JPH103627A - 磁気テープ記録の場合におけるトラッキング制御のためのパイロットトーンの検出回路及び方法 - Google Patents
磁気テープ記録の場合におけるトラッキング制御のためのパイロットトーンの検出回路及び方法Info
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- JPH103627A JPH103627A JP9058185A JP5818597A JPH103627A JP H103627 A JPH103627 A JP H103627A JP 9058185 A JP9058185 A JP 9058185A JP 5818597 A JP5818597 A JP 5818597A JP H103627 A JPH103627 A JP H103627A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/48—Disposition or mounting of heads or head supports relative to record carriers ; arrangements of heads, e.g. for scanning the record carrier to increase the relative speed
- G11B5/58—Disposition or mounting of heads or head supports relative to record carriers ; arrangements of heads, e.g. for scanning the record carrier to increase the relative speed with provision for moving the head for the purpose of maintaining alignment of the head relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following
- G11B5/584—Disposition or mounting of heads or head supports relative to record carriers ; arrangements of heads, e.g. for scanning the record carrier to increase the relative speed with provision for moving the head for the purpose of maintaining alignment of the head relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following for track following on tapes
- G11B5/588—Disposition or mounting of heads or head supports relative to record carriers ; arrangements of heads, e.g. for scanning the record carrier to increase the relative speed with provision for moving the head for the purpose of maintaining alignment of the head relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following for track following on tapes by controlling the position of the rotating heads
- G11B5/592—Disposition or mounting of heads or head supports relative to record carriers ; arrangements of heads, e.g. for scanning the record carrier to increase the relative speed with provision for moving the head for the purpose of maintaining alignment of the head relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following for track following on tapes by controlling the position of the rotating heads using bimorph elements supporting the heads
- G11B5/5921—Disposition or mounting of heads or head supports relative to record carriers ; arrangements of heads, e.g. for scanning the record carrier to increase the relative speed with provision for moving the head for the purpose of maintaining alignment of the head relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following for track following on tapes by controlling the position of the rotating heads using bimorph elements supporting the heads using auxiliary signals, e.g. pilot signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B15/00—Driving, starting or stopping record carriers of filamentary or web form; Driving both such record carriers and heads; Guiding such record carriers or containers therefor; Control thereof; Control of operating function
- G11B15/18—Driving; Starting; Stopping; Arrangements for control or regulation thereof
- G11B15/46—Controlling, regulating, or indicating speed
- G11B15/463—Controlling, regulating, or indicating speed by using pilot tracking tones embedded in binary coded signals, e.g. using DSV/CDS values of coded signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B2220/00—Record carriers by type
- G11B2220/90—Tape-like record carriers
- G11B2220/91—Helical scan format, wherein tracks are slightly tilted with respect to tape direction, e.g. VHS, DAT, DVC, AIT or exabyte
Landscapes
