JPH1062519A - レーダ・システムにおける電圧制御発振器（ｖｃｏ）の非線形性をデジタル補償する方法及び装置 - Google Patents
レーダ・システムにおける電圧制御発振器（ｖｃｏ）の非線形性をデジタル補償する方法及び装置Info
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- G01S2013/93271—Sensor installation details in the front of the vehicles
Abstract
(57)【要約】
【課題】 変調システムの非線形性を補正する装置を提
供すること。 【解決手段】 この装置は、時間変動する被変調レーダ
信号（５６）を送信し、送信された被変調信号（５６）
の反射の結果として生じるエコー信号（６０）を受信す
る送受信装置（２４、２８、４８、５０、５２；５８、
６２）を有する。ミキサ（４８）が送信信号とエコー信
号とを比較して、比較信号を提供する。Ａ／Ｄコンバー
タ（７４）が、この比較信号をサンプリングし、その結
果を、コントローラ／ＤＳＰ（２２）に提供する。コン
トローラ／ＤＳＰ２２は、サンプリングされた比較信号
を、選択された再サンプリング時間で再サンプリングし
て、比較信号における非線形性を補正するために、選択
された再サンプリング時間を有効に変動させる。
供すること。 【解決手段】 この装置は、時間変動する被変調レーダ
信号（５６）を送信し、送信された被変調信号（５６）
の反射の結果として生じるエコー信号（６０）を受信す
る送受信装置（２４、２８、４８、５０、５２；５８、
６２）を有する。ミキサ（４８）が送信信号とエコー信
号とを比較して、比較信号を提供する。Ａ／Ｄコンバー
タ（７４）が、この比較信号をサンプリングし、その結
果を、コントローラ／ＤＳＰ（２２）に提供する。コン
トローラ／ＤＳＰ２２は、サンプリングされた比較信号
を、選択された再サンプリング時間で再サンプリングし
て、比較信号における非線形性を補正するために、選択
された再サンプリング時間を有効に変動させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数変調（Ｆ
Ｍ）されたレンジング（ｒａｎｇｉｎｇ：目標位置探
知）・レーダ・システムに関し、更に詳しくは、レンジ
ング・レーダ・システムの中間周波数（ＩＦ）波形に対
する電圧制御発振器（ＶＣＯ）の非線形性の影響を、Ｉ
Ｆ波形の連続的に変動するマルチレート・サンプリング
を用いて、デジタル的に補償する方法及び装置に関す
る。
Ｍ）されたレンジング（ｒａｎｇｉｎｇ：目標位置探
知）・レーダ・システムに関し、更に詳しくは、レンジ
ング・レーダ・システムの中間周波数（ＩＦ）波形に対
する電圧制御発振器（ＶＣＯ）の非線形性の影響を、Ｉ
Ｆ波形の連続的に変動するマルチレート・サンプリング
を用いて、デジタル的に補償する方法及び装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】理想的なＦＭレンジング・レーダ・シス
テムでは、実質的に線形なパルス又は「チャープ（ｃｈ
ｉｒｐ）」であるＦＭ波形が送信される。ランプ入力電
圧が、ＶＣＯの入力に与えられ、ＦＭチャープ信号を発
生する。ＶＣＯの出力周波数は、電圧ランプ信号に応答
して、変動する。ＦＭチャープ信号は、目標（ターゲッ
ト）に向けて、送信アンテナから送信される。目標は、
送信されたチャープ信号を反射して、エコー信号を返
す。反射されたエコー信号は、受信アンテナによって、
受信される。受信アンテナは、受信されたエコー信号
を、ミキサに提供する。ミキサにおいて、受信されたエ
コー信号は、送信されたチャープ信号と混合され、ＩＦ
信号に変換される。ＩＦ波形の周波数は、送信された信
号と受信された信号との周波数の差と関数関係を有する
が、これは、また、目標と送信アンテナとの間の距離と
関数関係を有する。
テムでは、実質的に線形なパルス又は「チャープ（ｃｈ
ｉｒｐ）」であるＦＭ波形が送信される。ランプ入力電
圧が、ＶＣＯの入力に与えられ、ＦＭチャープ信号を発
生する。ＶＣＯの出力周波数は、電圧ランプ信号に応答
して、変動する。ＦＭチャープ信号は、目標（ターゲッ
ト）に向けて、送信アンテナから送信される。目標は、
送信されたチャープ信号を反射して、エコー信号を返
す。反射されたエコー信号は、受信アンテナによって、
受信される。受信アンテナは、受信されたエコー信号
を、ミキサに提供する。ミキサにおいて、受信されたエ
コー信号は、送信されたチャープ信号と混合され、ＩＦ
信号に変換される。ＩＦ波形の周波数は、送信された信
号と受信された信号との周波数の差と関数関係を有する
が、これは、また、目標と送信アンテナとの間の距離と
関数関係を有する。
【０００３】しかし、現実のＶＣＯの特性のために、パ
ルス・チャープＦＭ波形は、線形ではない。ＶＣＯによ
って生じる非線形性の結果として、ＩＦ波形の周波数
は、単一の周波数ではなく、時間と共に変化する。ＶＣ
Ｏの非線形性による影響に起因するＩＦ信号の周波数の
変化は、「スメアリング」と称される。このＩＦ信号の
スメアリングにより、（ｉ）信号対雑音比（ＳＮＲ）の
損失と、（ｉｉ）曖昧なレンジ分解能と、が引き起こさ
れる。
ルス・チャープＦＭ波形は、線形ではない。ＶＣＯによ
って生じる非線形性の結果として、ＩＦ波形の周波数
は、単一の周波数ではなく、時間と共に変化する。ＶＣ
Ｏの非線形性による影響に起因するＩＦ信号の周波数の
変化は、「スメアリング」と称される。このＩＦ信号の
スメアリングにより、（ｉ）信号対雑音比（ＳＮＲ）の
損失と、（ｉｉ）曖昧なレンジ分解能と、が引き起こさ
れる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】典型的には、送信され
たチャープ信号を線形化して、ＩＦ信号のスメアリング
を防止する。既知であるチャープ信号の線形化システム
は、閉ループ線形化装置（リニアライザ）を用いる。閉
ループ線形化装置においては、周波数弁別器が、送信機
の送信周波数に比例する電圧信号を、コンパレータの一
方の入力に与える。コンパレータの他方の入力には、理
想的な電圧ランプが、与えられる。コンパレータは、周
波数弁別器の出力電圧と理想的な電圧ランプの電圧との
間の差異に比例する信号を与える。コンパレータの出力
信号は、エラー（誤差）信号として用いられてＶＣＯを
制御し、それによって、実質的に線形なパルス・チャー
プ波形を生じる。しかし、この方法は、適用が複雑であ
