 같은 회로를 갖기 때문에, 출력 파형이 추적할 것이다. 슬류제한 및 확장올 결정하고, 합성하는 분명히 많은 다른 방법들이 사용될수 있다.

그러나, 독특한 면은 이들 작업이 저정보 함량 제어신호로부터 액세스되는 미리-코드화된 곡선 모양으로부터 한 파형 부분의 많은 고정의 점들을 합성할수 있거나, 제어의 부재시 파형의 1 차 오더(oerder) 접근을 수행할수 있다.

본 발명에 따르면, 현재 바람직한 실시예는, 제3도 및 제4도에 나타난 바와같이, 디지탈 도메인에서 1 차로 작동하고, 동일한 매우 기본적 전체 시스템 디자인을 갖는다. 아날로그 시스템의 경우에(예, 제8도), 각 서브시스템은 독특한 작업을 수행하는 실질적으로, 독립적으로 회로 또는 기능 모듈이다.

이들 모듈의 입력 및 출력신호는 한 디자인 또는 제작물과 다른 것이 종종 아주 비슷하다. 그러므로, 성능을 개선하기 위하여 첨가되는 성분 또는 서브시스템이 이들 중간신호 또는 회로의 구성을 크게 변화시키지 않는다면, 표준장치 및 레코딩과의 조화성이 훨씬 가능하다.

우리 경우, 100-102 및 104/105 에서의 "DSP" 또는 디지탈신호 처리 서브시스템은 독특한 요소인 반면에, 시스템의 나머지 성분들은 변화가 거의 없고, 제품에서 보통 나타나는 바와같이 남아 있다.

엔코드 시스템의 현재 바람직한 디지탈 실시예의 보다 상세한 도면인, 제18도에 가장 잘 도시된 바와같이, 고도로 특수화된 작업이 전자 성분들의 가능 그룹들에 의해 수행된다.

아주 종종, 각각은 디지탈 시스템의 다른 부분들을 포함함이 없이 독립적으로 조사되고, 평가되며, 기술될수 있는 독특한 임무를 수행한다. 그러므로, 각 요소는 특정화되고, 다른 것들에 비교될수 있는 사운드 시스템 성분과 같은 기능 빌딩 블록이다.

아날로그 입력신호는 초음파 저역 아날로그 필터 서브시스템(202)이 이어지는 평형 입력 증폭기(201)에 인가되고, 상기 서브시스템(202)은, 먼저, 신호 및 프로세서 근거들을 분리하고, 나이퀴스트(Nyquist) 한계 이상의 주파수들을 제거한다.

이 방법에서, 디지탈과 아날로그 신호사이의 크로스토크가 감소된다. 상호작용 및 크로스토크 노이즈를 방지하기 위하여 음신호들이 디지탈 신호로부터 분리되어야한다.

효과적으로 행해지지 않은 경우, 이들 문제는 엔코더 전자광학내에서 뿐만 아니라, 음성분 체인을 통해 파급된다. 초음파 필터는 라디오 주파수 누출 및 다른 노이즈를 포함하는, 들어오는 신호에서 고주파 성분들을 제거하기 위하여 필요하다.

그렇지 않으면, 이들은 신호가 샘플링될때, 에이리어스 및 폴드오버(foldover) 왜곡을 만든다. 필터의 출력이 D 변환기로의 오버 샘플링 A에 인가된다.

제18도에 나타난 실시예에서, 신호는 최종 44.1 킬로헤르쯔 주파수의 4 배로 샘플된다. 실시예에서, 본 발명인은 44.1KHz 의 8 배로 가동되는 변환기를 사용했다.

하기 기술된 전이 분석의 일부로서, 본 발명인은 적어도 40 킬로헤르쯔까지의 주파수에 흥미를 가진다. 그러므로, 필터 응답은 상기 대역이상에서 롤-오프하기 시작한다.

양 경우에 있어서, 필터의 차단 주파수는 상당히 보통의 가청범위 이상, 이어서, 필터는 점차적인 롤-오프를 갖고, 가청 위상 왜곡을 도입하지 않는다. 엔코드된 신호용의 "벽돌 벽" 에이리어스 필터는 하기 기술되는 테시메이션 프로세스에서 디지탈 필터로서 효력을 갖는다.

그러나, 아날로그 필터의 응답은 이들 에이리어스 산물이 프로그램 요소로부터 구별될수 없거나, 후에 여과될수 없기 때문에 가청범위(즉, 4 배 오버 샘플림을 위한 132KHz 이상의 입력)로 에이리어스되는 주파수용의 해상 한계 이하로 내려가야 한다는 것은 필수적이다.

아트필터 설계의 상태는 에이리어스 및 폴드오버 노이즈를 디지탈 코드의 해상 한계 아래로 잘 유지하려고 시도한다. 잘 알려진 콤팩트 디스크 엔코딩은 44.1KHz에서 샘플된 16 비트 데이타를 얻는다.

22.05KHz 이상의 입력신호는 반샘플링률의 나이퀴스트 한계를 능가하기 때문에, 간단하게는 플레이백하지 않는다. 대신에, 비가청이기 위해 표준 CD 경우, 적어도 85dB 이어야 하는 보다 낮은 주파수 상이 성분들을 얻는다.

그러나, 본 발명은 비례적으로 보다 염격한 필터 특성을 의미하는 고해상을 갖는 디지탈 신호를 필요로 한다.

본 발명인은 하기 기술되는 바와같이, 대략 20 비트 해상으로 신호를 다루기 때문에, 에이리어스 산물을 일으키는 입력신호를 적어도 108dB 에 의해 억누르는 것을 필요로 한다.

이들의 유사한 비음악적 특성 때문에, 아날로그와 디지탈 프로세스 사이의 크로스토크 간섭은 적어도 낮아야 한다.

아날로그 필터링 및 분리 작업이 기능적으로 별개의 작업인 반면에, 요구되는 회로는 관련되고, 한 그룹의 성분들로부터 함께 구성될때, 가장 잘 작동된다. 양호한 설계는 별개의 전원, 접지, 및 실딩(shielding)뿐만 아니라, 완전히 평형된 푸쉬-풀 신호통로를 가질수 있다.

초음파 아날로그 필터(202)의 출력은 샘플, 및 흘드(hold), 및 디터(dither)가 첨가된 가합 접합점을 통해 아날로그에서 디지탈로의 변환 서브시스템에 인가된다.

연속적인 아날로그 신호가 각(regular) 간격으로 샘플링되고, 샘플 전압은 샘플의 증폭을 나타내는 이진법 숫자 또는 워드(word)로 변환되기에 충분히 오랫동안 변화되지 않고 유지된다.

앞서 언급된 바와같이, 보다 빠른 샘플링 속도는 신호파형을 정의하는 보다 많은 점들을 주고 보다 긴 디지탈 코드 또는 보다 많은 비트들이 각 샘플용의 보다 섬세한 해상을 준다.

정밀한 변환은 매우 어렵고, 이를 달성하기 위한 많은 현명한 기술들이 시판 제품으로 나타나고 있다. 본 발명인은 176.4 킬로헤르쯔 또는 4 배 오버 샘플률로 작동할수 있고, 샘플 증폭을 나타내는 18 비트 디지탈 워드를 생성할수 있는 A-D 변환기와 상업적 하이브리드 적분된 샘플 및 홀드를 현재 이용하고 있다.

