JP2008516213A - 非理想的チャープ形状の決定による電気光学的距離測定方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、電気光学的距離測定方法に関係し、それは、周波数変調された光放射が、測定される少なくとも一つの目標に送信される。一度目標に分散された放射が受信されると、放射のチャープがパラメータc_jを有する位相関数Φ(t)によりモデル化される。それにより、線形輪郭からチャープの偏差の表現が可能となる。表現のため使用されるパラメータは、少なくとも部分的に測定から決定されるか、あるいは、数値の信号処理中に概算される。

Description

本発明は、請求項１のはじめの部分による電気光学的距離測定方法に関するものであり、請求項１２のはじめの部分による電気光学的距離測定装置と、コンピュータプログラム製造物とに関するものである。

電子的あるいは電気光学的な距離測定の分野において、様々な原理や方法が知られている。これを達成するのに、調査する目標物に、可視あるいは不可視のレーザー光のような周波数変調された電磁放射を送信し、続いて、戻り反射する物体からの、理想的には調査する目標物からだけの、一つ以上のエコーを受信することからなる。受信後、選択的に重畳されたエコー信号は、混合した信号と重畳し、装置は複雑になってはならないので、解析される信号の周波数が低減する。この混合は、送信信号によるホモダイン方法あるいは既知の周期のハーモニック信号のような周期性によるヘテロダイン方法として有効である。このように、これらの方法は、混合が、送信信号自身による、あるいは、自身の周波数を有するハーモニック信号による影響があることに違いがある。混合は、受信信号を低い周波数に変形するために作用する。次に、伝達時間と（使われた放射の伝播速度が既知のときの）調査される目標物との距離は、結果の信号から決定される。

これらの方法を搭載するために使用される装置は、変調可能な放射源に信号を重畳するチャープ発生器として信号発生器を通常使用する。光学分野では、一般にレーザーが放射源として使用される。また、光学分野では、送信と受信光学システムが、受信、送信に使用され、それぞれ、ミキサーが続く検出器・受信器と、Ａ／Ｄコンバータと、デジタル信号処理装置とが、この光学システムの下流回路に接続される。

線形周波数変調チャープは信号s(t)として信号発生器により生成される：数式１

瞬間周波数f(t)=dΦ(t)/dtは、時間の線形関数として数式２になり：

伝達時間の決定が簡単になる。

それぞれ振幅A_k、伝達時間t_k、(k=1,…,n)を有するn個の目標物の場合、ノイズの無いエコー信号e(t)は、以下のように表すことができる：数式３

このエコー信号e(t)が検出され、信号m(t)と混合される：数式４

m(t)を混合した結果の信号は：数式５

ここで、hは、適切な低域フィルタのパルス応答を示す。

理想的な低域において、数式５における低域フィルタリングが、従来例による非常に良好な近似に対し、明確に実現され、ホモダインの場合、数式１と数式３−５の等式で、高い周波数項の除去後の信号は：数式５ｂ

混合された信号d(t)は、有限測定域-T/2£t£T/2でデジタル化され、保存される。伝達間t_kは、周波数情報と、nが小さいと仮定できるとき選択的にこの信号の位相情報から決定され、よく知られている。エコーの一つ、例えば、n番目のエコーは、固定され、既知の基準目標物を源にし、残りの目標物の距離は伝達時間t_k-t_nと、基準目標物の既知の距離とから計算される。ホモダインの場合、混合信号m(t)=s(t-t₀)は、それ自身基準として働き、t₀は基準距離に対応する。

等式の数式１による線形チャープの場合、k番目のエコーが与える瞬間周波数は信号d(t)に対し数式６である：

この場合、伝達時間t_kは、信号d(t)の周波数分析（ヘテロダインの場合、時間結果の周波数分析）から直接決定されるが、この解は、まだ精度が粗い。さらに正確な結果は、位相情報を考慮して得られる。

同様な方法が従来例で記述されており、例えば、以下の出版物にある。

ＥＰ０８３４０８６Ｂ１は、短い測定時間で位相測定方法の領域で精度を有する光学的ＦＭＣＷ距離測定方法を記述している。この方法によれば、チャープ発生器は、送信信号と基準信号に分割する線形周波数変調信号を生成し、二つの信号が直交成分受信器内で互いに乗算される。

