WO1998038523A1 - Verfahren und vorrichtung zur entfernungs- und geschwindigkeitsmessung - Google Patents

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WO1998038523A1
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Martin Vossiek
Patric Heide
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Siemens Aktiengesellschaft
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Definitions

  • FMCW (frequency modulated continuous wave) sensor systems can be used to measure distances and speeds.
  • a basic circuit diagram of such an FMC sensor (designed as an FMC radar sensor) is shown in FIG. 3.
  • a frequency-modulated oscillator MO is used as the signal source.
  • the frequency of this oscillator is detuned as a function of time via a control unit PA.
  • the modulation signal should be selected so that the frequency modulation of the oscillator is as linear as possible.
  • the sensor emits the transmission signal s (t) via the transmission and reception device SEE and receives a reception signal r (t) that is delayed in time according to the transit time to the measurement object.
  • a transmission and reception signal in a monostatic system with only one transmission and reception device is separated, for example, by a transmission and reception switch SE.
  • a transmission and reception switch SE e.g. B. a circulator or a directional coupler can be used.
  • the transmitting and receiving switch is omitted.
  • the measurement signal mess (t) which corresponds to the mixed product (difference frequency) of the transmission signal s (t) and the reception signal r (t), is filtered with a low-pass filter TP.
  • the information about the distance to be measured is proportional to the frequency (or the phase shift) of the measurement signal mess (t).
  • Such systems are e.g. B. in the publication by AG Stove, "Linear FMCW radar techniques", IEEE Proc. F, Radar Signal Processing, Vol. 139, pp. 343-350 (1992). If the object moves, it becomes distance-dependent
  • Frequency of the measurement signal is superimposed on an additional Doppler frequency.
  • the frequency of the measurement signal shifts to higher or lower frequencies, depending on the direction in which the frequency of the transmission signal is detuned by the modulation (from low [transmission] frequency to high frequencies or vice versa).
  • DE 195 33 124 describes an FMC sensor system in which phase errors are corrected using a reference signal (see also the publication by M. Vossiek, P. Heide, M. Nalezinski, V. Gurgori, "Novel FMC radar system concept with adaptive compensation of phase errors, "26th European Microwave Conference, Prague, Czech Republic, September 9-12, 1996, pp. 135-139).
  • a delay line and a further mixer are provided to generate the reference signal.
  • sensor concepts for distance and speed measurement which use modulated pulse-shaped transmit signals and in which the evaluation of the received signals is based on schemes for time-frequency analysis (F. Hlawatsch, GF Boudreaux-Bartles, "Linear and Quadratic Time-Frequency Signal Representation ", IEEE SP Magazine, April 1992).
  • a suitably coded signal is transmitted for this purpose, which reflects from the object and is then received by the sensor system.
  • Distance and speed can be derived by correlating the received signal with a set of reference signals which correspond to the transmitted signal in terms of coding but are shifted at different frequencies.
  • the object of the present invention is to provide a method for distance and speed measurement with which the distance and the speed of one or more objects can be determined very precisely at the same time.
  • a device for carrying out this method is to be specified.
  • transmission signals are used which have a clearly non-linear phase profile.
  • the distance and speed of the test objects are determined at the same time.
  • An advantage of this method is that influences that cause a non-linear phase curve (eg non-linearities of the modulation characteristic and phase noise of the oscillator) and that interfere strongly in conventional FMCW systems, for coding the signals and, based on this, for a clear distance and speed measurement can be used.
  • This makes it possible to use oscillators which, owing to the simple structure of the system, are not ideally linearly modulated or cannot be linearly modulated.
  • the computational effort required for the evaluation of measurement signals is comparatively low compared to conventional schemes for time-frequency analysis.
  • phase errors ⁇ (t) are known a priori, ⁇ (t, ⁇ ) results from this equation.
  • phase curve of the transmission signal is known, e.g. in DE 195 33 124 and in the publication by M. Vossiek, P. Heide, M. Nalezinski, V. Gurgori, "Novel FMCW radar System concept with adaptive compensation of phase errors," 2nd European Microwave Conference, Prague, Czech Republic, 9th-12th Sept. 1996, pp. 135-139, different methods are given, how phase errors can be equalized or how the modulation can be linearized. In principle, all methods have the effect that the portion of the measurement signal which originates from a specific reflecting measurement object has constant phase steps at constant time intervals. The equalization or linearization methods have the effect that their result corresponds to the measurement signal when using linear modulation
  • an additional Doppler frequency f d is additively superimposed on the distance-dependent frequency f r of the measurement signal.
  • a transmit signal with a non-linear, possibly even strongly non-linear phase profile is used and the phase profile of the measurement signal is corrected (ie preferably linearized) in several different ways.
  • the respective correction is made on the assumption that the measurement object has a given speed.
  • a set of differently corrected measurement signals for different speed hypotheses is thus obtained.
  • a frequency analysis (for example a Fourier transformation or another spectral analysis method) is then carried out for each form of correction of the measurement signal.
  • the quality of the correction of the measurement signal is indicated by the fact that the frequency spectrum of the measurement signal has as few and clearly recognizable individual frequencies as possible, which can be assigned as well as possible to individual measurement objects. Ideally, there is a single frequency for each reflective measurement object.