- Adjustment Of The Magnetic Head Position Track Following On Tapes (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 パイロットトーンの振幅の簡単な、そして信
頼出来る決定を可能とする、ヘリカルスキャン方法を基
にした磁気テープのための記録装置の場合における、パ
イロットトーンを持つトラッキング制御のための回路お
よび方法を提供すること。 【構成】 直交ミキシングが、ベースバンド内への２つ
のパイロットトーンを変換する効果を持ち、これによっ
てフィルタはローパス範囲において実行され、そして制
御信号はこうして求められたパイロットトーン振幅間の
差異から得ることが出来る。
頼出来る決定を可能とする、ヘリカルスキャン方法を基
にした磁気テープのための記録装置の場合における、パ
イロットトーンを持つトラッキング制御のための回路お
よび方法を提供すること。 【構成】 直交ミキシングが、ベースバンド内への２つ
のパイロットトーンを変換する効果を持ち、これによっ
てフィルタはローパス範囲において実行され、そして制
御信号はこうして求められたパイロットトーン振幅間の
差異から得ることが出来る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、磁気テープ記憶の
場合におけるトラッキング制御のために、特にテープ上
に記録されるパイロットトーンを用いるヘリカルスキャ
ン磁気テープ記録の場合におけるトラッキング制御のた
めに、用いられるパイロットトーンのための検出回路及
び方法に関する。
場合におけるトラッキング制御のために、特にテープ上
に記録されるパイロットトーンを用いるヘリカルスキャ
ン磁気テープ記録の場合におけるトラッキング制御のた
めに、用いられるパイロットトーンのための検出回路及
び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】磁気テープを用いる記録装置、たとえば
現在まだ定義フェーズまたは試行フェーズにある将来の
ディジタルビデオレコーダ、の場合における読みとり／
書き込みヘッドの位置制御のために、望まれる信号が乱
されることのないよう特定の無変調トーンが記録期間テ
ープのヘリカルトラック上の望まれる信号上に重畳され
る。たとえば、１９８８年８月のコンシュマーエレクト
ロニクス上のＩＥＥＥ会報第３４巻第３号５９７ページ
以降の、ボルガー他による４０ｍｍドラム、単独アクチ
ュエーターおよびＤＣＴを基にしたビットレート削減を
持つ実験的ディジタルＶＣＲからは、異なる周波数Ｆ１
およびＦ２の２つのパイロットトーンがトラックまたは
ヘリカルトラック上に記録されることが知られている。
そのような方法は、図５に例として描かれており、トラ
ック１および３は、望ましい信号だけを含んでいるが、
パイロットトーン周波数Ｆ１またはＦ２のスペクトルコ
ンポーネントを含まず、一方付加的にトラック０は周波
数Ｆ１のパイロットトーンを含み、トラック２は周波数
Ｆ２のトーンを含み、そしてさらにトラック４は周波数
Ｆ１のパイロットトーンを含んでいる。このトラックシ
ーケンスは４つの連続として繰り返される。その寸法お
よび磁界配分を考慮すると、磁気ヘッドは、当該のトラ
ックの左および右の隣接トラックのコンポーネントもま
たプレーバック信号内に生ずるという特性を持っている
ため、プレーバックの間には、これらパイロット信号が
検出され、そして次に現在のヘッド位置上のステートメ
ントを記録されている磁化パターンに関連することを可
能とさせる。こうして、トラック１のプレーバックの間
には、トラック０および２のコンポーネントが、そして
その結果、特にそれらのパイロットトーンがまた、信号
内において出会うこともある。周波数Ｆ１およびＦ２の
コンポーネントをフィルタすることによって取り出し、
複数のパイロットトーン信号の振幅を決定し、そしてそ
れにより複数の振幅間の差異を形成することにより、ヘ
ッドがトラック０またはトラック２により接近すること
が出来る情報を含む制御された変数が規定される。その
結果、そのような差異信号が読み出し／書き込みヘッド
の位置を制御するために用いられることが出来る。ディ
ジタル情報の大きな容量、すなわちデータの書き込みお
よび記録のための高い記録密度、を考慮すると正確な位
置決めが必要であるため、そのようなヘッドの正確な位
置決めは特にディジタルビデオレコーダの場合に必要で
ある。図５による例の場合には、パイロット信号が２ト
ラックごとにのみ存在するので、この方法は当然ながら
トラック１、３、５‥‥においてのみ用いることが出来
る。しかし、機械的ヘッド装置の慣性を考慮すると、パ
イロットトーン情報の周期的な出現はヘッド位置決めを
制御するのに充分である。
現在まだ定義フェーズまたは試行フェーズにある将来の
ディジタルビデオレコーダ、の場合における読みとり／
書き込みヘッドの位置制御のために、望まれる信号が乱
されることのないよう特定の無変調トーンが記録期間テ
ープのヘリカルトラック上の望まれる信号上に重畳され
る。たとえば、１９８８年８月のコンシュマーエレクト
ロニクス上のＩＥＥＥ会報第３４巻第３号５９７ページ
以降の、ボルガー他による４０ｍｍドラム、単独アクチ
ュエーターおよびＤＣＴを基にしたビットレート削減を
持つ実験的ディジタルＶＣＲからは、異なる周波数Ｆ１
およびＦ２の２つのパイロットトーンがトラックまたは
ヘリカルトラック上に記録されることが知られている。
そのような方法は、図５に例として描かれており、トラ
ック１および３は、望ましい信号だけを含んでいるが、
パイロットトーン周波数Ｆ１またはＦ２のスペクトルコ
ンポーネントを含まず、一方付加的にトラック０は周波
数Ｆ１のパイロットトーンを含み、トラック２は周波数
Ｆ２のトーンを含み、そしてさらにトラック４は周波数
Ｆ１のパイロットトーンを含んでいる。このトラックシ
ーケンスは４つの連続として繰り返される。その寸法お
よび磁界配分を考慮すると、磁気ヘッドは、当該のトラ
ックの左および右の隣接トラックのコンポーネントもま
たプレーバック信号内に生ずるという特性を持っている
ため、プレーバックの間には、これらパイロット信号が
検出され、そして次に現在のヘッド位置上のステートメ
ントを記録されている磁化パターンに関連することを可
能とさせる。こうして、トラック１のプレーバックの間
には、トラック０および２のコンポーネントが、そして
その結果、特にそれらのパイロットトーンがまた、信号
内において出会うこともある。周波数Ｆ１およびＦ２の
コンポーネントをフィルタすることによって取り出し、
複数のパイロットトーン信号の振幅を決定し、そしてそ
れにより複数の振幅間の差異を形成することにより、ヘ
ッドがトラック０またはトラック２により接近すること
が出来る情報を含む制御された変数が規定される。その
結果、そのような差異信号が読み出し／書き込みヘッド
の位置を制御するために用いられることが出来る。ディ
ジタル情報の大きな容量、すなわちデータの書き込みお
よび記録のための高い記録密度、を考慮すると正確な位
置決めが必要であるため、そのようなヘッドの正確な位
置決めは特にディジタルビデオレコーダの場合に必要で
ある。図５による例の場合には、パイロット信号が２ト
ラックごとにのみ存在するので、この方法は当然ながら
トラック１、３、５‥‥においてのみ用いることが出来
る。しかし、機械的ヘッド装置の慣性を考慮すると、パ
イロットトーン情報の周期的な出現はヘッド位置決めを
制御するのに充分である。
【０００３】前述論文は、２つのパイロットトーンがそ
れぞれのバンドパスフィルタによって分離され、そして
引き続いて整流される方法を開示している。強い望まれ
る信号から弱いパイロットトーンを分離するためには、
用いられるフィルタは極めて狭帯域（Ｑ係数８０‥‥１
００）とされるべきであり、そして雑音および線形度に
関して良好なダイナミックな特性を持つべきである。公
知の実際的なフィルタは明確なディスクリート素子（Ｌ
Ｃ）を用いている。この場合の不都合は、狭帯域および
Ｑ係数によって、これらＬＣフィルタが効果であり、そ
してまた個別に支度されなくてはならないことである。
さらに別の不都合は、もしテープ速度における変化があ