상기 유니트는 시판되는 변환기에서의 기술의 전류상태의 한계에 있다. 상기 변환기들을 이용할수 있기전에, 본 발명인은 8 배 오버 샘플링률로 16 비트 정밀도의 또 다른 시판 변환기를 사용했다.

현대적 변환기의 능력과 매치되는 A-D 시스템에서의 해상을 얻기 위해서, 노이즈 및 아날로그-디지탈 상호 작용을 최소화하기 위해 큰 주의가 이뤄져야 한다. 본 발명인이 사용하는 기술들중 하나는 사이런트(silent) 변환이다. 아날로그 신호 및 변화 타이밍에 대한 디지탈 간섭을 방지하기 위해서, 샘플링 클록외에는 전 논리 및 변환 시스템이 중요 샘플링 작업전에 폐쇄된다.

케이블, IC 및 다른 부품으로부터의 노이즈는 천배 내지 백배 작게 되고, 백만분의 1 볼트의 정밀한 신호 샘플이 발생한다. 아날로그 샘플이 샘플링되고, 안전하게 유지되면, 변환 프로세스가 다시 시작하고, 디지탈 코드는 디지탈 신호 프로세스로 보내어진다.

다른 시스템은 이와같이 작동하지 않고, 노이즈, 크로스토크 또는 글리치(glitche)에 의해 심하게 방해된다.

앞서 언급된 바와같이, 매우 중요한 A-D 및 D-A 변환의 또 다른면은 샘플링 시간 지터의 최소화이다. 오디오 무역 잡지에 최근에 실린 기사는 샘플링 시간동안의 100 피코초의 지터는 분명히 들을수 있다는 것을 지적하고 있다. 이 지터를 회소화 하기 위해 본 발명인은 A-D 변환기 모듈안에 시스템 클록 209 를 위치시키는 것이다.

본 발명인은 매우 낮은 위상 노이즈를 갖도록 설계된 클록 회로를 사용하고, 변환기로의 짧은 경로를 사용하는 것이다. 클록은 또한 버퍼되어 있고,시스템의 나머지에 매스터 타이밍을 제공하기 위해 사용된다.

앞서 언급된 아날로그 필터 설계에 관한 잇점외에 오버 샘플링은 소정의 변환기가 보다 큰 증폭 해상을 달성하게 하거나, 보다 많은 비트가 데시메이트됐을때, 신호수준을 나타나게 한다.

각각의 추가 버트는 엔코드된 해상을 2배 되게 하게 거의 6dB 보다 큰 동적 범위를 갖게 한다. 예를들어, 4 배 오버 샘플링에서, 4 개의 샘플이 최종 포메트에 나타나는 각 하나에 대해 취해지고, 여분의 샘플이 원래 신호에 대한 보다 많은 정보를 갖는다. 몇몇 데시메이팅 변환기는 이들 추가의 정보를 간단히 버리나, 본 발명은 이를 감하는 디퍼를 사용하여 증폭 해상으로 변환시킨다.

제1DSP 서브시스템의 기능들의 하나는 톱니, 사인파 및 슈도-랜덤 노이즈를 포함하는 수개 형태의 하나를 취할수 있는 디터신호를 발생시키는 것이다. DSP 안의 프로세스는 단편의 비트 수준으로 스케일되는 조그만 외관상 랜덤한 수들을 발생시킨다. 이들 수는 아날로그 변환기(207)로의 디지탈에 인가되고, 상기 변환기(207)의 출력은 들어오는 아날로그 신호에 첨가될때, 단편 비트 수준을 달성하기 위해 (208)에서 매끄럽게 되고, 스케일되거나 얇아진다.

전압이 오디오 신호에 부가되어, 이로써 부척(venier) 효과를 낳는다. DSP 시스템(205)에서, 디더 수들은 A-D 변환기(203)로부터 오는 샘플용의 시스템 딜레이에 매치하도록 딜레이되고, 디터는 다시 빼진다.

신호가 데시메이션의 일부로서 (205)안의 저역필터 프로세스에 의해 평균될때, 가장 조그만 신호 성분들이 변환기의 가장 작은 중요한 비트의 단편들로 결정될수 있다. 이 작업은 들어오는 샘플링 주파수에서 일어나고, 4 배 오버 샘플링의 현 도식에서, 추가의 2 비트까지 해상이 가능하다.

아날로그-디지탈 변환기의 디지탈 출력은 신호분석 서브시스템(211)으로 향하고, 딜레이 서브시스템(204)을 통하여 제1디지탈 신호 프로세서 서브시스템(205)으로 향한다. (204)에 의해 제공된 딜레이는 신호 분석이 가능하게 만들고, 프로세스 제어 결정이 신호 DSP 시스템에 도달하기전에 취해지게 한다.

이러한 방식으로, DSP 는 신호 조건을 변화시킴으로써, 결코 "놀라거나(suprised)" 억제되지 않는다.

현재 바람직한 실시예에서, 디지탈 신호 프로세싱 서브시스템(205)은 24 비트 워드 길이를 갖는 두개의 시판 DSP 프로세서 및 56 비트 어큐뮬레이터를 사용하여 수행된다.

이는 상기 기술된 발생, 딜레이 및 디지탈 신호의 뺌; 다양한 필터를 사용하여 신호를 저역 필터령 ; 신호를 산업 표준 샘플링으로의 데시메이션 ; 및 프로세스 제어 서브시스템(211)의 조정하에서 한 필터로부터 또 다른 필터로의 전이의 취급을 포함하는 다양한 기능들을 수행한다.

먼저, 변환전 아날로그 신호에 부가된 디터의 지연된 복사물이 들어오는 디지탈 신호로부터 빼진다. 신호는 이어서 데이메이션을 겪는데, 이는 새 샘플을 반복적으로 버리고, 4 번째를 유지하는 것이 이어지는 저역 필터링을 포함한다.

최종 샘플링 주파수의 신호용 안티-에이리어스 기능을 수행하는 것은 이 디지탈로 수행되는 저역필터이고, 어떤 단일 필터 수행도 요구되는 통과 대역과 정지 대역 사이의 가빠른 전이때문에, 모든 프로그램 조건에서 이상적일수 없다.

대칭의 유한한 임펄스 응답 디지탈 필터는 가변성 그룹 딜레이, 및 아날로그 필터를 성가시게 하는 위상 왜곡 효과가 없는 한편, 에이리어스 리젝션, 전이 응답, 및 통과 대역 주파수 응답사이에는 여전히 교환이 있다.

본 발명은 상이한 신호 조건에 대해 상이한 필터 특성을 사용하고, 한 필터로부터 또 다른 필터로의 매끄러운 전이 또는 합체를 하여 상기 문제를 해결한다. 필터의 수행은 승산 및 어큐뮬레이트 기능들을 사용하는 FIR 필터용의 표준 수행이다.

데이메이션의 결과는 1 회 샘플링률로 대략 20 비트 해상을 갖는 신호이다. 이 20 비트 정밀도는 신호의 해상 이하로 에이리어스 산물을 유지하기 위하여 적어도 108dB의 필터 정지대역 리섹션을 필요로 한다.

DSP 서브시스템(205)의 출력은 20 비트 정보를 갖는 산업 표준 샘플링률(CD 경우 44.1KHz)의 디지탈 신호이다. 이 신호는 제 2 디지탈 신호 프로세싱 서브시스템(210)으로 전달되고, 이 서브 시스템은 20 비트 해상을 산업 표준과 매치되는 16 비트 워드로 묶고, 재생기에 의해 사용하기 위한 제어정보를 더한다.