り、また、閉ループ線形化装置を実現するのに必要な素
子の費用は、比較的高い。
たチャープ信号を線形化して、ＩＦ信号のスメアリング
を防止する。既知であるチャープ信号の線形化システム
は、閉ループ線形化装置（リニアライザ）を用いる。閉
ループ線形化装置においては、周波数弁別器が、送信機
の送信周波数に比例する電圧信号を、コンパレータの一
方の入力に与える。コンパレータの他方の入力には、理
想的な電圧ランプが、与えられる。コンパレータは、周
波数弁別器の出力電圧と理想的な電圧ランプの電圧との
間の差異に比例する信号を与える。コンパレータの出力
信号は、エラー（誤差）信号として用いられてＶＣＯを
制御し、それによって、実質的に線形なパルス・チャー
プ波形を生じる。しかし、この方法は、適用が複雑であ
り、また、閉ループ線形化装置を実現するのに必要な素
子の費用は、比較的高い。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の好適実施例によ
れば、ＲＦ ＶＣＯの非線形性の効果は、サンプリング
されたＩＦデータのデジタル処理によって補正される。
この補正は、（ｉ）ＩＦデータの非均一時間サンプリン
グか、又は、（ｉｉ）連続的に変動可能なマルチレート
・フィルタリング技術を用いての非均一に離間したサン
プルの上へのサンプリングされたＩＦデータの数値的な
補間、と組み合わされた均一な時間サンプリングか、の
どちらかによって、達成される。
れば、ＲＦ ＶＣＯの非線形性の効果は、サンプリング
されたＩＦデータのデジタル処理によって補正される。
この補正は、（ｉ）ＩＦデータの非均一時間サンプリン
グか、又は、（ｉｉ）連続的に変動可能なマルチレート
・フィルタリング技術を用いての非均一に離間したサン
プルの上へのサンプリングされたＩＦデータの数値的な
補間、と組み合わされた均一な時間サンプリングか、の
どちらかによって、達成される。
【０００６】本発明の１つの特徴によると、時間変動信
号を処理する装置が提供される。この装置は、時間変動
信号をサンプリングして、サンプリングされた信号を提
供する手段を備える。この装置は、更に、サンプリング
された信号を、選択された時間で再サンプリングする手
段を含む。選択された再サンプリング時間を変動させ、
変動する選択された再サンプリング時間に従って、再サ
ンプリングされた時間変動信号を提供する手段が提供さ
れる。
号を処理する装置が提供される。この装置は、時間変動
信号をサンプリングして、サンプリングされた信号を提
供する手段を備える。この装置は、更に、サンプリング
された信号を、選択された時間で再サンプリングする手
段を含む。選択された再サンプリング時間を変動させ、
変動する選択された再サンプリング時間に従って、再サ
ンプリングされた時間変動信号を提供する手段が提供さ
れる。
【０００７】本発明の別の特徴によると、変調システム
における非線形性を補正する装置が提供される。この装
置は、時間変動する被変調信号を送信する手段と、送信
された被変調信号の反射の結果として生じるエコー信号
を受信する手段と、を備える。この装置は、更に、送信
された信号を受信されたエコー信号と比較し、比較を示
す比較信号を提供する手段を含む。選択されたサンプリ
ング時間で比較信号をサンプリングする手段が提供され
る。この装置は、更に、選択された再サンプリング時間
を有効に変動させ、それによって、送信された時間変動
する被変調信号の非線形な周波数変調の結果として生じ
る公称の一定な周波数からの偏差に関して比較信号を補
正する手段を含む。
における非線形性を補正する装置が提供される。この装
置は、時間変動する被変調信号を送信する手段と、送信
された被変調信号の反射の結果として生じるエコー信号
を受信する手段と、を備える。この装置は、更に、送信
された信号を受信されたエコー信号と比較し、比較を示
す比較信号を提供する手段を含む。選択されたサンプリ
ング時間で比較信号をサンプリングする手段が提供され
る。この装置は、更に、選択された再サンプリング時間
を有効に変動させ、それによって、送信された時間変動
する被変調信号の非線形な周波数変調の結果として生じ
る公称の一定な周波数からの偏差に関して比較信号を補
正する手段を含む。
【０００８】本発明の別の特徴によれば、時間変動信号
を処理する方法が提供される。この方法は、時間変動信
号をサンプリングするステップと、サンプリングされた
時間変動信号を提供するステップと、を含む。この方法
は、サンプリングされた時間変動信号を選択された時間
で再サンプリングするステップと、選択された再サンプ
リング時間を変動させるステップと、を含む。この方法
は、更に、変動され選択された再サンプリング時間に従
って再サンプリングされた時間変動信号を提供するステ
ップを含む。
を処理する方法が提供される。この方法は、時間変動信
号をサンプリングするステップと、サンプリングされた
時間変動信号を提供するステップと、を含む。この方法
は、サンプリングされた時間変動信号を選択された時間
で再サンプリングするステップと、選択された再サンプ
リング時間を変動させるステップと、を含む。この方法
は、更に、変動され選択された再サンプリング時間に従
って再サンプリングされた時間変動信号を提供するステ
ップを含む。
【０００９】本発明の更に別の特徴によると、変調シス
テムにおける非線形性を補正する方法が提供される。こ
の方法は、時間変動する被変調信号を送信するステップ
と、送信された被変調信号の反射の結果として生じるエ
コー信号を受信するステップと、送信された信号を前記
エコー信号と比較し比較を示す信号を提供するステップ
と、を含む。この方法は、更に、比較信号を選択された
サンプリング時間でサンプリングするステップと、選択
されたサンプリング時間を有効に変動させ、それによっ
て、送信された時間変動する被変調信号の非線形な周波
数変調の結果として生じる公称の一定の周波数からの偏
差に関して比較信号を訂正するステップと、を含む。
テムにおける非線形性を補正する方法が提供される。こ
の方法は、時間変動する被変調信号を送信するステップ
と、送信された被変調信号の反射の結果として生じるエ
コー信号を受信するステップと、送信された信号を前記
エコー信号と比較し比較を示す信号を提供するステップ
と、を含む。この方法は、更に、比較信号を選択された
サンプリング時間でサンプリングするステップと、選択
されたサンプリング時間を有効に変動させ、それによっ
て、送信された時間変動する被変調信号の非線形な周波
数変調の結果として生じる公称の一定の周波数からの偏