れば、パイロットトーン周波数が変動することであり、
その結果所定のバンドパスフィルタの前もって決められ
た狭帯域を用いるならば、ヘッド位置を制御するための
パイロットトーン振幅の評価は単にテープの特定のプレ
ーバック速度においてのみ可能となるにすぎない。スロ
ーモーション動作または他の特別な効果モードの間に
は、たとえば制御は機能しないか、または振幅の誤評価
を与え、これが自動制御装置に供給され、これによって
は何のデータ再生も達成されることはない。
れぞれのバンドパスフィルタによって分離され、そして
引き続いて整流される方法を開示している。強い望まれ
る信号から弱いパイロットトーンを分離するためには、
用いられるフィルタは極めて狭帯域（Ｑ係数８０‥‥１
００）とされるべきであり、そして雑音および線形度に
関して良好なダイナミックな特性を持つべきである。公
知の実際的なフィルタは明確なディスクリート素子（Ｌ
Ｃ）を用いている。この場合の不都合は、狭帯域および
Ｑ係数によって、これらＬＣフィルタが効果であり、そ
してまた個別に支度されなくてはならないことである。
さらに別の不都合は、もしテープ速度における変化があ
れば、パイロットトーン周波数が変動することであり、
その結果所定のバンドパスフィルタの前もって決められ
た狭帯域を用いるならば、ヘッド位置を制御するための
パイロットトーン振幅の評価は単にテープの特定のプレ
ーバック速度においてのみ可能となるにすぎない。スロ
ーモーション動作または他の特別な効果モードの間に
は、たとえば制御は機能しないか、または振幅の誤評価
を与え、これが自動制御装置に供給され、これによって
は何のデータ再生も達成されることはない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このため、パイロット
トーンの振幅の簡単な、そして信頼出来る決定を可能と
する、ヘリカルスキャン方法を基にした磁気テープのた
めの記録装置の場合における、パイロットトーンを持つ
トラッキング制御のための回路および方法を提供するこ
とが本発明の目的である。
トーンの振幅の簡単な、そして信頼出来る決定を可能と
する、ヘリカルスキャン方法を基にした磁気テープのた
めの記録装置の場合における、パイロットトーンを持つ
トラッキング制御のための回路および方法を提供するこ
とが本発明の目的である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この課題は請求項１およ
び２６の構成要件によって達成される。本発明の改善的
な発展形態はサブクレームに規定されている。
び２６の構成要件によって達成される。本発明の改善的
な発展形態はサブクレームに規定されている。
【０００６】
【発明の実施の形態】本発明によれば、プレーバック信
号内に存在するパイロットトーンの振幅は、直交ミキシ
ングと呼ばれる方法によって求められる。換言すれば、
パイロットトーン信号は「ベースバンド」に変換され、
その結果振幅を決定するための必要なフィルタリングは
ローパス範囲におけるフィルタリングによって実行され
ることが可能である。この場合、それぞれのパイロット
トーン周波数Ｆ１またはＦ２に関する信号発生器はそれ
ぞれの場合に、２つのパイロットトーンキャリアを供給
し、これらはもし２つのパイロットトーンが用いられる
ならば、互いに他に９０゜だけそれぞれ位相シフトされ
る。プレーバック信号Ｖは相当する乗算器内でこれらパ
イロットトーンキャリアと混合される。得られた積はロ
ーパスフィルタされ、平方され、そして合計され、その
結果それぞれのパイロットトーンに関して得られた信号
はパイロットトーン振幅の平方に相当する。もし２つの
パイロットトーンが用いられるならば、２つのパイロッ
トトーン振幅間の差異はこうして、ヘッドのトラック位
置上の情報を含むように決定され、これは読み出し／書
き込みヘッドの位置を制御するための自動制御装置に供
給されることが出来る。
号内に存在するパイロットトーンの振幅は、直交ミキシ
ングと呼ばれる方法によって求められる。換言すれば、
パイロットトーン信号は「ベースバンド」に変換され、
その結果振幅を決定するための必要なフィルタリングは
ローパス範囲におけるフィルタリングによって実行され
ることが可能である。この場合、それぞれのパイロット
トーン周波数Ｆ１またはＦ２に関する信号発生器はそれ
ぞれの場合に、２つのパイロットトーンキャリアを供給
し、これらはもし２つのパイロットトーンが用いられる
ならば、互いに他に９０゜だけそれぞれ位相シフトされ
る。プレーバック信号Ｖは相当する乗算器内でこれらパ
イロットトーンキャリアと混合される。得られた積はロ
ーパスフィルタされ、平方され、そして合計され、その
結果それぞれのパイロットトーンに関して得られた信号
はパイロットトーン振幅の平方に相当する。もし２つの
パイロットトーンが用いられるならば、２つのパイロッ
トトーン振幅間の差異はこうして、ヘッドのトラック位
置上の情報を含むように決定され、これは読み出し／書
き込みヘッドの位置を制御するための自動制御装置に供
給されることが出来る。
【０００７】本発明による回路または本発明による方法
は、（アナログまたはディジタル形式において）充分に
集積されることができ、何の調整も必要とせず、そして
安価である。本発明による手法のさらに別の利点は、復
調のために達成されるパイロットキャリアがデータ情報
の再発生されたチャンネルクロックに結合出来ることで
あり、その結果としてビデオレコーダの異なる速度がも
はや、ヘッドの位置の制御に何の影響も与えることがな
い。もしテープ速度に何らかのワウおよびフラッタが存
在すれば、周波数選択が信号に追従する。このことは特
に、早送り、スローモーションモードまたは他の特別な
効果モードの場合に重要となる。
は、（アナログまたはディジタル形式において）充分に
集積されることができ、何の調整も必要とせず、そして
安価である。本発明による手法のさらに別の利点は、復
調のために達成されるパイロットキャリアがデータ情報
の再発生されたチャンネルクロックに結合出来ることで
あり、その結果としてビデオレコーダの異なる速度がも
はや、ヘッドの位置の制御に何の影響も与えることがな
い。もしテープ速度に何らかのワウおよびフラッタが存
在すれば、周波数選択が信号に追従する。このことは特
に、早送り、スローモーションモードまたは他の特別な
効果モードの場合に重要となる。
【０００８】理想的には、テープから読み出されたプレ
ーバック信号が、直交ミキシングへのプレーバック信号
を供給する前にローパスフィルタでフィルタされること
が望ましく、その結果、周波数Ｆ１およびＦ２より上の
スペクトルコンポーネントが除去される。このことは回
路の引き続くブロックの、または方法の、ダイナミック
スに、すなわち処理速度に負わせる要求を改善的に節減
させる。さらにまた、ミキサに供給されるローカルパイ
ロットトーン信号が正確に正弦的でないならば、上流ロ
ーパスフィルタが必要である。その結果、パイロットト
ーンの高調波におけるスペクトルコンポーネントは、ミ
キサの前で抑圧される。上流ローパスフィルタがパイロ
ットトーンの両方の信号パスによって共有されるため、
このことはまた回路がアナログ形態であるならば整合の
ために改善的である。もし回路がディジタル形態である
ならば、上流ローパスフィルタはプレーバック信号のデ
シメーション、すなわち帯域幅の削減、をもたらし、そ
の結果より遅い速度においてサンプリング定理を基にし
て引き続く動作の計算を実行することを可能とする。
ーバック信号が、直交ミキシングへのプレーバック信号
を供給する前にローパスフィルタでフィルタされること
が望ましく、その結果、周波数Ｆ１およびＦ２より上の
スペクトルコンポーネントが除去される。このことは回
路の引き続くブロックの、または方法の、ダイナミック
スに、すなわち処理速度に負わせる要求を改善的に節減
させる。さらにまた、ミキサに供給されるローカルパイ
ロットトーン信号が正確に正弦的でないならば、上流ロ
ーパスフィルタが必要である。その結果、パイロットト
ーンの高調波におけるスペクトルコンポーネントは、ミ
キサの前で抑圧される。上流ローパスフィルタがパイロ
ットトーンの両方の信号パスによって共有されるため、
このことはまた回路がアナログ形態であるならば整合の
ために改善的である。もし回路がディジタル形態である
ならば、上流ローパスフィルタはプレーバック信号のデ
シメーション、すなわち帯域幅の削減、をもたらし、そ
の結果より遅い速度においてサンプリング定理を基にし
て引き続く動作の計算を実行することを可能とする。
【０００９】２つのパイロットトーンの復調のために、
２つのパイロットトーン発生器が必要であり、これはパ
イロットトーンに関して、再発生されたシステムクロッ
ク（＝プレーバック信号のデータクロック）の分割によ
って発生されることが改善的に可能となる。このシステ
ムクロックはＡ／Ｄ変換およびチャンネル復調器のディ
ジタル部分に関して必要となる。
２つのパイロットトーン発生器が必要であり、これはパ
イロットトーンに関して、再発生されたシステムクロッ
ク（＝プレーバック信号のデータクロック）の分割によ
って発生されることが改善的に可能となる。このシステ
ムクロックはＡ／Ｄ変換およびチャンネル復調器のディ
ジタル部分に関して必要となる。
【００１０】たとえば、ＤＶＣカセット（ＤＶＣ＝ディ
ジタルビデオカセット）の場合においては、パイロット
トーンは、 Ｆ１＝ＦＳ／６０＝６９７ｋＨｚ Ｆ２＝ＦＳ／９０＝４６４．４ｋＨｚ、の周波数を持
ち、ＦＳはシステムクロック周波数（約４１．８ＭＨ
ｚ）である。
ジタルビデオカセット）の場合においては、パイロット
トーンは、 Ｆ１＝ＦＳ／６０＝６９７ｋＨｚ Ｆ２＝ＦＳ／９０＝４６４．４ｋＨｚ、の周波数を持
ち、ＦＳはシステムクロック周波数（約４１．８ＭＨ
ｚ）である。
【００１１】都合よいことに、本発明による手法はアナ
ログ形式の回路に関しても、およびプレーバック信号が
適切な分解能を持つディジタル形式で利用されるならば
ディジタル形式の回路に関しても使用されることが出来
る。この場合には、必要とされるローパスフィルタはデ
ィジタルフィルタによって実現される。
ログ形式の回路に関しても、およびプレーバック信号が
適切な分解能を持つディジタル形式で利用されるならば
ディジタル形式の回路に関しても使用されることが出来
る。この場合には、必要とされるローパスフィルタはデ
ィジタルフィルタによって実現される。
【００１２】ディジタル化バージョンの場合には、上流
入力ローパスフィルタを一連のサブフィルタに分割する
ことが改善的に可能である。Ａ／Ｄコンバータからの読
み出し信号は高サンプリングレートに達するため、第１
サブフィルタはこの高いデータレートにおいて動作する
必要がある。しかし、第１サブフィルタは最初にデータ
レートをデシメートする効果を有しているため、時分割
多重されたハードウェアによる処理は引き続くサブフィ
ルタに関して可能であり、この信号は今や第１ローパス
フィルタに関係するよりもより低い帯域幅を有してい
る。引き続くローパスサブフィルタのさらなるデシメー
ションは、パイロットトーンを含む信号のデータレート
を、乗算器（復調器）が単独の並列／直列構造によって
実現出来る程度に低めるという効果を有している。さら
に、入力ローパスフィルタを一連のローパスフィルタに
分割することは、第１フィルタに続くフィルタが関係す
るパイロットトーンの周波数に適合できるような利点を
提供する。
入力ローパスフィルタを一連のサブフィルタに分割する
ことが改善的に可能である。Ａ／Ｄコンバータからの読
み出し信号は高サンプリングレートに達するため、第１
サブフィルタはこの高いデータレートにおいて動作する
必要がある。しかし、第１サブフィルタは最初にデータ
レートをデシメートする効果を有しているため、時分割
多重されたハードウェアによる処理は引き続くサブフィ
ルタに関して可能であり、この信号は今や第１ローパス
フィルタに関係するよりもより低い帯域幅を有してい
る。引き続くローパスサブフィルタのさらなるデシメー
ションは、パイロットトーンを含む信号のデータレート
を、乗算器（復調器）が単独の並列／直列構造によって
実現出来る程度に低めるという効果を有している。さら
に、入力ローパスフィルタを一連のローパスフィルタに
分割することは、第１フィルタに続くフィルタが関係す
るパイロットトーンの周波数に適合できるような利点を
提供する。
【００１３】以下の関係は、乗算器に加えられるパイロ
ットトーンキャリア信号に関して適用される。
ットトーンキャリア信号に関して適用される。
【００１４】 Ａ０（ｔ）＝Ｃｃｏｓ（２ｐｉ［Ｆｓ／６０］ｔ） （１） Ａ１（ｔ）＝Ｃｓｉｎ（２ｐｉ［Ｆｓ／６０］ｔ） （１） Ｂ０（ｔ）＝Ｃｃｏｓ（２ｐｉ［Ｆｓ／９０］ｔ） （２） Ｂ１（ｔ）＝Ｃｓｉｎ（２ｐｉ［Ｆｓ／９０］ｔ） （２） Ｆｓはプレーバック信号のデータクロックである。場合
（１）はパイロットトーンＦ１に相当し、一方場合
（２）は、パイロットトーンＦ２に相当する。安全側と
なるため、ディジタルの場合においては、サンプリング
はサンプリング定理による最小必要周波数よりも高い周
波数、 Ｆｓ１＝Ｆｓ／２０ および Ｆｓ２＝Ｆｓ／３０ で行われる。
（１）はパイロットトーンＦ１に相当し、一方場合
（２）は、パイロットトーンＦ２に相当する。安全側と
なるため、ディジタルの場合においては、サンプリング
はサンプリング定理による最小必要周波数よりも高い周
波数、 Ｆｓ１＝Ｆｓ／２０ および Ｆｓ２＝Ｆｓ／３０ で行われる。
【００１５】その結果、以下はサンプルされた値のシー
ケンスに関して得られる。
ケンスに関して得られる。
【００１６】 Ａ０（ｋ）＝Ｂ０（ｋ）＝Ｃｃｏｓ（２ｐｉ ｋ／３）
Ｋ＝０，１，２ Ａ１（ｋ）＝Ｂ１（ｋ）＝Ｃｓｉｎ（２ｐｉ ｋ／３）
Ｋ＝０，１，２ こうして、単に２から３の異なる数値がキャリアを発生
するために発生されるべきである。
Ｋ＝０，１，２ Ａ１（ｋ）＝Ｂ１（ｋ）＝Ｃｓｉｎ（２ｐｉ ｋ／３）
Ｋ＝０，１，２ こうして、単に２から３の異なる数値がキャリアを発生
するために発生されるべきである。
【００１７】乗算または復調に引き続き、信号のサンプ
リングレートは引き続く処理段階がディジタル信号プロ
セッサによって容易に行い得る程度にまでデシメートさ
れる。このことは、すでにディジタル信号プロセッサ、
たとえばディジタルサーボプロセッサ、を含む装置にお
いては好都合である。
リングレートは引き続く処理段階がディジタル信号プロ
セッサによって容易に行い得る程度にまでデシメートさ
れる。このことは、すでにディジタル信号プロセッサ、
たとえばディジタルサーボプロセッサ、を含む装置にお
いては好都合である。
【００１８】乗算器のローカル入力に存在する復調のた
めのパイロットトーンキャリアは、ローカルクロック信
号Ｔから周波数分割によって発生させることが望まし
く、このことは、一方ではローカル的に設けられた水晶
による周波数において発生されるか、または蓄積媒体か
らのシステムクロックと共に到達するデータ信号に同期
させるかして、ローカルクロック信号として用いること
が可能である。
めのパイロットトーンキャリアは、ローカルクロック信
号Ｔから周波数分割によって発生させることが望まし
く、このことは、一方ではローカル的に設けられた水晶
による周波数において発生されるか、または蓄積媒体か
らのシステムクロックと共に到達するデータ信号に同期
させるかして、ローカルクロック信号として用いること
が可能である。
【００１９】プレーバックの開始直後には、水晶基準が
用いられ、一方入力されたデータ信号またはプレーバッ
ク信号にクロックが同期した後には、後者のクロックが
用いられることが望ましい。
用いられ、一方入力されたデータ信号またはプレーバッ
ク信号にクロックが同期した後には、後者のクロックが
用いられることが望ましい。
【００２０】都合よいことに、パイロットトーンブラン
チのローパスフィルタは、集積回路上に配置されること
が出来、一方入力ローパスフィルタは外部的である。集
積回路上に全てのローパスフィルタを配置することもま
た可能である。
チのローパスフィルタは、集積回路上に配置されること
が出来、一方入力ローパスフィルタは外部的である。集
積回路上に全てのローパスフィルタを配置することもま
た可能である。