  • the correction of the measurement signal is generally particularly good when there are high-energy, spectrally pure signal components for the measurement objects. Energy-rich means that the energy or the amplitude of the spectral line (s) in question is particularly high, and in general is higher than in the case of the other equalizations of the measurement signal.
  • the width, the height or the distribution of the resulting spectral lines can, for example, also be used as simple measures for the quality of the equalization of the measurement signal.
  • z. B a transmission signal that causes a quadratic change in the measurement signal phase, or a transmission signal with stochastic phase fluctuations that have an approximately linear course over short time intervals.
  • the already existing phase noise of oscillators can also be used as nonlinear modulation in the method according to the invention.
  • the corrections based on the speed hypotheses can be implemented in different ways.
  • the hypothetical Doppler frequencies can be included in the measurement signal or in a reference signal.
  • the Doppler frequencies can be calculated, for example, by mixing the signals as functions of time or as functions of frequency
  • Such implementation of the signals is as a device (hardware) z. B. can be realized with an arrangement of a plurality of mixers. It is advantageous if the characteristic curve, ie the time course of the modulation of the transmission signal, is known. In this case, the use of a reference signal can be dispensed with. If the characteristic of the modulation is not known, one way of determining the characteristic is to transmit the transmission signal parallel to the measuring path over a precisely defined reference path. The exact frequency or ⁇ "can be obtained from the reference signal obtained in this way.
  • Phase curve of the transmission signal using A ⁇ (t, ⁇ ) mess A ⁇ (t, ⁇ ) ref ⁇ mess
  • the reference distance can advantageously in an apparatus as a delay line z. B. realize with a surface acoustic wave device (SAW).
  • SAW surface acoustic wave device
  • the figures show block diagrams of sensor systems which are suitable for the method according to the invention.
  • a modulatable oscillator MO is shown, the z. B. via a control unit PA, in which a modulation signal is generated, its frequency is detuned.
  • the transmission signal is emitted via the transmission and reception unit SEE, reflected by a measurement object and recorded by the transmission and reception unit SEE.
  • a bistatic arrangement is shown as an example in FIG. 1, and a monostatic arrangement is shown in FIG. 2 in which the transmit and receive signals are separated from one another with a transmit and receive switch.
  • the received signal r (t) is mixed with the current transmitted signal s (t) and then preferably filtered with a low-pass filter TP1.
  • the result is a measurement signal mess (t), which is fed to an evaluation unit AE, which preferably has an analog-digital converter and a digital signal processor.
  • a part of the transmission signal s (t) is branched off into a reference device V, which is provided for generating a reference signal.
  • this reference device is formed with a delay line ⁇ , for which purpose a surface wave component can be used, for example.
  • the delayed signal is mixed with the undelayed signal in the mixer RMI to form the reference signal ref (t), which is preferably filtered in a subsequent low-pass filter TP2.
  • the reference and measurement signals are preferably fed to a digital signal evaluation in the evaluation unit, which is equipped with analog-digital converters A / D and a digital signal processor.
  • the reference device V here consists of a mixer and a frequency-voltage converter. High frequencies of the transmission signal s (t) are mixed down to lower frequencies with the aid of a local oscillator LO before they are fed to the actual frequency-voltage converter f / U.
  • the reference signal or a regulation of how the linearization is to be carried out can be derived from the reference voltage Uref (t) thus generated, which is proportional to the instantaneous signal frequency.
  • the method according to the invention for. B. realized in such a way that a reference signal is first determined for a measurement object at rest relative to the sensor.
  • a set of special reference signals is determined from this in that different Doppler frequencies f dref for different speeds of the test object are train signal can be included.
  • the measurement signal is imearized with each of the special reference signals.
  • the frequency spectrum is then z. B. calculated using Fourier analysis.
  • a measure is defined which evaluates the goodness of the correction of the measurement signal achieved, and this measure is used to decide on the basis of the frequency spectrum which of the hypothetical Doppler frequencies best matches the actual speed of a measurement object.
  • maxima of the frequency spectrum are shown (eg using a graphic representation) depending on the one hand on the center frequency of the measurement signal (f m ) and on the other hand on the calculated Doppler frequency (fdr e ) and the values of these frequencies f m and f dre f, at which the maxima lie.
  • maxima are determined which are above a predetermined value (noise threshold) and which already drop significantly with slight deviations from the associated frequencies f m and f dr ef of a respective maximum.
  • a correction rule for eliminating the phase errors as described above can be derived from the reference signal.
  • a measurement signal can be expanded based on different speed hypotheses to a set of different Doppler shifted measurement signals. All measurement signals of this set can then be equalized with the correction specification and the speed hypothesis for which the best result is obtained can be determined. Correction instructions associated with different speed hypotheses can also be determined. For this purpose, different Doppler frequencies are included in the reference signal and, in addition, correction data sets calculated for equalization of the measurement signal. This provides a correction rule for every hypothetical speed. The measurement signal is equalized with each of these correction instructions. The best result is for the optimal speed hypothesis. This set of correction instructions for different speed hypotheses can be saved and used for each new measurement.
  • the evaluation device AE is intended to calculate various corrections of the measurement signal as a function of predetermined frequency shifts such that the result of the measurement signal when using a linear Corresponds to modulation.
