JP2583723B2 - 反射ビーム方式による間隔距離測定のための方法及び装置 - Google Patents
反射ビーム方式による間隔距離測定のための方法及び装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は反射ビーム方式による間隔距離測定のための
方法であって、周期的に周波数変調される電気的送信信
号に基づいて送信信号周波数（送信周波数）の送信波を
送信し、目標物において反射された反射波を、該反射波
の周波数（受信周波数）の電気的受信信号に変換し、前
記送信周波数と受信周波数を、一定の基準周波数を用い
て共通のミクサで送信−受信−中間周波数混合生成波に
変換し、該送信−受信−中間周波数混合生成波は、当該
基準周波数を用いた前記送信周波数の変換により形成さ
れた送信−中間周波数と、当該基準周波数を用いた前記
受信周波数の変換により形成された受信−中間周波数と
を含んでおり、前記送信周波数と受信周波数との間の、
走行伝播時間に依存する周波数の差（間隔距離周波数）
を、送信／受信箇所から目標物までの間隔距離に対する
尺度量として、送信−中間周波数と受信−中間周波数と
の間の周波数の差から求める、方法及び該方法を実施す
るための装置に関する。
方法であって、周期的に周波数変調される電気的送信信
号に基づいて送信信号周波数（送信周波数）の送信波を
送信し、目標物において反射された反射波を、該反射波
の周波数（受信周波数）の電気的受信信号に変換し、前
記送信周波数と受信周波数を、一定の基準周波数を用い
て共通のミクサで送信−受信−中間周波数混合生成波に
変換し、該送信−受信−中間周波数混合生成波は、当該
基準周波数を用いた前記送信周波数の変換により形成さ
れた送信−中間周波数と、当該基準周波数を用いた前記
受信周波数の変換により形成された受信−中間周波数と
を含んでおり、前記送信周波数と受信周波数との間の、
走行伝播時間に依存する周波数の差（間隔距離周波数）
を、送信／受信箇所から目標物までの間隔距離に対する
尺度量として、送信−中間周波数と受信−中間周波数と
の間の周波数の差から求める、方法及び該方法を実施す
るための装置に関する。
この種の方法はDE−3203677−A1号明細書から公知で
ある。この公知方法は、送信周波数と受信周波数との間
に差値計数によって間隔距離周波数を直接求める方法に
比べて利点がある。なぜなら送信周波数と受信周波数は
非常に高くかつ相互で非常に近接しているからである。
そのためこれらの２つの周波数の間で直接の差値を形成
することにより求められた差分周波数には非常に強いノ
イズが生じる。このことは正確な間隔距離測定を困難に
する。これに対して基準周波数を用いた変換により得ら
れる送信−中間周波数及び受信−中間周波数は、後処理
の簡単な比較的低い周波数範囲にある。この２つの中間
周波数の間の周波数の差はまた、求められている間隔距
離周波数である。この間隔距離周波数は比較的簡単な手
段を用いてこれらの２つの比較的低い周波数の間の差値
を形成することにより比較的高精度に求めることができ
る。この間隔距離周波数にはノイズがほとんどない。
ある。この公知方法は、送信周波数と受信周波数との間
に差値計数によって間隔距離周波数を直接求める方法に
比べて利点がある。なぜなら送信周波数と受信周波数は
非常に高くかつ相互で非常に近接しているからである。
そのためこれらの２つの周波数の間で直接の差値を形成
することにより求められた差分周波数には非常に強いノ
イズが生じる。このことは正確な間隔距離測定を困難に
する。これに対して基準周波数を用いた変換により得ら
れる送信−中間周波数及び受信−中間周波数は、後処理
の簡単な比較的低い周波数範囲にある。この２つの中間
周波数の間の周波数の差はまた、求められている間隔距
離周波数である。この間隔距離周波数は比較的簡単な手
段を用いてこれらの２つの比較的低い周波数の間の差値
を形成することにより比較的高精度に求めることができ
る。この間隔距離周波数にはノイズがほとんどない。
前記方法による正確な間隔距離測定に対する別の重要
な前提条件は、送信周波数の周波数変調の時間的経過を
正確に守ることである。該時間的経過からのあらゆるず
れは測定エラーに結び付く。例えば最も頻繁に用いられ
る直線的な周波数変調の場合には変調特性曲線において
あらゆる非直線性が避けられなければならない。PCT−
出願明細書WO90−13049号からは反射ビーム方式による
間隔距離測定のための装置において周波数変調器を信号
処理回路によって制御することが公知である。この信号
処理回路は間隔距離周波数から間隔距離を求めることに
も用いられる。しかしながら周波数変調の補正はこの装
置では不可能である。なぜなら信号処理回路には間隔距
離周波数しか供給されないからである。この間隔距離周
波数は、送信周波数と受信周波数との間の差値を形成す
ることによって直接得られるが、しかしながら前記した
時間的経過からの周波数変調のずれに関する情報はもは
や当該間隔距離周波数には含まれていない。
な前提条件は、送信周波数の周波数変調の時間的経過を
正確に守ることである。該時間的経過からのあらゆるず
れは測定エラーに結び付く。例えば最も頻繁に用いられ
る直線的な周波数変調の場合には変調特性曲線において
あらゆる非直線性が避けられなければならない。PCT−
出願明細書WO90−13049号からは反射ビーム方式による
間隔距離測定のための装置において周波数変調器を信号
処理回路によって制御することが公知である。この信号
処理回路は間隔距離周波数から間隔距離を求めることに
も用いられる。しかしながら周波数変調の補正はこの装
置では不可能である。なぜなら信号処理回路には間隔距
離周波数しか供給されないからである。この間隔距離周
波数は、送信周波数と受信周波数との間の差値を形成す
ることによって直接得られるが、しかしながら前記した
時間的経過からの周波数変調のずれに関する情報はもは
や当該間隔距離周波数には含まれていない。
本発明の課題は、冒頭に述べた形式の方法において送
信周波数の周波数変調の時間経過が正確に守られること
の保証されるような方法を提供することである。
信周波数の周波数変調の時間経過が正確に守られること
の保証されるような方法を提供することである。
この課題は本発明により送信−受信−中間周波数混合
生成波に含まれる送信−中間周波数を、送信周波数の周
波数変調の補正のために用いることにより解決される。
生成波に含まれる送信−中間周波数を、送信周波数の周
波数変調の補正のために用いることにより解決される。
本発明では次のようなことが利用される。すなわち送
信−受信−中間周波数混合生成波に含まれる送信−中間
周波数は、格段に低い周波数レベルであるにもかかわら
ず、送信周波数の場合と同じように周波数変調の前記し
たような時間的経過からのずれを示すものであることが
利用される。それ故送信−中間周波数からは、変調周期
内で種々異なる時間毎に所定の目標値からの送信周波数
のずれを検出することができ、さらに補正値の形成のた
めに用いることができる。この補正値を用いることによ
り周波数変調が次のように補正される。すなわちずれが
解消されるように補正される。比較的低い送信−中間周
波数におけるずれの検出は、周波数が高い送信周波数の
場合よりも格段に低い回路コストでより高精度に行うこ
とができる。
信−受信−中間周波数混合生成波に含まれる送信−中間
周波数は、格段に低い周波数レベルであるにもかかわら
ず、送信周波数の場合と同じように周波数変調の前記し
たような時間的経過からのずれを示すものであることが
利用される。それ故送信−中間周波数からは、変調周期
内で種々異なる時間毎に所定の目標値からの送信周波数
のずれを検出することができ、さらに補正値の形成のた
めに用いることができる。この補正値を用いることによ
り周波数変調が次のように補正される。すなわちずれが
解消されるように補正される。比較的低い送信−中間周
波数におけるずれの検出は、周波数が高い送信周波数の
場合よりも格段に低い回路コストでより高精度に行うこ
とができる。
反射ビーム方式による間隔距離測定のための装置であ
って、周期的に周波数変調された送信信号を生成するた
めの送信信号発生器と、少なくとも１つのアンテナと、
一定の周波数（基準周波数）の基準信号を生成するため
の基準信号発生器と、ミクサと、該ミクサに後置接続さ
れる測定分岐とを有しており、前記アンテナは、送信信
号の周波数（送信周波数）の送信波を照射し、目標物に
おいて反射された反射波を受信するためのものであり、
該反射波は当該反射波の周波数（受信周波数）の受信信
号に変換されるものであり、前記ミクサは、送信周波数
の信号と受信周波数の信号と基準信号とを受信し、送信
−受信−中間周波数混合生成波出力するものであり、該
送信−受信−中間周波数混合生成波には、基準周波数を
用いた前記送信周波数の変換によって形成された送信−
中間周波数と、基準周波数を用いた前記送信周波数の変
換によって形成された受信−中間周波数が含まれてお
り、前記測定分岐では、当該送信周波数と受信周波数と
の間の、走行伝播時間に依存する周波数の差（間隔距離
周波数）が、送信／受信箇所から目標物までの間隔距離
に対する尺度量として前記送信−中間周波数と受信−中
間周波数との間の周波数の差から求められる装置は、本
発明によれば次のように構成される。すなわち前記ミク
サに、前記測定分岐に対して並列に補正分岐が後置接続
されており、該補正分岐では送信−受信−中間周波数混
合生成波に含まれる送信−中間周波数が当該送信周波数
の周波数変調の補正のために用いられるように構成され
る。
って、周期的に周波数変調された送信信号を生成するた
めの送信信号発生器と、少なくとも１つのアンテナと、
一定の周波数（基準周波数）の基準信号を生成するため
の基準信号発生器と、ミクサと、該ミクサに後置接続さ
れる測定分岐とを有しており、前記アンテナは、送信信
号の周波数（送信周波数）の送信波を照射し、目標物に
おいて反射された反射波を受信するためのものであり、
該反射波は当該反射波の周波数（受信周波数）の受信信
号に変換されるものであり、前記ミクサは、送信周波数
の信号と受信周波数の信号と基準信号とを受信し、送信
−受信−中間周波数混合生成波出力するものであり、該
送信−受信−中間周波数混合生成波には、基準周波数を
用いた前記送信周波数の変換によって形成された送信−
中間周波数と、基準周波数を用いた前記送信周波数の変
換によって形成された受信−中間周波数が含まれてお
り、前記測定分岐では、当該送信周波数と受信周波数と
の間の、走行伝播時間に依存する周波数の差（間隔距離
周波数）が、送信／受信箇所から目標物までの間隔距離
に対する尺度量として前記送信−中間周波数と受信−中
間周波数との間の周波数の差から求められる装置は、本
発明によれば次のように構成される。すなわち前記ミク
サに、前記測定分岐に対して並列に補正分岐が後置接続
されており、該補正分岐では送信−受信−中間周波数混
合生成波に含まれる送信−中間周波数が当該送信周波数
の周波数変調の補正のために用いられるように構成され
る。
本発明による方法及び装置の有利な構成例及び実施例
は従属請求項に記載される。
は従属請求項に記載される。
本発明の別の特徴及び利点は以下の実施例の説明にお
いて図面に基づき詳細に説明される。
いて図面に基づき詳細に説明される。
図面の説明 図１は反射ビーム方式による間隔距離測定のための装
置のブロック図である。
置のブロック図である。
図２は図１による装置における送信周波数の及び受信
周波数の時間経過のダイヤグラムである。
周波数の時間経過のダイヤグラムである。
図３は図１による装置における種々異なる時点での信
号の周波数スペクトルのダイヤグラムである。
号の周波数スペクトルのダイヤグラムである。
図４は図１において実施される周波数変調の補正の説
明のためのダイヤグラムである。
明のためのダイヤグラムである。
実施例 図１には送信信号発振器10が示されている。この送信
信号発生器10は周波数変調器11と接続される変調入力側
を有している。この送信信号発生器10の出力側は線路12
及び14を介してアンテナ16と接続される。送信信号発生
器10は周波数fSの高周波送信信号Ｓを発生する。この送
信信号Ｓは線路12及び14を介してアンテナ16に供給され
る。アンテナ16は送信アンテナ兼受信アンテナとして同
時に用いられる。このアンテナ16は電磁送信波を送信信
号Ｓの周波数fSで照射し、目標物18において反射された
反射波を受信する。受信した反射波に基づいてアンテナ
16は線路14を介して周波数fEの受信信号を送り返す。
信号発生器10は周波数変調器11と接続される変調入力側
を有している。この送信信号発生器10の出力側は線路12
及び14を介してアンテナ16と接続される。送信信号発生
器10は周波数fSの高周波送信信号Ｓを発生する。この送
信信号Ｓは線路12及び14を介してアンテナ16に供給され
る。アンテナ16は送信アンテナ兼受信アンテナとして同
時に用いられる。このアンテナ16は電磁送信波を送信信
号Ｓの周波数fSで照射し、目標物18において反射された
反射波を受信する。受信した反射波に基づいてアンテナ
16は線路14を介して周波数fEの受信信号を送り返す。
線路12と14の間に配置されている結合器20を用いて送
信信号Ｓの一部と受信信号Ｅが分離される。この結合器
260に接続された信号処理回路22（これは以下で詳細に
説明する）は送信信号Ｓと受信信号Ｅとの間の走行時間
の差を検出し、そこから結合器20と目標物18との間の間
隔距離Ｄを求める。
信信号Ｓの一部と受信信号Ｅが分離される。この結合器
260に接続された信号処理回路22（これは以下で詳細に
説明する）は送信信号Ｓと受信信号Ｅとの間の走行時間
の差を検出し、そこから結合器20と目標物18との間の間
隔距離Ｄを求める。
信号処理回路22によって送信信号Ｓと受信信号Ｅとの
間の走行時間の差が求められるようにするため、送信信
号発生器10によって生成された送信信号は、周波数変調
器11によって図２のダイヤグラムに示されているように
周期的に周波数変調される。例として信号Ｓが、直線的
にのこぎり波上に変調された絶え間のない信号として仮
定されている。それにより送信周波数fSはそれぞれ各変
調周期の開始時点t1においては下方値fS1を有し、各変
調周期の終了時点t2においては上方値fS2を有してい
る。さらにこの送信周波数fSは変調周期の経過において
前記２つの周波数値の間で変化する。前記２つの周波数
値の差、すなわち fH＝fS2−fS1 …（１） は周波数変調の周波数偏移であり、さらにその持続期間
TM、すなわち TM＝t2−t1 …（２） は周波数変調の変調周期である。つまり送信信号Ｓは時
間に依存する周波数fS（ｔ）を有している。この周波数
fS（ｔ）は各変調周期TM内において次式によって求めら
れる。
間の走行時間の差が求められるようにするため、送信信
号発生器10によって生成された送信信号は、周波数変調
器11によって図２のダイヤグラムに示されているように
周期的に周波数変調される。例として信号Ｓが、直線的
にのこぎり波上に変調された絶え間のない信号として仮
定されている。それにより送信周波数fSはそれぞれ各変
調周期の開始時点t1においては下方値fS1を有し、各変
調周期の終了時点t2においては上方値fS2を有してい
る。さらにこの送信周波数fSは変調周期の経過において
前記２つの周波数値の間で変化する。前記２つの周波数
値の差、すなわち fH＝fS2−fS1 …（１） は周波数変調の周波数偏移であり、さらにその持続期間
TM、すなわち TM＝t2−t1 …（２） は周波数変調の変調周期である。つまり送信信号Ｓは時
間に依存する周波数fS（ｔ）を有している。この周波数
fS（ｔ）は各変調周期TM内において次式によって求めら
れる。
fS（ｔ）＝fS1＋｛（fS2−fS1）/TM｝ ・（ｔ−t1）＝fS1＋｛fH/TM｝・（ｔ−t1） …（３） 受信信号Ｅも送信信号Ｓと同じ周波数値を有し周波数
変調も送信信号Ｓの場合と同じである。しかしながらそ
れは結合器20の箇所では送信信号Ｓに比べて時間Ｔだけ
遅延している。この時間Ｔは結合器20から目標物18まで
の間の往復の走行時間に等しい。それ故に受信周波数fE