이 작업은 프로세스 제어 서브시스템(211)의 명령하에서 수행된다. 정보 패킹은 앞서 기술된 아날로그 시스템의 디지탈 수행을 사용하여 달성된다. 프로그램내의 레벨 피크의 경우, 순간 소프트 리미트 트랜스퍼 기능이 사용된다. 이는 정확한 수확적 방법으로 수행되기 때문에, 트랜스퍼 기능은 복호되지 않은 플레이백의 경우, 최소의 가청 효과를 갖도록 선택될수 있다.

프로세스 제어 서브시스템(211)이 리미트 변수를 변경시키는 것, 예를들어, 신호가 엔코더에 도달하기전, 신호에 이미 적용된 리미팅 정도에 응답하여 리미트 트랜시홀드를 변경시키는 것을 하는 것이 가능하다.

매우 낮은 레벨신호의 졍우, 평균 이득 압축이 시스템 이득을 증가시키기 위해서 사용된다. 이 이득 증가도 조그만 신호들의 레벨을 디지탈 워드의 상부 16 비트로 상승시키고, 이어서, 20 비트 워드는 16 비트로 라운드 오프되어 산업 표준 포메트와 매치된다.

이득은 서브시스템(211)에 의해 제어되고, 이 서브시스템(211)은 DSP 의 관점에서 시간에 있어 앞을 본다.

(211)은 비지연된 신호를 보고, 한편, DSP 시스템은 (204) 및 (205)에 의해 지연된 신호를 얻는다. 제어 서브시스템은 또한 재생기에게 이득과 함께 행해진 것을 말하는 제어 코드를 삽입한다. 제2DSP 서브시스템은, 또한 아날로그 설명에서, 앞서 기술된 바와같이, "동적디터" 또는 노이즈 쉐이핑(shaping)을 적용하는데 사용된다.

DSP 시스템(210)의 최종 임무는 제어 코드를 엔코드시켜 디지탈 워드의 가장 적게 중요한 비트로 삽입시키는 것이다. 이 프로세스의 상세한 뒤에 언급될 것이다.

이들은 신호에 행해진 것을 데코더에게 말하는 코드이고, 따라서 신호는 보장 프로세스를 행할수 있다.

DSP 서브시스템은 신호 분석 및 프로세스 제어 서브시스템(211)으로부터 명령을 받는다. 이 프로세스 제어 서브시스템 모듈은 A-D 변환기로부터 직접적으로 오버 샘플된 디지탈 신호를 받고, 이를 제어하여 분석하고, 분석을 기호로 프로세스 제어 결정을 하여 DSP 모듈로 명령을 보낸다. 이는, 또한 레코더 출력에 포함된 재생기용의 제어코드를 발생시킨다. 상기 모듈은 앞서 언급된 아날로그 알고리즘의 디지탈 버젼을 사용한다:

이는 데시메이션 필터용의 필터 프로그램을 선택하기 위해서 검출된 분리된 전이와 함께 고주파수 함량 대 총 증폭의 비를 이용한다.

이는 넓은 중간주파수 스펙트럼의 평균신호 수준을 측정하고, 저수준 콤프레서의 이득을 제어하기 위하여 그 결과들을 이용한다. 이는, 또한, 엔코드 이득 구조를 바르게 보상하기 위해 재생기 제어 코드를 발생시킨다.

이는 저수준 고주파수 신호의 평균 수준을 측정하고, 적절할때 추가 고주파수의 동적 디터 삽입을 일으킨다.

이는 엔코더전에서 들어오는 신호가 제한됐는가를 결정하기 위해서 피크 증폭의 분포를 분석한다. 제한된 경우, 이는 엔코더의 소프트 리미트 기능의 트레시홀드를 상승시키거나, 함께 기능을 끌수 있다.

이는 보통 22 킬로 헤르쯔 대역폭안에 맞지 않는 전이를 나타내는 고주파수 정보의 분리된 버스트(bursts)를 찾기 위해 데시메이션과 일치하도록 지연된 오버 샘플된 신호에 데시메이션된 신호를 비교할수 있다.

이들 상이한 신호는 제어 채널안의 재생기에 보내져 시간안에 퍼져, 재생기가 플레이백시 전이를 보정할수 있게 한다.

이는, 또한, 앞서 언급된 바와같이, 시스템의 겉보기 대역폭을 증가시키는 것에 대한 대체 접근으로서 주신호의 회전율 제한을 제어하기 위해서 전이 분석을 또한 사용할수 있다.

이는 엔코드된 신호의 가장 적게 중요한 비트안에 감춰진 코드들의 삽입을 제어하고, 필요할때 이들을 넣고, LSB 가 제어용으로 필요하지 않을때, 주신호용으로 사용되게 한다.

프로세스 제어 서브시스템은 결정을 내리고, DSP 유니트의 기능들을 제어하는 엔코더의 신경 중심이다. 상기 특징들의 모두를 혼합시키는 것이 주어진 수행을 위해 필요하지는 않다. 경제적인 이유로, 특정 서브 세트가 포함하는 것이 바람직할수 있다.

엔코더는 재생기에게 무엇이 행해지고 있는가를 말해주기 위해서 제어코드를 사용하기 때문에, 보다 역량있는 재생기는 혼돈되고, 덜 역량있는 재생기는 보상할수 없는 기능들을 무시한다.

제2DSP 모듈(210)로부터의 디지탈 데이타는 포맷 변환기로 가고, 이어서 레코더로 간다. 콤팩트 디스크, 디지탈 오디오 테이프등은 비슷한 엔코딩 원리로 작동한다. 그러나, 이들 시스템은 같은 16 비트의 엔코드된 프로그램 데이타에 대해 상이한 레코드된 포맷, 및 전자신호를 갖는다.

산업표준 포맷 변환 서브시스템(212)에서, 특별화된 IC 칩이 데이타에 프로그램 트랙정보 및 다른 관리정보를 부가하도록, 그리고 16 비트 프로그램 디지탈 데이타의 두개 채널을 산업표준 포맷으로 구성된 단일 데이타 스트림으로 결합하도록 구성된다. 최종 결과는 결합된 데이타 및 표준 디지탈 레코더의 입력과 조화 가능하게 만들어진 작업코드이다.

이 모듈은 모든 디지탈 레코딩 시스템에 공통으로 작동하고, 포맷 변환을 수행하기 위해서 시판되는 특수기능 집적회로를 사용한다.

디코드 시스템의 현재 바람직한 디지탈 실시예의 보다 상세한 도면인 제19도에서 가장 잘 관찰되는 바와같이, 고특수화된 작업들이 전자 성분들의 기능 그룹에 의해 수행된다.

플레이맥 서브시스템에서, 재생 체인의 제1요소는 비데오 플레이어, CD 플레이어, 리시버 또는 다른 장치이다. 이들 성분들은 보통 적절한 연속적인 플레이백 신호를 달성하기 위하여 서보스(servos), 특정 표준으로부터의 변환, 버트 메모리 및 때때로 위상 또는 주파수 고정 타이밍 시스템을 갖는다.

예를들어, 각 시스템은 CD 트랜스포트일수 있다. 디지탈 시스템의 각 타입은 결국 "에러가 없는" 프로그램 디지탈 데이타를 추출하기 위하여 독특한 비스크램블링, 패칭, 및 고정 작업들을 요구하고, 이는 플레이어 또는 다른 장치내의 표준회로에 의해 달성된다. 플레이어의 출력은 수개의 산업 표준 포맷중 하나만의 디지탈 데이타의 스트림이고, 데이타의 이 스트림은 본 발명인의 디코드 시스템의 입력을 형성한다.