差に関して比較信号を訂正するステップと、を含む。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１を参照すると、本発明による
ＦＭレンジング・レーダ・システム２０は、電気エネル
ギ源に接続されたコントローラ／デジタル信号プロセッ
サ（ＤＳＰ）２２を含む。示されている実施例では、レ
ーダ・システム２０は、地上車両、特に、自動車にイン
ストールされている。車両バッテリＢ＋の正の端子は、
イグニション・スイッチ２４に電気的に接続される。イ
グニション・スイッチ２４は、コントローラ／ＤＳＰ２
２に電気的に接続される。オンの位置に付勢されると、
イグニション・スイッチ２４は、電力をコントローラ／
ＤＳＰ２２に接続する。付勢されると、コントローラ／
ＤＳＰ２２は、レーダ・システム２０を初期化する。パ
ルス・レーダ・システムの初期化は、この技術分野で
は、一般的なものであるので、ここでは、詳細に述べる
ことはしない。
ＦＭレンジング・レーダ・システム２０は、電気エネル
ギ源に接続されたコントローラ／デジタル信号プロセッ
サ（ＤＳＰ）２２を含む。示されている実施例では、レ
ーダ・システム２０は、地上車両、特に、自動車にイン
ストールされている。車両バッテリＢ＋の正の端子は、
イグニション・スイッチ２４に電気的に接続される。イ
グニション・スイッチ２４は、コントローラ／ＤＳＰ２
２に電気的に接続される。オンの位置に付勢されると、
イグニション・スイッチ２４は、電力をコントローラ／
ＤＳＰ２２に接続する。付勢されると、コントローラ／
ＤＳＰ２２は、レーダ・システム２０を初期化する。パ
ルス・レーダ・システムの初期化は、この技術分野で
は、一般的なものであるので、ここでは、詳細に述べる
ことはしない。
【００１１】好ましくは、コントローラ／ＤＳＰ２２
は、マイクロコンピュータである。コントローラ／ＤＳ
Ｐ２２は、コントローラ／ＤＳＰ２２の内部Ｄ／Ａコン
バータ（図示せず）の出力２３から、アナログ・ランプ
（波）発生器２５に、アナログ矩形波パルス制御信号を
提供する。コントローラ／ＤＳＰ２２は、また、デジタ
ル信号を外部Ｄ／Ａコンバータに提供し、この外部Ｄ／
Ａコンバータは、アナログ制御信号を、発生器２５に与
えるようにすることも可能である。アナログ・ランプ発
生器２５は、アナログ矩形波パルス制御信号に応答し
て、線形の電圧ランプ信号を提供する。発生器２５から
の単一の出力電圧ランプ信号は、コントローラ／ＤＳＰ
２２からの入力パルスの時間周期と等しい時間周期Ｔの
間、継続する。アナログ・ランプ発生器の構成及び動作
は、この技術分野において公知であるので、これ以上の
説明は行わない。
は、マイクロコンピュータである。コントローラ／ＤＳ
Ｐ２２は、コントローラ／ＤＳＰ２２の内部Ｄ／Ａコン
バータ（図示せず）の出力２３から、アナログ・ランプ
（波）発生器２５に、アナログ矩形波パルス制御信号を
提供する。コントローラ／ＤＳＰ２２は、また、デジタ
ル信号を外部Ｄ／Ａコンバータに提供し、この外部Ｄ／
Ａコンバータは、アナログ制御信号を、発生器２５に与
えるようにすることも可能である。アナログ・ランプ発
生器２５は、アナログ矩形波パルス制御信号に応答し
て、線形の電圧ランプ信号を提供する。発生器２５から
の単一の出力電圧ランプ信号は、コントローラ／ＤＳＰ
２２からの入力パルスの時間周期と等しい時間周期Ｔの
間、継続する。アナログ・ランプ発生器の構成及び動作
は、この技術分野において公知であるので、これ以上の
説明は行わない。
【００１２】ランプ発生器２５は、パルス・レーダ・シ
ステムのために設計されたモノリシック・マイクロ波集
積回路（ＭＭＩＣ）２８である電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）２６に電気的に接続されている。ＭＭＩＣ２８に含
まれる素子は、離散的（ディスクリート）な素子を用い
ても実現できることを理解すべきである。ランプ発生器
２５は、電圧ランプ信号を、ＶＣＯ２６の入力３０に提
供する。ＶＣＯ２６の出力３２は、増幅器３４に電気的
に接続されている。ＶＣＯ２６は、入力３０における入
力電圧の値と関数関係がある周波数を有する発振する出
力信号を提供する。ランプ発生器２５からＶＣＯ２６に
提供されるランプ電圧の値が線形に上昇するにつれて、
ＶＣＯの出力信号の周波数もまた、上昇する。実際の問
題としては、典型的なＭＭＩＣレーダ・システムのＶＣ
Ｏ同調特性は、入力に線形のランプ入力信号が提供され
る場合であっても、結果的には、ＶＣＯの周波数変調出
力において、ある程度の非線形性を生じる。
ステムのために設計されたモノリシック・マイクロ波集
積回路（ＭＭＩＣ）２８である電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）２６に電気的に接続されている。ＭＭＩＣ２８に含
まれる素子は、離散的（ディスクリート）な素子を用い
ても実現できることを理解すべきである。ランプ発生器
２５は、電圧ランプ信号を、ＶＣＯ２６の入力３０に提
供する。ＶＣＯ２６の出力３２は、増幅器３４に電気的
に接続されている。ＶＣＯ２６は、入力３０における入
力電圧の値と関数関係がある周波数を有する発振する出
力信号を提供する。ランプ発生器２５からＶＣＯ２６に
提供されるランプ電圧の値が線形に上昇するにつれて、
ＶＣＯの出力信号の周波数もまた、上昇する。実際の問
題としては、典型的なＭＭＩＣレーダ・システムのＶＣ
Ｏ同調特性は、入力に線形のランプ入力信号が提供され
る場合であっても、結果的には、ＶＣＯの周波数変調出
力において、ある程度の非線形性を生じる。
【００１３】図２を参照すると、ＶＣＯ周波数掃引（ス
イープ）曲線３６が、典型的なＭＭＩＣレーダ・システ
ムからの実際のチャープ波形の周波数変調を、ＶＣＯ周
波数掃引曲線３６が、示している。ランプ発生器２５か
らの電圧ランプ信号は、０．２ボルト（Ｖ）から０．４
ボルトまでは、線形に増加していた。ＶＣＯ出力信号の
周波数の結果的な現象は、ＶＣＯ周波数掃引曲線３６に
よって、示されている。電圧ランプの継続時間Ｔは、１
０２．２マイクロ秒（μｓｅｃ）であり、従って、結果
的に、同じ継続時間のチャープ波形が生じる。曲線３６
によって表される非線形チャープ波形は、３８７ＭＨｚ
の周波数偏位（frequency excursion）を有する。
イープ）曲線３６が、典型的なＭＭＩＣレーダ・システ
ムからの実際のチャープ波形の周波数変調を、ＶＣＯ周
波数掃引曲線３６が、示している。ランプ発生器２５か
