JP2010276372A

JP2010276372A - Ｆｍ−ｃｗレーダ装置および数値補正方法

Info

Publication number: JP2010276372A
Application number: JP2009126682A
Authority: JP
Inventors: Shigeo Inatsune; 茂穂稲常
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-05-26
Filing date: 2009-05-26
Publication date: 2010-12-09

Abstract

【課題】安価なＡＤ変換器を用いて、スプリアスの少ないＦＭ−ＣＷレーダ装置を得る。
【解決手段】ＦＭ−ＣＷレーダ装置が有するＡＤ変換器に対して正確な試験用電圧を印加した際にＡＤ変換器より出力されたコードと印加した電圧値とを対応付けたテーブルを記憶するＡＤコード補正手段を設ける。そして、ＡＤコード補正手段は、ＡＤ変換器より出力されたコードを取得し、取得されたコードと対応付けられた電圧値を出力する。ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、ＡＤコード補正手段より出力された電圧値を用いて、目的物の相対速度および距離等を計測する。
【選択図】図３

Description

本発明は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置および数値補正方法に関する。

近時、自動車等の車両に搭載され、走行車両との車間距離を測定し、衝突防止等を目的とする車載レーダ装置が注目されている。このような車載レーダ装置にあっては、ＦＭ−ＣＷ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ − ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＷａｖｅ）レーダ装置が用いられることが多い。

ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、目標物に対して送信した送信波と目標物から反射してきた反射波との周波数の差を用いて、目標物との相対距離および相対速度を算出する。このようなＦＭ−ＣＷレーダ装置は、ＡＤ変換機を用いて、送信波と反射波との合成波をデジタル情報に変換し、処理を行う。

ここで、衝突防止等を目的とするＦＭ−ＣＷレーダ装置は、直近の数ｍから２００ｍ程度までの広範囲をカバーすることが求められる。また、反射波の電力値は、目標物との距離の４乗に反比例する性質を有する。そのため、ＦＭ−ＣＷレーダ装置に使用されるＡＤ変換器は、ダイナミックレンジを広く取ることが求められる。

一方、ＡＤ変換器は、ＡＤ変換器を構成する抵抗回路の精度に起因した変換誤差を有している。そのため、ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、ＡＤ変換器を用いて取得したデジタル情報に対して、ＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を実行した場合には、ＡＤ変換器が有する誤差に起因したスプリアス（不要波）を検出する。

Ｓ．Ａ．Ｈｏｖａｎｅｓｓｉａｎ「ＲａｄａｒＳｙｓｔｅｍＤｅｓｉｇｎ＆Ａｎａｌｙｓｉｓ」ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ出版Ｐ．７８〜Ｐ．８１

上記従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、広範囲に対して有効な測定を行うためには、分解能が高く、ダイナミックレンジが広いＡＤ変換器を用いる必要がある。しかしながら、そのようなＡＤ変換器は、一般的に高価であり、マイコン等と一体化したカスタムＩＣの実現が難しいという問題点があった。

また、上記従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、スプリアスが検出された場合には、スプリアスと目標物との区別がつかなくなり、誤検出を引き起こすという問題があった。また、スプリアスを減少させるために、トリミング調整等を行った誤差の少ないＡＤ変換器は、一般的に高価であり、マイコン等と一体化したカスタムＩＣの実現が難しいという問題点があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高価なＡＤ変換器を使用しなくとも、ＡＤ変換器の誤差を起因とするスプリアスを防ぎ、広いスプリアスフリーレンジを有するＦＭ−ＣＷレーダ装置および数値補正方法を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、印加された電圧をデジタル情報にコード化して出力する変換手段と、前記変換手段によって前記出力されたデジタル情報と、前記変換手段に対して印加された前記電圧との線形関係を保つように前記出力されたデジタル情報を補正する補正手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、安価なＡＤ変換器を用いた場合にも、スプリアスを防ぐという効果を奏する。また、広いスプリアスフリーレンジを有するＦＭ−ＣＷレーダ装置を得ることができ、マイコン等と一体化したカスタムＩＣの実現を容易にするという効果を奏する。

図１は、本発明に関するＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成例を示す図である。図２は、ＡＤ変換器の変換誤差を説明する図である。図３は、ＡＤコード補正手段の効果を説明する図である。図４は、従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成例を示す図である。図５は、従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置の原理を説明する図である。図６は、ＡＤ変換器のダイナミックレンジを説明する図である。図７は、ＡＤ変換器のスプリアスフリーダイナミックレンジを説明する図である。

以下に、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

（従来技術適用の問題点）
まず、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０にかかる既存技術について説明する。既存のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、図４に示すように、変調回路１、発振器２、方向性結合器３、送信アンテナ４、ミキサ６、増幅器７、ＡＤ変換器８、周波数分析手段９、目標検出手段１０、距離速度算出手段１４を有している。

以下、既存のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０を構成する各部の機能を、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０の処理の流れに沿って説明する。まず、変調回路１は、周波数変調（以下、ＦＭという。）信号を作成し、発振器２へ送信する。次に発振器２は、ＦＭ信号で変調された高周波信号を発振し、方向性結合器３を解して送信アンテナ４とミキサ６へ送信する。

ここで、目標物が存在する場合、時間遅れを生じた反射波が受信アンテナ５によって受信され、ミキサ６へ送信される。ミキサ６は、反射波と方向性結合器３によって分配された送信波との周波数差を表す信号（以下、ビート信号という。）を作成する。ミキサ６は、作成されたビート信号を増幅器７へ送信する。増幅器７は、ビート信号を増幅し、ＡＤ変換器８へ送信する。

ここで、ＡＤ変換器８は、受信されたビート信号をアナログ信号形式からデジタル信号形式に変換する。次に、ＡＤ変換器８は、デジタル信号に変換されたビート信号を周波数分析手段９へと送信する。

周波数分析手段９は、デジタル化されたビート信号を受信した場合には、ＦＦＴ等の処理を用いて、周波数スペクトルを求める。目標検出手段１０は、求められた周波数スペクトルのうち、所定の閾値を越えたものを、目的物から反射された反射波を起因とする周波数スペクトルとする。距離速度算出手段１４は、目標検出手段１０でピックアップされた周波数により、目標物の相対距離および相対速度を算出する。

ここで、図５を用いて、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０が目標物の相対距離および相対速度を算出する方法について説明する。図５は、送信アンテナ４によって送信された送信波の周波数である送信周波数２０と、受信アンテナ５によって受信された反射波の周波数である受信周波数２１を示している。

まず、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、図５に示すように、Ｔｍ秒ごとにＵＰチャープ区間とＤＯＷＮチャープ区間とを繰り返すようにして、送信周波数２０を変化させる。具体的には、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＵＰチャープ区間の間、送信周波数２０の周波数を直線的に上昇させる。また、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＤＯＷＮチャープ区間の間、送信周波数２０の周波数を直線的に下降させる。

ここで、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、測定対象が送信周波数２０を反射した場合には、ドップラー効果により送信周波数２０とは異なる周波数となった反射波を受信周波数２１として受信する。ここで、測定対象がＦＭ−ＣＷレーダ装置３０に対して相対速度ｖ、相対距離Ｒで存在していた場合には、光速をＣ、送信波長をλ、ＵＰチャープ区間（またはＤＯＷＮチャープ区間）の期間をＴｍ、周波数変調幅をΔｆとすると、相対速度に相当するドップラー周波数ｆｄは、下式（１）で表すことができる。

次に、送信周波数２０と受信周波数２１との時間差により生じる距離周波数ｆｒは、下式（２）で表すことができる。

また、ＵＰチャープ区間でのビート周波数ｆｂ１とＤＯＷＮチャープ区間でのビート周波数ｆｂ２は、下式（３）および式（４）で表すことができる。

また、距離周波数ｆｒは、ドップラー周波数ｆｄよりも大きい場合には、下式（５）で表すことができる。

ここで、式（５）に式（２）を代入すると、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０から目標物までの相対距離Ｒを求める式（６）が導出される。

式（６）より、ＵＰチャープ区間でのビート周波数ｆｂ１とＤＯＷＮチャープ区間でのビート周波数ｆｂ２とを用いて、目標物までの距離Ｒを求めることができる。また、距離周波数ｆｒを算出すると、式（１）、式（３）および式（４）を用いて、相対速度ｖを求めることができる。

ここで、ドップラー周波数ｆｄが距離周波数ｆｒよりも十分に小さい場合には、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０と目的物との距離が遠いほどビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２の周波数は、高くなる。一方、受信周波数２１による受信電力Ｐｒは、下式（６）で表されるように、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０と目的物までの距離の４乗に反比例して減衰する。

ここで、式（６）のＰｔは送信周波数２０による電力、Ｇｔは送信アンテナ４の送信アンテナ利得、Ｇｒは、受信アンテナ５の受信アンテナ利得、σは、前方車両等の目的物の散乱断面積を示す。

一般的に、目的物が一つしかない状況はまれであり、通常は複数の目的物が存在する。そのため、例えば図６に示すように、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０から近距離にある目的物と、遠距離にある目的物で異なった周波数ピークが発生する。また、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０から目的物までの距離の差が開くほど、ピークレベルの差が大きくなり、遠距離に存在する目的物の散乱断面積が小さいと、さらに差が大きくなる。

したがって、受信信号を取り込むＡＤ変換器８には、広いダイナミックレンジが要求される。ＡＤ変換器８は、ビット数が多いほどダイナミックレンジが広く、変換速度も速い。しかし、そのようなＡＤ変換器８は、一般的に高価となる。ここで、図７に示すように、ＡＤ変換器８は、ダイナミックレンジが広い場合でも、リニアリティが悪い場合には、スプリアスが発生する。そのため、ＡＤ変換器８は、スプリアスフリーダイナミックレンジが広いことが望ましい。

ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、スプリアスが発生した場合には、複数の目標物が発生した場合と区別がつかなくなり、誤検出を引き起こす。しかし、リニアリティがよいＡＤ変換器８は、一般的に高価となる。そのため、マイコン等と一体化したカスタムＩＣの実現が困難であった。

実施の形態１．
次に、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置３０について説明する。なお、従来と同じ部分については説明を省略する。図１に示すように、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＡＤ変換器８のリニアリティ誤差を補正するＡＤコード補正手段１２、受信信号とテスト信号とを切り替えるスイッチ１１、テスト信号源１３、を既存のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０に付加している。

スイッチ１１は、受信信号とテスト信号とを切り替える。また、テスト信号源１３は、出荷前の検査時にＦＭ−ＣＷレーダ装置３０のスイッチ１１に結線され、検査終了時に取り外される。テスト信号源１３は、ＡＤ変換器８に印加することができる最小電圧から最大電圧までの電圧をＡＤ変換器８に対して正確に加えることができる。

ＡＤコード補正手段１２は、ＡＤ変換器８に印加された電圧値と、ＡＤ変換器８から出力されたデジタル信号とを対応付けたテーブルを記憶する。また、ＡＤコード補正手段１２は、ＡＤ変換器８からデジタル信号を受信した場合には、記憶されたテーブルを用いて、ＡＤ変換器８から出力されたデジタル信号と対応付けられた電圧値を出力する。

従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＡＤ変換器８によってコード化された電圧値と一定の値との積を、ＡＤ変換器８に印加された電圧値としていた。例えば、図２に示した場合には、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＡＤ変換器８によってコード化された電圧値に５ｍＶを掛け合わせた値をＡＤ変換器８に印加された電圧の値としていた。

しかし、ＡＤ変換器８は、製品ごとに異なった変換誤差を有している。そのため、図２に示すように、ＡＤ変換器８に印加された電圧と、ＡＤ変換器８が出力するコードとのリニアリティがくずれてしまう。

そこで、本発明に係るＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＡＤ変換器８に対して、一定間隔の正確な電圧を外部から印加し、印加された電圧とＡＤ変換器８が出力したコードとの関係を取得する。具体的には、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、検査時にテスト信号源１３を用いて、ＡＤ変換器８に対して正確な電圧を、ＡＤ変換器８が許容する最小電圧から最大電圧まで印加する。そして、図２の（２）に示すように、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、印加された電圧とＡＤ変換器８が出力したコードとを対応付けたテーブルを、ＡＤコード補正手段に記憶する。

通常の動作時には、ＡＤ変換器８は、増幅器７から出力される受信信号をスイッチ１１を経由して取得する。そして、ＡＤ変換器８は、取得された受信信号、すなわち印加された電圧をデジタルコードに変換し、ＡＤコード補正手段１２へ送信する。ＡＤコード補正手段１２は、記憶されたテーブルを参照し、ＡＤ変換器８から送信されたコードと対応付けられた電圧値を周波数分析手段９へ送信する。

ここで、図３は、ＡＤコード補正手段１２を用いた効果を説明する図である。ＡＤ変換器８は、製品ごとに異なる変換誤差を有している。そのため、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＡＤ変換器８が変換した情報を補正しなかった場合には、ＡＤ変換器８が変換した情報の誤差によってスプリアスを生じさせてしまう。

具体的には、ＡＤ変換器８は、変換誤差を有しているため、図３の（１）および（２）に示すように、印加する電圧の一例として正弦波を印加した場合には、変換結果にゆがみを生じさせてしまう。そのため、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＡＤ変換器８が出力したコードに対して補正を行わずにＦＦＴ処理を実行した場合には、図３の（３）に示す様に、ゆがみを起因としたスプリアスを生じさせてしまう。

一方、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＡＤコード補正手段１２を用いて、ＡＤ変換器８が出力したコードを補正した場合には、図３の（４）に示すようにゆがみを補正することができる。そのため、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＡＤ変換器８が出力したコードを補正し、補正されたコードに対してＦＦＴ処理を実行した場合には、図３の（５）に示すように、スプリアスを解消することができる。

以上説明したように、本発明によれば、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０に対して、ＡＤ変換器８が有する変換誤差を補正するＡＤコード補正手段１２を設けることにより、安価なＡＤ変換器を用いた場合にも、スプリアスを防ぐという効果を奏する。そのため、マイコン等と一体化したカスタムＩＣの実現を容易にし、低価格化を実現するという効果を奏する。

また、本発明によれば、ＦＭ−ＣＷレーダ装置３０に対して、ＡＤ変換器８が有する変換誤差を補正するＡＤコード補正手段１２を設けることにより、トリミング調整等を行っていない安価なＡＤ変換器であっても、スプリアスを防ぎ、スプリアスフリーダイナミックレンジの特性を高めることができる。

以上のように、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、ＡＤ変換器８が有する変換誤差を起因としたスプリアスが問題となるに有用であり、特に、衝突防止用の車載ＦＭ−ＣＷレーダ装置として好適である。

１変調回路、２発振機、３方向性結合器、４送信アンテナ、５受信アンテナ、６ミキサ、７増幅器、８ＡＤ変換器、９周波数分析手段、１０目的検出手段、１１スイッチ、１２ＡＤコード補正手段、１３テスト信号源、２０送信周波数、２１受信周波数。

Claims

印加された電圧を離散的な数値にコード化して出力する変換手段と、
前記変換手段によって前記出力された数値と、前記変換手段に対して印加された前記電圧との線形関係を保つように前記出力された数値を補正する補正手段と、
を備えることを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置。
前記補正手段は、試験用の電圧を前記変換手段に印加して出力された前記離散的な数値を前記試験用の電圧の値と対応付けて記憶し、前記変更手段によって前記出力された数値と対応付けられて記憶された前記電圧の値をコード化して出力することを特徴とする請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
印加された電圧を離散的な数値にコード化して出力する変換装置によって出力された数値と、前記変換装置に対して印加された前記電圧との線形関係を保つように前記出力されたデジタル情報を補正することを特徴とする数値補正方法。