제19도를 참조하면, 재생기로부터의 데이타가 포맷 변환기(220)에 인가되고, 여기에서, 산업표준 일련의 디지탈 데이타 포매트들의 하나가 데코더내에서 내부적으로 사용하기에 적절한 형태로 변환된다. 데이터는, 이때, 보통 별개의 프로세싱용인 좌측 및 우측 채널로 갈라진다. 이 포맷 변환은 상기 기능용으로 설계된 시판되는 집적회로를 사용하여 수행된다.

이 서브시스템은, 또한, 들어오는 데이타 속도를 제어하기 위하여 트랜스포트에의 보조 피드백 제어를 제공할수 있고, 서브시스템은 데코더 시스템 클록에 타이밍 정보를 제공한다.

포맷 변환기의 데이타 출력은 제어 디코드 모듈(221)로 간다. 이 서브시스템은 엔코더내의 프로세스 제어 서브시스템(211)에 상보적이다.

이의 기능은 엔코더에 의해 삽입된 감춰진 제어 코드들의 검출 및 디코딩, 가능하다면, 코드 스트리핑 또는 신호로부터 코드의 제거, 데이타 신호의 신호 분석 및 신호 및 감춰진 코드의 성질에 기초하여 DSP 모듈을 제어하기 위하여 프로세스 제어신호의 발생을 포함한다.

이어서, 데이타 신호는 딜레이 모듈(222)로 가고, 이 딜레이 모듈은 신호가 제1DSP 서브시스템(223)있에 도착하기전에 신호로 무엇을 할것인가를 알게 하는 시간을 제어 디코드 모듈(221)에 준다.

제1DSP 모듈(223)은 엔코더내의 모듈에 대한 상보적인 것이다. 이는 (210)내에 제한된 피크를 회복하는 피크 확장을 한다. 이는 낮은 레벨 이득 확장을 하여, (210)내에 압축된 저레벨 동력을 회복시킨다.

이는 동적 디터 작업에서의 고주파의 저수준 강압을 보상하여 일률적인 주파수 응답을 회복시켜 양자화 노이즈를 낮게 한다. 이는 몇몇 관리 기능을 하고, 그의 신호 출력은 1 회 샘플링률(CD 경우, 44.1KHz)에서 18 내지 20 비트의 실질 정보를 갖는다.

중간 샘플링률에서의 이보다 정밀한 디지탈 신호는 엔코드 모듈(205)에 상보적인 제2디지탈 신호 프로세서 서브시스템(224)으로 향한다. 이 서브시스템에서, 신호는 (205)안의 데시메이션 필터를 상보시키기 위해 선택된 다양한 스무딩 필터를 사용하여 보다 더 고샘플링률로 보간된다.

모든 A-D 변환 시스템은 주의깊게 샘플된 신호를 연속적 아날로그 파형으로 변환시키는 스무딩 작업을 포함한다. 디지탈 보간은 연속적인 파형을 나타내는 다수의 단계들을 계산하여 샘플링률을 증가시키기 위하여 자주 사용된다.

보다 작은 증폭 단계들의 많은 수는 아날로그 형태로의 변환이 이어지는 아날로그 스무딩 필터(227)상에 부과된 부하를 감소시킨다. 대부분의 플레이어 회로는 상기 기술의 몇몇 변형을 이용한다.

다시, "오버 샘플링"이 일어난다. 그러나, 보통 플레이어에서, 보간으로부터의 입력과 출력사이의 정보 함량은 변하지 않는다. 왜냐하면, 필터는 곡선에 맞는 계산으로부터의 새로운 정보를 산출할수 없기 때문이다.

대조적으로, 본 발명인의 보간 서브시스템은 대역폭 제한 데시메이션 전에 엔코더안에 만들어진 분석으로부터 생기는 신호 지식을 갖는다. 이 정보는 필터 선택제어 및 전이 보정 또는 향상 데이타 형태로 제어 채널을 통해 상기 보간 시스템에 보내어져 상기 보간기는 데이메이터에 의해 삭제된 정보 몇몇을 회복할수 있다.

디코드 시스템은, 또한, 모듈(221)안의 들어오는 신호 특성을 분석하고, 아마도 가장 양호한 스무딩 필터를 골라잡기 위해 그 결과들을 이용하여 표준 비엔코드된 신호들의 플레이백에 몇몇 개선을 제공한다.

이 단일로 끝난 동작은 통상의 플레이어에 대한 개선점을 초래하나, 전 시스템의 성능을 달성할 수는 없다.

DSP 서브시스템(224)내의 스무딩 또는 보간필터는 유한 임펄스 응답, 또는 위상 왜곡을 피하기 위해 대칭으로 만들어진 FIR 타입이다.

서브시스템은 데시메이터가 하는 것과 같은 방법으로, 하나의 보간필터로부터 또다른 보간필터로의 스무드 전이 또는 합체 작업을 수행해야 한다.

또는, 이는 앞서 언급된 아날로그 수행과 유사한 전이 합성 및 슬류률 수정을 포함할수 있다.

요약해서, 제1데코더 DSP 모듈(223)은 증폭 해상을 회복시키고, 제2DSP 모듈(224)은 주파수 또는 전이 해상을 회복시킨다. 이들 작업은 엔코더내의 작업들의 상보적인 것이다.

고해상 오버 샘플된 신호는 디지탈/아날로그 변환기 서브시스템(225)으로 간다.

엔코더내에서처럼, 본 발명인은 본 분야 기술의 전류 상태를 나타내는 시판 D-A 변환기 모듈을 이용한다. 전류 실시예는 4 배 오버 샘플링에서 작동하는 20 비트변환기를 사용한다. 본 발명인은, 또한 8 배 오버 샘플링에서 18 비트 변환기를 사용해 왔다. 엔코더내에서처럼, 디지탈 노이즈로부터 아날로그 신호를 분리하기 위해 큰 주의가 이뤄져야 하고, 샘플 타이밍 지터는 변환기 모듈에 단단히 연결된 저노이즈 매스터(master) 클록을 사용하여 최소화된다. 아날로그 출력은 초음파 필터로한다.

아날로그 스무딩필터 서브시스템(227) 및 출력 버퍼 증폭기 서브시스템(228)에서, 초음파 신호의 최종 라운딩 및 제거는 아날로그 저역필터와 함께 표준 라인레벨 및 출력 임피던스로의 증폭을 하면서 일어난다.

본 발명인의 것과 같은 훌륭한 설계는 양 방법이 제공하는 잇점들을 달성하기 위하여 전 시스템으로서 아날로그 및 디지탈 필터링을 처리한다. 엔코더에서처럼, 디지탈 및 아날로그 프로세스의 분리는 완전히 평형화된 디지탈 및 아날로그 시스템, 플로팅 전력 공급원 및 케이블과 다른 외부 성분들과의 상호작용을 방지하는 분리된 접지를 통해 달성된다.

그 결과는 라인 레벨 아날로그 출력신호이다. 이는 엔코더의 아날로그 입력으로부터 데코더의 아날로그 츨력으로의 신호 통로의 기술을 완성시킨다.

다음은 주프로그램과 같은 신호로 엔코더로부터 데코더로 제어 명령 및 보조 신호 정보를 보내는 것을 가능케 하는 현재 바람직한 실시예에서의 제어 채널의 기술이다.