らの電圧ランプ信号は、０．２ボルト（Ｖ）から０．４
ボルトまでは、線形に増加していた。ＶＣＯ出力信号の
周波数の結果的な現象は、ＶＣＯ周波数掃引曲線３６に
よって、示されている。電圧ランプの継続時間Ｔは、１
０２．２マイクロ秒（μｓｅｃ）であり、従って、結果
的に、同じ継続時間のチャープ波形が生じる。曲線３６
によって表される非線形チャープ波形は、３８７ＭＨｚ
の周波数偏位（frequency excursion）を有する。
【００１４】図３を参照すると、図２のＶＣＯ周波数掃
引曲線３６によって表される送信チャープ波形の非線形
性が、よりよく理解される。ＶＣＯ掃引勾配曲線３８
は、ＶＣＯ周波数掃引曲線３６（図２）の勾配の変化
を、時間の関数として、示す。ＶＣＯ周波数掃引曲線３
６の勾配（Ｓ（ｔ）として示される）は、周期Ｔ＝１０
２．２μ秒の間に、およそ、−３ＭＨｚ／μ秒から−
４．２ＭＨｚ／μ秒まで、変動する。
引曲線３６によって表される送信チャープ波形の非線形
性が、よりよく理解される。ＶＣＯ掃引勾配曲線３８
は、ＶＣＯ周波数掃引曲線３６（図２）の勾配の変化
を、時間の関数として、示す。ＶＣＯ周波数掃引曲線３
６の勾配（Ｓ（ｔ）として示される）は、周期Ｔ＝１０
２．２μ秒の間に、およそ、−３ＭＨｚ／μ秒から−
４．２ＭＨｚ／μ秒まで、変動する。
【００１５】図１を参照すると、増幅器３４の出力は、
電力分割器／信号スプリッタ４０に電気的に接続されて
いる。増幅されたチャープ波形が、増幅器３４から、電
力分割器４０に提供される。電力分割器４０は、（ｉ）
制御可能なスイッチ４６に電気的に接続された増幅され
た出力４２と、（ｉｉ）ミキサ（mixer）４８に接続さ
れた増幅された出力４４と、を有する。電力分割器／信
号スプリッタ４０は、増幅されたチャープ波形信号を、
制御可能なスイッチ４６とミキサ４８との両方に提供す
る。
電力分割器／信号スプリッタ４０に電気的に接続されて
いる。増幅されたチャープ波形が、増幅器３４から、電
力分割器４０に提供される。電力分割器４０は、（ｉ）
制御可能なスイッチ４６に電気的に接続された増幅され
た出力４２と、（ｉｉ）ミキサ（mixer）４８に接続さ
れた増幅された出力４４と、を有する。電力分割器／信
号スプリッタ４０は、増幅されたチャープ波形信号を、
制御可能なスイッチ４６とミキサ４８との両方に提供す
る。
【００１６】制御可能なスイッチ４６は、（ｉ）第１の
送信アンテナ４８と、（ｉｉ）第２の送信アンテナ５０
と、（ｉｉｉ）第３の送信アンテナ５２と、に動作的に
接続される。コントローラ／ＤＳＰ２２は、アンテナ選
択ライン５４を介して、スイッチ４６に制御可能に接続
される。送信アンテナ４８、５０、５２は、車両の同じ
前方方向に動作的に設置され、それによって、信号５６
を目標（図示せず）に向けて送信する。受信アンテナ５
８は、車両上に、前方方向に向けて、動作的に設置され
る。受信アンテナ５８は、目標からの送信信号５６の反
射されたエコー信号６０を受信する。
送信アンテナ４８と、（ｉｉ）第２の送信アンテナ５０
と、（ｉｉｉ）第３の送信アンテナ５２と、に動作的に
接続される。コントローラ／ＤＳＰ２２は、アンテナ選
択ライン５４を介して、スイッチ４６に制御可能に接続
される。送信アンテナ４８、５０、５２は、車両の同じ
前方方向に動作的に設置され、それによって、信号５６
を目標（図示せず）に向けて送信する。受信アンテナ５
８は、車両上に、前方方向に向けて、動作的に設置され
る。受信アンテナ５８は、目標からの送信信号５６の反
射されたエコー信号６０を受信する。
【００１７】送信アンテナ４８、５０、５２は、約３度
のビーム幅を有する。ただ１つの送信アンテナが、ある
時刻において、チャープ波形を目標に向けて送信する。
車両が道路上を走行しておりその道路に従って方向を変
化させる際には、ただ１つの送信アンテナでは、ビーム
の外部にある目標に当たることのできる信号を送るのに
十分なビーム幅を有していない場合がある。その結果と
して、送信アンテナ４８、５０、５２は、離間した位置
に設置され、それによって、車両の前方のより幅の広い
「レーダ・シーン（ｒａｄａｒ ｓｃｅｎｅ）」に対す
る適切な覆域（カバー範囲：coverage）を与えるように
なっている。コントローラ／ＤＳＰ２２は、スイッチ４
６を用いて送信アンテナの間で交互に切り換わり、受信
アンテナ５８に最も強い反射（リターン）信号を提供す
る送信アンテナを選択する。
のビーム幅を有する。ただ１つの送信アンテナが、ある
時刻において、チャープ波形を目標に向けて送信する。
車両が道路上を走行しておりその道路に従って方向を変
化させる際には、ただ１つの送信アンテナでは、ビーム
の外部にある目標に当たることのできる信号を送るのに
十分なビーム幅を有していない場合がある。その結果と
して、送信アンテナ４８、５０、５２は、離間した位置
に設置され、それによって、車両の前方のより幅の広い
「レーダ・シーン（ｒａｄａｒ ｓｃｅｎｅ）」に対す
る適切な覆域（カバー範囲：coverage）を与えるように
なっている。コントローラ／ＤＳＰ２２は、スイッチ４
６を用いて送信アンテナの間で交互に切り換わり、受信
アンテナ５８に最も強い反射（リターン）信号を提供す
る送信アンテナを選択する。
【００１８】受信アンテナ５８は、低ノイズ増幅器６２
に電気的に接続される。反射されたチャープ信号６０
は、受信アンテナ５８によって、低ノイズ増幅器６２に
提供される。増幅器６２は、増幅され反射されたチャー
プ信号を、ミキサ４８に提供する。公知である方法を用
いて、ミキサ４８は、電力分割器４０からの送信チャー
プ信号と増幅器６２からの反射されたチャープ信号とを
合成して、中間周波数（ＩＦ）波形信号６４を生じる。
ＩＦ信号の周波数は、送信信号５６とエコー６０との間
の周波数の差と関数関係を有する。
に電気的に接続される。反射されたチャープ信号６０
は、受信アンテナ５８によって、低ノイズ増幅器６２に
提供される。増幅器６２は、増幅され反射されたチャー
プ信号を、ミキサ４８に提供する。公知である方法を用
いて、ミキサ４８は、電力分割器４０からの送信チャー
プ信号と増幅器６２からの反射されたチャープ信号とを
合成して、中間周波数（ＩＦ）波形信号６４を生じる。
ＩＦ信号の周波数は、送信信号５６とエコー６０との間
の周波数の差と関数関係を有する。
【００１９】理想的な線形チャープ信号が送信される場
合には、受信されたエコー信号と送信されたチャープ信
号との間の瞬時的な周波数の差は、アンテナから目標へ
の距離を示す。この瞬時的な周波数の差によって、一定