【００２１】さらに、この回路はクロック発振器をプレ
ーバック信号のシステムクロックに同期させるフェーズ
ロックループの一部である、周波数制御されたクロック
発振器および位相検出器を持つことが出来る。この場合
には、ディジタル制御バスによって、そのフリーランニ
ング周波数においてクロック発振器は調節されることが
可能である。クロック発振器のフリーランニング周波数
を調節するために、後に位相検出器の入力に加えられ
る、既知の周波数の水晶発振器からの基準クロックを用
いることが出来る。次に周波数制御されたクロック発振
器の制御電圧がこの場合、回路の外部ピンにおいて利用
出来る。都合よいことに、フェーズロックループは位相
検出器の１つの入力に現れる入力信号の周波数を乗算す
るので、クロックはデバイダを通してフィードバックさ
れる。このクロック周波数は、２つのパイロットトーン
周波数を発生させるためにデバイダ係数として４の係数
が存在するように、都合よく選択される。この場合に
は、４のデバイダ係数は最終段として接続され、その結
果信号発生器は０゜および９０゜の位相位置を持つパイ
ロットトーンキャリアを、２つのパイロットトーンのそ
れぞれに供給することが出来る。
ーバック信号のシステムクロックに同期させるフェーズ
ロックループの一部である、周波数制御されたクロック
発振器および位相検出器を持つことが出来る。この場合
には、ディジタル制御バスによって、そのフリーランニ
ング周波数においてクロック発振器は調節されることが
可能である。クロック発振器のフリーランニング周波数
を調節するために、後に位相検出器の入力に加えられ
る、既知の周波数の水晶発振器からの基準クロックを用
いることが出来る。次に周波数制御されたクロック発振
器の制御電圧がこの場合、回路の外部ピンにおいて利用
出来る。都合よいことに、フェーズロックループは位相
検出器の１つの入力に現れる入力信号の周波数を乗算す
るので、クロックはデバイダを通してフィードバックさ
れる。このクロック周波数は、２つのパイロットトーン
周波数を発生させるためにデバイダ係数として４の係数
が存在するように、都合よく選択される。この場合に
は、４のデバイダ係数は最終段として接続され、その結
果信号発生器は０゜および９０゜の位相位置を持つパイ
ロットトーンキャリアを、２つのパイロットトーンのそ
れぞれに供給することが出来る。
【００２２】ディジタルの場合においては、パイロット
トーンブランチのローパスフィルタはＭＴＡ（ムービン
グタイムアベレージ）フィルタとして設計される。
トーンブランチのローパスフィルタはＭＴＡ（ムービン
グタイムアベレージ）フィルタとして設計される。
【００２３】都合よいことに、クロックを発生させるた
めの装置は、３つの動作モードを有しており、 ｉ） トラックを発見するために、そして発振器を調節
するために、水晶発振器および、デバイダＤを通してク
ロック（Ｔ）のフィードバックを用いるＰＬＬ動作； ｉｉ） 特に特別な効果モードにおいて、プレーバック
信号のデータクロックおよび、プレーバック動作におい
てデバイダＤを通してフィードバックを用いるＰＬＬ動
作； ｉｉｉ） テープ速度を測定するために、周波数検出器
ＦＤの助けを得て、水晶発振器の周波数と、データクロ
ックの周波数とを比較する。
めの装置は、３つの動作モードを有しており、 ｉ） トラックを発見するために、そして発振器を調節
するために、水晶発振器および、デバイダＤを通してク
ロック（Ｔ）のフィードバックを用いるＰＬＬ動作； ｉｉ） 特に特別な効果モードにおいて、プレーバック
信号のデータクロックおよび、プレーバック動作におい
てデバイダＤを通してフィードバックを用いるＰＬＬ動
作； ｉｉｉ） テープ速度を測定するために、周波数検出器
ＦＤの助けを得て、水晶発振器の周波数と、データクロ
ックの周波数とを比較する。
【００２４】この回路は、部分的には並列な算術および
論理の助けを得て、そして部分的にはディジタル信号プ
ロセッサ上のプログラムとして、実現することが出来
る。
論理の助けを得て、そして部分的にはディジタル信号プ
ロセッサ上のプログラムとして、実現することが出来
る。
【００２５】
【実施例】本発明は、図面を参照しながら以下に説明さ
れる。
れる。
【００２６】図１は、図５に説明されているような記録
された、利用される２つのパイロットトーンの振幅から
磁気テープ記録装置の書き込み読み出しヘッドの位置決
めのための制御信号Ｙを求めるための検出回路の１つの
望ましい実施例を示している。たとえばこの場合、トラ
ック０は望まれる信号に加えてパイロットトーンＦ１を
含み、トラック１は望まれる信号のみを含み、トラック
２は望まれる信号に加えてパイロットトーンＦ２を含
み、トラック３は望まれる信号のみを含み、そしてトラ
ック４は望まれる信号に加えてパイロットトーンＦ１を
含む、以下同様。アナログの場合における１つの実施例
が表現されている。テープから読み出された信号Ｕ(プ
レーバック信号）が第１共通ローパス入力フィルタＬＰ
Ｆ１においてローパスフィルタされ、パイロットトーン
周波数Ｆ１またはＦ２それぞれより上の強いスペクトル
コンポーネントを除去させる。結果として得られたロー
パスフィルタされたプレーバック信号Ｖは、周波数Ｆ１
に関しては第１直交ミキシングブランチ１に、そしてパ
イロットトーン周波数Ｆ２に関しては第２直交ミキシン
グブランチ２に供給される。第２直交ミキシングブラン
チはパイロットトーン周波数に関してのみ第１と異なっ
ており、第１直交ミキシングブランチ１は以下のように
説明される。信号発生器ＳＧ１はパイロットトーン周波
数Ｆ１の２つのキャリアを供給し、これらは図１に表さ
れているように、互いに９０゜だけ位相シフトされてい
る。絵画的に表現すれば、このことは一方の場合にはサ
イン波発振が行われ、そして他の場合にはコサイン波発
振が行われる。直交ミキシングブランチ１は２つのサブ
ブランチを含んでおり、これらはそれぞれ、ミキサＭ１
０、ローパスフィルタＬＰＦ１０および平方器Ｑ１０に
よって、そしてミキサＭ１１、ローパスフィルタＬＰＦ
１１および平方器Ｑ１１によって形成されている。ロー
パスフィルタされたプレーバック信号Ｖは、信号発生器
ＳＧ１によって発生されたキャリアと乗算器Ｍ１０およ
びＭ１１内で混合される。ミキサ内で得られた積は、そ
れぞれのローパスフィルタＬＰＦ１０およびＬＰＦ１１
内でローパスフィルタされ、そして引き続いて相当する
平方器Ｑ１０およびＱ１１内で平方される。ローパスフ
ィルタＬＰＦ１０およびＬＰＦ１１を適切に選択するこ
とにより、高次高調波が抑圧され、その結果、平方器の
中ではパイロットトーン振幅に相当する１／４の値を持
つｃｏｓ２またはｓｉｎ２が各々の場合に形成される。
ポイントＡ１において２つの値を加算することにより、
結果的に出力信号Ｘ１として、これ自体は無意味である
が、１／４の一定の係数によって乗算された、パイロッ
トトーンＦ１の振幅平方が得られる。同じ動作が直交ブ
ランチ２においても実行され、ここでは信号発生器ＦＧ
２が互いに他に９０゜だけ位相シフトされた周波数Ｆ２
の２つのパイロットトーンキャリアを発生する差異があ
るのみである。この場合、直交ブランチ２は、乗算器Ｍ
２０およびＭ２１、ローパスフィルタＬＰＦ２０および
ＬＰＦ２１、および平方器Ｑ２０およびＱ２１を含んで
おり、２つのサブブランチの結果はポイントＡ２におい
て加えられ、その結果純粋なノーマライズ係数を表す、
１／４の係数によって乗算された振幅平方を持つ、周波
数Ｆ２に関するパイロットトーン振幅の平方である出力
信号Ｘ２として提供される。パイロットトーンＦ１およ
びＦ２の振幅平方である、得られた２つの出力信号は、
減算器Ｄ１内で互いに他から減算され、そして制御信号
Ｙを与える。都合よいことに、変数Ｘ１およびＸ２の絶
対値を形成することは何の利点も提供せず、そしてさら
に計算の複雑さを増加させ、そして正確さを減ずるのみ
であるため、振幅平方が制御信号として用いられる。
された、利用される２つのパイロットトーンの振幅から
磁気テープ記録装置の書き込み読み出しヘッドの位置決
めのための制御信号Ｙを求めるための検出回路の１つの
望ましい実施例を示している。たとえばこの場合、トラ
ック０は望まれる信号に加えてパイロットトーンＦ１を
含み、トラック１は望まれる信号のみを含み、トラック
２は望まれる信号に加えてパイロットトーンＦ２を含
み、トラック３は望まれる信号のみを含み、そしてトラ
ック４は望まれる信号に加えてパイロットトーンＦ１を
含む、以下同様。アナログの場合における１つの実施例
が表現されている。テープから読み出された信号Ｕ(プ
レーバック信号）が第１共通ローパス入力フィルタＬＰ
Ｆ１においてローパスフィルタされ、パイロットトーン
周波数Ｆ１またはＦ２それぞれより上の強いスペクトル
コンポーネントを除去させる。結果として得られたロー
パスフィルタされたプレーバック信号Ｖは、周波数Ｆ１
に関しては第１直交ミキシングブランチ１に、そしてパ
イロットトーン周波数Ｆ２に関しては第２直交ミキシン
グブランチ２に供給される。第２直交ミキシングブラン
チはパイロットトーン周波数に関してのみ第１と異なっ
ており、第１直交ミキシングブランチ１は以下のように
説明される。信号発生器ＳＧ１はパイロットトーン周波
数Ｆ１の２つのキャリアを供給し、これらは図１に表さ
れているように、互いに９０゜だけ位相シフトされてい
る。絵画的に表現すれば、このことは一方の場合にはサ
イン波発振が行われ、そして他の場合にはコサイン波発
振が行われる。直交ミキシングブランチ１は２つのサブ
ブランチを含んでおり、これらはそれぞれ、ミキサＭ１
０、ローパスフィルタＬＰＦ１０および平方器Ｑ１０に
よって、そしてミキサＭ１１、ローパスフィルタＬＰＦ
１１および平方器Ｑ１１によって形成されている。ロー
パスフィルタされたプレーバック信号Ｖは、信号発生器
ＳＧ１によって発生されたキャリアと乗算器Ｍ１０およ
びＭ１１内で混合される。ミキサ内で得られた積は、そ
れぞれのローパスフィルタＬＰＦ１０およびＬＰＦ１１
内でローパスフィルタされ、そして引き続いて相当する
平方器Ｑ１０およびＱ１１内で平方される。ローパスフ
ィルタＬＰＦ１０およびＬＰＦ１１を適切に選択するこ
とにより、高次高調波が抑圧され、その結果、平方器の
中ではパイロットトーン振幅に相当する１／４の値を持
つｃｏｓ２またはｓｉｎ２が各々の場合に形成される。
ポイントＡ１において２つの値を加算することにより、
結果的に出力信号Ｘ１として、これ自体は無意味である
が、１／４の一定の係数によって乗算された、パイロッ
トトーンＦ１の振幅平方が得られる。同じ動作が直交ブ
ランチ２においても実行され、ここでは信号発生器ＦＧ
２が互いに他に９０゜だけ位相シフトされた周波数Ｆ２
の２つのパイロットトーンキャリアを発生する差異があ
るのみである。この場合、直交ブランチ２は、乗算器Ｍ
２０およびＭ２１、ローパスフィルタＬＰＦ２０および
ＬＰＦ２１、および平方器Ｑ２０およびＱ２１を含んで
おり、２つのサブブランチの結果はポイントＡ２におい
て加えられ、その結果純粋なノーマライズ係数を表す、
１／４の係数によって乗算された振幅平方を持つ、周波
数Ｆ２に関するパイロットトーン振幅の平方である出力
信号Ｘ２として提供される。パイロットトーンＦ１およ
びＦ２の振幅平方である、得られた２つの出力信号は、
減算器Ｄ１内で互いに他から減算され、そして制御信号
Ｙを与える。都合よいことに、変数Ｘ１およびＸ２の絶
対値を形成することは何の利点も提供せず、そしてさら
に計算の複雑さを増加させ、そして正確さを減ずるのみ
であるため、振幅平方が制御信号として用いられる。
【００２７】信号発生器ＳＧ１およびＳＧ２の必要な周
波数を発生させるため、信号発生器は、位相検出器ＰＤ
および周波数制御されたクロック発振器ＶＣＯを含むフ
ェーズロックループ（ＰＬＬ）内で発生されるクロック
周波数Ｔによって制御される。周波数制御されるクロッ
ク発振器は、そのフリーランニング周波数において、信
号Ａｄによって、そしてディジタル制御バスＣＢによっ
て調整されることが出来る。調整のために、既知周波数
の水晶発振器からの基準クロックが位相検出器ＰＤの入
力Ｉに加えられる。ＰＬＬは、位相検出器ＰＤの入力Ｉ
に存在する入力信号の周波数を乗算し、この目的のため
にデバイダＤが位相検出器ＰＤへの、クロック信号Ｔの
フィードバックパス内に配置されることが出来る。
波数を発生させるため、信号発生器は、位相検出器ＰＤ
および周波数制御されたクロック発振器ＶＣＯを含むフ
ェーズロックループ（ＰＬＬ）内で発生されるクロック
周波数Ｔによって制御される。周波数制御されるクロッ
ク発振器は、そのフリーランニング周波数において、信
号Ａｄによって、そしてディジタル制御バスＣＢによっ
て調整されることが出来る。調整のために、既知周波数
の水晶発振器からの基準クロックが位相検出器ＰＤの入
力Ｉに加えられる。ＰＬＬは、位相検出器ＰＤの入力Ｉ
に存在する入力信号の周波数を乗算し、この目的のため
にデバイダＤが位相検出器ＰＤへの、クロック信号Ｔの
フィードバックパス内に配置されることが出来る。
【００２８】図２は、信号発生器ＳＧ１およびＳＧ２の
ためのクロック周波数を実現させる方法を示している。
データクロックレートの２倍が周波数制御されたクロッ
ク発振器ＶＣＯから出力され、そして第１デバイダ内で
係数１５だけ分割される。並列ブランチの後、係数１５
だけ減ぜられたクロック周波数は係数２だけさらに別の
デバイダＣ２１内で、または係数３だけデバイダＣ２２
内で分割される。得られた周波数はそれぞれデバイダＣ
３１またはＣ３２に供給され、ここでは周波数は４の係
数だけさらに減ぜられる。結果として信号発生器ＳＧ１
に関して得られるものは、第１パイロットトーン周波数
Ｆ１であり、これはプレーバック信号のデータクロック
レートの１／６０であり、そして信号発生器ＳＧ２にお
いては、データクロックレートの１／９０であるパイロ
ットトーン周波数Ｆ２である。
ためのクロック周波数を実現させる方法を示している。
データクロックレートの２倍が周波数制御されたクロッ
ク発振器ＶＣＯから出力され、そして第１デバイダ内で
係数１５だけ分割される。並列ブランチの後、係数１５
だけ減ぜられたクロック周波数は係数２だけさらに別の
デバイダＣ２１内で、または係数３だけデバイダＣ２２
内で分割される。得られた周波数はそれぞれデバイダＣ
３１またはＣ３２に供給され、ここでは周波数は４の係
数だけさらに減ぜられる。結果として信号発生器ＳＧ１
に関して得られるものは、第１パイロットトーン周波数
Ｆ１であり、これはプレーバック信号のデータクロック
レートの１／６０であり、そして信号発生器ＳＧ２にお
いては、データクロックレートの１／９０であるパイロ
ットトーン周波数Ｆ２である。
【００２９】図２の左上方に示されているのはパルス図
であり、最上方列はデバイダＣ３１またはＣ３２におけ
る入力クロックを表しており、これはそれぞれ２の係数
によって半分に減ぜられ、そして出力信号ＢおよびＣを
提供するが、これらはそれぞれの信号発生器ＳＧ１また
はＳＧ２の出力において９０゜だけ互いに関して位相シ
フトされている。
であり、最上方列はデバイダＣ３１またはＣ３２におけ
る入力クロックを表しており、これはそれぞれ２の係数
によって半分に減ぜられ、そして出力信号ＢおよびＣを
提供するが、これらはそれぞれの信号発生器ＳＧ１また
はＳＧ２の出力において９０゜だけ互いに関して位相シ
フトされている。
【００３０】図３は、図１による検出器回路のディジタ
ル形態を示している。用いられるパイロットトーン周波
数Ｆ１およびＦ２に相当する方法で入ってくるディジタ
ルプレーバック信号Ｕの帯域幅をデシメートするため
に、図１のローパス入力フィルタが共通ローパス入力フ
ィルタＬＰＦ１８と、それぞれの場合に引き続く、周波
数Ｆ１の直交ミキシングブランチのためのローパスフィ
ルタＬＰＦ１９、およびパイロットトーン周波数Ｆ２の
直交ミキシングブランチのためのローパスフィルタＬＰ
Ｆ２９に分割される。このことは、引き続く処理段階に
おけるサンプリングレートがデシメートされ、その結果
以下に示すように、ポイントＡにおいてはディジタルプ
レーバック信号がまだフルサンプリングレートを持って
いるが、一方第１ローパスフィルタＬＰＦ１８の後のポ
イントＡ１においては、このレートはすでにデシメート
されているという利点を有している。結果として、時分
割多重されたハードウェアによる処理はポイントＡ１か
らポイントＢまでの引き続く回路部分において可能であ
る。フィルタブロックＬＰＦ１９およびＬＰＦ２９にお
けるさらなるデシメートが行われ、その結果、信号Ｖ１
およびＶ２のレートは、全ての乗算器Ｍ１０、Ｍ１１、
Ｍ２０およびＭ２１が簡単な並列／直列構造によって実
現出来る程度に低くされる結果となる。引き続くローパ
スフィルタブロックＬＰＦ１０、ＬＰＦ１１、ＬＰＦ２
０およびＬＰＦ２１において、４つの信号のサンプルレ
ートは、全ての引き続く処理段階がディジタル信号プロ
セッサによって実行出来る程度にデシメートされる。こ
れは特に、既にディジタルサーボプロセッサを含んでい
る装置においては好都合である。ハードウェアとディジ
タル信号プロセッサとの間のインターフェイスはポイン
トＢによって図３に描かれている。
ル形態を示している。用いられるパイロットトーン周波
数Ｆ１およびＦ２に相当する方法で入ってくるディジタ
ルプレーバック信号Ｕの帯域幅をデシメートするため
に、図１のローパス入力フィルタが共通ローパス入力フ
ィルタＬＰＦ１８と、それぞれの場合に引き続く、周波
数Ｆ１の直交ミキシングブランチのためのローパスフィ
ルタＬＰＦ１９、およびパイロットトーン周波数Ｆ２の
直交ミキシングブランチのためのローパスフィルタＬＰ
Ｆ２９に分割される。このことは、引き続く処理段階に
おけるサンプリングレートがデシメートされ、その結果
以下に示すように、ポイントＡにおいてはディジタルプ
レーバック信号がまだフルサンプリングレートを持って
いるが、一方第１ローパスフィルタＬＰＦ１８の後のポ
イントＡ１においては、このレートはすでにデシメート
されているという利点を有している。結果として、時分
割多重されたハードウェアによる処理はポイントＡ１か
らポイントＢまでの引き続く回路部分において可能であ
る。フィルタブロックＬＰＦ１９およびＬＰＦ２９にお
けるさらなるデシメートが行われ、その結果、信号Ｖ１
およびＶ２のレートは、全ての乗算器Ｍ１０、Ｍ１１、
Ｍ２０およびＭ２１が簡単な並列／直列構造によって実
現出来る程度に低くされる結果となる。引き続くローパ
スフィルタブロックＬＰＦ１０、ＬＰＦ１１、ＬＰＦ２
０およびＬＰＦ２１において、４つの信号のサンプルレ
ートは、全ての引き続く処理段階がディジタル信号プロ
セッサによって実行出来る程度にデシメートされる。こ
れは特に、既にディジタルサーボプロセッサを含んでい
る装置においては好都合である。ハードウェアとディジ
タル信号プロセッサとの間のインターフェイスはポイン
トＢによって図３に描かれている。
【００３１】図４は、検出器装置のためのクロックＴを
発生するための可能な全体配置を示している。周波数制
御される発振器ＶＣＯは３つの動作モードによって制御
され、すなわち一方ではトラックを発見するために、そ
して発振器ＶＣＯを調整するために、外部水晶発振器周
波数を用いるＰＬＬ動作、およびデバイダＤを通しての
クロックのフィードバックであり、他方ではプレーバッ
ク信号のデータクロックを用いるＰＬＬ動作、およびプ
レーバックモードにおいてデバイダＤを通したクロック
のフィードバックであり、これは特に特別効果モードの
場合に好都合であり、そしてテープ速度を測定するため
に周波数検出器ＦＤの助けを得て、水晶発振器の周波数
をデータクロックの周波数と比較することである。得ら
れた値は、外部ピンＰを通して、または制御バスＣＢを
通してディジタル形態で読み出すことが出来る。
発生するための可能な全体配置を示している。周波数制
御される発振器ＶＣＯは３つの動作モードによって制御
され、すなわち一方ではトラックを発見するために、そ
して発振器ＶＣＯを調整するために、外部水晶発振器周
波数を用いるＰＬＬ動作、およびデバイダＤを通しての
クロックのフィードバックであり、他方ではプレーバッ
ク信号のデータクロックを用いるＰＬＬ動作、およびプ
レーバックモードにおいてデバイダＤを通したクロック
のフィードバックであり、これは特に特別効果モードの
場合に好都合であり、そしてテープ速度を測定するため
に周波数検出器ＦＤの助けを得て、水晶発振器の周波数
をデータクロックの周波数と比較することである。得ら
れた値は、外部ピンＰを通して、または制御バスＣＢを
通してディジタル形態で読み出すことが出来る。
【００３２】都合よいことに、この回路は集積されたＣ
ＭＯＳ回路上に充分なディジタル形態（振幅および時間
ディスクリート）で実現することが可能である。この場
合、入力信号Ｕはプレーバック信号のためのＡ／Ｄコン
バータから得られる。フィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ１１、
ＬＰＦ１２、ＬＰＦ２０およびＬＰＦ２１は、ＭＴＡフ
ィルタまたは櫛形フィルタとして知られている特別なフ
ィルタ構造で備えられる。
ＭＯＳ回路上に充分なディジタル形態（振幅および時間
ディスクリート）で実現することが可能である。この場
合、入力信号Ｕはプレーバック信号のためのＡ／Ｄコン
バータから得られる。フィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ１１、
ＬＰＦ１２、ＬＰＦ２０およびＬＰＦ２１は、ＭＴＡフ
ィルタまたは櫛形フィルタとして知られている特別なフ
ィルタ構造で備えられる。
【００３３】
【発明の効果】パイロットトーンの振幅の簡単な、そし
て信頼出来る決定を可能とする、ヘリカルスキャン方法
を基にした磁気テープのための記録装置の場合におけ
る、パイロットトーンを持つトラッキング制御のための
回路および方法を提供できる。
て信頼出来る決定を可能とする、ヘリカルスキャン方法
を基にした磁気テープのための記録装置の場合におけ
る、パイロットトーンを持つトラッキング制御のための
回路および方法を提供できる。
【図１】アナログの場合における検出回路を示す図。
【図２】ミクスされるべきパイロットトーンキャリアの
発生を示す図。
発生を示す図。
【図３】ディジタル形態におけるパイロットトーン検出
器を示す図。
器を示す図。
【図４】信号クロックを発生させるためのクロック発生
を示す図。
を示す図。
【図５】２つのパイロットトーンを用いる、ヘリカルス
キャン記録方法を表す図。
キャン記録方法を表す図。
Ｕ プレーバック信号 Ｖ ローパスフィルタされたプレーバック信号 Ｔ クロック ＬＰＦ１ ローパスフィルタ １ 第１パイロットトーンブランチ ２ 第２パイロットトーンブランチ Ｍ１０ 乗算器 Ｍ１１ 乗算器 Ｍ２０ 乗算器 Ｍ２１ 乗算器 ＳＧ１ 信号発生器 ＳＧ２ 信号発生器 ＬＰＦ１０ ローパスフィルタ ＬＰＦ１１ ローパスフィルタ ＬＰＦ２０ ローパスフィルタ ＬＰＦ２１ ローパスフィルタ ＬＰＦ１８ ローパスフィルタ ＬＰＦ１９ ローパスフィルタ ＬＰＦ２９ ローパスフィルタ Ｑ１０ 平方器 Ｑ１１ 平方器 Ｑ２０ 平方器 Ｑ２１ 平方器 Ａ１ 加算器 Ａ２ 加算器 Ｘ１ 集合信号 Ｘ２ 集合信号 Ｄ１ 減算器 Ｙ 差異信号 ＰＤ 位相検出器 ＶＣＯ 周波数制御されたクロック発振器 ＣＢ 制御バス Ａｄ 調節用信号 Ｄ デバイダ ＦＤ 周波数検出器 Ｓ１０ スイッチ Ｓ１１ スイッチ Ｓ２０ スイッチ ＸＯ 外部水晶発振器 Ｐ 端子 Ｖ１ ローパスフィルタされた信号 Ｖ２ ローパスフィルタされた信号
フロントページの続き (72)発明者 ユルゲン カーデン ドイツ連邦共和国 フィリンゲン イム タンヘールンレ 10 (72)発明者 ザビーネ ロート ドイツ連邦共和国 メンヒヴァイラー オ ーベレ ミューレン シュトラーセ 56 (72)発明者 ハインリッヒ シェマン ドイツ連邦共和国 フィリンゲン ダンツ ィガー−シュトラーセ 17
Claims (31)
- 【請求項１】 ヘリカルスキャン磁気テープ記録の場合
におけるトラッキング制御のためのパイロットトーンの
検出回路において、それぞれのパイロットトーンの振幅
の決定がベースバンド内への直交ミキシングによって行
われることを特徴とする、パイロットトーンのための検
出回路。 - 【請求項２】 ２つの異なるパイロットトーンが用いら
れ、そして求められた振幅間の、または振幅平方間の差
異がトラッキング制御を制御するために用いられるよう
な、請求項第１項記載の回路。 - 【請求項３】 パイロットトーン振幅の平方が求められ
るような、請求項第１項または第２項記載の回路。 - 【請求項４】 トラックから読み出されたプレーバック
信号が直交ミキシングの前に第１ローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ１）内でローパスフィルタされるような、前出請求
項の１つに記載の回路。 - 【請求項５】 回路が第１パイロットトーンの振幅決定
のためのブランチ（１）と、第１ブランチに並列な第２
パイロットトーンの振幅決定のためのブランチ（２）と
を持つような、前出請求項の１つに記載の回路。 - 【請求項６】 各パイロットトーンブランチ（１、２）
が、乗算器（Ｍ１０、Ｍ１１；Ｍ２０、Ｍ２１）の直列
接続と、引き続くローパスフィルタ（ＬＰＦ１０、ＬＰ
Ｆ１１；ＬＰＦ２０、ＬＰＦ２１）と、そして平方器
（Ｑ１０、Ｑ１１；Ｑ２０、Ｑ２１）とを含む２つの並
列なサブブランチを含み、パイロットトーンを含むロー
パスフィルタされたプレーバック信号は乗算器（Ｍ１
０、Ｍ１１；Ｍ２０、Ｍ２１）内でそれぞれのパイロッ
トトーンの周波数のパイロットトーンキャリアと乗算さ
れ、サブブランチ内で用いられるパイロットトーンキャ
リアはそれぞれ９０゜だけ位相シフトされ、そしてそれ
ぞれのサブブランチの結果が加えられるような、請求項
第５項記載の回路。 - 【請求項７】 パイロットトーンキャリアが、それぞれ
の信号発生器（ＳＧ１、ＳＧ２）内のローカルクロック
信号（Ｔ）から周波数分割によって乗算器（Ｍ１０、Ｍ
１１；Ｍ２０、Ｍ２１）の入力に発生されるような、請
求項第６項記載の回路。 - 【請求項８】 ローカルクロック信号（Ｔ）の周波数
が、局部的に設けられた水晶（ＸＯ）によって発生され
るような、請求項第７項記載の回路。 - 【請求項９】 ローカルクロック信号（Ｔ）が、蓄積媒
体からくるプレーバック信号に同期しているような、請
求項第７項記載の回路。 - 【請求項１０】 プレーバックの開始の直後には水晶基
準（ＸＯ）が用いられ、そして入ってくるプレーバック
信号に同期した後には、プレーバック信号のデータクロ
ックが用いられるような、請求項第８項および第９項記
載の回路。 - 【請求項１１】 直交ミキシングの上流に配置されたロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ１）が、３つのローパスフィル
タ（ＬＰＦ１８、ＬＰＦ１９、ＬＰＦ２９）で置換さ
れ、第１ローパスフィルタ（ＬＰＦ１８）が入ってくる
プレーバック信号をフィルタし、一方さらに別のローパ
スフィルタ（ＬＰＦ１９、ＬＰＦ２９）はそれぞれ相当
するパイロットトーンブランチ（１、２）の前（上流）
に配置されるような、請求項１項から１０項までのうち
何れか１項記載の回路。 - 【請求項１２】 さらに別のローパスフィルタ（ＬＰＦ
１９、ＬＰＦ２９）がそれぞれのパイロットトーンの周
波数（Ｆ１、Ｆ２）に適合されるような、請求項第１１
項記載の回路。 - 【請求項１３】 パイロットトーンブランチ（１、２）
のローパスフィルタ（ＬＰＦ１０、ＬＰＦ１１、ＬＰＦ
２０、ＬＰＦ２１）が集積回路上に配置され、そしてフ
ロントローパスフィルタ（ＬＰＦ１；ＬＰＦ１８、ＬＰ
Ｆ１９、ＬＰＦ２０）が外部にあるような、請求項第１
項から第１２項までの１つに記載の回路。 - 【請求項１４】 全てのローパスフィルタ（ＬＰＦ１、
ＬＰＦ１０、ＬＰＦ１１、ＬＰＦ２０、ＬＰＦ２１）が
集積回路上に配置されているような、請求項第１項から
第１２項までの１つに記載の回路。 - 【請求項１５】 回路が、フェーズロックループ（ＰＬ
Ｌ）の一部である、周波数制御されたクロック発振器
（ＶＣＯ）および位相検出器（ＰＤ）を有するような、
請求項１項から１４項までのうち何れか１項記載の
回路。 - 【請求項１６】 クロック発振器（ＶＣＯ）がディジタ
ル制御バス（ＣＢ）によって、そのフリーランニング周
波数において調節可能であるような、請求項第１５項記
載の回路。 - 【請求項１７】 フリーランニング周波数を調節するた
めに、既知周波数の水晶発振器（ＸＯ）からの基準クロ
ックが位相検出器（ＰＤ）の入力に加えられるような、
請求項第１６項記載の回路。 - 【請求項１８】 周波数制御されたクロック発振器（Ｖ
ＣＯ）の制御電圧（Ｕｃ）が回路の外部ピン（Ｐ）にお
いて利用できるような、請求項第１７項記載の回路。 - 【請求項１９】 フェーズロックループ（ＰＬＬ）が、
位相検出器（ＰＤ）の１つの入力に現れる入力信号の周
波数を乗算するような、請求項第１８項記載の回路。 - 【請求項２０】 クロック発振器（ＶＣＯ）のクロック
信号（Ｔ）が、デバイダ（Ｄ）を通してフェーズロック
ループ（ＰＬＬ）内にフィードバックされるような、請
求項第１９項記載の回路。 - 【請求項２１】 ２つのパイロットトーン周波数を発生
させるための出番だ係数において４の係数が存在するよ
うに、クロック周波数が選択されているような、前出請
求項の１つに記載の回路。 - 【請求項２２】 「４」のデバイダ係数が最終段として
接続され、そして０゜および９０゜の位相位置が２つの
トーンのそれぞれのために供給されるような、請求項第
２１項記載の回路。 - 【請求項２３】 パイロットトーンブランチのローパス
フィルタ（ＬＰＦ１０、ＬＰＦ１１、ＬＰＦ２０、ＬＰ
Ｆ２１）がＭＴＡ（ムービングタイムアベレージ；移動
時間平均）フィルタとして設計されているような、請求
項１項から２２項までのうち何れか１項記載の回路。 - 【請求項２４】 クロックＴを発生させるための装置が
３つの動作モード、 ｉ） トラックを発見するために、そして発振器を調整
するために、水晶発振器および、デバイダＤを通しての
クロック（Ｔ）のフィードバックを用いるＰＬＬ動作； ｉｉ） 特に特別な効果モードの場合において、プレー
バック信号のデータクロックおよび、プレーバック動作
においてデバイダＤを通してのフィードバックを用いる
ＰＬＬ動作； ｉｉｉ） テープ速度を測定するために周波数検出器Ｆ
Ｄの助けを得て、水晶発振器の周波数とデータクロック
の周波数を比較する；を持つような、請求項1項から２
３項までのうち何れか1項記載の記載の回路。 - 【請求項２５】 回路が、部分的には並列な算術および
論理の助けを得て、そして部分的にはディジタル信号プ
ロセッサ上のプログラムとして実現されるような、請求
項１項から２４項までのうち何れか１項記載の記載の回
路。 - 【請求項２６】 ヘリカルスキャン磁気テープ記録の場
合におけるパイロットトーン振幅の決定のための方法に
おいて、プレーバック信号内に含まれるパイロットトー
ン（Ｆ１、Ｆ２）の振幅が、ベースバンド内へのそれぞ
れの直交ミキシングによって決められることを特徴とす
る磁気テープ記録の場合におけるトラッキング制御のた
めのパイロットトーンの検出方法。 - 【請求項２７】 プレーバック信号が、相当するパイロ
ットトーン周波数（Ｆ１、Ｆ２）のパイロットトーンキ
ャリアと、そしてこれに並列に、９０゜だけそれに関し
て位相シフトされたパイロットトーンキャリアと、備え
られたパイロットトーンに関して乗算され、結果は引き
続いてローパスフィルタされ、そして次に加えられ、そ
れによって相当するパイロットトーンの振幅平方が得ら
れるような、請求項第２６項記載の方法。 - 【請求項２８】 プレーバック信号が直交ミキシングの
前にローパスフィルタされるような、請求項第２７項記
載の方法。 - 【請求項２９】 ２つのパイロットトーンが用いられる
ような、請求項２６項から２８項までのうち何れか１項
記載の方法。 - 【請求項３０】 複数のパイロットトーン振幅間の差異
がトラッキング制御のための制御信号として用いられる
ような、請求項第２９項記載の方法。 - 【請求項３１】 パイロットトーンキャリアの周波数
（Ｆ１、Ｆ２）がプレーバック信号のデータクロックに
結合されるような、請求項２６項から３０項までのうち
何れか１項記載の方法。
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