명령 코드 및 다른 보조 데이타는 슈도-랜덤 노이즈와 함께 엔코더로서 워드당 1비트로, 일련의 방식으로 주신호 디지탈신호의 가장 덜 중요성 비트내로 삽입된다.

오디오의 LSB 는 제어 삽입동안, "랜덤" 노이즈에 의해 대체된다(물론, 1 비트이상이 목적으로 빌려질수 있으나, 보다 많은 주프로그램이 손실된다). 시스템이 제어 채널이 필요치 않을때, LSB 가 보통 오디오신호를 운반토록 세트업된다. 디지탈 오디오 제품에서의 전류 발생방식에서 디지탈-아날로그 변환기는 16 비트로 정밀하지 않기 때문에, 16 번째 비트의 손실은 삽입된 정보가 노이즈같은 성질을 같지 않는한 복호되지 않은 재생동안 들리지 않을 것이다.

모든 16 비트를 해상하는 고품질 시스템에서조차, 삽입은 대부분 프로그램의 LSB가 이미 매우 노이즈같은 성질들을 갖기 때문에 정상적으로 가청이 아니다. 앞서 기술된 저레벨 이득 압축 및 동적 디터는 매우 조용한 동안 프로그램의 레벨을 상승시키고, 코드 삽입이 주목될수도 있는 프로그램 조건동안 코드 삽입을 숨기는데 돕는다.

전형적인 고전음악 프로그래밍에서, 제어신호는 기껏해야 초당 수회 일어나면서, 약 1 밀리초의 간격으로 삽입될 것이다. 이들 짧은 간격들동안 전 프로그램 해상의 손실은 주목할만한 것이 아니다.

랜덤 노이즈를 생성시키고, 제어신호를 변조하여 데이타 스트림의 LSB 안에 삽입하고, 이어서, 검색하고, 디코드하는 회로가 감춰진 제어신호로부터 필터 선택을 시작하도록 조립되어 만들어졌다.

이들 회로는 제20도에 포함된 슈도랜덤 비스크램블러/데코더, 및 제21도에 포함된 슈도랜덤 스크램블러-엔코더이다.

프로세스 제어신호는 노이즈 신호와 함께 변조시킴으로써, 디지탈 오디오 채널의 가장 덜 중요한 비트내에 숨겨진다. 본 발명의 회로는 최대 길이 서열을 수행하는 피드백과 함께 시프트 레지스터에 기초한 슈도-랜덤 노이즈 발생기로 구성된다.

노이즈 발생기의 출력은 제어신호 모듈로-투(modulo-two)(익스클레시브(exclusive-or'ed)에 부가되어, 신호를 노이즈와 함께 변조시키며, 이를 스크램을 한다. 그 결과가 레코드 일련 데이타 스트림의 가장 덜 중요한 비트에 삽입된다. 플레이측에서는, 가장 덜 중요한 비트가 일련의 디지탈 스트림으로부터 빼지고, 매칭 시프트 레지스터의 출력이 일련의 디지탈 스트림으로부터 추출되며, 매칭 시프트 레지스터의 출력이 그로부터(모듈로-투(익스클러시브-or again) 빠진다.

결과는 다시 해독된 프로세스 제어신호이다.

상기 설계에는 두개의 변형이 있다. 첫번쩨 변형은 레코드측의 하나와, 플레이측의 하나를 포함하는 두개의 노이즈 발생기를 사용한다. 레코드 발생기 노이즈가 신호에 부가되고, 플레이 발생기 노이즈는 빠진다. 두 발생기가 같은 비트 순서를 생성하는 경우, 원래 신호가 회복된다.

문제는 플레이 발생기가 레코드동안 부가된 노이즈 순서와 동기해야 한다는 것이다. 스프레드 스펙트럼 코뮤니케이션상의 문헌에서 다뤄지는 이 문제를 푸는데에 대한 많은 잘 알려진 접근들이 있지만, 이는 여전히 사소한 문제가 아니다. 상기 접근이 실행할수 있지만, 본 시스템의 현재 바람직한 실시예는 다음 기술을 이용한다.

바람직한 실시예에서, 프로세스 제어신호와 발생기 출력의 합한 것이 발생기 입력에 피드백된다. 이는 효과적으로 신호를 발생기 순서에 "포개어" 스크램블된 신호는 비트의 최근 내력에만 좌우되고, 플레이측은 어떤 피드백없이 매칭 시프트 레지스터를 함유한다.

플레이측은 오직 시프트 레지스터내의 비트의 "피드-포워드" 부가만을 사용하기 때문에, N+1 비트(여기에서, N 은 시프트 레지스터의 길이이다)가 도착하자 마자, 동기되는 것이 보장된다.

이 접근의 불리한 점은 프로세스 제어신호의 특성에 따라 노이즈 발생기가 일시적으로 막히게 된다는 것이다. 이런 상황의 발생은 시프트 레지스터의 길이를 증가시켜 인위적으로 작게 할수 있다. 17 비트 시프트 레지스터를 이용하는 제20도 및 제21도에 나타난 수행에서, 발생기가 막히게 되는 비트 서열이 일어날 가능성이 100,000분의 1이다. 31 비트 시프트 레지스터로 가면, 2 가능성은 약2억분의 1 로 떨어지는데, 이는 CD경우, 12.6 시간마다 1 번에 해당한다.

프로세스 제어신호가 빠르게 변화한다면, "막힌" 노이즈 발생기의 인공물은 노이즈 같고, 비가청이 되는 동안이기에 충분히 짧다.

짧은 간격들동안 제어가 삽입되기만 하는 바람직한 실시예에서, 이는 두가지 이유로 문제가 아니다. 먼저, LSB 가 대부분의 시간동안 프로그램 신호로 되돌아가기 때문에, 막힌 발생기 출력은 신호에 삽입되지 않는다는 것이고, 두번째는, 동적 삽입은 발생기가 막히지 않게 보장하기 위해 설계될수 있는, 하기 기술된 바와같은 동기 순서의 사용을 요구한다는 것이다.

LSB 로의 제어신호의 동적 삽입 또는 LSB 와의 주프로그램의 공유는 재생기가 인위적인 주프로그램 데이타의 스트림안에 있는 명령을 확인할수 있어야 한다는 것을 의미한다. 이는 데코더가 데이타 스트림내에서 찾으려는 비트의 동기 순서를 명령 코드에 전제시킴으로써 달성된다.

순서는 프로그램 데이타내의 그의 일어날 가능성을 매우 작게 하기에 충분히 길게 만들어질수 있다. 물론, 프로그램의 사일런트 기간동안 일어날수 있는 1 들 또는 0 들의 긴 스트링과 같은 보다 많은 랜덤 주파수와 함께 나타날 패턴을 피해야한다. 프로그램 데이타상의 거짓 트리거링은 엔코더 모니터가 레턴딩동안 프로그램 데이타 스트림을 추적하게 하고, 동기신호가 일어나려 한다면, 한 워드내의 가장 덜 중요한 비트를 변형시켜 이를 방지하여 본 발명을 혼입한 레코딩시 완전히 제거될수 있다. 이 결과는 방지된 거짓 트리거 가능성과 같은 크기로 비트 에러 가능성을 가져온다.

이 거짓 트리거 가능성은 제어 코드의 삽입보다 훨씬 덜 혼돈적이고, 따라서, 덜 중요하게 만들어질수 있다.

상기 기술된 기술내용은 디지탈 오디오 신호 또는 가장 덜 중요한 비트에 대한 정밀도가 연속적으로 필요하지 않은 아날로그 데이타를 나타내는 다른 디지탈 신호안에 인위적인 디지탈 신호를 숨기기 위해 사용될수 있다는 것이 주목되어야 한다.

다른 프로세스 제어신호 대신에, 또는, 그에 부가하여 삽입된 이러한 데이타는 다중-미디아 제공은 제어하기 위하여 또는 몇몇 다른 완전히 비관련된 목적을 위해서 사용될수 있다.

오디오, 디지탈 및 데이타 처리 기술분야에서 숙련된 자는 본 발명의 정치 및 방법에 구현된 많은 분석, 평가, 엔코딩, 디코딩 및 보상기술을 실행하기 위해 하드웨어 및 소프트웨어에서 다른 전자 수행 및 다양한 컴퓨터를 사용할수 있다는 것이 상기 기술로부터 명백할 것이다.

본 발명의 상기 시스템은 아날로그 신호와 매우 낮은 왜곡 재생을 위한 새롭고 개선된 디지탈 엔코딩/디코딩 방법 및 장치를 제공하여 본 분야에서 오랫동안 지속되어 온 필요성을 만족시키고, 또한 본 발명의 디코딩 특징을 혼입하지 않은 산업 표준화된 신호 플레이백 장치와 조화 가능하다.

또한, 본 발명의 엔코딩 프로세스 특징을 결여한 신호도 본 발명을 구체화한 플레이백 데코더와 마찬가지로 조화 가능하고, 몇몇의 전반적인 향상이 이뤄진다.

본 발명은 신호 왜곡을 감소시키고, 외견 해상을 개선시키기 위해 이득, 슬류 및 파합성 작업의 미리 예정된 평형 또는 상호작용을 할수 있는 개선된 엔코드/디코드시스템을 제공한다. 엔코딩 프로세스동안 파형 특성에 대해 분석이 이뤄지고, 이 분석 결과는, 샘플링에서 보통 만나는 악화 효과를 최소화하고, 아날로그 신호를 디지탈 신호로 변환시키며, 이어서, 디지탈 신호를 재변화시켜 원래의 아날로그 파형의 정확한 시뮬레이션을 하면서, 원래 파형을 보다 정확하게 복원하는 디코딩 프로세스에서 이어서 사용된다.

본 발명에 따르면, 앞서 언급된 파형 분석동안 발달된 제어정보는 표준 디지탈 코드안에 숨겨지고, 이 정보는, 이어서, 가장 양호한 성능을 위해 재생 프로세스를 동적으로 변화시키고 제어하는데 사용된다. 이 숨겨진 제어 코드는 신호 분석으로부터 생기는 엔코딩 프로세스를 보충하는 적절한 디코드신호 재생 보상을 트리거한다.

제어 코드가 사일런트하고 전 디지탈 정보율이 보통 고정되기 때문에, 프로세스는 기존 장치에 조화 가능하게, 그리고, 제조자의 규격 및 표준에 따라 작동할수 있다.

또한, 앞서 지적한 바와같이, 본 발명의 엔코딩 프로세스 특징을 결여한 신호도 본 발명을 구현한 플레이백 데코더와 마찬가지로 조화 가능하고, 몇몇 이익적인 향상을 얻는다.

본 발명의 특정 형태 및 수개의 실시예가 예시되고 기술되었지만, 본 발명의 취지 및 범주를 벗어남이 다양한 수정이 가능하다는 것이 상기 기술로부터 명백할 것이다. 따라서, 본 발명은 첨부된 특허청구범위에 의하지 않고는 제한되지 않도록 의도되 었다.

표1

제5a도 내지 제5d도의 대한 주

제5a도: 시험 신호 = ±5 볼트 램프 + 10m 볼트 사인파

제5b도: 확대된 제5a도의 부분 AA.

하기의 것들로부터의 신호 불연속성:

1. LSB 라운드오프, A-D, D-A 크로스토크

2. 해상도 한계, 코드 변화 없음

3. 미싱(missing) 코드, 코드 에러

4. 샘플 흘드 또는 DAC 글리치(glitch)(의사신호 또는 에너지)

제5c도: 톱니 전이의 시작과 끝 부분(확대)

1. 실선 = 이상적 파형

2. 음영 부분 = 가장 가능한 필터

3. A-B 바른 아날로그/디지탈 변환

4. C-D 회전율 에러

낮은 왜곡의 경우:

- 전이 지역이 신호 파형에 대칭이어야 한다. 왜냐하면 대칭이 아니면, 잔류 오프셋이 신호후에 발생할 것이기 때문이다.

이 시험 신호는 대칭으로 만들어진다. 그러므로, 오버 슈트 A-B지역은 C-D 지역과 같아야 한다.

도면에서: C-D는 A-B 보다 크다 =

1. 샘플 홀드에서 비대칭적인 회전율

2. A-D 변환기에서의 피드맥 지연

원인들 = 3. 데이타 관련 노이즈 글리치들

4. 데이타와 타이밍사이의 크로스토크(포착 불확실성)

5. 이전 샘플의 자기이력(hysteresis)/메모리

제5d도: 제5a도의 부분 BB(확대)

Claims (103)

1. 아날로그 신호를 규격호된 디지털 신호로 변환하고, 엔코딩하는 방법에 있어서, 규격화된 디지털 포맷으로 변환하려는 아날로그 파형의 물리적 특성을 감시하는 단계; 상기 아날로그 파형을 상기 디지털 포맷으로 변환시키는 단계; 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 정보를, 상기 규격화된 디지탈 포맷으로부터 상기 아날로그 파형의 후속 재생을 보다 정확히 이룰 수 있게 함과 동시에 상기 정보와 무관한 상기 아날로그 파형에 대한 복원 능력을 변경시킴이 없이, 상기 규격화된 디지털 포맷안에 엔코딩하는 단계; 를 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하는 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 디지털 포맷 안에 암호화된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 디지털 포맷 안에 감춰진 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
4. 제1항, 제2항, 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 상기 디지털 포맷의 최하위 비트에 암호화된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
5. 제1항, 제2항, 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
6. 제4항에 있어서 상기 정보가 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
7. 제1항, 제2항, 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 규정된 시간 주기들 동안 제어 코드로서의 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들 안에 선택적으로 삽입되고, 상기 최하위 비트들이 상기 규정된 시간 주기들 외의 시간 주기들 동안 상기 아날로그 파형을 나타내는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
8. 제1항에 있어서, 상기 정보안에 일정 시간 주기에 걸쳐 숨겨진 코드로서의 추가의 아날로그 파형 데이터를 분산시켜, 이로써 외견 상의 신호 스펙트럼이 확장되는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
9. 제1항에 있어서, 일정 주기의 전자 사이렌스를 만들기 위해서 모든 시스템 작업을 인터럽트시키는 단계; 상기 전자 사이런스 주기 동안 상기 아날로그 파형의 디지털 샘플링을 수행하는 단계; 상기 디지털 샘플링이 완결된 후, 시스템 작업을 재개하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
10. 제1항에 있어서, 상기 디지털 포맷이 차후의 데코더에 의해 상보적 확장된 압축된 신호를 나타내는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
11. 제1항, 제2항, 제3항, 제8항, 제9항, 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 슬류 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
12. 제4항에 있어서, 상기 정보가 슬류 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
13. 제6항에 있어서, 상기 정보가 슬류 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
14. 제7항에 있어서, 상기 정보가 슬류 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코덩하는 방법.
15. 제1항, 제2항, 제3항, 제8항, 제9항, 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 레벨 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
16. 제4항에 있어서, 상기 정보가 레벨 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
17. 제6항에 있어서, 상기 정보가 레벨 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
18. 제7항에 있어서, 상기 정보가 레벨 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
19. 제1항, 제2항, 제3항, 제8항, 제9항, 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
20. 제4항에 있어서, 상기 정보가 파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
21. 제6항에 있어서, 상기 정보가 파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
22. 제7항에 있어서, 상기 정보가 파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
23. 제1항, 제2항, 제3항, 제8항, 제9항, 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 레벨, 슬류 및 보정 파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법
24. 제1항, 제2항, 제3항, 제8항, 제9항, 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 랜덤수 서열로 엔코딩하는 제어코드를 제공하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법
25. 제24항에 있어서, 상기 랜덤수 서열이 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들을 변조시키는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
26. 제24항에 있어서, 보다 낮은 평균 주파수레벨과 무관한 작은 신호 변화를 처리하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
27. 제1항에 있어서, 상기 정보에 응답하여 적어도 하나의 필터를 변형하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로, 변환 및 엔코딩하는 방법.
28. 제27항에 있어서, 상기 필터가 앤티-에일리어스 레코딩 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
29. 제27항에 있어서, 상기 필터는 재생 보간필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호들을 디지털 포맷으로 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩하는 방법.
30. 엔코딩된 디지털 포맷 신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환시키는 방법에 있어서, 아날로그 파형의 소정의 물리적 특성들을 나타내는 제어정보를 상기 디지털 포맷으로부터 디코딩하는 단계; 상기 디지털 포맷신호를 상기 아날로그 파형으로 변환하는 단계; 상기 변환 프로세스 중에 상기 제어정보에 따라 신호 재생 보상을 유도하는 것에 의해 후속적으로 상기 제어정보를 이용하여 상기 디지털 포맷으로부터 상기 아날로그 파형을 보다 정확히 재생시킬 수 있게 함과 동시에 상기 제어정보와 무관한 상기 아날로그 파형에 대한 복원능력을 보전할 수 있게 하는 단계; 를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
31. 제30항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기디지털 포맷안에 암호화된 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
32. 제31항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 디지털 포맷안에 감춰진 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
33. 제30항에 있어서, 상기 보상이 슬류 보정을 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
34. 제30항에 있어서, 상기 보상이 레벨 보정을 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코덩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
35. 제30항에 있어서, 상기 보상이 파형 합성을 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
36. 제30항 내지 제35항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어정보가 레벨, 슬류 및 보정파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
37. 제30항 내지 제35항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어정보가 랜덤수 서열로 엔코딩된 제어 코드 형태인 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
38. 제37항에 있어서, 상기 랜덤수 서열이 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들을 변조하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
39. 제1항에 있어서, 이득, 레벨, 회전율 및 파형 합성에 대한 각 신호조건에 유리한 적정 엔코딩 프로세스를 위해 상기 정보를 관리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하는 방법.
40. 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 변환하는 방법에 있어서, 상기 디지털 포맷신호를 상기 아날로그 파형으로 변환하는 단계; 상기 변환 프로세스 중에 상기 디지털 포맷신호에 따라 신호 재생보상을 유도하는 것에 의해, 상기 신호 재생보상과 무관한 상기 아날로그 파형에 대한 복원 능력을 변경시킴이 없이 상기 규격화된 디지털 포맷으로부터 상기 아날로그 파형의 후속 재생을 보다 정확히 이룰 수 있게 하는 단계; 를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 변환하는 방법.
41. 아날로그 신호를 규격화된 디지털 포맷으로 변환, 및 엔코딩한 후 상기 디지털 포맷을 디코딩 및 변환하여 상기 아날로그 신호를 복원하는 방법에 있어서, 규격화된 디지털 포맷으로 변환하려는 아날로그 파형의 물리적 특성을 감시하는 단계; 상기 아날로그 파형을 상기 디지털 포맷으로 변환시키는 단계; 상기 규격화된 디지털 포맷으로부터 상기 아날로그 파형의 후속 재생을 보다 정확히 이룰 수 있게 하도록 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 정보를 상기 규격화된 디지털 포맷안에 엔코딩하는 단계; 상기 아날로그 파형의 소정의 물리적 특성들을 나타내는 제어정보를 상기 디지털 포맷으로부터 디코딩하는 단계; 상기 디지털 포맷신호를 상기 아날로그 파형으로 변환하는 단계; 상기 변환 프로세스 중에 상기 제어정보에 따라 신호 재생 보상을 유도하는 것에 의해 후속적으로 상기 제어정보와 무관한 상기 아날로그 파형에 대한 복원능력을 변경시킴이 없이 상기 제어정보를 이용하여 상기 디지털 포맷으로부터 상기 아날로그 파형을 보다 정확히 재생시킬 수 있게 하는 단계; 를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
42. 제41항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 정보가 상기 디지털 포맷안에 암호화된 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
43. 제41항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 디지털 포맷안에 감춰진 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
44. 제41항, 제42항, 제43항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어정보가 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들로 암호화된 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
45. 제44항에 있어서, 상기 제어 정보가 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
46. 제41항에 있어서, 상기 디지털 포맷이 차후의 디코딩에 의해 상보적으로 확장된 압축된 신호임을 나타내는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
47. 제41항, 제42항, 제43항, 제46항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어졍보가 슬류 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
48. 제41항, 제42항, 제43항, 제46항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 레벨 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
49. 제41항, 제42항, 제43항, 제46항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어정보가 파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
50. 제41항, 제42항, 제43항, 제46항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어정보가 레벨, 슬류 및 보정파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
51. 제41항, 제42항, 제43항, 제46항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어정보가 랜덤수 서열로 부호화된 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
52. 제51항에 있어서, 상기 랜덤수 서열이 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들을 변조시키는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
53. 제41항, 제42항, 제43항, 제46항 중 어느 한 항에 있어서, 보다 낮은 평균 주파수 레벨과 독립된 작은 신호 변화를 처리하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
54. 제41항에 있어서, 상기 보상이 슬류 보상을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
55. 제41항에 있어서, 상기 보상이 레벨 보정을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
56. 제41항에 있어서, 상기 보상이 파형 합성을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
57. 제41항, 제42항, 제43항, 제46항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어정보가 레벨, 슬류 및 보정파형 합성과 관련된 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 방법.
58. 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환되고, 엔코딩하는 시스템에 있어서, 규격화된 디지털 포맷으로 변환하려는 아날로그 파형의 물리적 특성을 감시 하는 수단; 상기 아날로그 파형을 상기 디지털 포맷으로 변환시키는 수단; 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 정보를, 상기 규격화된 디지털 포맷으로부터 상기 아날로그 파형의 후속 재생을 보다 정확히 이룰 수 있게 함과 동시에 상기 정보와 무관한 상기 아날로그 파형에 대한 복원 능력을 변경시킴이 없이, 상기 규격화된 디지털 포맷안에 엔코딩하는 수단;
59. 제58항에 있어서, 상기 디지털 포맷을 피크 리미팅하기 위한 리미팅 수단; 상기 리미팅 수단을 선택적으로 활성화시키기 위한 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
60. 제58항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 디지털 포맷안에 암호화된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
61. 제58항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 디지털 포맷안에 감춰진 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
62. 제58항에 있어서, 상기 정보가 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들로 암호화된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
63. 제58항에 있어서, 상기 정보가 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
64. 제58항에 있어서, 상기 디지털 포맷이 후단측의 디코더에 의해 상보적으로 확장될 압축된 신호를 나타내는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
65. 제58항 내지 64항 중 어느 한 항에 있어서 상기 정보가 슬류 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
66. 제58항 내지 제64항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 레벨 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
67. 제58항 내지 제64항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
68. 제58항 내지 제64항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 레벨, 슬류 및 보정파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
69. 제58항 내지 제64항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 랜덤수 서열로 엔코딩된 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
70. 제69항에 있어서, 상기 랜덤수 서열이 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들을 변조시키는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
71. 제58항 내지 제64항 중 어느 한 항에 있어서, 보다 낮은 평균 주파수레벨과 무관한 작은 신호 변화를 처리하기 위한 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호를 규격화된 디지털 신호로 변환 및 엔코딩하기 위한 시스템.
72. 엔코딩된 디지털 포맷 신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환시키는 시스템에 있어서, 아날로그 파형의 소정의 물리적 특성들을 나타내는 제어정보를 상기 디지털 포맷으로부터 추출하는 수단; 상기 디지털 포맷신호를 상기 아날로그 파형으로 변환하는 수단; 상기 변환 프로세스 중에 상기 제어정보에 따라 신호 재생 보상을 유도하는 것에 의해 후속적으로 상기 제어정보와 무관한 상기 아날로그 파형에 대한 복원능력을 변경시킴이 없이 상기 제어정보를 이용하여 상기 디지털 포맷으로부터 상기 아날로그 파형을 보다 정확히 재생시킬 수 있게 하는 수단; 을 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하기 위한 시스템.
73. 제72항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 제어정보가 상기 디지털 포맷안에 암호화된 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하기 위한 시스템
74. 제73항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 디지털 포맷안에 감춰진 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하기 위한 시스템.
75. 제72항에 있어서, 상기 보상이 슬류 보정을 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하기 위한 시스템.
76. 제72항에 있어서, 상기 보상이 레벨 보정을 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하기 위한 시스템.
77. 제72항에 있어서, 상기 보상이 파형 합성을 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하기 위한 시스템.
78. 제72항에 있어서, 상기 제어정보가 레벨, 슬류 및 보정파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하기 위한 시스템.
79. 제72항에 있어서, 상기 제어졍보가 랜덤수 서열로 부호화된 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하기 위한 시스템.
80. 제79항에 있어서, 상기 랜덤수 서열이 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들을 변조하는 것을 특징으로 하는 엔코딩된 디지털 포맷신호를 아날로그 파형으로 디코딩 및 변환하기 위한 시스템
81. 아날로그 신호를 규격화된 디지털 포맷으로 변환 및 엔코딩한 후 상기 디지털 포맷을 디코딩 및 변환하여 상기 아날로그 신호를 복원하는 시스템에 있어서, 규격화된 디지털 포맷으로 변환하려는 아날로그 파형의 물리적 특성을 감시 하는 수단; 상기 아날로그 파형을 상기 디지털 포맷으로 변환시키는 수단; 상기 규격화된 디지털 포맷으로부터 상기 아날로그 파형의 후속 재생을 보다 정확히 이룰 수 있게 하도록 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 정보를 상기 규격화된 디지털 포맷안에 엔코딩하는 수단; 상기 아날로그 파형의 소정의 물리적 특성들을 나타내는 제어정보를 상기 디지털 포맷으로부터 디코딩하는 수단; 상기 디지털 포맷신호를 상기 아날로그 파형으로 변환하는 수단; 상기 변환 프로세스 중에 상기 제어정보에 따라 신호 재생 보상을 유도하는 것에 의해 후속적으로 상기 제어정보와 무관한 상기 아날로그 파형에 대한 복원능력을 변경시킴이 없이 상기 제어정보를 이용하여 상기 디지털 포맷으로부터 상기 아날로그 파형을 보다 정확히 재생시킬 수 있게 하는 수단; 을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
82. 제81항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 제어정보가 상기 디지털 포맷안에 암호화된 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
83. 제82항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 제어정보가 상기 디지털 포맷안에 감춰진 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
84. 제81항에 있어서, 상기 신호재생 보상이 슬류 보정을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
85. 제81항에 있어서, 상기 신호재생 보상이 레벨 보정을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
86. 제81항에 있어서, 상기 신호재생 보상이 파형 합성을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
87. 제81항에 있어서, 상기 제어정보가 레벨, 슬류 및 보정 파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
88. 제81항에 있어서, 상기 제어정보가 랜덤수 서열로 부호화된 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
89. 제88항에 있어서, 상기 랜덤수 서열이 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들을 변조하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
90. 신호들을 규격화된 포맷으로 엔코딩 및 디코딩시키는 시스템에 있어서, 디터링신호를 발생하기 위한 수단; 상기 디터링 신호를 엔코딩되는 신호와 합성하기 위한 수단; 상기 엔코딩되는 신호의 특성에 관련된 추가적인 제어신호들을, 상기 엔코딩된 포맷으로부터 상기 엔코딩되는 신호의 재생을 보다 정확히 이룰 수 있게 함과 동시에 상기 제어신호들과 무관한 상기 엔코딩하는 신호에 대한 복원 능력을 변경시킴이 없이, 상기 디터링 신호안에 암호화하는 수단; 을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 엔코딩 및 디코딩 시스템.
91. 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품에 있어서, 상기 디지털 포맷으로 변환된 상기 아날로그 파형이 기록되어 있고, 상기 디지털 포맷안에는 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 정보가, 상기 규격화된 디지털 포맷으로부터 상기 아날로그 파형의 후속 재생을 보다 정확히 이룰 수 있게 함과 동시에 상기 정보와 무관한 상기 아날로그 파형에 대한 복원 능력을 변경시킴이 없이, 엔코딩되어 있는 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
92. 제91항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 디지털 포맷안에 암호화된 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
93. 제91항에 있어서, 상기 아날로그 파형의 물리적 특성을 나타내는 상기 정보가 상기 디지털 포맷안에 감춰진 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
94. 제91항, 제92항, 제93항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들로 암호화된 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
95. 제91항, 제92항, 제93항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정보가 프로세스 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
96. 제91항에 있어서, 상기 디지털 포맷이 후단측의 디코더에 의해 상보적으로 확장될 압축된 신호를 나타내는 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
97. 제94항에 있어서, 상기 디지털 포맷이 고 신호레벨의 경우 피크가 제한된 신호를 나타내고, 저 신호레벨의 경우 확장된 신호를 나타내는 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
98. 제91항에 있어서, 상기 정보가 슬류 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
99. 제91항에 있어서, 상기 정보가 레벨 보정에 관련된 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
100. 제91항에 있어서, 상기 정보가 파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
101. 제91항에 있어서, 상기 정보가 레벨, 슬류 및 보정파형 합성에 관련된 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
102. 제91항에 있어서, 상기 정보가 랜덤수 서열로 부호화된 프로세스 제어 코드들을 제공하는 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.
103. 제102항에 있어서, 상기 랜덤수 서열이 상기 디지털 포맷의 최하위 비트들의 변조결과로서 기록되는 것을 특징으로 하는 규격화된 디지털 포맷으로 엔코딩된 아날로그 신호파형이 기록되어 있는 레코딩제품.