の周波数ωIFを有するＩＦ波形が生じる。ここで、ωIF
は、Ｓを単位がラジアン／ｓｅｃ2である送信チャープ
波形の勾配であり、τdを単位が秒である送信される信
号と受信されるエコー信号との間の往復の遅延として、
次の数式１で表される。
合には、受信されたエコー信号と送信されたチャープ信
号との間の瞬時的な周波数の差は、アンテナから目標へ
の距離を示す。この瞬時的な周波数の差によって、一定
の周波数ωIFを有するＩＦ波形が生じる。ここで、ωIF
は、Ｓを単位がラジアン／ｓｅｃ2である送信チャープ
波形の勾配であり、τdを単位が秒である送信される信
号と受信されるエコー信号との間の往復の遅延として、
次の数式１で表される。
【００２０】
【数１】 図４及び図５を参照すると、非線形なＶＣＯから結果的
に生じる問題点が、明らかになる。理想的な線形な送信
チャープ信号５７が送信されるとする。往復の遅延時間
τd１の後で、理想的な線形の反射信号５９が受信され
る。時刻Ｔ１において、周波数の差Δω１が、線形の送
信信号５７と線形の反射信号５９との間に存在し、シス
テム・ミキサの出力において周波数ωIF１を有するＩＦ
波形信号を生じる。送信信号５７と反射信号５９とが完
全に線形でありパラレル（同傾向を有する）である限り
は、任意の時刻Ｔにおける周波数の差Δωは、目標まで
の距離が一定に維持されると仮定すると、周波数の差Δ
ω１に等しい。この一定の周波数の差によって、ミキサ
から、一定のＩＦ波形信号の周波数ωIF１が生じる。
に生じる問題点が、明らかになる。理想的な線形な送信
チャープ信号５７が送信されるとする。往復の遅延時間
τd１の後で、理想的な線形の反射信号５９が受信され
る。時刻Ｔ１において、周波数の差Δω１が、線形の送
信信号５７と線形の反射信号５９との間に存在し、シス
テム・ミキサの出力において周波数ωIF１を有するＩＦ
波形信号を生じる。送信信号５７と反射信号５９とが完
全に線形でありパラレル（同傾向を有する）である限り
は、任意の時刻Ｔにおける周波数の差Δωは、目標まで
の距離が一定に維持されると仮定すると、周波数の差Δ
ω１に等しい。この一定の周波数の差によって、ミキサ
から、一定のＩＦ波形信号の周波数ωIF１が生じる。
【００２１】非線形の送信されたチャープは、時間変動
する周波数勾配Ｓ（ｔ）によって表すことができる。往
復の遅延の時間周期をτdとして、勾配はこの期間τdの
間はほぼ一定であるとすると、ＩＦ波形は、次の数式２
で表すことができる。
する周波数勾配Ｓ（ｔ）によって表すことができる。往
復の遅延の時間周期をτdとして、勾配はこの期間τdの
間はほぼ一定であるとすると、ＩＦ波形は、次の数式２
で表すことができる。
【００２２】
【数２】 数式２は、ＩＦ波形の周波数ωIF（ｔ）は、ｔ＝０から
ｔ＝Ｔまでの周期の間の送信チャープの時間変動する非
線形性に起因して、時間変動する周波数の勾配Ｓ（ｔ）
に依存することを示す。位相オフセットとノイズを無視
すると、１つの目標に対する典型的なＩＦ波形は、次の
数式３のように表すことができる。
ｔ＝Ｔまでの周期の間の送信チャープの時間変動する非
線形性に起因して、時間変動する周波数の勾配Ｓ（ｔ）
に依存することを示す。位相オフセットとノイズを無視
すると、１つの目標に対する典型的なＩＦ波形は、次の
数式３のように表すことができる。
【００２３】
【数３】 時刻ｔ＝０で開始し時刻ｔ＝Ｔで終了するチャープ信号
に対しては、ＩＦ波形ωIF（ｔ）は、ωIF（０）からω
IF（Ｔ）まで、変動する。
に対しては、ＩＦ波形ωIF（ｔ）は、ωIF（０）からω
IF（Ｔ）まで、変動する。
【００２４】非線形の送信チャープ信号６１は、図５に
おいて表されている。往復の遅延時間τd２の後で生じ
る非線形の反射信号が、示されている。時刻Ｔ２におい
ては、上述したミキサ４８による処理の後で、非線形の
送信信号６１と非線形の反射信号６３との間の周波数の
差Δω２の結果として、周波数Δω２を有するＩＦ信号
が生じる。時刻Ｔ３においては、非線形の送信信号６１
と非線形の反射信号６３との間の周波数の差Δω３の結
果として、周波数Δω３を有するＩＦ信号が生じる。送
信チャープ６１と反射チャープ６３との非線形性に起因
して、Ｔ３における周波数の差Δω３は、Ｔ２における
周波数の差Δω２とは、等しくない。より一般的にいえ
ば、送信信号と反射信号との間の周波数の差は、時間と
共に変化し、従って、ＩＦ波形の周波数は、時間の経過
と共に変化する。このＩＦ波形の変化の結果として、信
号対雑音比（ＳＮＲ）が失われ、曖昧なレンジ分解能が
生じる。レーダ・システムが車両において用いられレン
ジの値の導関数から相対速度を決定する場合には、この
速度の値は、曖昧になる。
おいて表されている。往復の遅延時間τd２の後で生じ
る非線形の反射信号が、示されている。時刻Ｔ２におい
ては、上述したミキサ４８による処理の後で、非線形の
送信信号６１と非線形の反射信号６３との間の周波数の
差Δω２の結果として、周波数Δω２を有するＩＦ信号
が生じる。時刻Ｔ３においては、非線形の送信信号６１
と非線形の反射信号６３との間の周波数の差Δω３の結
果として、周波数Δω３を有するＩＦ信号が生じる。送
信チャープ６１と反射チャープ６３との非線形性に起因
して、Ｔ３における周波数の差Δω３は、Ｔ２における
周波数の差Δω２とは、等しくない。より一般的にいえ
ば、送信信号と反射信号との間の周波数の差は、時間と
共に変化し、従って、ＩＦ波形の周波数は、時間の経過
と共に変化する。このＩＦ波形の変化の結果として、信
号対雑音比（ＳＮＲ）が失われ、曖昧なレンジ分解能が
生じる。レーダ・システムが車両において用いられレン
ジの値の導関数から相対速度を決定する場合には、この
速度の値は、曖昧になる。
【００２５】図１を再び参照すると、ミキサ４８の出力
６６は、ライン６４を介して、ローパス・アンチ・エイ
リアス・フィルタ６８に、ＩＦ波形を提供する。アンチ
・エイリアス・フィルタ６８は、フィルタリングされた
ＩＦ波形を、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）増幅器７０に提
供する。フィルタ６８は、ＩＦ波形の帯域幅を、ナイキ
スト基準よりも低い周波数に、好ましくは、このレーダ
への応用では２ＭＨｚより下まで制限する。フィルタ帯
域幅に対するナイキスト基準は、処理する所望の信号周
波数に基づく。従って、特定の所望である信号処理要件
によっては、他のフィルタ・タイプや遮断周波数を選択
することもできる。
６６は、ライン６４を介して、ローパス・アンチ・エイ