は送信周波数fSに対し、結合器20の箇所において図２中
破線で示されているような時間的経過（波形）を有す
る。受信信号Ｅの各変調周波数は時点t1′において開始
する。この時点t1′は送信信号Ｓの相応の時点t1に対し
て走行時間Ｔだけ遅延している。さらに前記受信信号Ｅ
の各変調周期は時点t2′において終了する。この時点t
2′は送信信号Ｓの相応する時点t2に対して走行時間Ｔ
だけ遅延している。従って次の関係式が成り立つ。
変調も送信信号Ｓの場合と同じである。しかしながらそ
れは結合器20の箇所では送信信号Ｓに比べて時間Ｔだけ
遅延している。この時間Ｔは結合器20から目標物18まで
の間の往復の走行時間に等しい。それ故に受信周波数fE
は送信周波数fSに対し、結合器20の箇所において図２中
破線で示されているような時間的経過（波形）を有す
る。受信信号Ｅの各変調周波数は時点t1′において開始
する。この時点t1′は送信信号Ｓの相応の時点t1に対し
て走行時間Ｔだけ遅延している。さらに前記受信信号Ｅ
の各変調周期は時点t2′において終了する。この時点t
2′は送信信号Ｓの相応する時点t2に対して走行時間Ｔ
だけ遅延している。従って次の関係式が成り立つ。
t1′＝t1＋T,t2′＝t2＋Ｔ …（４） 従って、所定の時点ｔにおける受信信号の周波数fE
（ｔ）は次式から求められる。
（ｔ）は次式から求められる。
fE（ｔ）＝fS1＋fH/TM・（ｔ−t1′） ＝fS1＋fH/TM・（ｔ−t1−Ｔ） …（５） この周波数fS（ｔ）は、時点ｔ−Ｔにおける送信信号
Ｓの周波数fS（ｔ−Ｔ）と同じである。すなわち fE（ｔ）＝fS（ｔ−Ｔ） …（６） さらに前記周波数fE（ｔ）は同時点ｔにおける送信信
号Ｓの周波数fS（ｔ）よりも値Δｆだけ低い。
Ｓの周波数fS（ｔ−Ｔ）と同じである。すなわち fE（ｔ）＝fS（ｔ−Ｔ） …（６） さらに前記周波数fE（ｔ）は同時点ｔにおける送信信
号Ｓの周波数fS（ｔ）よりも値Δｆだけ低い。
この周波数の差Δｆは前記式（３）と（５）とから求
められる。すなわち Δｆ＝fS（ｔ）−fE（ｔ）＝ fS（ｔ）−fS（ｔ−Ｔ）＝fH/TM・Ｔ …（７） この場合項fH及びTMは周波数変調の、所定の設定値で
ある。これに対して走行時間Ｔは目標物18までの間隔距
離Ｄに応じて異なる値を有し得る。次式において項Ｃが
線路14上の電気信号の伝播速度であると共にアンテナ16
と目標物18との間の空間における電磁波の伝播速度であ
るならば、走行時間Ｔと間隔距離Ｄとの間では次の関係
が成り立つ。
められる。すなわち Δｆ＝fS（ｔ）−fE（ｔ）＝ fS（ｔ）−fS（ｔ−Ｔ）＝fH/TM・Ｔ …（７） この場合項fH及びTMは周波数変調の、所定の設定値で
ある。これに対して走行時間Ｔは目標物18までの間隔距
離Ｄに応じて異なる値を有し得る。次式において項Ｃが
線路14上の電気信号の伝播速度であると共にアンテナ16
と目標物18との間の空間における電磁波の伝播速度であ
るならば、走行時間Ｔと間隔距離Ｄとの間では次の関係
が成り立つ。
Ｔ＝２・（D/C） …（８） 逆に、周波数の差を測定することにより間隔距離Ｄを
求めることが可能である。前記式（７）及び（８）から
次の式が得られる。
求めることが可能である。前記式（７）及び（８）から
次の式が得られる。
Δｆ＝（fH−TM）・（2D/C） …（９） Ｄ＝（Ｃ・TM）／（２・fH）・Δｆ …（10） 図２からは次のことが識別できる。すなわち周波数変
調が著しく直線的である場合には各周期毎の時点t1′と
t2の間の範囲全てにおいて間隔距離周波数Δｆは一定で
あることが識別できる。時点t1′とt2の間の範囲は通常
用いられる測定範囲である。
調が著しく直線的である場合には各周期毎の時点t1′と
t2の間の範囲全てにおいて間隔距離周波数Δｆは一定で
あることが識別できる。時点t1′とt2の間の範囲は通常
用いられる測定範囲である。
結合器20に接続される信号処理回路22は、わずかなコ
ストで間隔距離周波数Δｆの非常に正確な測定が可能と
なりかつ簡単な手法で周波数変調が保証されるように構
成される。
ストで間隔距離周波数Δｆの非常に正確な測定が可能と
なりかつ簡単な手法で周波数変調が保証されるように構
成される。
信号処理回路22はマイクロ波ミクサ24を有している。
このマイクロ波ミクサ24の入力側24aは線路26を介して
結合器20の出力側と接続される。この線路26を介して送
信信号Ｓの一部のみならず受信信号Ｅもが共通のミクサ
の１つの同じ入力側に同時に給電される。それにより２
つの信号の減結合が意図的に行われなくなる。マイクロ
波ミクサ24の他の入力側24bは線路28を介して基準信号
発生器30の出力側と接続される。この基準信号発生器30
は基準信号Ｒを一定の基準周波数fRで供給する。マイク
ロ波ミクサ24は出力側24cから、入力側24aと24bに供給
される信号以外に、中間周波数信号も供給する。この中
間周波数信号は入力側24aと24bに印加される信号S,E,R
の相互間での重畳によって生じるものである。この中間
周波数信号は混合生成、すなわち重畳された信号の数端
数の和及び相応する周波数を有している。
このマイクロ波ミクサ24の入力側24aは線路26を介して
結合器20の出力側と接続される。この線路26を介して送
信信号Ｓの一部のみならず受信信号Ｅもが共通のミクサ
の１つの同じ入力側に同時に給電される。それにより２
つの信号の減結合が意図的に行われなくなる。マイクロ
波ミクサ24の他の入力側24bは線路28を介して基準信号
発生器30の出力側と接続される。この基準信号発生器30
は基準信号Ｒを一定の基準周波数fRで供給する。マイク
ロ波ミクサ24は出力側24cから、入力側24aと24bに供給
される信号以外に、中間周波数信号も供給する。この中
間周波数信号は入力側24aと24bに印加される信号S,E,R
の相互間での重畳によって生じるものである。この中間
周波数信号は混合生成、すなわち重畳された信号の数端
数の和及び相応する周波数を有している。
図３のダイヤグラムＡはマイクロ波ミクサ24の入力側
24aと24bに生じる信号の周波数スペクトルを示してい
る。入力側24aではまず送信信号Ｓの、結合器20を介し
て分離された成分が生じる。この成分は著しい振幅を有
する。送信信号Ｓは瞬時の周波数fS（ｔ）を有する。こ
の瞬時の周波数fS（ｔ）は周波数変調のために周波数fS
1とfS2の間に存在する周波数範囲内で変化する。ダイヤ
フラムＡには図２で示されているような場合に対する状
態が示されている。すなわち時点ｔが周波数変調周期TM
の境界t1とt2の間のちょうど中心に存在するような場合
に対する状態が示されている。
24aと24bに生じる信号の周波数スペクトルを示してい
る。入力側24aではまず送信信号Ｓの、結合器20を介し
て分離された成分が生じる。この成分は著しい振幅を有
する。送信信号Ｓは瞬時の周波数fS（ｔ）を有する。こ
の瞬時の周波数fS（ｔ）は周波数変調のために周波数fS
1とfS2の間に存在する周波数範囲内で変化する。ダイヤ
フラムＡには図２で示されているような場合に対する状
態が示されている。すなわち時点ｔが周波数変調周期TM
の境界t1とt2の間のちょうど中心に存在するような場合
に対する状態が示されている。
さらに入力側264aには結合器20を介して分離される受
信信号Ｅが生じる。この受信信号Ｅは送信信号Ｓよりも
著しく小さな振幅を有している。受信信号Ｅの周波数fE
（ｔ）も同様に周波数変調の周波数偏移範囲内で変化す
る。この場合前記周波数fE（ｔ）は当該領域の最大部分
において前記式（６）によって定められる次のような
値、すなわち、 fE（ｔ）＝fS（ｔ−Ｔ） を有する。この値は同じ時点ｔにおいて生じる周波数fS
（ｔ）から間隔距離周波数Δｆだけ異なっている。周波
数の差Δｆは図３のダイヤグラムＡに強調されて明確に
示されている。
信信号Ｅが生じる。この受信信号Ｅは送信信号Ｓよりも
著しく小さな振幅を有している。受信信号Ｅの周波数fE
（ｔ）も同様に周波数変調の周波数偏移範囲内で変化す
る。この場合前記周波数fE（ｔ）は当該領域の最大部分
において前記式（６）によって定められる次のような
値、すなわち、 fE（ｔ）＝fS（ｔ−Ｔ） を有する。この値は同じ時点ｔにおいて生じる周波数fS
（ｔ）から間隔距離周波数Δｆだけ異なっている。周波
数の差Δｆは図３のダイヤグラムＡに強調されて明確に
示されている。
さらに図３のダイヤグラムＡには基準信号Ｒの周波数
ラインが示されている。この基準信号Ｒは比較的大きな
振幅でマイクロ波ミクサ24の入力側24bに印加される。
基準信号Ｒの周波数fRは一定であり、この周波数fRは周
波数偏移範囲の最大周波数fS2よりも上になるように選
択される。
ラインが示されている。この基準信号Ｒは比較的大きな
振幅でマイクロ波ミクサ24の入力側24bに印加される。
基準信号Ｒの周波数fRは一定であり、この周波数fRは周
波数偏移範囲の最大周波数fS2よりも上になるように選
択される。
図３のダイヤグラムＢにはマイクロ波ミクサ24の出力
側における送信−受信−中間周波数混合生成波の周波数
スペクトルが示されている。既にダイヤグラムＡにおい
て示された周波数の他には当該周波数の全ての混合生成
波も含まける。つまり、差分周波数、すなわち fR−fS（ｔ） fR−fS（ｔ−Ｔ） fS（ｔ）−fs（ｔ−Ｔ）＝Δｆ …（11） も、あるいは和周波数すなわち fR＋fS（ｔ） fR＋fs（ｔ−Ｔ） fS（ｔ）＋fs（ｔ−Ｔ）＝Δｆ …（12） も含まれる。
側における送信−受信−中間周波数混合生成波の周波数
スペクトルが示されている。既にダイヤグラムＡにおい
て示された周波数の他には当該周波数の全ての混合生成
波も含まける。つまり、差分周波数、すなわち fR−fS（ｔ） fR−fS（ｔ−Ｔ） fS（ｔ）−fs（ｔ−Ｔ）＝Δｆ …（11） も、あるいは和周波数すなわち fR＋fS（ｔ） fR＋fs（ｔ−Ｔ） fS（ｔ）＋fs（ｔ−Ｔ）＝Δｆ …（12） も含まれる。
差分周波数fR−fs（ｔ）とfR（ｔ−Ｔ）の間にも周波
数の差Δｆが生じる。この周波数の差Δｆは、求められ
ている間隔距離周波数に相応する。この間隔距離周波数
Δｆもマイクロ波ミクサ24の出力側に生じる。しかしな
がらこの間隔距離周波数Δｆはこの箇所では用いられな
い。なぜならこの間隔距離周波数Δｆは、非常に高くて
相互に近接している２つの周波数の間の差分形成によっ
て直接生じたものだからである。そのため強いノイズを
伴っている。それに対して差分周波数fR−fS（ｔ）及び
fR−fS（ｔ−Ｔ）は後所に有利な中間周波数範囲にあ
る。中間周波数fZ（ｔ）は基準周波数と送信周波数の間
の差に相応する。すなわち fZ（ｔ）＝fR−fS（ｔ） …（13） そのためこの中間周波数は送信−中間周波数として表さ
れる。この中間周波数の信号は送信−中間周波数ZSであ
る。中間周波数fZ（ｔ−Ｔ）は基準周波数と受信周波数
との間差に相応する。すなわち fZ（ｔ−Ｔ）＝fR−fS（ｔ−Ｔ） ＝fR−fE …（14） そのためこの中間周波数は受信−中間周波数として表さ
れる。この中間周波数の信号は受信−中間周波数信号ZE
である。
数の差Δｆが生じる。この周波数の差Δｆは、求められ
ている間隔距離周波数に相応する。この間隔距離周波数
Δｆもマイクロ波ミクサ24の出力側に生じる。しかしな
がらこの間隔距離周波数Δｆはこの箇所では用いられな
い。なぜならこの間隔距離周波数Δｆは、非常に高くて
相互に近接している２つの周波数の間の差分形成によっ
て直接生じたものだからである。そのため強いノイズを
伴っている。それに対して差分周波数fR−fS（ｔ）及び
fR−fS（ｔ−Ｔ）は後所に有利な中間周波数範囲にあ
る。中間周波数fZ（ｔ）は基準周波数と送信周波数の間
の差に相応する。すなわち fZ（ｔ）＝fR−fS（ｔ） …（13） そのためこの中間周波数は送信−中間周波数として表さ
れる。この中間周波数の信号は送信−中間周波数ZSであ
る。中間周波数fZ（ｔ−Ｔ）は基準周波数と受信周波数
との間差に相応する。すなわち fZ（ｔ−Ｔ）＝fR−fS（ｔ−Ｔ） ＝fR−fE …（14） そのためこの中間周波数は受信−中間周波数として表さ
れる。この中間周波数の信号は受信−中間周波数信号ZE
である。
マイクロ波ミクサ24の周力側には中間周波数分岐32が
接続されている。この中間周波数分岐32は帯域パスフィ
ルタ34を有している。この帯域パスフィルタ34の出力側
は線路36を介して中間周波数増幅器38の入力側に接続さ
れる。帯域パスフィルタ34のフィルタ特性曲線K34は図
３のダイヤグラムＢに破線で示されている。このフィル
タ特性曲線K34は次のように構成される。すなわち中間
周波数fZ（ｔ）及びfZ（ｔ−Ｔ）の変化領域全体が帯域
パスフィルタ34の通過領域に含まれ、これに対して一方
で比較的低い差分周波数fS（ｔ）−fS（ｔ−Ｔ）と、他
方で非常に高い入力周波数fS,fE,fR並びにさらに高い和
周波数はカットされるように構成される。それにより中
間周波数信号ZS及びZEだけがローノイズ中間周波数増幅
器38に伝送される。この中間周波数像38の出力側では増
幅された前記中間周波数信号ZS及びZEが得られる。
接続されている。この中間周波数分岐32は帯域パスフィ
ルタ34を有している。この帯域パスフィルタ34の出力側
は線路36を介して中間周波数増幅器38の入力側に接続さ
れる。帯域パスフィルタ34のフィルタ特性曲線K34は図
３のダイヤグラムＢに破線で示されている。このフィル
タ特性曲線K34は次のように構成される。すなわち中間
周波数fZ（ｔ）及びfZ（ｔ−Ｔ）の変化領域全体が帯域
パスフィルタ34の通過領域に含まれ、これに対して一方
で比較的低い差分周波数fS（ｔ）−fS（ｔ−Ｔ）と、他
方で非常に高い入力周波数fS,fE,fR並びにさらに高い和
周波数はカットされるように構成される。それにより中
間周波数信号ZS及びZEだけがローノイズ中間周波数増幅
器38に伝送される。この中間周波数像38の出力側では増
幅された前記中間周波数信号ZS及びZEが得られる。
中間周波数増幅器38の出力側の後の回路点40において
は信号線路が２つの並列分岐42及び44に分割される。分
岐42は測定分岐である。この測定分岐42では間隔距離測
定のために求められた間隔距離周波数Δｆが得られる。
分岐44は補正分岐である。この補正分岐44は周波数変調
の直線化のために用いられる。
は信号線路が２つの並列分岐42及び44に分割される。分
岐42は測定分岐である。この測定分岐42では間隔距離測
定のために求められた間隔距離周波数Δｆが得られる。
分岐44は補正分岐である。この補正分岐44は周波数変調
の直線化のために用いられる。
測定分岐42は中間周波数ミクサ46を有している。この
中間周波数ミクサ46の入力側は線路48を介して回路点40
と接続する。マイクロ波ミクサ24と類似した形式で中間
周波数ミクサ46は出力側に信号を供給する。この信号は
当該中間周波数ミクサ46の入力側に供給された信号の周
波数並びに混合生成波、すなわち当該周波数の和及び差
も有している。しかしながら中間周波数ミクサ46に供給
される中間周波数は格段に低い周波数を有しているの
で、中間周波数ミクサに対してマイクロ波ミクサは必要
なくなる。すなわち簡単な高周波ミクサで十分である。
中間周波数ミクサ46の入力側は線路48を介して回路点40
と接続する。マイクロ波ミクサ24と類似した形式で中間
周波数ミクサ46は出力側に信号を供給する。この信号は
当該中間周波数ミクサ46の入力側に供給された信号の周
波数並びに混合生成波、すなわち当該周波数の和及び差
も有している。しかしながら中間周波数ミクサ46に供給
される中間周波数は格段に低い周波数を有しているの
で、中間周波数ミクサに対してマイクロ波ミクサは必要
なくなる。すなわち簡単な高周波ミクサで十分である。
中間周波数ミクサ46の入力信号は、式（18）及び（1
9）による中間周波数信号fZ（ｔ）及びfZ（ｔ−Ｔ）で
ある。それに従って中間周波数ミクサ46の出力側には図
３のダイヤグラムＣに示された周波数スペクトルの混合
生成波が生じる。このスペクトルは入力側に生じる中間
周波数、 fZ（ｔ）＝fR−fS（ｔ） fZ（ｔ−Ｔ）＝fR−fS（ｔ−Ｔ） …（15） 以外に、 この２つの中間周波数の差、 fZ（ｔ−Ｔ）−fZ（ｔ）＝Δｆ …（16） 並びにこの２つの中間周波数の和、 fZ（ｔ−Ｔ）＋fZ（ｔ） …（17） も含まれている。
9）による中間周波数信号fZ（ｔ）及びfZ（ｔ−Ｔ）で
ある。それに従って中間周波数ミクサ46の出力側には図
３のダイヤグラムＣに示された周波数スペクトルの混合
生成波が生じる。このスペクトルは入力側に生じる中間
周波数、 fZ（ｔ）＝fR−fS（ｔ） fZ（ｔ−Ｔ）＝fR−fS（ｔ−Ｔ） …（15） 以外に、 この２つの中間周波数の差、 fZ（ｔ−Ｔ）−fZ（ｔ）＝Δｆ …（16） 並びにこの２つの中間周波数の和、 fZ（ｔ−Ｔ）＋fZ（ｔ） …（17） も含まれている。
差分周波数Δｆの信号は、求められている間隔距離信
号である。この間隔距離信号の周波数には測定すべき間
隔距離Ｄに関する情報が含まれる。この信号は、比較的
低い周波数の２つの信号からの差分形成によって得られ
るものなので良好に評価することがきる。
号である。この間隔距離信号の周波数には測定すべき間
隔距離Ｄに関する情報が含まれる。この信号は、比較的
低い周波数の２つの信号からの差分形成によって得られ
るものなので良好に評価することがきる。
中間周波数ミクサ46の出力側に接続されるローパスフ
ィルタ50は図３のダイヤグラムＣに破線で示されたフィ
ルタ特性曲線K50を有している。ローパスフィルタ50は
間隔距離周波数Δｆを通過させ、これに対して２つの中
間周波数fZ（ｔ）とfZ（ｔ−Ｔ）並びにさらに高い和周
波数は通過させない。
ィルタ50は図３のダイヤグラムＣに破線で示されたフィ
ルタ特性曲線K50を有している。ローパスフィルタ50は
間隔距離周波数Δｆを通過させ、これに対して２つの中
間周波数fZ（ｔ）とfZ（ｔ−Ｔ）並びにさらに高い和周
波数は通過させない。
ローパルフィルタ50の出力側にはアナログ／デジタル
変換器52が接続される。このアナログ／デジタル変換器
52の出力側はマイクロコンピュータ54の入力側に接続さ
れる。このアナログ／デジタル変換器52はローパスフィ
ルタ50から出力された間隔距離周波数Δｆの信号をマイ
クロコンピュータ54での処理に適合するデジタル信号
（例えばその繰り返し周波数が間隔距離周波数Δｆに対
して固定的な関係にあるパルス列）に変換する。マイク
ロコンピュータ54はこのデジタル信号から間隔距離周波
数Δｆを求め、その結果から前記式（13）に基づいて測
定すべき間隔距離Ｄを求める。マイクロコンピュータ54
は間隔距離Ｄに対する測定値を表す信号を出力側56から
出力する。
変換器52が接続される。このアナログ／デジタル変換器
52の出力側はマイクロコンピュータ54の入力側に接続さ
れる。このアナログ／デジタル変換器52はローパスフィ
ルタ50から出力された間隔距離周波数Δｆの信号をマイ
クロコンピュータ54での処理に適合するデジタル信号
（例えばその繰り返し周波数が間隔距離周波数Δｆに対
して固定的な関係にあるパルス列）に変換する。マイク
ロコンピュータ54はこのデジタル信号から間隔距離周波
数Δｆを求め、その結果から前記式（13）に基づいて測
定すべき間隔距離Ｄを求める。マイクロコンピュータ54
は間隔距離Ｄに対する測定値を表す信号を出力側56から
出力する。
前記方法による間隔距離Ｄの正確な測定に対する本質
的な前提条件が、送信信号Ｓの周波数変調の著しい直線
性であるということは既に述べてきた。この前提条件は
周波数変調器から送信信号発生器10へ供給される変調信
号が要求される直線性を有していない場合か又は送信信
号発生器10において非直線性の疑いがある場合には充た
されない。特に後者の場合には送信信号Ｓの周波数が変
調信号に直線的に追従しなくなる。図４のダイヤグラム
Ａでは特性曲線fSs（目標特性曲線により、図２の直線
的なのこぎり波状変調の場合における送信周波数fSの直
線的な経過が表されている。又特性曲線fSi（実際特性
曲線）により非直線性が存在する場合における送信周波
数fSの実際の波形が特に強調されて表されている。変調
周期TM内の各時点tx毎に、実際値fsi（tx）は目標値fSs
（tx）から偏差（ずれ）DXを有している。この場合偏差
DXの大きさは変調周期TMの経過の間変化している。受信
周波数fE（これは見づらくならないようにするために図
４には示されていない）は同じ非直線性を有している。
的な前提条件が、送信信号Ｓの周波数変調の著しい直線
性であるということは既に述べてきた。この前提条件は
周波数変調器から送信信号発生器10へ供給される変調信
号が要求される直線性を有していない場合か又は送信信
号発生器10において非直線性の疑いがある場合には充た
されない。特に後者の場合には送信信号Ｓの周波数が変
調信号に直線的に追従しなくなる。図４のダイヤグラム
Ａでは特性曲線fSs（目標特性曲線により、図２の直線
的なのこぎり波状変調の場合における送信周波数fSの直
線的な経過が表されている。又特性曲線fSi（実際特性
曲線）により非直線性が存在する場合における送信周波
数fSの実際の波形が特に強調されて表されている。変調
周期TM内の各時点tx毎に、実際値fsi（tx）は目標値fSs
（tx）から偏差（ずれ）DXを有している。この場合偏差
DXの大きさは変調周期TMの経過の間変化している。受信
周波数fE（これは見づらくならないようにするために図
４には示されていない）は同じ非直線性を有している。
非直線性を取り除くためには、周波数変調を次のよう
に補正しなければならない。すなわち実際特性曲線fSi
と目標特性曲線fSsの間の偏差DXが消去されるように補
正されなければならない。この周波数変調の補正は回路
点40に接続された補正分岐44を用いて行われる。この補
正分岐44は分周器58と周波数係数器60を有している。分
周器58の入力側は線路62を介して回路点40と接続され
る。それにより分周器58は、中間周波数増幅器38の出力
側に存する中間周波数信号ZS及びZEを受信する。
に補正しなければならない。すなわち実際特性曲線fSi
と目標特性曲線fSsの間の偏差DXが消去されるように補
正されなければならない。この周波数変調の補正は回路
点40に接続された補正分岐44を用いて行われる。この補
正分岐44は分周器58と周波数係数器60を有している。分
周器58の入力側は線路62を介して回路点40と接続され
る。それにより分周器58は、中間周波数増幅器38の出力
側に存する中間周波数信号ZS及びZEを受信する。
周波数変調の直線化のためには送信−中間周波数信号
ZSのみが用いられる。信号の分離に対しては次のことが
利用される。すなわち送信−中間周波数信号ZSが（図３
のダイヤグラムＢにも表されているように）受信−中間
周波数信号ZEよりも著しく大きな振幅を有していること
が利用される。分周期58は、比較的大きな振幅を有する
送信−中間周波数信号ZSにのみ応働するように構成され
る。これに対しては通常のECL−構成要素を用いること
ができる。分周器58は送信−中間周波数ZSの周波数fZ
（ｔ）を周波数係数器60において係数され得る値に逓減
する。分周された周波数を用いて所定の時間間隔の中で
周期を計数することにより所定の時点tXに対し次のよう
な計数値を得ることができる。すなわち送信−中間周波
数fZの実際値と、時点tXの送信周波数fSの実際値fSi（t
x）に対して特徴付けられている計数値を得ることがで
きる。変調周期TM内の種々の時点tX毎に得られるこれら
の計数値は、マイクロコンピュータ54の別の入力側に供
給される。これらの計数値からマイクロコンピュータ54
は種々の時点tX毎の送信周波数fSの実際値を求めること
ができる。この送信周波数の実際値を、同じ時点でマイ
クロコンピュータ54に記憶された目標値か又は場合によ
ってマイクロコンピュータ54によりそのつど算出された
目標値と比較することにより、実際特性曲線と目標特性
曲線との間の偏差が検出され、この偏差から補正値が算
出される。この補正値に基づいて別の出力側64からはデ
ジタル補正信号が出力される。このデジタル補正信号
は、当該入力側に接続されたデジタル／アナログ変換器
66においてアナログ信号に変換される。このアナログ号
は周波数変調器11の制御入力側に供給される。さらに周
波数変調器11によって生ぜしめられる周波数変調は次の
ように変化する。すなわち偏差が取り除かれ、それによ
って周波数変調が直線的になるように変化する。
ZSのみが用いられる。信号の分離に対しては次のことが
利用される。すなわち送信−中間周波数信号ZSが（図３
のダイヤグラムＢにも表されているように）受信−中間
周波数信号ZEよりも著しく大きな振幅を有していること
が利用される。分周期58は、比較的大きな振幅を有する
送信−中間周波数信号ZSにのみ応働するように構成され
る。これに対しては通常のECL−構成要素を用いること
ができる。分周器58は送信−中間周波数ZSの周波数fZ
（ｔ）を周波数係数器60において係数され得る値に逓減
する。分周された周波数を用いて所定の時間間隔の中で
周期を計数することにより所定の時点tXに対し次のよう
な計数値を得ることができる。すなわち送信−中間周波
数fZの実際値と、時点tXの送信周波数fSの実際値fSi（t
x）に対して特徴付けられている計数値を得ることがで
きる。変調周期TM内の種々の時点tX毎に得られるこれら
の計数値は、マイクロコンピュータ54の別の入力側に供
給される。これらの計数値からマイクロコンピュータ54
は種々の時点tX毎の送信周波数fSの実際値を求めること
ができる。この送信周波数の実際値を、同じ時点でマイ
クロコンピュータ54に記憶された目標値か又は場合によ
ってマイクロコンピュータ54によりそのつど算出された
目標値と比較することにより、実際特性曲線と目標特性
曲線との間の偏差が検出され、この偏差から補正値が算
出される。この補正値に基づいて別の出力側64からはデ
ジタル補正信号が出力される。このデジタル補正信号
は、当該入力側に接続されたデジタル／アナログ変換器
66においてアナログ信号に変換される。このアナログ号
は周波数変調器11の制御入力側に供給される。さらに周
波数変調器11によって生ぜしめられる周波数変調は次の
ように変化する。すなわち偏差が取り除かれ、それによ
って周波数変調が直線的になるように変化する。
送信信号発生器10の変調特性曲線は特に緩慢に変化す
るだけなので、必要な補正値は周波数値の最初の検出の
後でマイクロコンピュータ54に記憶させることができ
る。その後では記憶された値を比較的大きな時間間隔で
検査し、場合によって調整を行うだけで十分である。補
正分岐44を用いた周波数値の各検出は有利には校正間隔
で行われる。この間隔において間隔距離Ｄの測定は何ら
行われない。各校正間隔においては送信信号発生器に変
調信号が供給される。この変調信号は図４のダイヤグラ
ムＢに示されているように段階的な変調を示すものであ
る。この変調信号の各段階は送信周波数の所定の目標値
に相応する。図４のダイヤグラムＢの特性曲線fXsは校
正間隔での目標値特性曲線である。補正分岐44では各段
階毎に送信−中間周波数信号の周期を計数することによ
って送信周波数の所属の実際値が求められる。それによ
り実際値特性曲線fKiが校正間隔で得られる。求められ
た実際値と所定の目標値とを比較することにより、各段
階毎に偏差を検出したり、相応の補正値を算出して記憶
することが可能になる。このような段階的な変調によっ
て得られる利点は各段階の持続期間中は周波数が変化し
ないかとである。このことは周期の計数による実際の周
波数の正確な測定を容易にさせる。校正間隔の持続期間
TKは任意の大きさであり得る（例えば変調周期の持続期
間TMよりも格段に大きくすることができる）。要求され
る精度に相応する、送信−中間周波数の周期の数が計数
し得るために、各段階の持続期間の長さが十分な長さに
なるように、前記校正間隔の持続期間TMは選択される。
周波数偏移範囲内の補正値の限界の数の予測計算は十分
可能である。なぜなら場合によって必要な平均値が直線
的な補間によって得られるからである。
るだけなので、必要な補正値は周波数値の最初の検出の
後でマイクロコンピュータ54に記憶させることができ
る。その後では記憶された値を比較的大きな時間間隔で
検査し、場合によって調整を行うだけで十分である。補
正分岐44を用いた周波数値の各検出は有利には校正間隔
で行われる。この間隔において間隔距離Ｄの測定は何ら
行われない。各校正間隔においては送信信号発生器に変
調信号が供給される。この変調信号は図４のダイヤグラ
ムＢに示されているように段階的な変調を示すものであ
る。この変調信号の各段階は送信周波数の所定の目標値
に相応する。図４のダイヤグラムＢの特性曲線fXsは校
正間隔での目標値特性曲線である。補正分岐44では各段
階毎に送信−中間周波数信号の周期を計数することによ
って送信周波数の所属の実際値が求められる。それによ
り実際値特性曲線fKiが校正間隔で得られる。求められ
た実際値と所定の目標値とを比較することにより、各段
階毎に偏差を検出したり、相応の補正値を算出して記憶
することが可能になる。このような段階的な変調によっ
て得られる利点は各段階の持続期間中は周波数が変化し
ないかとである。このことは周期の計数による実際の周
波数の正確な測定を容易にさせる。校正間隔の持続期間
TKは任意の大きさであり得る（例えば変調周期の持続期
間TMよりも格段に大きくすることができる）。要求され
る精度に相応する、送信−中間周波数の周期の数が計数
し得るために、各段階の持続期間の長さが十分な長さに
なるように、前記校正間隔の持続期間TMは選択される。
周波数偏移範囲内の補正値の限界の数の予測計算は十分
可能である。なぜなら場合によって必要な平均値が直線
的な補間によって得られるからである。
このようにして変調特性曲線の段階毎の値ないし周波
数領域全てに対する補正値がマイクロコンピュータ54に
記憶された後は、間隔距離Ｄの測定が再び行われ得る。
この場合マイクロコンピュータ54は記憶された値に基づ
いて、補正された周波数変調に必要な補正信号を周波数
変調器11の制御入力側に送出することが可能である。
数領域全てに対する補正値がマイクロコンピュータ54に
記憶された後は、間隔距離Ｄの測定が再び行われ得る。
この場合マイクロコンピュータ54は記憶された値に基づ
いて、補正された周波数変調に必要な補正信号を周波数
変調器11の制御入力側に送出することが可能である。
それにより間隔距離Ｄの測定が行われる測定間隔の間
は回路構成部分24,30,34,38,46,50,52によって測定回路
が形成される。この測定回路では間隔距離周波数Δｆが
求められ、間隔距離Ｄを検出するために評価される。こ
の場合非常に高周波な送信及び受信信号が基準周波数fR
を用いて比較的低周波な中間周波数信号に置き換えられ
る。この中間周波数信号は簡単に処理することができ、
さらにこの信号からは特に間隔距離周波数Δｆがより正
確に得られ、さらにより良好なS/N比が得られる。校正
間隔の間は基準回路が成立する。この基準回路には測定
回路と同じ回路構成部分24,30,34,38が用いられてお
り、さらに該基準回路は回路点40において初めて測定回
路から分岐される。この場合補正分岐44には分周器58と
周波数計数器60だけが含まれる。回路構成部分の十分な
二重使用により構成要素の数が少ない簡単な回路構成が
得られる。特に回路実現に対してサーキュレータが必要
なくなり、さらにその他のマイクロ波−構成部分には結
合器とマイクロ波ミクサしかなくなる。この結合器とマ
イクロ波ミクサは測定回路にも基準回路にも用いられ
る。このような簡単な構成のためこの回路はモノリシッ
ク集積切換回路として実現することに特に良く適合す
る。
は回路構成部分24,30,34,38,46,50,52によって測定回路
が形成される。この測定回路では間隔距離周波数Δｆが
求められ、間隔距離Ｄを検出するために評価される。こ
の場合非常に高周波な送信及び受信信号が基準周波数fR
を用いて比較的低周波な中間周波数信号に置き換えられ
る。この中間周波数信号は簡単に処理することができ、
さらにこの信号からは特に間隔距離周波数Δｆがより正
確に得られ、さらにより良好なS/N比が得られる。校正
間隔の間は基準回路が成立する。この基準回路には測定
回路と同じ回路構成部分24,30,34,38が用いられてお
り、さらに該基準回路は回路点40において初めて測定回
路から分岐される。この場合補正分岐44には分周器58と
周波数計数器60だけが含まれる。回路構成部分の十分な
二重使用により構成要素の数が少ない簡単な回路構成が
得られる。特に回路実現に対してサーキュレータが必要
なくなり、さらにその他のマイクロ波−構成部分には結
合器とマイクロ波ミクサしかなくなる。この結合器とマ
イクロ波ミクサは測定回路にも基準回路にも用いられ
る。このような簡単な構成のためこの回路はモノリシッ
ク集積切換回路として実現することに特に良く適合す
る。
一例として前記した直線的のこぎり波状変調の代わり
に別の直線的周波数変調、例えば対称又は非対称のトラ
イアングル的変調が用いられるか、又は非直線的周波数
変調、例えば対数的周波数変調が用いられる場合は、補
正分岐44を用いた周波数変調の前記したような補正が同
じ形式で適用され得る。
に別の直線的周波数変調、例えば対称又は非対称のトラ
イアングル的変調が用いられるか、又は非直線的周波数
変調、例えば対数的周波数変調が用いられる場合は、補
正分岐44を用いた周波数変調の前記したような補正が同
じ形式で適用され得る。
もちろん前記実施例において当業者にとって周知の変
更を行うことも可能である。それにより送信信号発生器
10は周期的に周波数変調された継続的波状信号の代わり
に周波数変調されたパルスを出力することも可能であ
る。この場合パルス持続時間は変調周期に等しい。周波
数変調器11はマイクロプロセッサ54内に集積代すること
も可能である。この場合には当該マイクロプロセッサは
出力側64から補正された変調信号をデジタルで出力す
る。この信号はデジタル／アナログ変換器66で変換され
た後に送信信号発生器10の変調入力側に供給される。
更を行うことも可能である。それにより送信信号発生器
10は周期的に周波数変調された継続的波状信号の代わり
に周波数変調されたパルスを出力することも可能であ
る。この場合パルス持続時間は変調周期に等しい。周波
数変調器11はマイクロプロセッサ54内に集積代すること
も可能である。この場合には当該マイクロプロセッサは
出力側64から補正された変調信号をデジタルで出力す
る。この信号はデジタル／アナログ変換器66で変換され
た後に送信信号発生器10の変調入力側に供給される。
前記した回路装置には、図１に示されているような共
通の送受アンテナの代わりに一方は送信アンテナとして
動作し他方は受信アンテナとして動作する２本のアンテ
ナを用いることも可能である。この場合は送信アンテナ
が図１のアンテナ16と同じ形式で接続される。その他は
受信アンテナからの受信信号を適した形でマイクロ波ミ
クサ24に供給することだけが必要である。最後に、前記
回路装置は電磁波を送受する装置での使用に限定されな
い。前記回路装置は超音波を送受する装置、すなわちソ
ナー方式により動作する装置に対しても同じように適合
するものである。この場合での当該実施例の唯一の相違
点はアンテナが電気音響変換器を有していることであ
る。この電気音響変換器は送信信号発生器から生成され
た電気的送信信号を超音波（この超音波が目標物まで照
射される）に変換し、さらに目標物から反射された超音
波−反射波を電気的な受信信号に変換するものである。
この受信信号は結合器によって結合される。信号処理回
路22の機能はこのことに影響されない。
通の送受アンテナの代わりに一方は送信アンテナとして
動作し他方は受信アンテナとして動作する２本のアンテ
ナを用いることも可能である。この場合は送信アンテナ
が図１のアンテナ16と同じ形式で接続される。その他は
受信アンテナからの受信信号を適した形でマイクロ波ミ
クサ24に供給することだけが必要である。最後に、前記
回路装置は電磁波を送受する装置での使用に限定されな
い。前記回路装置は超音波を送受する装置、すなわちソ
ナー方式により動作する装置に対しても同じように適合
するものである。この場合での当該実施例の唯一の相違
点はアンテナが電気音響変換器を有していることであ
る。この電気音響変換器は送信信号発生器から生成され
た電気的送信信号を超音波（この超音波が目標物まで照
射される）に変換し、さらに目標物から反射された超音
波−反射波を電気的な受信信号に変換するものである。
この受信信号は結合器によって結合される。信号処理回
路22の機能はこのことに影響されない。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ハイトリッヒ，ユルゲン ドイツ連邦共和国 Ｄ―7500 カールス ルーエ 21 ベルリーナー シュトラー セ 25 (56)参考文献 特開 平３−53186（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−96583（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−212794（ＪＰ，Ａ)
Claims (10)
- 【請求項１】反射ビーム方式による間隔距離測定のため
の方法であって、 周期的に周波数変調される電気的送信信号に基づいて送
信信号周波数（送信周波数）の送信波を送信し、 目標物において反射された反射波を、該反射波の周波数
（受信周波数）の電気的受信信号に変換し、 前記送信周波数と受信周波数を、一定の基準周波数を用
いて共通のミクサで送信−受信−中間周波数混合生成波
に変換し、該送信−受信−中間周波数混合生成波は、当
該基準周波数を用いた前記送信周波数の変換により形成
された送信−中間周波数と、当該基準周波数を用いた前
記受信周波数の変換により形成された受信−中間周波数
とを含んでおり、 前記送信周波数と受信周波数との間の、走行伝播時間に
依存する周波数の差（間隔距離周波数）を、送信／受信
箇所から目標物までの間隔距離に対する尺度量として、
送信−中間周波数と受信−中間周波数との間の周波数の
差から求める、方法において 送信周波数の周波数変調の補正のために、周波数偏移範
囲内の送信周波数の種々異なる目標値に対する送信−中
間周波数の実際値を求め、該実際値から送信周波数の相
応の実際値を求め、 前記送信周波数の実際値を、相応の目標値と比較し、該
比較の際に検出された偏差を除去するために当該周波数
変調を変化させることを特徴とする、反射ビーム方式に
よる間隔距離測定のための方法。 - 【請求項２】前記送信−中間周波数の実際値の検出と送
信周波数の実際値と目標値の比較を、相互に間隔を置い
て存在する校正間隔において時間的に行い、 偏差を補正するために必要な補正値を記憶し、さらに該
補正値を、前記複数の校正間隔の間の期間において、周
波数変調を補正するために用いる、請求の範囲第１項記
載の方法。 - 【請求項３】前記校正間隔毎に送信信号の周波数を段階
的に変調し、該変調段階毎に送信周波数の実際値と目標
値との間の偏差を除去するために必要な補正値を求め、
記憶する、請求の範囲第２項記載の方法。 - 【請求項４】前記変調段階毎に送信−中間周波数の実際
値を送信−中間周波数の周期を計数することにより求め
る、請求の範囲第３項記載の方法。 - 【請求項５】前記送信−中間周波数を周期の計数前に分
周器によって逓減する、請求の範囲第４項記載の方法。 - 【請求項６】反射ビーム方式による間隔距離測定のため
の装置であって、 周期的に周波数変調された送信信号を生成するための送
信信号発生器と、 少なくとも１つのアンテナと、 一定の周波数（基準周波数）の基準信号を生成するため
の基準信号発生器と、 ミクサと、 該ミクサに後置接続される測定分岐とを有しており、 前記アンテナは、送信信号の周波数（送信周波数）の送
信波を照射し、目標物において反射された反射波を受信
するためのものであり、該反射波は当該反射波の周波数
（受信周波数）の受信信号に変換されるものであり、 前記ミクサは、送信周波数の信号と受信周波数の信号と
基準信号とを受信し、送信−受信−中間周波数混合生成
波を出力するものであり、該送信−受信−中間周波数混
合生成波には、基準周波数を用いた前記送信周波数の変
換によって形成された送信−中間周波数と、基準周波数
を用いた前記送信周波数の変換によって形成された受信
−中間集数とが含まれており、 前記測定分岐では、当該送信周波数と受信周波数との間
の、走行伝播時間に依存する周波数の差（間隔距離周波
数）を、送信／受信箇所から目標物までの間隔距離に対
する尺度量として前記送信−中間周波数と受信−中間周
波数との間の周波数の差から求められる、装置におい
て、 前記ミクサに、前記測定分岐に対して並列に補正分岐が
後置接続されており、該補正分岐は、送信周波数の種々
異なる目標値に対する送信−中間周波数の実際値を求め
る装置と、送信−中間周波数の実際値に相応する送信周
波数の実際値を求める装置と、送信周波数の実際値と相
応の目標値を比較する装置とを含んでおり、さらに比較
の際に検出された偏差を除去するために送信周波数を補
正する装置が設けられていることを特徴とする、反射ビ
ーム方式による間隔距離測定のための装置。 - 【請求項７】前記補正分岐は、送信−中間周波数の周期
を計数するための周波数計数器と、マイクロコンピュー
タとを有しており、該マイクロコンピュータは各計数値
から、送信周波数の実際値を検出し、当該各実際値を目
標値と比較し、さらに当該比較結果に基づいて送信周波
数の周波数変調の補正のための補正値を算出するもので
ある、請求の範囲第６項記載の装置。 - 【請求項８】前記マイクロコンピュータは、算出された
補正値を記憶するためのメモリを有しており、さらに該
マイクロコンピュータは送信信号の周波数変調の補正の
ための新たな補正値が算出されるまでは当該記憶された
補正値が用いられるように構成されている、請求の範囲
第７項記載の装置。 - 【請求項９】前記周波数計数器に分周器が前置接続され
ており該分周器は送信−中間周波数を、当該周波数計数
器において計数可能な値に逓減する、請求の範囲第７項
又は８項記載の装置。 - 【請求項１０】前記ミクサに帯域パスフィルタが後置接
続されており、該帯域パスフィルタは送信−中間周波数
と受信−中間周波数とを含めた周波数領域のみを通過さ
せるものであり、この場合送信−中間周波数信号は受信
−中間周波数信号よりも著しく大きな振幅を有してお
り、さらに前記分周器は比較的大きな振幅を有する送信
−中間周波数信号にのみ応働するように構成されてい
る、請求の範囲第９項記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4112710.2 | 1991-04-18 | ||
| DE4112710 | 1991-04-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05509169A JPH05509169A (ja) | 1993-12-16 |
| JP2583723B2 true JP2583723B2 (ja) | 1997-02-19 |
Family
ID=6429879
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4507991A Expired - Fee Related JP2583723B2 (ja) | 1991-04-18 | 1992-04-15 | 反射ビーム方式による間隔距離測定のための方法及び装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5387918A (ja) |
| EP (1) | EP0535196B1 (ja) |
| JP (1) | JP2583723B2 (ja) |
| DE (1) | DE59207284D1 (ja) |
| WO (1) | WO1992018876A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003028951A (ja) * | 2001-07-11 | 2003-01-29 | Fujitsu Ten Ltd | レーダ装置 |
Families Citing this family (23)
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|---|---|---|---|---|
| DE4345242A1 (de) * | 1993-09-15 | 1995-04-06 | Endress Hauser Gmbh Co | Frequenzumsetzungsschaltung für ein Radar-Abstandsmeßgerät |
| WO1998038523A1 (de) * | 1997-02-28 | 1998-09-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren und vorrichtung zur entfernungs- und geschwindigkeitsmessung |
| DE19713967A1 (de) * | 1997-04-04 | 1998-10-08 | Siemens Ag | Vorrichtung zur Abstandsmessung |
| ATE274707T1 (de) * | 1997-06-27 | 2004-09-15 | Eads Deutschland Gmbh | Füllstandmessradargerät |
| DE10018552A1 (de) * | 2000-04-14 | 2001-10-18 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Erfassung und Korrektur von Nichtlinearitäten in einem Mikrowellenradarsystem |
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| RU2518373C1 (ru) * | 2012-11-27 | 2014-06-10 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования "ЮЖНЫЙ ФЕДЕРАЛЬНЫЙ УНИВЕРСИТЕТ" | Радиолокационный уровнемер |
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| CN113295104B (zh) * | 2021-05-31 | 2022-06-07 | 西安交通大学 | 一种基于时频分析的复合调制解调方法 |
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-
1992
- 1992-04-15 DE DE59207284T patent/DE59207284D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-04-15 JP JP4507991A patent/JP2583723B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1992-04-15 EP EP92908412A patent/EP0535196B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-04-15 WO PCT/EP1992/000848 patent/WO1992018876A1/de active IP Right Grant
- 1992-04-15 US US07/956,882 patent/US5387918A/en not_active Expired - Fee Related
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| JPH05509169A (ja) | 1993-12-16 |
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