ＤＥ１９６１０９７０Ａ１は、レーダー領域で電磁放射を使用する距離測定のための連続送信の周波数変調方法（ＦＭＣＷ方法）を開示している。時間線形の周波数変調された（揺らいだ）信号が送信され、目標物を介した反射の後、受信され、分析される。中間の周波数の信号が、ミキサー内の送信、受信信号から発生し、高速フーリエ変換される。

従来例の他の解と同様に、この両方の出版物において、装置の時効に関係しない変調周波数f(t)の既知の時間線形の輪郭が、評価のために仮定されている。既知であり、時効に関係せず、線形性である条件が、装置のために、要求される精度を実現する。

公開された申請書ＤＥ１００６５６５７Ａ１は、強い位相ノイズを有する線形発振器のための縦続位相制御ループを開示している。その目的は、線形のアナログ周波数ランプを生成するためである。にもかかわらず、周波数の輪郭の実現可能な線形性と知識は、装置に大きな努力が避けられない限界を残している。

所定の周波数の輪郭（たとえば、線形）を有するチャープを生成することは、技術的に複雑で、また、正確で安定した方法で自在に可能でない。送信信号の理想的な動作からの逸脱がシステム的な測定誤差の原因となる。

ＥＰ１４６４９８２は、ランプ変調を有する非線形送信周波数輪郭を備えるＦＭＣＷレーダー装置のための方法を記述している。それにより、位相関数（線形チャープの理想の場合の直交位相関数）の線形化が有効となる。この明細書に記述されたパラメータのために、１１００ｍの目標距離の場合のこの近似は、約１０ｐｐｍであり、このレーダー領域からの到達は、電気光学的方法の高精度の測定のためには適していない。さらに、この方法は、送信のランプのモデル化の線形部分が既知であると仮定する多項式の公式を使用する。さらに、位相の値が評価のために必要で、位相を包まないことが要求される。この公式は、エラーを生じさせる簡素化されたモデル化と、複数の既知のパラメータあるいはモデルのパラメータを与えるための位相値の必要とする解を基にしている。

本発明の目的は、周波数輪郭の改良された識別と知識および／又は誤差のあるいはその影響の減少あるいは回避が可能な解法であり、評価のために直接、実際の受信信号を使用する解法を提供することである。

本発明の更なる目的は、一定した性能のため使用される部品についての要求の低減あるいは同じ部品での性能の向上させることである。

これらの目的を達成するため、請求項１と１２あるいはそれらの縦続の請求項の主要件による解法が開発された。

本発明は、非線形のものを含む有限の数のパラメータによる位相関数φ(t)のモデル化を基にしている。数式７による任意のパラメータc₁,…,c_mで一般的な表示により有効となる：

あるいは、数式７ｂによる線形パラメータの係数c₁,…,c_mで、サンプリング時間で累乗あるいは直交多項式、ウェーブレット、離散的デルタ関数のような適切な基本関数j_j(t)の線形結合により有効となる：

追加のパラメータc_jあるいはそのパラメータc_jのいくつかが、例えばすべての測定毎にそれに伴って決定され、この決定が他のすべての関連するシステムパラメータと伝達時間t_kと共にされることが可能である。このように、すべての未知のパラメータを決定することは、（統計的な）変数推定問題となる。特定の決定方法の例として、公知の最大尤度方法、例えば、B.L. van derWaerden：Mathematische Statistik[数理統計学]、Springer-Verlag、ベルリン、Gottingen、ハイデルベルク1957年。そこに、数式５ｂ（さらに、より一般には数式１、７、３、４および５）、すなわち、A₁,..,A_n,t₁,..t_n,c₁,..,c_mおよびt₀あるいはf₀およびφ、と信号オフセットd₀が、実際に測定され、ノイズベクトルとして解釈される信号からの偏差が最大の確率密度を有するように、決定される。

正規分布をなす補正されていないノイズを有する場合、最小二乗法により、（非線形）に合わせることに対応する。従って、パラメータと伝達時間tk、すなわち、求める目的物距離の決定が、補正されたノイズの一般的な場合にでも、非線形最適化問題を基づく。その解法のため、従来例が多くの一般的な反復方法を開示している。例えばD.W. Marquardt: Applied Mathematics11(1963)、431-441のSIAM Journalの非線形パラメータの最小二乗法推定のためのアルゴリズム、またはk. Levenbergの: 季刊のApplied Mathematics 2(1944)、154-168、の最小二乗法におけるある特定の非線形問題の解法、あるいは、古典的なBFGS方法およびそれの更なる発展あるいは、論文概要SIAM Review44(2002), 525-597、非線形最適化のための内点法のようにA.Forsgren、P.E.gill、M.H.Wrightにより記述された最近の方法などがある。

反復の最適化のための近似の初期値を得ることは、線形の場合からチャープ信号が頻繁な場合とみなされる比較的小さいならば、公知の方法を使用して数式６に基づいて有効である。

推定問題の条件の改善、すなわち、既知の時間間隔の間t_a£t£t_b例えば測定間隔t_a=-T/2、t_b=T/2に送信された信号の総位相変化の数値的安定性を高めるために、φ_tot=φ(t_b)-φ(t_a)に従って測定される。数式７ｂの場合には、これは、最適化で考慮される係数c₁に対し、線形二次状態：数式８ｂをもたらす。

一般の場合の数式７において、非線形二次状態：数式８が、最適化に考慮に入れられる。

φ(t)の測定は、送信信号がゼロを横切る回数を計数することによる簡単な方法で実現できる。この測定誤差は、大きな位相差φ_totと比較されるほとんどの目的に対し無視し得る１／２以下ではない。例えば、図６−１１のt_a=-T/2, t_b=T/2の場合は、φ_tot≫10s。必要であれば、装置に関して付加的な複雑さを用いて、誤差は、例えば単純傾斜積分法によって余剰位相を決定することによって、更に減らすことができる。

このアプローチの更なる利点は、例えばEP0834086B1で必要な部品として記述されているように、直交受信機が要求されないことである。

信号発生器により生成された信号あるいは放射源により送信された周波数変調放射の実際の輪郭の知識が、原則として、二つのアプローチを可能とする。第一に、信号の非線形部分は、信号発生器を適切に作動させることによって、信号生成において信号の非線形部分を予想することができる。 このように、信号の生成が、実際の信号の輪郭に、リアルタイムに合わせられる。第二に、実際の誤差の知識が、信号処理および距離計算において補正を可能にする。この2つのアプローチは、コンピュータで残留偏差が受け入れられ、考慮に入れられるように、ある特定の非直線性の閾に信号発生器を再調整することによって互いに結合することができる。

図１−５は、参照の数字が装置の部品の概略図の要素を識別するために使用されている光学実施例を示す。ホモダイン変数だけが示されている。ただし、例えばレーダーあるいはマイクロ波範囲のような非光学のスペクトル範囲のヘテロダイン変数と装置は、本発明によって実現することができる。ヘテロダイン変数は、ミキシングに必要な第２の信号を発生させる更なる信号発生器あるいは更なる信号出力を要求する。

図１は、本発明による第１の実施例の概略図を示し、信号発生器ＳＧの電気信号s(t)と検出器ＤＥのエコー信号e(t)とが結合されるミキサーＭＩを備える。信号発生器ＳＧの信号s(t)は、ドライバとレーザＴＬにより生成された放射に周波数変調を重畳するために使用される。この可視あるいは不可視スペクトル範囲での光学放射は、送信光学システムＳＯを介し送信され、一つあるいはそれ以上の目標あるは対象により反射された後、受信光学システムと検出器ＤＥを介し再び受信される。このホモダイン方法において、受信放射に含まれる、信号発生器ＳＧの信号s(t)と、ドライバとレーザＴＬのビーム発生の信号とは、ミキサーＭＩにより使用される。ミキサーＭＩの結果が、低域フィルタＴＦとアナログ・デジタル変換器ＡＣを介しデジタル化され、信号処理のためデジタル信号処理装置ＤＳＰに送られる。ミキサーＭＩに平行して、総位相TPは、カウンタＺＡにより決定され、ディジタル信号処理装置ＤＳＰに同様に送られる。制御部ＳＴは、理想的な輪郭からの信号生成の偏差が補償されるように信号発生器ＳＧを制御する。従って、実際の放出が線形の周波数輪郭を有するよう、あるいは、誤差が純粋にアルゴリズム的に評価に考慮されるように、信号発生器ＳＧにより生成された信号s(t)が制御部ＳＴにより変化する。さらに、理想的な動作および計算の考察による偏差の修正は結合することができる。距離測定装置は、ユーザ・インタフェースＢＳによって制御される。

図２は、本発明による第２の実施例の概略図を示し、光学的に検出された信号を有するミキサーＭＩおよび総位相TPのためのカウンタＺＡを備える。図１と対照的に、信号発生器ＳＧの信号s(t)はミキサーＭＩに直接送られず、ドライバおよびレーザＴＬにより送信される放射はビームスプリッタＳＤを介し第２の検出器ＤＥ２に渡される。第２の検出器ＤＥの出力は、総位相TPを決定するために、もう一度ミキサーＭＩとカウンタＺＡの両方に接続される。従って、この配置はエコー信号e(t)だけでなく、第２の光学的に検出された信号s(t-t₀)も使用し、この第２の光学的に検出された信号は、内部領域を介し送られ、ドライバ・レーザ結合部ＴＬの影響がミキサーＭＩの両方の信号に均等に作用する。

図１に似た実施例が、本発明による第３の実施例の概略図を図３に示され、直接電気信号を結合する二つのミキサーと直交受信器とを備える。信号発生器ＳＧの信号i(t)は、第１のミキサーＭＩ１と、下流の回路の低域フィルタＴＦを有する第２のミキサーＭＩ２と、アナログ・デジタル変換器ＡＤＣに送られ、第２のミキサーＭＩ２の信号は９０度位相シフト器でシフトされる。検出器ＤＥにより記録された放射のエコー信号e(t)は、第１のミキサーＭＩ１と第２のミキサーＭＩ２の両方に接続され、直交受信器が総合的に成される。

図４は、図２の第２の実施例に似ており、二つのミキサーと光学的に検出された信号s(t-t₀)と直交受信器とを備える、本発明による第４の実施例の概略図を示す。この第４の実施例は、図３の第３の実施例の直交受信器を、図２の第２の実施例の光学検出の信号s(t-t₀)と結合する。図１と対照的に、信号発生器ＳＧの信号s(t)は、直交受信機に直接に送られず、しかし、ドライバ・レーザＴＬにより送信された放射は、ビームスプリッタＳＤを介し、直交受信器に順に接続される第２の検出器ＤＥ２に贈られる。

図５は、重畳ＵＥと非線形性ＮＬのシーケンスによる混合された項の生成を概略的に示す。混合された項の生成は、上記の実施例のいずれかと組み合わせることができる更なる基本的な可能性を表す。特に第２の実施例と共同して、検出器がそれにより省略することができるので、利点がある。ミキサーの交換は、それに続く非直線性ＮＬおよび低域フィルタＴＦを有する検出器ＤＥの前またはそこでのエコー信号e(t)と信号m(t)とを混合する重畳ＵＥにより達成される。直交非線形ＮＬは、混合を正確に要求されたものを生成し、低域フィルタＴＦは、必要でない回数を抑制する。この方式は、ダイオードあるいはＦＥＴミキサー内で使用される。

次の図６−１１は、ホモダインおよび距離測定の誤差が生じるヘテロダインに対するチャープの厳密な線形の輪郭からの偏差の結果を示す。チャープの輪郭をモデル化しないで、線形の要求を満たすために、より複雑な装置が用いられるか、あるいは、誤差を含む測定が受け入れられなければならない。

次の図６−８は、ホモダインの場合の数値の例を示す。シミュレーションは、以下の数値を基に、Matlabにより計算された：
f_s = 10 MHz サンプリング周波数
T = 1 ms チャープ持続時間
m = 9980 サンプリング点の数
f₀= 600 MHz 中心周波数
B = 100 MHz チャープ帯域幅
d₀= 0 信号オフセット

距離４．５ｍと４５ｍの二つの等しい強さの目標に対し、図６は、ホモダインの場合に対する周波数輪郭（上）および、混合され、抽出された受信信号（下）の図を示す。

図７は、数式１に付加的な第４項を有するホモダインの場合の理想的なチャープの外乱を示す。開始および終わりの周波数が大きくは変わらないように、直交部のわずかな調整が実行される。位相関数における外乱は、数式９に示される。

再度、図７は、周波数輪郭（上）と混合・抽出された受信信号（下）を示す。

図８は、ホモダインの場合の外乱および理想的チャープとの間の送信周波数差と受信信号差を示す。このチャープ周波数は、理想値から最大０．４２％だけしか逸脱していないが、受信信号の差は、信号自身と同じくらい大きい。周波数差（上）および受信信号の差（下）が示されている。

図９−１１はヘテロダインの場合に対する数値例を示す。シミュレーションは、ホモダインの場合に基礎として与えられるのと同じ値で、Matlabによって同様に計算された。 高調波混合信号の周波数f_lは、f₁ = ５００ＭＨｚである。

図９は、ヘテロダインの場合の線形チャープに対する周波数輪郭（上）と受信信号（下）を示す。上記のホモダインの場合と同じパラメータ値および同じ目標距離が使用される。

図１０は、ヘテロダインの場合の理想的なチャープの数式９による外乱の影響を示す。 もう一度、周波数輪郭（上）および混合され、抽出された受信信号（下）が示されている。

図１１は、ヘテロダインの場合の外乱および理想的チャープの間の送信周波数差と受信信号差を示す。チャープ周波数が理想値から最大０．４２％だけしか逸脱していないが、受信信号の差は、信号自体と同じくらい大きい。

部品の様々な配列あるいは原理が、他の代替のあるいは補足の方法で互いに結合することができることは、当業者にとって自明である。装置の実施例は、上述のように、例えば、Gilbertセルまたは抽出ミキサーのような異なる設計のミキサー、あるいは、重ね合わせおよび非直線性のシーケンスによって一つ以上のミキサーの置き換えを有するヘテロダインまたはホモダインの構造で、設計可能である。

混合信号としての電気的信号および総位相のカウンターとを有する、本発明による第１の実施例の概略図を示す。 混合信号として光学的に検出された信号および総位相のためのカウンターとを有する、本発明による第２の実施例の概略図を示す。 混合信号として光学的に検出された信号および直交受信器を有する、本発明による第３の実施例の概略図を示す。 混合信号として光学的に検出された信号および直交受信器を有する、本発明による第４の実施例の概略図を示す。 重ね合わせおよび非直線性のシーケンスによって混合の生成をする概略図を示す。 ホモダインの場合の完全線形チャープに対する周波数輪郭と受信信号の図表を示す。 ホモダインの場合の付加的な第４項を有する理想的なチャープの外乱の図表を示す。 ホモダインの場合の外乱および理想的なチャープの間の送信周波数と受信信号の図表を示す。 ヘテロダインの場合の線形チャープに対する周波数輪郭と受信信号の図表を示す。 ヘテロダインの場合の付加的な第４項を有する理想的なチャープの外乱の図表を示す。 ヘテロダインの場合の外乱および理想的なチャープの間の省略された周波数差と受信信号差の図表を示す。

符号の説明

ＡＤＣ アナログ／デジタル変換器
ＢＳ ユーザ・インターフェイス
ＤＥ 検出器
ＤＥ１ 第１の検出器
ＤＥ２ 第２の検出器
ＤＳＰ デジタル信号処理装置
ＥＯ 受信光学システム
ＭＩ ミキサー
ＭＩ１ 第１のミキサー
ＭＩ２ 第２のミキサー
MS 混合信号
ＮＬ 非線形性
ＳＤ ビームスプリッタ
ＳＧ 信号発生器
ＳＯ 送信光学システム
ＳＴ 制御部
ＴＦ 低域フィルタ
ＴＬ ドライバとレーザ
ＵＥ 重畳
ＺＡ カウンタ
９０° ９０度位相シフト器

Claims (16)

1. 調査される少なくとも一つの目標物に、周波数変調された光学電磁放射、すなわち、位相周波数φ(t)を有するf(t)=dΦ(t)/dtにより記述される放射に重畳された周波数としてのチャープを送信すること、
   上記目標物により散乱された放射を受信すること、
   受信した上記放射を少なくとも一つの受信信号に、ホモダインあるいはヘテロダイン・ミキシングで、変換すること、
   上記受信信号から上記少なくとも一つの目標物への少なくとも一つの距離を決定すること、のステップを有し、そして
   上記位相周波数φ(t)が、パラメータc_jによりモデル化され、該パラメータのいくつかは上記受信した信号から決定されることを特徴とする電気光学距離測定方法。
2. 上記パラメータのいくつかは、位相の値の決定なしに、上記受信信号から直接決定されることを特徴とする請求項１記載の距離測定方法。
3. 上記パラメータc_jの基数が、有限であることを特徴とする請求項１あるいは２記載の距離測定方法。
4. 上記パラメータc_jが、それぞれの測定において、更なるシステムパラメータおよび／あるいは少なくとも一つの距離と同等な伝達時間t_kと共に決定されることを特徴とする請求項１、２あるいは３記載の距離測定方法。
5. 既知の時間間隔、たとえば測定間隔の間に、上記伝達信号内での総位相変化φ_tot=φ(t_b)-φ(t_a)が、ゼロを通る上記伝達信号の通過を計数することにより、測定されることを特徴とする請求項１から４のいずれか記載の距離測定方法。
6. 数式１による上記位相関数が、べき乗関数、直交多項式、ウェーブレットあるいはサンプリング点での離散的デルタ関数の適切な基本関数の有限線形結合としてモデル化されていることを特徴とする請求項１から５のいずれか記載の距離測定方法。
   

   
7. 信号評価において、数式２に示す一般二次条件、あるいは、数式３に示す線形二次条件が、係数c₁…,c_mに考慮されることを特徴とする請求項５あるいは６記載の距離測定方法。
   

   

   
8. 一般あるいは線形二次条件の選択的な使用による最小二乗法により、更なるシステムパラメータと求められた上記走行時間t_kと共に、上記パラメータc_jが、最尤法をもって決定されることを特徴とする請求項４、６、あるいは７記載の距離測定方法。
9. 解決されるべき最適化問題が上記パラメータc₁,..,c_mに関し非線形であるように、上記位相関数φ(t)=φ(t;c₁,..,c_m)が、非線形パラメータc₁,..,c_mでモデル化されていることを特徴とする請求項１から５のいずれか記載の距離測定方法。
10. 線形性から上記チャープが小さな偏差の場合、上記伝達時間t_kとのための近似初期値が周波数分析により計算され、上記パラメータの近似値で、ホモダインに対しf_k(t)=2e(t₀-t_k)、ヘテロダインに対しf_k(t)=d+2e(t-t_k)-f₀が計算され、ここにe(t)はエコー信号を示し、dは信号オフセットを示すことを特徴とする請求項１から９のいずれか記載の距離測定方法。
11. 請求項１から１０のいずれか記載の方法を実施するための、コンピュータで実行されるプログラムであり、機械的に読み出し可能な媒体に保存された、あるいは電磁波により記録されたプログラムコードを有することを特徴とするコンピュータ・プログラム製造物。
12. 調査される目標物への光学的放射の生成および放出のための変調可能光学放射源（ＴＬ）と、
    位相周波数φ(t)を有するf(t)=dΦ(t)/dtにより記述される放射に重畳された周波数としてのチャープである、上記放射源（ＴＬ）の変調のための信号発生器（ＳＧ）と、
    後方散乱放射を受信し、信号に変換する検出器（ＤＥ、ＤＥ１、ＤＥ２）と、
    上記信号を処理するための、特にデジタル信号処理装置（ＤＳＰ）である信号処理装置と、
    ホモダインあるいはヘテロダイン・ミキシング工程を実行するミキサー（ＭＩ、ＭＩ１、ＭＩ２）と、を少なくとも備え、そして
    上記信号発生器（ＳＧ）と上記検出器（ＤＥ、ＤＥ１、ＤＥ２）と上記信号処理装置が、上記位相関数をモデル化するための上記パラメータのいくつかが受信された放射において測定から決定されるように、配置され、設計されていることを特徴とする請求項１から１０のいずれか記載の距離測定方法を実行するための電気光学距離測定装置。
13. 上記信号発生器（ＳＧ）と上記検出器（ＤＥ、ＤＥ１、ＤＥ２）と上記信号処理装置が、上記パラメータc_jが、それぞれの測定において、更なるシステムパラメータおよび／あるいは少なくとも一つの距離と同等な伝達時間t_kと共に決定されるように、配置され、設計されていることを特徴とする請求項１２記載の距離測定装置。
14. 上記送信信号の全位相(TP)を決定する装置、例えばカウンタ（ＺＡ）を備えることを特徴とする請求項１２あるいは１３記載の距離測定装置。
15. 下流の回路の低域通過フィルタ（ＴＦ）のような混合された項を生成するため、ミキシング信号を有する上記後方散乱放射の光学的あるいは電気的重畳（ＵＥ）と、二次の非線形性のような非線形性（ＮＬ）の工程を備えることを特徴とする請求項１２、１３、あるいは１４記載の距離測定装置。
16. 線形の周波数輪郭からの上記チャープの偏差がリアルタイムで補正されるように、信号発生器（ＳＧ）を駆動する制御部（ＳＴ）を備えることを特徴とする請求項１２から１５のいずれか記載の距離測定装置。

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