リアス・フィルタ６８に、ＩＦ波形を提供する。アンチ
・エイリアス・フィルタ６８は、フィルタリングされた
ＩＦ波形を、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）増幅器７０に提
供する。フィルタ６８は、ＩＦ波形の帯域幅を、ナイキ
スト基準よりも低い周波数に、好ましくは、このレーダ
への応用では２ＭＨｚより下まで制限する。フィルタ帯
域幅に対するナイキスト基準は、処理する所望の信号周
波数に基づく。従って、特定の所望である信号処理要件
によっては、他のフィルタ・タイプや遮断周波数を選択
することもできる。
【００２６】ＡＧＣ増幅器７０の出力７２は、アナログ
・デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ７４と電力検出器７６
とに接続される。電力検出器７６の出力７３は、ＡＧＣ
増幅器７０の制御入力に接続される。電力検出器７６
は、（ｉ）ＡＧＣ増幅器７０の出力７２からの電力を測
定し、（ｉｉ）ＡＧＣ増幅器７０によって提供される測
定された電力と関数関係を有する信号を出力７３におい
て提供する。ＡＧＣ増幅器７０は、電力検出器７６から
の出力信号をフィードバック誤差信号として用い、ＡＧ
Ｃ出力７２における信号の振幅を制御する。信号の振幅
は、ピーク・ピーク（ピーク間）で２ボルトの最大偏差
まで制御される。ＩＦ波形のピーク・ピーク振幅は、目
標からの距離と関係する。更に遠くにある目標は、より
近い距離にある目標よりも、より大きな増幅を必要とす
るピーク・ピークＩＦ波形を生じる。従って、ＡＧＣ増
幅器７０などの可変ゲイン増幅器が、車両からの目標距
離とは無関係に、所望のピーク・ピーク信号振幅を与え
る。
・デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ７４と電力検出器７６
とに接続される。電力検出器７６の出力７３は、ＡＧＣ
増幅器７０の制御入力に接続される。電力検出器７６
は、（ｉ）ＡＧＣ増幅器７０の出力７２からの電力を測
定し、（ｉｉ）ＡＧＣ増幅器７０によって提供される測
定された電力と関数関係を有する信号を出力７３におい
て提供する。ＡＧＣ増幅器７０は、電力検出器７６から
の出力信号をフィードバック誤差信号として用い、ＡＧ
Ｃ出力７２における信号の振幅を制御する。信号の振幅
は、ピーク・ピーク（ピーク間）で２ボルトの最大偏差
まで制御される。ＩＦ波形のピーク・ピーク振幅は、目
標からの距離と関係する。更に遠くにある目標は、より
近い距離にある目標よりも、より大きな増幅を必要とす
るピーク・ピークＩＦ波形を生じる。従って、ＡＧＣ増
幅器７０などの可変ゲイン増幅器が、車両からの目標距
離とは無関係に、所望のピーク・ピーク信号振幅を与え
る。
【００２７】ＡＧＣ増幅器７０からの信号出力の振幅
は、コントローラ／ＤＳＰ２２によって制御することが
できる。特に、コントローラ／ＤＳＰ２２は、コントロ
ーラ／ＤＳＰ２２がＡ／Ｄコンバータ７４から受け取る
サンプリングされたＩＦ波形のピーク・ピーク振幅と関
数関係を有するデジタル制御信号を提供することができ
る。このデジタル制御信号は、出力７５からデジタル・
アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ７７に提供され得る。Ｄ
／Ａコンバータ７７の出力７９は、ＡＧＣ増幅器７０の
制御入力に電気的に接続される。Ｄ／Ａコンバータ７７
は、アナログ制御信号を、ＡＧＣ増幅器７０に提供す
る。ＡＧＣ増幅器７０の出力振幅は、上述の電力検出器
７６と類似の態様で、Ｄ／Ａコンバータ７７からのアナ
ログ信号によって制御される。Ｄ／Ａコンバータ７７
は、コントローラ／ＤＳＰ２２の内部にあってもよい。
は、コントローラ／ＤＳＰ２２によって制御することが
できる。特に、コントローラ／ＤＳＰ２２は、コントロ
ーラ／ＤＳＰ２２がＡ／Ｄコンバータ７４から受け取る
サンプリングされたＩＦ波形のピーク・ピーク振幅と関
数関係を有するデジタル制御信号を提供することができ
る。このデジタル制御信号は、出力７５からデジタル・
アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ７７に提供され得る。Ｄ
／Ａコンバータ７７の出力７９は、ＡＧＣ増幅器７０の
制御入力に電気的に接続される。Ｄ／Ａコンバータ７７
は、アナログ制御信号を、ＡＧＣ増幅器７０に提供す
る。ＡＧＣ増幅器７０の出力振幅は、上述の電力検出器
７６と類似の態様で、Ｄ／Ａコンバータ７７からのアナ
ログ信号によって制御される。Ｄ／Ａコンバータ７７
は、コントローラ／ＤＳＰ２２の内部にあってもよい。
【００２８】Ａ／Ｄコンバータ７４は、信号サンプルｖ
（ｔ（ｎ））をランダム・アクセス・メモリ８１に提供
し、ランダム・アクセス・メモリ８１は、この信号サン
プルを、出力７８を介して、コントローラ／ＤＳＰ２２
に提供する。コントローラ／ＤＳＰ２２は、アナログＩ
Ｆ波形が直接に内部的なＡ／Ｄコンバータの入力端子に
入力されるように、内部的なＡ／ＤコンバータとＲＡＭ
とを含むこともできる。ＡＧＣ増幅器７０によって提供
される増幅されたＩＦ波形は、上述の例と同じように、
１０２．２マイクロ秒のチャープ・パルス継続時間に亘
って均一レートで、Ａ／Ｄコンバータ７４によってサン
プリングされる。特に、Ａ／Ｄコンバータ７４は、ｖ
（ｔ（０））からｖ（ｔ（５１１））までの均一に離間
したサンプルを、チャープ・パルス継続時間の間に、コ
ントローラ／ＤＳＰ２２に提供する。
（ｔ（ｎ））をランダム・アクセス・メモリ８１に提供
し、ランダム・アクセス・メモリ８１は、この信号サン
プルを、出力７８を介して、コントローラ／ＤＳＰ２２
に提供する。コントローラ／ＤＳＰ２２は、アナログＩ
Ｆ波形が直接に内部的なＡ／Ｄコンバータの入力端子に
入力されるように、内部的なＡ／ＤコンバータとＲＡＭ
とを含むこともできる。ＡＧＣ増幅器７０によって提供
される増幅されたＩＦ波形は、上述の例と同じように、
１０２．２マイクロ秒のチャープ・パルス継続時間に亘
って均一レートで、Ａ／Ｄコンバータ７４によってサン
プリングされる。特に、Ａ／Ｄコンバータ７４は、ｖ
（ｔ（０））からｖ（ｔ（５１１））までの均一に離間
したサンプルを、チャープ・パルス継続時間の間に、コ
ントローラ／ＤＳＰ２２に提供する。
【００２９】図６を参照すると、上述のサンプリングが
なされ、本発明による補正が行われていないＩＦ波形８
１が示されている。この例では、やはり、静止している
目標が想定されている。サンプル値がより後の時点でと
られることによりサンプル数が増加するにつれて、ＩＦ
波形の周波数が変化することがわかる。早い時点でとら
れるサンプルではより低い周波数が見られ、後のサンプ
ルでは、周波数は、徐々に上昇する。周波数の変化は、
図５に関して既に示したように、ＶＣＯの非線形性の結
果である。２５メートルの距離にある目標への実際のＩ
Ｆ波形を表すＩＦ波形８１の周波数の変化は、この信号
に関しては、３１．２％である。
なされ、本発明による補正が行われていないＩＦ波形８
１が示されている。この例では、やはり、静止している
目標が想定されている。サンプル値がより後の時点でと
られることによりサンプル数が増加するにつれて、ＩＦ
波形の周波数が変化することがわかる。早い時点でとら
れるサンプルではより低い周波数が見られ、後のサンプ
ルでは、周波数は、徐々に上昇する。周波数の変化は、
図５に関して既に示したように、ＶＣＯの非線形性の結
果である。２５メートルの距離にある目標への実際のＩ
Ｆ波形を表すＩＦ波形８１の周波数の変化は、この信号
に関しては、３１．２％である。
【００３０】再び図１を参照すると、コントローラ／Ｄ
ＳＰ２２は、（ｉ）プログラムＲＯＭ８０と、（ｉｉ）
ＲＡＭ８２と、（ｉｉｉ）ＥＥＰＲＯＭ８４とに、動作
的に接続される。適切なメモリをコントローラ／ＤＳＰ
２２の内部に設けることも考えられる。プログラムＲＯ
Ｍ８０は、本発明に従ってコントローラ／ＤＳＰ２２が
ＦＭレンジング・レーダ・システム２０を制御するのに
用いるソフトウェア命令を含む。ＲＡＭ８２は、（ｉ）
Ａ／Ｄコンバータ７４からのサンプリングされたＩＦ波
形信号値、（ｉｉ）デジタル・フィルタ係数テーブル、
（ｉｉｉ）再サンプリング時間テーブル、などの値を記
憶するのに用いられる。
ＳＰ２２は、（ｉ）プログラムＲＯＭ８０と、（ｉｉ）
ＲＡＭ８２と、（ｉｉｉ）ＥＥＰＲＯＭ８４とに、動作
的に接続される。適切なメモリをコントローラ／ＤＳＰ
２２の内部に設けることも考えられる。プログラムＲＯ
Ｍ８０は、本発明に従ってコントローラ／ＤＳＰ２２が
ＦＭレンジング・レーダ・システム２０を制御するのに
用いるソフトウェア命令を含む。ＲＡＭ８２は、（ｉ）
Ａ／Ｄコンバータ７４からのサンプリングされたＩＦ波
形信号値、（ｉｉ）デジタル・フィルタ係数テーブル、
（ｉｉｉ）再サンプリング時間テーブル、などの値を記
憶するのに用いられる。
【００３１】コントローラ／ＤＳＰ２２は、車両走行コ
ントローラ８８とエアバッグ・コントローラ８７とに電
気的に接続される。コントローラ／ＤＳＰ２２は、目標
検出と目標速度とを示す特性を有する電気信号を、走行
コントローラ８８とエアバッグ・コントローラ８７とに
提供する。エアバッグ・コントローラ８７は、この情報
を、関連するエアバッグの拡開の制御のために利用す
る。レンジング・システム２０は、エアバッグ制御８７
のための衝突予測センサとして、機能する。コントロー
ラ／ＤＳＰ２２からの電気信号は、また、例えば、物体
（オブジェクト）警告システム、衝突警告及び回避シス
テム、ブラインド・スポット（blind spot）検出などの
他の車両システムによっても用いられる。
ントローラ８８とエアバッグ・コントローラ８７とに電
気的に接続される。コントローラ／ＤＳＰ２２は、目標
検出と目標速度とを示す特性を有する電気信号を、走行
コントローラ８８とエアバッグ・コントローラ８７とに
提供する。エアバッグ・コントローラ８７は、この情報
を、関連するエアバッグの拡開の制御のために利用す
る。レンジング・システム２０は、エアバッグ制御８７
のための衝突予測センサとして、機能する。コントロー
ラ／ＤＳＰ２２からの電気信号は、また、例えば、物体
（オブジェクト）警告システム、衝突警告及び回避シス
テム、ブラインド・スポット（blind spot）検出などの
他の車両システムによっても用いられる。
【００３２】図７を参照すると、コントローラ／ＤＳＰ
２２の機能が、よりよく理解できる。本発明の好適実施
例によると、レーダ信号プロセッサ９５からの出力７１
とＡ／Ｄコンバータ７４からの出力７８とが、線形化装
置（リニアライザ）８６に提供される。出力７１は、サ
ンプル数ｎを、フィルタ係数テーブル８９に提供する。
出力７８は、次に、ＩＦ波形のサンプリングされた値ｖ
（ｔ（ｎ））を、有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタ
ル・フィルタ９０に提供する。ＩＦ波形の７８における
デジタル値は、所定のサンプリング・レートで、入手可
能である。
２２の機能が、よりよく理解できる。本発明の好適実施
例によると、レーダ信号プロセッサ９５からの出力７１
とＡ／Ｄコンバータ７４からの出力７８とが、線形化装
置（リニアライザ）８６に提供される。出力７１は、サ
ンプル数ｎを、フィルタ係数テーブル８９に提供する。
出力７８は、次に、ＩＦ波形のサンプリングされた値ｖ
（ｔ（ｎ））を、有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタ
ル・フィルタ９０に提供する。ＩＦ波形の７８における
デジタル値は、所定のサンプリング・レートで、入手可
能である。
【００３３】コントローラ／ＤＳＰ２２は、ＩＦ波形の
ＶＣＯ非線形性の影響に対して補償を行う。送信チャー
プ信号における非線形周波数変調は、結果的に、目標レ
ンジが一定のときには、ＩＦ波形に対して変動する周波
数を生じる。ＩＦ波形におけるこの周波数変動は、結果
的に、（ｉ）信号対雑音比（ＳＮＲ）の損失と、（ｉ
ｉ）曖昧なレンジ分解能と、が生じる。本発明を用い
て、ＶＣＯ２６の非線形な影響を補償することによっ
て、一定周波数のＩＦ波形が得られる。この補償は、こ
こでは線形化と称することにするが、Ａ／Ｄコンバータ
７４によって提供されるＩＦ波形を再サンプリングする
ことによって達成される。この再サンプリングは、非均
一的に離間した時間ｔ’において、線形化装置８６で次
の数式４の条件を満たしながら生じる。
ＶＣＯ非線形性の影響に対して補償を行う。送信チャー
プ信号における非線形周波数変調は、結果的に、目標レ
ンジが一定のときには、ＩＦ波形に対して変動する周波
数を生じる。ＩＦ波形におけるこの周波数変動は、結果
的に、（ｉ）信号対雑音比（ＳＮＲ）の損失と、（ｉ
ｉ）曖昧なレンジ分解能と、が生じる。本発明を用い
て、ＶＣＯ２６の非線形な影響を補償することによっ
て、一定周波数のＩＦ波形が得られる。この補償は、こ
こでは線形化と称することにするが、Ａ／Ｄコンバータ
７４によって提供されるＩＦ波形を再サンプリングする
ことによって達成される。この再サンプリングは、非均
一的に離間した時間ｔ’において、線形化装置８６で次
の数式４の条件を満たしながら生じる。
【００３４】
【数４】 ただし、ここで、記号ｔ’（ｔ）は、連続的な時間シス
テムにおける非均一的にマッピングされた時間を表す。
記号ｔ’（ｎ）は、離散的な時間システムにおける非均
一的に離間した時間を表す。数式４の両辺のアークサイ
ンをとると、次の数式５が得られる。
テムにおける非均一的にマッピングされた時間を表す。
記号ｔ’（ｎ）は、離散的な時間システムにおける非均
一的に離間した時間を表す。数式４の両辺のアークサイ
ンをとると、次の数式５が得られる。
【００３５】
【数５】 ここで、ωNOMは、公称（ノミナル）の一定の周波数で
ある。この公称の一定周波数ωNOMは、ｔ’（Ｔ）＝Ｔ
となるように選択される。ただし、ｔ’は、連続的な時
間システムにおける非均一的な時間であり、Ｔは、チャ
ープ信号の継続時間である。この結果として、次の数式
６が得られる。
ある。この公称の一定周波数ωNOMは、ｔ’（Ｔ）＝Ｔ
となるように選択される。ただし、ｔ’は、連続的な時
間システムにおける非均一的な時間であり、Ｔは、チャ
ープ信号の継続時間である。この結果として、次の数式
６が得られる。
【００３６】
【数６】 数式２及び数式６を、数式５に代入すると、次の数式７
が得られる。
が得られる。
【００３７】
【数７】 数式７においてτdはキャンセルすることができること
に注意すると、連続時間の記号を用いた所望の非均一的
な再サンプリング時間関数ｔ’（ｔ）は、目標距離とは
独立であり、従って、任意の周波数のＩＦ波形を線形化
することがわかる。τdをキャンセルすると、ＩＦ波形
のＮ個のサンプルをとる場合を考えてみると、数式７の
関数ｔ’（ｔ）は、次の数式８のＮ個の方程式を満足す
るように、評価することができる。
に注意すると、連続時間の記号を用いた所望の非均一的
な再サンプリング時間関数ｔ’（ｔ）は、目標距離とは
独立であり、従って、任意の周波数のＩＦ波形を線形化
することがわかる。τdをキャンセルすると、ＩＦ波形
のＮ個のサンプルをとる場合を考えてみると、数式７の
関数ｔ’（ｔ）は、次の数式８のＮ個の方程式を満足す
るように、評価することができる。
【００３８】
【数８】 ここで、ｔ’（ｎ）は、サンプルｎに対する離散的で非
均一的に離間した時間ｔ’を表し、Ｎは、パルス継続時
間周期Ｔ当たりでとられるサンプルの全体数である。本
発明の好適実施例では、５１２個のサンプル、すなわ
ち、Ｎ＝５１２が、チャープ継続時間Ｔ＝１０２．２マ
イクロ秒の間にとられる。
均一的に離間した時間ｔ’を表し、Ｎは、パルス継続時
間周期Ｔ当たりでとられるサンプルの全体数である。本
発明の好適実施例では、５１２個のサンプル、すなわ
ち、Ｎ＝５１２が、チャープ継続時間Ｔ＝１０２．２マ
イクロ秒の間にとられる。
【００３９】再び図２及び図３を参照すると、ＶＣＯ掃
引勾配曲線３８、Ｓ（ｔ）は、ＶＣＯ周波数掃引曲線３
６の勾配の変化を、時間の関数として、示している。曲
線３８によってわかるように、曲線３６の勾配は、１０
２．２マイクロ秒の間に、約−３ＭＨｚ／マイクロ秒か
ら、−４．２ＭＨｚ／マイクロ秒まで変動する。典型的
なＶＣＯの非線形性は、曲線３８によって示されるよう
に、本発明を用いて線形化することができるが、次の数
式９で表される２次の多項式近似を用いると、１％未満
の残存非線形性まで線形化できることが経験的にわかっ
ている。
引勾配曲線３８、Ｓ（ｔ）は、ＶＣＯ周波数掃引曲線３
６の勾配の変化を、時間の関数として、示している。曲
線３８によってわかるように、曲線３６の勾配は、１０
２．２マイクロ秒の間に、約−３ＭＨｚ／マイクロ秒か
ら、−４．２ＭＨｚ／マイクロ秒まで変動する。典型的
なＶＣＯの非線形性は、曲線３８によって示されるよう
に、本発明を用いて線形化することができるが、次の数
式９で表される２次の多項式近似を用いると、１％未満
の残存非線形性まで線形化できることが経験的にわかっ
ている。
【００４０】
【数９】 計算を簡単にするために、チャープの継続時間は、Ｔ＝
１として定義されると仮定する。すると、数式９から、
次の数式１０が得られる。
１として定義されると仮定する。すると、数式９から、
次の数式１０が得られる。
【００４１】
【数１０】 方程式９と方程式１０とを方程式８に代入すると、非均
一的な連続的に変動可能なサンプリング時間ｔ’（ｎ）
に対するＮ個の方程式は、次の数式１１となる。
一的な連続的に変動可能なサンプリング時間ｔ’（ｎ）
に対するＮ個の方程式は、次の数式１１となる。
【００４２】
【数１１】 このＮ個の３次方程式の組を解くと、非線形のＩＦ波形
を線形化する離散的な非均一な再サンプリング時間ｔ’
（ｎ）を得る（離散的な時間の記号）。所望の解は、区
間［０，１］の中にある多項式の解（根）である。多項
式の解は、二分法（method of bisection）を用いて見
つけることができる。この二分法は、W. Press, "Numer
ical Recipes in C", Cambridge, MA, Cambridge Unive
rsity Press, 1992に開示されている。この文献は、本
出願において、全体を援用する。サンプリングされたＩ
Ｆ波形が完全に線形のチャープ信号に起因して一定周波
数である場合には、離散的な再サンプリング時間ｔ’
（ｎ）は、実際に、均一な時間で生じる。
を線形化する離散的な非均一な再サンプリング時間ｔ’
（ｎ）を得る（離散的な時間の記号）。所望の解は、区
間［０，１］の中にある多項式の解（根）である。多項
式の解は、二分法（method of bisection）を用いて見
つけることができる。この二分法は、W. Press, "Numer
ical Recipes in C", Cambridge, MA, Cambridge Unive
rsity Press, 1992に開示されている。この文献は、本
出願において、全体を援用する。サンプリングされたＩ
Ｆ波形が完全に線形のチャープ信号に起因して一定周波
数である場合には、離散的な再サンプリング時間ｔ’
（ｎ）は、実際に、均一な時間で生じる。
【００４３】ＶＣＯ周波数変調の非線形性に遭遇した特
定の問題のために５１２個の離散的な非均一な再サンプ
リング時間ｔ’（ｎ）を決定するためには、３次の多項
式を解く。他の応用例に対しては、連続的に変動するマ
ルチレートのサンプル変換は、別のアルