JP2784284B2

JP2784284B2 - 磁気記録再生装置

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Publication number: JP2784284B2
Application number: JP3240264A
Authority: JP
Inventors: 弘哉安部; 耕治鹿庭; 晃史三邊
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1991-08-28
Filing date: 1991-08-28
Publication date: 1998-08-06
Anticipated expiration: 2013-08-06
Also published as: JPH0554483A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はビデオテープレコーダ等
のヘリカル走査型の磁気記録再生装置に係り、特に、こ
の種の磁気記録再生装置におけるキャプスタンおよびシ
リンダモータの制御技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１０に、従来の４周波パイロット信号
を用いたＡＴＦ（Auto tracking finding）方式のトラ
ッキング装置の構成例を示す。まず４周波パイロット信
号について簡単に説明する。磁気テ−プ７３には図１０
に示すように、各トラックごとにｆ１〜ｆ４のパイロッ
ト信号が記録情報に重畳されて順次記録されている。こ
れらの４周波パイロット信号は、３７８ｆＨ（ｆＨ：テ
レビ信号の水平同期信号周波数＝１５．７３４ｋＨｚ）
の源振をそれぞれ１／５８，１／５０，１／３６，１／
４０に分周した周波数の信号であり、ｆ１≒６．５ｆ
Ｈ，ｆ２≒７．５ｆＨ，ｆ３≒１０．５ｆＨ，ｆ４≒
９．５ｆＨとなっている。したがって、磁気テ−プ上に
て隣接するトラック間のパイロット信号周波数差は、常
にｆＨあるいは３ｆＨとなる（厳密には、１６．４０７
ｋＨｚ，１６．５２１ｋＨｚあるいは４６．１４５ｋＨ
ｚ，４６．２０９ｋＨＺとなるが、説明の便宜上ｆＨ，
３ｆＨと記す）。例えば、磁気ヘッド１が図１０に示す
ｆ２トラックを走査している場合、先行隣接トラックの
ｆ１パイロット信号と走査トラックのｆ２パイロット信
号との周波数差はｆＨ、そして後行隣接トラックのｆ３
パイロット信号と走査トラックのｆ２パイロット信号と
の周波数差は３ｆＨとなる。以下、従来の４周波パイロ
ット信号を用いたトラッキング装置の動作説明を行う。

【０００３】図１０において、７３は磁気テ−プ、１は
磁気ヘッド、７６はプリアンプ、７７はＬＰＦ（低域通
過フィルタ）、７８はＡＧＣアンプ（自動利得制御アン
プ）、６１は平衡変調器、７０はクロック分周回路、６
９はクロック発生器、６２および６３はＢＰＦ（帯域通
過フィルタ）、６４はスイッチ、６５および６６はエン
ベロープ検波回路、６７は減算回路、７９，８０は入力
端子、７４はキャプスタン、５はモ−タ、６はモ−タド
ライバ、７はＣＦＧ（キャプスタン周波数ジェネレー
タ）センサ、８はキャプスタン速度制御回路、９は加算
回路である。なお、総括的に示す２は、同図で破線で囲
った部分を示すＡＴＦエラー検出回路である。

【０００４】上記した構成において、磁気テープ７３か
ら磁気ヘッド１により検出された再生信号は、プリアン
プ７６により十分増幅された後ＬＰＦ７７へ供給され
る。ＬＰＦ７７では、トラッキング制御に不要な映像あ
るいは音声情報等の高域成分を抑圧した後、再生パイロ
ット信号をＡＧＣアンプ７８を介して適切なレベルにし
て、平衡変調器６１へ供給する。平衡変調器６１は、上
記再生パイロット信号とクロック分周回路７０より供給
されるロ−カルパイロット信号との掛け算を行い、両隣
接トラックのパイロット信号をｆＨおよび３ｆＨの周波
数に変換する。