  • the speed of the measurement object is calculated from this, which causes a frequency shift of the measurement signal as a Doppler shift, for which the associated correction of the measurement signal provides a frequency spectrum of the modulation that fulfills a predetermined quality criterion.
  • the measurement for two objects which were at a distance of 125 m and 250 m and had a speed of 30 m / s and 16 m / s, using a sensor system in which the carrier frequency of 76 GHz was modulated within a bandwidth of 180 MHz, two clearly emerging maxima.
  • the sensor system used had a delay device with a surface wave component, which caused a time delay of 3.3 ⁇ s.
  • the maxima are at the center frequency (f m ) 45.2 kHz or 68.2 kHz and the calculated Doppler frequency (fdr ef ) 61 kHz or 17 kHz.
  • the Doppler frequencies are 15.2 kHz and 8.5 kHz (corresponding to speeds of 30.06 m / s and 16.7 m / s) and the range-dependent ones Frequencies of 30.0 kHz or 59.7 kHz (corresponding to distances of 124.9 m or 248.9 m).
  • a frequency-modulated lidar or sonar can be used instead of a frequency-modulated microwave radar.
  • a frequency-modulated lidar or sonar can be used.
  • Appropriate means e.g. B. a local oscillator is provided with which at least one predetermined frequency can be generated and this further mixing device can be supplied.

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Abstract

Bei einem FMCW-System wird ein Sendesignal mit nichtlinearem Phasenverlauf verwendet und der Phasenverlauf des Meßsignals auf mehrere verschiedene Weisen korrigiert unter der Annahme, das Meßobjekt besitze eine jeweilige vorgegebene Geschwindigkeit. Man erhält so einen Satz von unterschiedlich korrigierten Meßsignalen zu verschiedenen Geschwindigkeitshypothesen. Zu jeder Korrektur wird eine Frequenzalanalyse durchgeführt. Die zu dem reinsten und am deutlichsten ausgeprägten Frequenzspektrum führende Geschwindigkeitshypothese gibt die tatsächliche Geschwindigkeit des Meßobjektes. Für die Korrektur wird z.B. ein Bezugssignal verwendet, das durch Mischen des Sendesignales mit dem zeitverzögerten Sendesignal erzeugt wird.

Description

Beschreibung
Verfahren und Vorrichtung zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung
Zur Messung von Entfernungen und Geschwindigkeiten sind FMCW- Sensorsysteme (frequency modulated continuous wave) gebrauchlich. Ein Prinzipschaltbild eines solchen FMC -Sensors (ausgeführt als FMC -Radar-Sensor) zeigt Fig. 3. Als Signal- quelle wird ein frequenzmodulierbarer Oszillator MO verwendet. Die Frequenz dieses Oszillators wird über eine Ansteuer- einhe t PA zeitabhängig verstimmt. Das Modulationssignal ist bei konventionellen FMC -Sensoren so zu wählen, daß die Frequenzmodulation des Oszillators möglichst linear erfolgt. Der Sensor strahlt über die Sende- und Empfangseinrichtung SEE das Sendesignal s(t) ab und empfangt ein entsprechend der Laufzeit zum Meßobjekt zeitverzogertes Empfangssignal r(t). Eine Trennung von Sendesignal und Empfangssignal bei einem monostatischen System mit nur einer Sende- und Empfangs- einrichtung wird zum Beispiel durch eine Sende- und Empfangsweiche SE bewirkt. Dafür kann z. B. ein Zirkulator oder ein Richtkoppler verwendet werden. Bei einem bistatischen System, das über getrennte Sende- und Empfangseinrichtungen verfugt, wird die Sende- und Empfangsweiche weggelassen. Das Meßsignal mess(t), das dem Mischprodukt (Differenzfrequenz) aus Sendesignal s(t) und Empfangssignal r(t) entspricht, wird mit einem Tiefpaßfilter TP gefiltert. Die Information über den zu messenden Abstand ist bei einem derartigen Sensor proportional zu der Frequenz (bzw. dem Phasenhub) des Meßsignals mess(t). Derartige Systeme sind z. B. in der Veröffentlichung von A. G. Stove, „Linear FMCW radar techniques", IEEE Proc. F, Radar Signal Processing, Bd. 139, S. 343-350 (1992) beschrieben. Bewegt sich das Objekt, so wird der entfernungsabhängigen
Frequenz des Meßsignales eine zusätzliche Dopplerfrequenz überlagert. Die Frequenz des Meßsignales verschiebt sich zu höheren oder zu niedrigeren Frequenzen hin, je nachdem, in welche Richtung die Frequenz des Sendesignales durch die Modulation verstimmt wird (von niedriger [Sende-] Frequenz zu hohen Frequenzen oder umgekehrt) . Durch Auswerten des Spek- trallinienpaares, das man aus zwei Messungen mit unterschiedlicher Richtung des Durchstimmens (sweep) der Sendefrequenz erhält, lassen sich die Entfernung und die Geschwindigkeit eines Meßobjektes bestimmen. Sind mehrere Objekte vorhanden und haben diese Objekte insbesondere große Geschwindigkeiten relativ zu dem Sensor, kann die Zuordnung der Spektrallinien- paare zu den jeweiligen Objekten sehr schwierig sein.
Für eine gute Funktionsweise ist es erforderlich, daß die Frequenzmodulation exakt linear erfolgt und das Phasenrauschen des HF-Oszillators gering ist. In der DE 195 33 124 ist ein FMC -Sensorsystem beschrieben, bei dem Phasenfehler unter Verwendung eines Bezugssignales korrigiert werden (s. auch die Veröffentlichung von M. Vossiek, P. Heide, M. Nalezinski, V. Mägori, "Novel FMC radar System concept with adaptive compensation of phase errors," 26th European Microwave Conference, Prague, Czech Republic, 9.-12. Sept. 1996, S. 135- 139) . Zur Erzeugung des Bezugssignales sind eine Verzögerungsleitung und ein weiterer Mischer vorgesehen.
Des weiteren sind Sensorkonzepte zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung bekannt, die modulierte pulsförmige Sendesignale benutzen und bei denen die Auswertung der Empfangssignale auf Schemata zur Zeit-Frequenz-Analyse beruht (F. Hlawatsch, G. F. Boudreaux-Bartles, „Linear and Quadratic Time-Frequency Signal Representation", IEEE SP Magazine, April 1992) . Beispielsweise wird hierzu ein geeignet kodier- tes Signal ausgesendet, welches vom Objekt reflektiert und anschließend von Sensorsystem empfangen wird. Durch Korrelation des Empfangssignals mit einem Satz von Bezugssignalen, die in der Kodierung dem Sendesignal entsprechen, aber unterschiedlich frequenzverschoben sind, lassen sich Entfernung und Geschwindigkeit ableiten.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung anzugeben, mit dem die Entfernung und die Geschwindigkeit eines oder mehrerer Objekte sehr genau gleichzeitig bestimmt werden können. Außerdem soll eine Vorrichtung zur Ausführung dieses Verfahrens angegeben werden.
Diese Aufgabe wird mit dem Verfahren mit den Merkmalen des Anspruches 1 und mit der Vorrichtung mit den Merkmalen des
Anspruches 6 gelöst. Weitere Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren werden Sendesignale ver- wendet, die einen deutlich nichtlinearen Phasenverlauf aufweisen. Durch geschwindigkeitsabhängigen Abgleich des Phasenverlaufes und Bewerten der Ergebnisse werden gleichzeitig Entfernung und Geschwindigkeit der Meßobjekte bestimmt. Ein Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, daß Einflüsse, die einen nichtlinearen Phasenverlauf verursachen (z.B. Nicht- linearitäten der Modulationskennlinie und Phasenrauschen des Oszillators) und die bei konventionellen FMCW-Systemen stark stören, zu einer Kodierung der Signale und basierend darauf zu einer eindeutigen Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung genutzt werden. Hierdurch ist es möglich, auch Oszillatoren einzusetzen, die infolge eines einfachen Aufbaues des Systems nicht ideal linear moduliert werden oder nicht linear moduliert werden können. Der erforderliche Rechenaufwand bei der Auswertung von Meßsignalen ist gegenüber konventionellen Schemata zur Zeit-Frequenz-Analyse vergleichsweise gering. Aufgrund der Zeitverzögerung τ, die die vom Meßobjekt reflektierten Empfangssignale gegenüber dem von einem FMCW-Sensor- system ausgesandten Sendesignal aufweisen, entsteht bei einem linearen Durchstimmen der Frequenz (sweep) als Mischprodukt eine konstante, zur Entfernung proportionale Frequenz f bzw. ein linear ansteigender Phasenhub. Bei der Betrachtung eines nichtlinearen Sweeps wird davon ausgegangen, daß der lineare Sweep mit der Basiskreisfrequenz ω0 und einer Sweep-Rate μ = 2π"df/dt um einen Phasenfehler Δφ von einer idealen Pha- senlinearität abweicht, so daß das Sendesignal μA s(t) = cos ω Λ + ■ • t + Aty(t) ist und das Empfangssignal
r(t) = cos\ co0 + μ • + τ Yt + τJ + Δφ/t + τj ist. Das Mischprodukt von
s(t) und r(t) ergibt abgesehen von einer Phasenkonstanten und unter Vernachlässigung höherfrequenter Mischprodukte (die vorzugsweise durch ein Tiefpaßfilter unterdrückt werden) im wesentlichen das Meßsignal mess(t) = cos[μ • τ • t + Δφ/t + τ) - Δφ tj] .
Geht man davon aus, daß die Phasenfehler im Intervall τ nähe- rungsweise lineare Funktionen der Zeit sind und die Phase sich in der Signallaufzeit nur wenig ändert (relativ langsamer Sweep im Vergleich zu der Laufzeit des Signales) , kann Δφ(t+τ) = Δφ(t) + rdΔφ/dt gesetzt werden. Die ideale Signalfrequenz fi = μτ(2π)-1 wird jeweils zum Zeit-
punkt t um ΔΦft, τ) = τ — [Δφft,)] verzerrt. Die Verzerrung der Si¬
gnalfrequenz steigt proportional zu der Signallaufzeit an. Sind die Phasenfehler Δφ(t) a priori bekannt, ergibt sich ΔΦ(t,τ) aus dieser Gleichung. Ist ΔΦ(t,τ)ref für eine beliebige Bezugsdistanz sref (mit der zugehörigen Signallaufzeit τEβf) z.B. aus einer Bezugsmessung bekannt, so sind daraus auch die Phasenfehler für beliebige Meßdistanzen smess (mit der zugehörigen Signallauf zeit τmess ) gemäß Δ ft τ)mess = AΦ(t, τ)ref -^ ableitbar .
Die Phase φ(t)mess des Meßsignals ist daher proportional zur τ„„„ Signallauf zeit gemäß φmta( = φ„f(t) -
- ref
Für den Fall, daß der Phasenverlauf des Sendesignals bekannt ist, werden z.B. in DE 195 33 124 und in der Veröffentlichung von M. Vossiek, P. Heide, M. Nalezinski, V. Mägori, "Novel FMCW radar System concept with adaptive compensation of phase errors," 2βth European Microwave Conference, Prague, Czech Republic, 9.-12. Sept. 1996, S. 135-139, unterschiedliche Verfahren angegeben, wie Phasenfehler entzerrt werden können bzw. wie die Modulation linearisiert werden kann. Grundsätz- lieh bewirken alle Verfahren, daß der Anteil des Meßsignales, der von einem bestimmten reflektierenden Meßobjekt herrührt, in konstanten Zeitintervallen konstante Phasenschritte aufweist. Die Entzerrungs- bzw. Linearisierungs-Verfahren bewirken, daß ihr Ergebnis dem Meßsignal bei Verwendung einer linearen Modulation entspricht
Bewegen sich Meßobjekt und Sensor relativ zueinander, so wird der entfernungsabhängigen Frequenz fr des Meßsignals eine zusätzliche Dopplerfrequenz fd additiv überlagert. Das Fre- quenzspektrum des Meßsignales mess(t) verschiebt sich um diese Dopplerfrequenz fd = 2v/λ, wobei v die Objektgeschwindigkeit und λ die Wellenlänge des Sendesignals bedeuten. Die Frequenz fm eines Meßsignals von einem Objekt, das sich in einem Abstand von dem Sensor relativ dazu bewegt, setzt sich zusammen aus der entfernungsabhängigen Frequenz fr und der Dopplerfrequenz fd gemäß fm = fr + fd . Die Phasen des Meßsignales und eines damit verglichenen Bezugssignales sind nur dann proportional zueinander, wenn auch die Dopplerfrequenzen von Meßsignal (fd) und Bezugssignal (fref) proportional zueinander sind, also fd = fdref'τmess/τref • Ist diese Bedingung nicht erfüllt, so wird das Meßsignal im Vergleich mit dem Be- zugssignal falsch entzerrt. Je mehr der Phasengang des Meßsignals von der Linearität abweicht, desto breiter ist das Frequenzspektrum des Meßsignals.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird ein Sendesignal mit nichtlinearem, ggf. sogar stark nichtlinearem Phasenverlauf verwendet und der Phasenverlauf des Meßsignals auf mehrere verschiedene Weisen korrigiert (d. h. vorzugsweise lineari- siert) . Die jeweilige Korrektur wird unter der Annahme vorgenommen, das Meßobjekt besitze eine jeweilige vorgegebene Geschwindigkeit. Man erhält so einen Satz von unterschiedlich korrigierten Meßsignalen zu verschiedenen Geschwindigkeitshypothesen. Für jede Form der Korrektur des Meßsignales wird dann eine Frequenzalanalyse (beispielsweise eine Fou- riertransformation oder eine andere Spektralanalysemethode) durchgeführt. Bei der Geschwindigkeitshypothese, bei der das beste Korrekturergebnis erzielt wird, kann davon ausgegangen werden, daß die Bedingung fd = fdref'τmess/τref erfüllt oder zumindest annähernd erfüllt ist. Diese beste Geschwindigkeitshypothese wird im folgenden Optimalhypothese genannt.
Die Güte der Korrektur des Meßsignales wird dadurch angezeigt, daß das Frequenzspektrum des Meßsignales möglichst wenige und deutlich erkennbare einzelne Frequenzen aufweist, die einzelnen Meßobjekten möglichst gut zugeordnet werden können. Im Idealfall ergibt sich für jedes reflektierende Meßobjekt eine einzige Frequenz. Die Korrektur des Meßsignales ist allgemein dann besonders gut, wenn sich möglichst energiereiche, spektral reine Signalkomponenten für die Meß- Objekte ergeben. Energiereich heißt dabei, daß die Energie oder Amplitude der betreffenden Spektrallinie (n) besonders hoch ist, und zwar in der Regel höher ist als bei den übrigen vorgenommenen Entzerrungen des Meßsignales. Als einfache Maßgrößen für die Güte der Entzerrung des Meßsignales können beispielsweise auch die Breite, die Höhe oder die Verteilung der resultierenden Spektrallinien verwendet werden. Basierend auf der gefundenen Optimalhypothese lassen sich dann aus fm = fr + fd und fd = dref'τmessΛref sowohl die Entfernung als auch die Geschwindigkeit des reflektierenden Objektes be- stimmen.
Die Wahl der nichtlinearen Modulation des Sendesignals ist vorzugsweise so zu treffen, daß bei Verletzung der Bedingung fd = dref'τmess/τref eine möglichst schlechte Linearisierung erzielt wird, um so zu gewährleisten, daß sich die Optimalhypothese stark von fehlerhaften Geschwindigkeitshypothesen abhebt. Günstig ist z. B. ein Sendesignal, das eine quadratische Änderung der Meßsignalphase bewirkt, oder ein Sendesignal mit stochastischen Phasenfluktuationen, die über kurze Zeitintervalle einen näherungsweise linearen Verlauf besitzen. Auch das ohnehin vorhandene Phasenrauschen von Oszillatoren kann bei dem erfindungsgemäßen Verfahren als nichtlineare Modulation eingesetzt werden.
Die Korrekturen anhand der Geschwindigkeitshypothesen lassen sich auf unterschiedliche Weise realisieren. Die hypothetischen Dopplerfrequenzen können in das Meßsignal oder in ein Bezugssignal eingerechnet werden. Die Berechnung der Dopplerfrequenzen kann beispielsweise durch Mischen der Signale als Funktionen der Zeit oder als Funktionen der Frequenz
(Fouriertransformierte) erfolgen. Eine derartige Umsetzung der Signale ist als Vorrichtung (hardware) z. B. mit einer Anordnung einer Vielzahl von Mischern realisierbar. Vorteilhaft ist es, wenn die Kennlinie, d. h. der zeitliche Verlauf der Modulation des Sendesignals bekannt ist. Es kann in diesem Fall auf die Verwendung eines Bezugssignales verzichtet werden. Ist die Kennlinie der Modulation nicht bekannt, besteht eine Möglichkeit zur Bestimmung der Kennlinie darin, das Sendesignal parallel zur Meßstrecke über eine genau definierte Bezugsstrecke zu übertragen. Aus dem so gewonnenen Bezugssignal läßt sich der genaue Frequenz- bzw. τ„
Phasenverlauf des Sendesignals mittels AΦ(t, τ)mess = AΦ(t, τ)ref ■ mess
Xref bestimmen. Die Bezugsstrecke läßt sich in einer Apparatur vorteilhaft als Verzögerungsleitung z. B. mit einem Oberflächenwellen-Bauelement (SAW) realisieren.
Es folgt eine Beschreibung einer Vorrichtung, mit der das er- findungsgemäße Verfahren ausgeführt werden kann, anhand der Figuren 1 bis 3.
Die Figuren zeigen Blockschaltbilder von Sensorsystemen, die für das erfindungsgemäße Verfahren geeignet sind.
In Figur 1 ist ein modulierbarer Oszillator MO eingezeichnet, der z. B. über eine Ansteuereinheit PA, in der ein Modulationssignal generiert wird, in seiner Frequenz verstimmt wird. Das Sendesignal wird über die Sende- und Empfangseinheit SEE abgestrahlt, von einem Meßobjekt reflektiert und von der Sende- und Empfangseinheit SEE aufgenommen. In Figur 1 ist als Beispiel eine bistatische Anordnung dargestellt, in Figur 2 eine monostatische Anordnung, bei der Sende- und Empfangssignal mit einer Sende- und Empfangsweiche voneinander getrennt werden. In dem Mischer MI wird das Empfangssignal r(t) mit dem aktuellen Sendesignal s(t) gemischt und anschließend vorzugsweise mit einem Tiefpaßfilter TP1 gefiltert. Als Ergebnis entsteht ein Meßsignal mess(t), das einer Auswerteeinheit AE zugeführt wird, die vorzugsweise über Ana- log-Digital-Wandler und einen Digitalsignalprozessor verfügt. Ein Teil des Sendesignals s(t) wird abgezweigt in eine Bezugseinrichtung V, die dafür vorgesehen ist, ein Bezugssignal zu erzeugen. In dem Ausführungsbeispiel der Figur 1 ist diese Bezugseinrichtung mit einer Verzögerungsleitung τ, wozu beispielsweise ein Oberflächenwellenbauelement eingesetzt werden kann, gebildet. Das verzögerte Signal wird mit dem nicht verzögerten Signal in dem Mischer RMI gemischt zu dem Bezugssignal ref(t), das vorzugsweise in einem sich anschließenden Tiefpaßfilter TP2 gefiltert wird. Bezugs- und Meßsignal werden vorzugsweise einer digitalen Signalauswertung in der Auswerteeinheit zugeführt, die dazu mit Analog-Digital-Wandlern A/D und einem Digitalsignalprozessor ausgestattet ist.
Eine weitere Möglichkeit zur Bestimmung der Modulationskennlinie des Sendesignals besteht darin, die Momentanfrequenz des Sendesignals direkt zu messen. Üblicherweise werden hierzu Frequenz-Spannungs-Umsetzer oder Phasenregelkreise eingesetzt. Eine entsprechende Ausführungsform zeigt Figur 2. Die Bezugseinrichtung V besteht hier aus einem Mischer und einem Frequenz-Spannungs-Umsetzer. Hohe Frequenzen des Sendesignales s(t) werden mit Hilfe eines Lokaloszillators LO auf niedrigere Frequenzen herabgemischt, bevor sie dem eigentlichen Frequenz-Spannungs-Umsetzer f/U zugeführt werden. Aus der so erzeugten Bezugsspannung Uref(t), die proportional zur momentanen Signalfrequenz ist, läßt sich das Bezugssignal oder eine Vorschrift, wie die Linearisierung vorzunehmen ist, ableiten.
Mit dieser Anordnung wird das erfindungsgemäße Verfahren z. B. in der Weise realisiert, daß zunächst ein Bezugssignal für ein relativ zum Sensor ruhendes Meßobjekt bestimmt wird. Daraus wird ein Satz von speziellen Bezugssignalen dadurch bestimmt, daß unterschiedliche Dopplerfrequenzen fdref für verschiedene Geschwindigkeiten des Meßobjektes in das Be- zugssignal eingerechnet werden. Das Meßsignal wird mit jedem der speziellen Bezugssignale lmearisiert . Für jedes der so lineaπsierten Meßsignale wird dann das Frequenzspektrum z. B. mittels Fourieranalyse berechnet. Es wird e n Maß defi- niert, das die Gute der erzielten Korrektur des Meßsignales bewertet, und dieses Maß wird dazu verwendet, anhand des Frequenzspektrums zu entscheiden, welche der hypothetischen Dopplerfrequenzen am besten mit der tatsachlichen Geschwindigkeit eines Meßobjektes übereinstimmt. Es werden (z. B. un- ter Verwendung einer graphischen Darstellung) alle ausgeprägten Maxima des Frequenzspektrums in Abhängigkeit einerseits von der Mittenfrequenz des Meßsignales (fm) und andererseits von der eingerechneten Dopplerfrequenz (fdre ) sowie die Werte dieser Frequenzen fm und fdref, bei denen die Maxima liegen, bestimmt. Es werden dazu praktisch diejenigen Maxima bestimmt, die über einem vorgegebenen Wert (Rauschschwelle) liegen und die bei geringen Abweichungen von den zugehörigen Frequenzen fm und fdref eines jeweiligen Maximums bereits deutlich abfallen. Jedes ausgeprägte Maximum wird einem Ob- jekt zugeordnet, dessen Entfernung und Geschwindigkeit dann aus fr = f = μτ(2π)_1 , fd = 2v/λ, fm = fr + fd und fd = fref'τmessAref berechnet wird.
Aus dem Bezugssignal kann eine Korrekturvorschrift zur Elimi- nierung der Phasenfehler wie oben beschrieben abgeleitet werden. Ein Meßsignal kann basierend auf unterschiedlichen Geschwindigkeitshypothesen zu einem Satz von unterschiedlich dopplerverschobenen Meßsignalen erweitert werden. Alle Meßsignale dieses Satzes können dann mit der Korrekturvorschrift entzerrt werden und diejenige Geschwindigkeitshypothese bestimmt werden, für die sich das beste Ergebnis einstellt. Es können auch zu unterschiedlichen Geschwindigkeitshypothesen zugehörige Korrekturvorschriften ermittelt werden. Zu diesem Zweck werden unterschiedliche Dopplerfrequenzen in das Be- zugssignal eingerechnet und dazu jeweils Korrekturdatensatze zur Entzerrung des Meßsignales berechnet. Damit erhält man zu jeder hypothetischen Geschwindigkeit eine Korrekturvorschrift. Das Meßsignal wird mit jeder dieser Korrekturvorschriften entzerrt. Das beste Resultat ergibt sich für die optimale Geschwindigkeitshypothese. Dieser Satz von Korrekturvorschriften zu unterschiedlichen Geschwindigkeitshypothesen kann abgespeichert werden und für jede neue Messung verwendet werden.
Wenn die Kennlinie der nichtlinearen Modulation des Sendesignals bekannt ist oder wenn ein Satz von Korrekturvorschriften z. B. in der Auswerteeinrichtung gespeichert ist, genügt der vereinfachte Aufbau des Sensorsystems nach Figur 3. Die Auswerteeinrichtung AE ist in diesem Fall dafür vorgesehen, in Abhängigkeit von vorgegebenen Frequenzverschiebungen verschiedene Korrekturen des Meßsignales zu berechnen derart, daß das Ergebnis dem Meßsignal bei Verwendung einer linearen Modulation entspricht. In der Auswerteeinrichtung wird daraus diejenige Geschwindigkeit des Meßobjektes berechnet, die eine Frequenzverschiebung des Meßsignales als Dopplerverschiebung bewirkt, für die die zugehörige Korrektur des Meßsignales ein Frequenzspektrum der Modulation liefert, das ein vorgegebenes Gütekriterium erfüllt.
Bei einer probeweisen Durchführung des Verfahrens ergaben sich für die Messung zweier Objekte, die sich in einer Entfernung von 125 m und 250 m befanden und eine Geschwindigkeit von 30 m/s bzw. 16 m/s aufwiesen, mit einem Sensorsystem, bei dem die Trägerfrequenz von 76 GHz innerhalb einer Bandbreite von 180 MHz moduliert wurde, zwei deutlich hervortretende Maxima. Das verwendete Sensorsystem besaß eine Verzögerungseinrichtung mit einem Oberflächenwellenbauelement, das eine Zeitverzögerung von 3,3 μs bewirkte. Die Maxima liegen bei der Mittenfrequenz (fm) 45,2 kHz bzw. 68,2 kHz und der einge- rechneten Dopplerfrequenz (fdref) 61 kHz bzw. 17 kHz. Rechnet net man diese Werte in reine Entfernungs- und Dopplerfrequenzen um, so ergeben sich die Dopplerfrequenzen zu 15,2 kHz bzw. 8,5 kHz (entsprechend Geschwindigkeiten von 30,06 m/s bzw. 16,7 m/s) und die entfernungsabhangigen Frequenzen zu 30,0 kHz bzw. 59,7 kHz (entsprechend Entfernungen von 124,9 m bzw. 248, 9 m) .
Statt eines frequenzmodulierten Mikrowellenradar kann ein frequenzmoduliertes Lidar oder Sonar verwendet werden. Es kann auch mindestens eine weitere Mischeinrichtung vorhanden sein, die so angeordnet und beschaffen ist, daß mit ihr das Sendesignal, das Empfangssignal, das Meßsignal oder ein Bezugssignal mit einer weiteren Frequenz gemischt werden kann. Dafür sind entsprechende Mittel, z. B. ein Lokaloszillator, vorgesehen, mit denen mindestens eine vorgegebene Frequenz erzeugt und dieser weiteren Mischeinrichtung zugeführt werden kann.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung, bei dem - mit einem FMCW-Sensorsystem frequenzmodulierte Sendesignale ausgesendet werden und Meßsignale aufgenommen werden, die eine Frequenzmodulation aufweisen, die von dem Wert oder den Werten der zu messenden Größe oder Größen .abhängt,
- die Modulation der Sendesignale von einer linearen Modula- tion abweichend vorgenommen wird,
- für verschiedene hypothetische Dopplerfrequenzen, die zu verschiedenen Geschwindigkeiten eines Meßobjektes gehören, eine rechnerische Korrektur des Meßsignals derart vorgenommen wird, daß das Ergebnis dem Meßsignal bei Verwendung ei- ner linearen Modulation entspricht, und
- die Geschwindigkeit ermittelt wird, die zu derjenigen hypothetischen Dopplerfrequenz gehört, für die sich aus dem korrigierten Meßsignal ein Frequenzspektrum von mindestens einer vorgegebenen Ausprägung ableiten läßt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem
- ein Bezugssignal erzeugt wird, das so beschaffen ist, daß sich damit das Meßsignal rechnerisch entsprechend einer Linearisierung der Modulation korrigieren läßt, und - die hypothetischen Dopplerfrequenzen in das Meßsignal oder in das Bezugssignal eingerechnet werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem ein gegenüber dem Sendesignal zeitverzögertes Signal zu dem Bezugssignal verarbeitet oder mit dem Sendesignal zu dem Bezugssignal gemischt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem als Bezugssignal eine von der Frequenz des Sendesignales abhangige elektrische Spannung erzeugt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem für verschiedene hypothetische Dopplerfrequenzen, die zu verschiedenen Geschwindigkeiten eines Meßobjektes gehören, ein Satz aus Korrekturvorschriften berechnet und abgespeichert und für die Korrektur mehrerer Meßsignale verwendet wird.
6. Vorrichtung zur beruhrungslosen Abstands- und Geschwindigkeitsmessung, bei der
- eine Signalquelle (MO) zur Erzeugung eines sich wellenförmig ausbreitenden frequenzmodulierten Signals, dessen Modulation von einer linearen Modulation abweicht, vorhanden
- eine Sende- und Empfangseinrichtung (SEW, SEE) und eine Mi- scheinrichtung (MI) vorhanden sind,
- diese Mischeinrichtung so angeordnet ist, daß sie ein von der Sende- und Empfangseinrichtung kommendes Signal mit dem von der Signalquelle erzeugten Signal zu einem Meßsignal mischen kann, und
- eine Auswerteeinrichtung (AE) vorhanden ist, die dafür vorgesehen ist, in Abhängigkeit von vorgegebenen Frequenzverschiebungen verschiedene Korrekturen des Meßsignales zu be- rechnen derart, daß das Ergebnis dem Meßsignal bei Verwendung einer linearen Modulation entspricht, und daraus eine Geschwindigkeit des Meßobjektes zu berechnen, die eine Frequenzverschiebung des Meßsignales als Dopplerverschiebung bewirkt, für die die zugehörige Korrektur des Meßsignales ein Frequenzspektrum liefert, das ein vorgegebenes Gutekriterium erfüllt.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der eine Bezugseinrichtung (V) vorhanden ist, die so angeordnet und beschaffen ist, daß sie aus dem von der Signalquelle kommenden Signal ein von dem zeitlichen Phasenverlauf des Sendesignals abhängiges Bezugssignal erzeugen kann.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Bezugseinrichtung (V) eine Verzögerungsleitung (τ) umfaßt, die ein gegenüber dem Sendesignal zeitverzögertes Signal liefert.
9. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Bezugseinrichtung (V) einen Frequenz-Spannungs-Umsetzer (f/U) umfaßt, der die Frequenz des Sendesignals in eine elektrische Spannung als Bezugssignal umwandelt.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei der mindestens eine weitere Mischeinrichtung vorhanden ist, die so angeordnet und beschaffen ist, daß mit ihr das Sendesignal, das Empfangssignal, das Meßsignal oder ein Bezugssignal mit einer weiteren Frequenz gemischt werden kann, und
Mittel vorgesehen sind, mit der eine vorgegebene Frequenz erzeugt und dieser weiteren Mischeinrichtung zugeführt werden kann.
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