【０００５】図１０に示すように磁気ヘッド１が、ｆ２
パイロット信号トラックを走査している時を例にする
と、クロック分周回路７０は、入力端子８０より供給さ
れる制御信号ＳＥＬに従いロ−カルパイロット信号をｆ
２に選択されている。この場合、再生パイロット信号に
は、走査トラックおよび両隣接トラックのパイロット信
号であるｆ１，ｆ２，ｆ３が含まれる。したがって、平
衡変調器６１の出力はｆ２±ｆ１およびｆ３±ｆ２の周
波数成分を有する。なお、走査トラックのｆ２パイロッ
ト信号は掛け算によりゼロビ−トになる。この平衡変調
器６１の出力はｆＨ−ＢＰＦ６２および３ｆＨ−ＢＰＦ
６３に供給され、それぞれｆ２−ｆ１≒ｆＨおよびｆ３
−ｆ２≒３ｆＨの周波数成分が抽出される。ここで、上
記ｆＨおよび３ｆＨの信号について見るとｆＨ信号は先
行隣接トラックのｆ１パイロット信号を周波数変換した
ものであり、３ｆＨ信号は後行隣接トラックのｆ３パイ
ロット信号を周波数変換したものである。したがって、
ｆＨ信号レベルと３ｆＨ信号レベルとを比較することに
より磁気ヘッド１が走査しているトラック位置、即ちト
ラッキング位相を検出することができる。

【０００６】ｆＨ−ＢＰＦ６２および３ｆＨ−ＢＰＦ６
３により抽出されたｆＨ信号および３ｆＨ信号は、スイ
ッチ６４を介してエンベロ−プ検波回路６５あるいは６
６へ供給される。スイッチ６４は入力端子７９より供給
される制御信号ＨＳＷ（ヘッドスイッチパルス）により
トラック走査の周期で切り換えられる。このスイッチ６
４は、先行／後行トラックのパイロット信号と、周波数
変換されたｆＨ／３ｆＨ信号の関係がトラックごとに変
化するため、これを相殺するためのものである。トラッ
ク走査の周期で切り換えられたｆＨおよび３ｆＨ信号
は、それぞれエンベロ−プ検波回路６５あるいは６６へ
供給される。エンベロ−プ検波回路６５および６６は、
ｆＨおよび３ｆＨ信号のエンベロ−プレベルを検出し、
それぞれ減算回路６７に供給する。減算回路６７はｆＨ
および３ｆＨ信号のレベルを減算し、減算出力すなわち
トラッキングエラ−信号を加算回路９ヘ供給する。

【０００７】加算回路９は、上記トラッキングエラ−信
号とキャプスタン速度制御回路８から供給される速度エ
ラ−信号を加算してモ−タドライバ６ヘ供給する。モ−
タドライバ６は、トラッキングエラ−信号と速度エラ−
信号の加算信号に応じた電力をキャプスタンモ−タ５へ
供給し、キャプスタン７４を駆動する。これにより、キ
ャプスタン７４は磁気テ−プ７３を所定の速度と位相で
走行させる。なお、キャプスタン速度制御回路８は、キ
ャプスタン７４の回転に比例して発生されるＣＦＧ信号
の周期を計測し、目標周期との差分を速度エラ−信号と
して加算回路９へ出力している。

【０００８】上記の例では、平衡変調器を用いてビート
成分により隣接トラックのパイロット信号を検出するも
のであるが、ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４の各周波数に対応
したバンドパスフィルタを設け、各周波数成分を直接検
波し、走査する主トラックの両隣接トラックのパイロッ
ト成分を検出しても、同様なトラッキング制御を実現で
きる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上記トラッキング制御
を安定にかつ応答を速くするためにはＡＴＦ処理のゲイ
ンを高く、また帯域を広くすることが望ましい。しか
し、次に示す要因で特定周波数の外乱が発生し、この影
響を避けるために従来は、ゲイン、帯域を犠牲にしてい
た。（１）記録パイロット信号のレベル差例えば上記４周波方式を用いた８ミリＶＴＲ方式では、
パイロット信号が低域変換色信号へ干渉することを避け
るために、ローパスフィルタで高調波成分を十分に落と
してから映像信号と加算して記録する。このローパスフ
ィルタが通過域で完全に平坦な振幅特性を持てば問題は
ないが実際にはリップル成分を持つ。再生時のローパス
フィルタも同様である。これにより、再生されるパイロ
ット信号は周波数毎にレベル差が生じる。これに起因す
る外乱は、４フィールドの周期を持ち、例えばＮＴＳＣ
方式では１５Ｈｚの外乱となる。（２）ヘッドの取付精度回転シリンダ上のヘッドの取付高さのばらつきによりヘ
ッド毎に、すなわちフィールド毎にオフセットが生じ
る。理想的には、常にトラック中心を走査することが望
まれるが、応答速度に限界があり難しい。この一つの解
決法としては、ヘッド段差に起因するトラックずれの平
均位置を走査すれば良い。しかし、このときヘッド段差
に起因するトラッキングエラー信号は、逆に外乱として
作用する。このヘッド段差に起因する外乱の周波数は、
例えばＮＴＳＣ方式では３０Ｈｚとなる。

【００１０】上記した外乱を抑圧するためには、例えば
トラッキング制御のサーボ特性（開ループ特性）の帯域
を抑え、外乱付近での応答を下げればよい。あるいは、
特開平２−６６７６４号公報に開示の例では、主トラッ
クの再生パイロット信号からパイロット信号のレベル変
動を検出し、この情報を用いて一種のローパスフィルタ
によりトラッキングエラー信号のレベル変動を抑圧して
いる。しかし、いずれも帯域を狭くすることにより応答
が遅くなるという問題があった。

【００１１】また、ローパスフィルタではなく図１１に
示すノッチフィルタを用い１５Ｈｚ，３０Ｈｚの外乱を
抑圧することもできる。同図において、３１はＡＴＦエ
ラー信号の入力端子、３２はＡ／Ｄ変換器、３３〜３５
は遅延素子、３６〜３９は係数器、４０〜４２は加算
器、４３はＤ／Ａ変換器、４４は出力端子である。Ａ／
Ｄ変換器３２のサンプリング周波数はフィールド周波数
の６０Ｈｚであり、遅延素子３３〜３５の遅延時間は１
サンプリング周期であり、係数器３６〜３９の係数は１
／４である。この図１１のフィルタの伝達特性を図４の
（ａ），（ｂ）の特性線（Ａ）に示す（なお、図４の
（ａ）は周波数−ゲイン特性を、図４の（ｂ）は周波数
−位相特性をそれぞれ示している）。図４の（ａ），
（ｂ）から判るように、特定の周波数の外乱を選択的に
抑圧できるが、選択度はあまり高くなく、また位相遅れ
も大きい。そのため、系のゲイン余裕、位相余裕の改善
という点では不十分であった。

【００１２】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
その目的とするところは、ゲイン、帯域を落とすことな
く上述した外乱を抑圧し、安定かつ応答の速いトラッキ
ング制御機能をもつ磁気記録再生装置を提供することに
ある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明では、例えば、ヘリカル走査により形成されるト
ラックに順次Ｎ（Ｎは２以上の整数）周波のパイロット
信号が循環的に記録されている磁気記録媒体から、再生
時に前記パイロット信号を検出してトラッキングエラー
信号を生成しトラッキング制御を行う磁気記録再生装置
において、前記トラッキングエラー信号をサンプリング
する手段と、現走査中のトラックの前の少なくともＮト
ラック分のサンプリング値の平均を演算する手段と、該
手段の平均値出力とＮトラック前のサンプリング値との
差分を求める手段とにより構成されたトラッキング補正
値を生成する手段と、該トラッキング補正値を生成する
手段の出力と現走査中のトラックのサンプリング値を加
算する手段とを、有し、該加算する手段の出力によりト
ラッキングを制御するように、構成する。

【００１４】

【作用】学習的に補正信号を生成しこれを用いてトラッ
キングエラーを補正することにより、前記した１５Ｈ
ｚ、３０Ｈｚの外乱を選択的に抑圧することができる。
しかも従来のノッチフィルタに比べ選択度Ｑが高く、か
つ位相遅れを少なくできる。これにより、系のゲイン余
裕、位相余裕が大きくなり、ゲインアップによる広帯域
化が可能となり、その結果、トラッキング制御の応答性
を改善することができる。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の各実施例を図１〜図９を用い
て説明する。図１は本発明の第１実施例に係る磁気記録
再生装置（ビデオテープレコーダ）の要部構成を示すブ
ロック図である。同図において、２はＡＴＦエラー検出
回路で、前記した図１０の破線内の構成と均等なものか
らなる。３はエラー補正回路であり、記憶回路１０１、
平均化処理回路１０２、補正信号生成回路１０３、加算
回路１０４を具備している。また、４はＡＴＦ系に適当
なゲイン、位相補償等の処理を施すキャプスタン位相制
御回路であり、その他は、先に説明した前記図１０の構
成と均等なもので同一符号を付してあり、その説明は重
複を避けるため割愛する。

【００１６】以下、本実施例の動作について説明する。
ＡＴＦエラー検出回路２の出力信号を記憶回路１０１に
一時蓄え、記憶した信号を使い所定の期間のエラー信号
の平均を平均化処理回路１０２で演算する。この平均値
とｆ１〜ｆ４それぞれのパイロット信号が記録されてい
るトラックのトラッキングエラー信号を比較すれば、各
パイロット信号が記録されているトラックについての偏
差、即ち補正値が求まる。この補正信号を現走査フィー
ルドのエラー信号に加算しＡＴＦエラー信号を補正し外
乱成分を抑圧する。外乱成分を抑圧した後、キャプスタ
ン位相制御回路４で適当なゲインを加え、また必要なら
ば位相補償を施し、キャプスタン速度制御回路８からの
制御信号と加算回路９で加算し、モータドライバ６へ供
給しモータ５を制御する。

【００１７】上記したエラー補正回路３の第１の具体例
を図２に示す。図２に示した構成は、前記図１１のフィ
ルタに、新たに遅延素子４５、減算回路４６、４７を設
けた構成となっている。なお図２において、４８はフィ
ルタの入力端子、４９は出力端子である。ここで、これ
以後の説明はディジタル処理を前提に行なうものとし、
前記図１１のＡ／Ｄ，Ｄ／Ａ変換器は略してある。図２
の構成において、各遅延素子３３〜３５、４５の出力に
１／４の係数をそれぞれ乗算し、これらを加算すること
により過去４フィールドのトラッキングエラー信号の平
均が求まる。これと４フィールド前のトラックのトラッ
キングエラー信号との差分を減算回路４６でとることに
より、現フィールドに記録されているパイロット信号の
変動分が求まる。つまり過去の４フィールド分のデータ
を用い、学習的に補正信号を求めることになる。この補
正信号を現フィールドのトラッキングエラー信号から減
算回路４７で引くことにより外乱を抑圧したトラッキン
グエラー信号が得られる。

【００１８】図２のエラー補正回路（フィルタ）の伝達
特性を、図４の（ａ），（ｂ）の特性線（Ｂ）に示す
（なお、図４の（ａ）は周波数−ゲイン特性を、図４の
（ｂ）は周波数−位相特性をそれぞれ示している）。同
図から判るように、阻止域は１５Ｈｚの整数倍（但し、
サンプリング周波数６０Ｈｚの整数倍を除く）である。
従って所望の外乱成分を除くことができる。本例によれ
ば従来のノッチフィルタに比べ、選択度Ｑが高く、また
位相遅れも少なくなる。これにより、システムの位相余
裕、ゲイン余裕が大きくなり、大幅にゲイン、帯域が改
善される。尚、本例の構成は図２に示すものに限られ
ず、例えばサンプリング周波数を２倍にし、遅延素子を
８個、加算器を７個、係数器の係数を１／８にしても同
様なフィルタを構成できる。さらに増やしても同様であ
る。しかもサンプリング周波数を高くするほどフィルタ
の選択度Ｑは高くなる。また、本例ではエラー補正回路
のみをディジタル回路による構成としたが、前記ＡＴＦ
エラー検出回路２、キャプスタン位相制御回路４、キャ
プスタン速度制御回路８等もディジタルで処理しても勿
論かまわない。またディジタル処理をマイクロプロセッ
サで実現することもできる。なお、これらは以下の構成
においても同様である。

【００１９】次にエラー補正回路３の第２の具体例を図
３によって説明する。本例の構成は、図２の前記第１の
具体例に、加算器５０、係数器５１を追加し帰還ループ
を設けたものである。係数器５１の係数を１／２とする
と、係数器出力は、現フィールドのトラッキングエラー
信号と、４フィールド前即ち同一周波数のパイロット信
号が記録されているトラックのトラッキングエラー信号
との平均値となる。帰還ループにより、演算開始時点か
ら、現在までの同じパイロット信号が記録されているト
ラックのトラッキングエラー信号の平均値が求められ
る。

【００２０】図３のエラー補正回路（フィルタ）の伝達
特性を、図４の（ａ），（ｂ）の特性線（Ｃ）に示す
（なお、図４の（ａ）は周波数−ゲイン特性を、図４の
（ｂ）は周波数−位相特性をそれぞれ示している）。本
例においては、さらに選択度Ｑは高く、位相遅れも少な
くなり、効果が増す。尚、本例では各フィールド毎のト
ラッキングエラー信号の平均を求める構成としたが、代
わりに各フィールド毎の補正信号の平均を求める構成に
しても同様な効果が得られる。

【００２１】次に本発明の第２実施例を説明する。図５
は本第２実施例に係るエラー補正回路の１例を示してい
る。図５に示した構成は、前記図３のエラー補正回路に
スイッチ５２，５３、スイッチ制御回路５４を付加した
ものである。以下、本実施例の動作の詳細を説明する。
前記した図３のエラー補正回路例では、帰還ループを設
けることにより同じパイロット信号が記録されているト
ラックのトラッキングエラーの平均値を演算している
が、例えばモータの起動時や、早送り、巻き戻し等のモ
ード時、あるいはこのようなモードから通常再生モード
へ移行するときは、大きなトラッキングエラー信号が発
生し、これが蓄積されるために系が安定するまでの時間
が長くなるという問題が生じる。これを防ぐために本実
施例では系が安定するまでは、補正処理を停止する構成
としてある。

【００２２】モータの起動後、あるいは通常再生以外の
モード時には、スイッチ５３で入力端子４８からの信号
を選択し補正回路をバイパスして出力する。この時スイ
ッチ５２はどちらの端子を選択していてもかまわない。
そして通常再生モードに入り所定の時間経過した時点
で、スイッチ５２で入力端子４８の信号を選択する。こ
れから４フィールド分の時間が経過したところで（つま
り遅延素子３３〜３５、４５のデータが更新されたとこ
ろで）、スイッチ５３は減算回路４７の出力を選択し補
正処理を開始する。スイッチ５２、５３の切り替えはス
イッチ制御回路５４により行う。スイッチ制御回路５４
は、例えばシステムコントロールマイコンを使ってソフ
トウェアで実現する。本実施例によれば、起動時、モー
ド遷移時に補正の誤動作がなく、定常状態への収束を早
くできる。また、以上の説明では遅延素子のデータを更
新してから補正処理を開始する構成としたが、通常再生
モードから他のモードへ移行したときに、遅延素子への
データの書き込みを停止し移行直前のデータをホールド
する構成としてもかまわない。この場合は補正処理の再
開時にデータの更新をする必要がなく応答を速くするこ
とができる。

【００２３】なお、先に説明した図２のエラー補正回路
も４フィールド分のトラッキングエラー信号の平均を求
めていることから、影響は小さいが図３のエラー補正回
路と同様な問題を有す。図２のエラー補正回路について
同様な対策を施した構成を図６に示す。７５はスイッチ
５３の制御信号の入力端子である。動作は基本的に先の
図５の構成と同じであり、詳細は略す。

【００２４】次に本発明の第３実施例を図７、図８によ
って説明する。図７は本第２実施例に係る磁気記録再生
装置の要部構成のブロック図である。図７において、６
８は比較器、７１は位相ロック検出回路、７２はシステ
ムコントローラであり、エラー補正回路３は図５の破線
で囲った部分あるいは図６に示す構成と均等なものであ
り、他は既に説明したものと同じである。本実施例で
は、キャプスタンサーボの位相系がロックしたことを検
出し、この情報をもとに前記第２実施例で説明した、ス
イッチの制御を行うものである。

【００２５】以下、本第３実施例の動作の詳細を説明す
る。トラッキング制御は、既に説明したように走査すべ
き主トラックのパイロット信号と同じ周波数のローカル
パイロット信号を用い、両隣接トラックのパイロット信
号の検出をするが、ローカルパイロット信号を後行トラ
ックあるいは先行トラックのパイロット信号の周波数に
すると主トラックと主トラックの隣隣接トラックのパイ
ロット信号を検出できる。位相制御がロックしていると
きは、主トラックのパイロット信号は隣隣接トラックの
パイロット信号と比べて十分大きく、両者の差信号は、
ある一定のレベルになる。一方、位相がロックするまで
の過渡状態では、一定にはならずヘッドとトラックの相
対位置に応じて差信号のレベルは変動する。従って、主
トラックとその隣隣接トラックの差信号のレベル変動を
監視すれば、位相がロックしているか否かを判別でき
る。そのために本実施例では、１トラックの走査中にト
ラッキング制御用の基準信号と、ロック判別用のローカ
ルパイロット信号を切り替え、差信号を目的に応じたタ
イミングでサンプリングする構成とした。

【００２６】図８にそのタイミングを示す。（Ａ）に主
トラックに記録されているパイロット信号を、（Ｂ）に
ローカルパイロット信号を、（Ｃ）に得られるＡＴＦエ
ラー信号を、（Ｄ）にトラッキング制御用のサンプリン
グパルスを、（Ｅ）にロック判別用のサンプリングパル
スを示す。基準信号の切り替えはシステムコントローラ
７２の指令により分周回路７０の分周比を切り替えて行
う。今、位相ロック判別時に減算回路６７の（＋）入力
に主トラックのパイロット信号が、（−）入力に隣隣接
トラックのパイロット信号が入力されるようにスイッチ
６４が制御されているとする。このとき位相がロックす
れば減算回路６７の出力は正の大きな値となる。比較器
６８の基準電位をこれより小さな適当なレベルに定めて
おけば比較器６８の出力はハイレベルになり、位相がロ
ックしていないときは、ハイまたはローレベルになる。
位相ロック検出回路７１は図８の（Ｅ）のタイミングで
比較器６８の出力をサンプリングし、このサンプリング
値が所定の期間連続してハイレベルであれば位相がロッ
クしたと判別する。この情報を用いてシステムコントロ
ーラ７２はエラー補正回路３のスイッチを制御する。

【００２７】本実施例によれば位相系がロックしていな
い場合にはエラー補正回路３をバイパスし、ロックして
からエラー補正を動作させることができるので、収束を
遅らすことがない。また本実施例の本質は、位相ロック
に応じてエラー補正を制御することにあり、位相ロック
検出の方法はこれに限られるものではない。

【００２８】以上、前記第３実施例まではＡＴＦ方式を
用いたトラッキング制御について説明してきたが、特定
の周波数の信号を選択的に抑圧する学習制御の効果はこ
れに限られるものではなく、特定の周波数の外乱要因を
有するシステム一般に適用できる。以下、回転シリンダ
の速度制御に適用した場合の実施例について説明する。

【００２９】本発明の第４の実施例の構成図を図９に示
す。エラー補正回路３を除けば従来のシリンダサーボの
構成である。８５はＦＧ（周波数ジェネレータ）パルス
の検出用ヘッドであり、検出した信号をＦＶ（周波数電
圧）変換器８６で電圧に変換する。これを比較回路８７
で基準信号と比較し、速度エラー信号を生成する。この
速度エラー信号に対してシリンダ速度制御回路８９でゲ
イン、位相を調整した後、加算器９０に加える。一方Ｐ
Ｇ（フェイズジェネレータ）パルス検出ヘッド８１で検
出した信号をもとに、シリンダ位相制御回路８２で位相
エラー信号を生成し、これを速度エラー信号と加算器９
０で加算してモータドライバ８４に加え、モータ８３を
制御する。

【００３０】ここで、ＦＧの着磁パターンが完全に均等
の間隔であれば問題ないが、実際にはばらつき、いわゆ
るＦＧむらが生じる。ＦＧむらの周期はシリンダの回転
周期であり、周波数はシリンダの回転周波数と同一にな
る。これが外乱となり、この影響を避けるために、ゲイ
ン、帯域を犠牲にしなければならなかった。そこで本実
施例では、前述のＡＴＦを用いたトラッキング制御と同
様に特定の周波数の外乱を選択的に抑圧するエラー補正
回路３を設け、上記の問題を解決するものである。

【００３１】エラー補正回路３は前記第１〜第３実施例
と同様に構成できる。ＦＧパルスがシリンダ１回転あた
りｎ個であるとすると、遅延素子の数をｎ個にして構成
すれば良い。また先の実施例における位相ロック検出回
路は、本実施例では速度ロック検出回路となる。速度ロ
ック検出は例えば速度エラー信号の絶対値を監視し、所
定のレベル以下になることを検出すれば良い。

【００３２】またＦＧパルスをｍ分周する手段を設けれ
ば、ＦＧパルスｍ個の平均で処理することになる。この
とき、上記フィルタ処理の遅延素子の数はｎ／ｍ個です
み、その他の演算器もこれに応じて低減でき、回路規
模、あるいは演算の規模を削減できるという効果があ
る。

【００３３】また本実施例では、シリンダモータの速度
制御について説明したが、もちろんキャプスタンモータ
の場合や、あるいは、他の回転系の制御についても同様
な効果が得られる。

【００３４】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、フィード
バック制御系のエラー信号に発生する外乱に対する補正
信号を学習的に生成して外乱を抑圧するようになってい
る。よって、この補正処理は特定の外乱周波数を選択的
に抑圧でき、かつ補正処理にともなう位相遅れも少ない
ので、制御系のゲイン、帯域を犠牲にすることなく外乱
を抑圧できる。従って、応答が速く、しかも安定した制
御を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例に係る磁気記録再生装置の
要部構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の第１実施例によるエラー補正回路の１
例を示す説明図である。

【図３】本発明の第１実施例によるエラー補正回路の他
の１例を示す説明図である。

【図４】本発明の第１実施例のフィルタ（エラー補正回
路）と従来のフィルタの伝達特性を対比して示す説明図
である。

【図５】本発明の第２実施例よるエラー補正回路の１例
を示す説明図である。

【図６】本発明の第２実施例よるエラー補正回路の他の
１例を示す説明図である。

【図７】本発明の第３実施例に係る磁気記録再生装置の
要部構成を示すブロック図である。

【図８】本発明の第３実施例の動作タイミングを示す説
明図である。

【図９】本発明の第４実施例に係る磁気記録再生装置の
要部構成を示すブロック図である。

【図１０】従来のトラッキング制御装置を示すブロック
図である。

【図１１】従来のノッチフィルタの構成を示す説明図で
ある。

【符号の説明】

２ＡＴＦエラー検出回路３エラー補正回路４キャプスタン位相制御回路７１位相ロック検出回路８６周波数電圧（ＦＶ）変換回路８９シリンダ速度制御回路１０１記憶回路１０２平均化処理回路１０３補正信号生成回路１０４加算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者三邊晃史神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所映像メディア研究所内 (56)参考文献特開昭63−222360（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−167151（ＪＰ，Ａ) 特開平２−280683（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G11B 15/467

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ヘリカル走査により形成されるトラック
に順次Ｎ（Ｎは２以上の整数）周波のパイロット信号が
循環的に記録されている磁気記録媒体から、再生時に前
記パイロット信号を検出してトラッキングエラー信号を
生成しトラッキング制御を行う磁気記録再生装置におい
て、前記トラッキングエラー信号をサンプリングする手段
と、現走査中のトラックの前の少なくともＮトラック分のサ
ンプリング値の平均を演算する手段と、該手段の平均値
出力とＮトラック前のサンプリング値との差分を求める
手段とにより構成されたトラッキング補正値を生成する
手段と、該トラッキング補正値を生成する手段の出力と現走査中
のトラックのサンプリング値を加算する手段とを、有し、該加算する手段の出力によりトラッキングを制御
することを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項２】ヘリカル走査により形成されるトラック
に順次Ｎ（Ｎは２以上の整数）周波のパイロット信号が
循環的に記録されている磁気記録媒体から、再生時に前
記パイロット信号を検出してトラッキングエラー信号を
生成しトラッキング制御を行う磁気記録再生装置におい
て、前記トラッキングエラー信号をサンプリングする手段
と、現走査中のトラックの前の少なくともＮトラック分のサ
ンプリング値から平均値相当を検出すると同時に、この
平均値相当とＮトラック前のサンプリング値とから現走
査中のトラッキング補正値を生成する手段と、該トラッキング補正値を生成する手段の出力と現走査中
のトラックのサンプリング値よりトラッキング制御信号
を生成する手段とを、有することを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項３】請求項１または２記載において、前記補正値を生成する手段が、少なくとも同一パイロッ
ト信号が記録されているトラックのエラー信号の複数回
分を平均化または前記トラッキングエラー信号の補正値
の複数回分を平均化する手段を有することを特徴とする
磁気記録再生装置。
【請求項４】モータの１回転当たりｎ個のパルスを発
生する手段と、このパルスの周期を計測してモータの回
転速度を検出する手段と、該検出する手段の検出信号と
目標値とを比較し速度エラー信号を生成する手段と、こ
の速度エラー信号に応じてモータの回転を制御する手段
とを、具備した磁気記録再生装置において、少なくとも現在からｎ個前までの前記速度エラー信号の
平均を演算する手段と、該手段の平均値出力とｎ個分前
の前記速度エラー信号との差分を求める手段とにより構
成された補正値を生成する手段と、該補正値を生成する手段の出力と現速度エラー信号を加
算する手段とを、有し、該加算する手段の出力によりモータの速度を制御
することを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項５】モータの１回転当たりｎ個のパルスを発
生する手段と、このパルスの周期を計測してモータの回転速度を検出す
る手段と、該検出する手段の検出信号と目標値とを比較
し速度エラー信号を生成する手段と、この速度エラー信
号に応じてモータの回転を制御する手段とを、具備した
磁気記録再生装置において、少なくとも現在からｎ個前までの前記速度エラー信号の
平均値相当を検出すると同時に、この平均値相当とｎ個
分前の前記速度エラー信号とから現在の速度エラー補正
値を生成する手段と、該補正値を生成する手段の出力と現速度エラー信号より
モータ制御信号を生成する手段とを、有することを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項６】請求項４または５記載において、前記補正値を生成する手段が、前記各ｎ個のパルスに対
する速度エラー信号の複数回分を平均化または前記速度
エラー信号の補正値の複数回分を平均化する手段を有す
ることを特徴とする磁気記録再生装置。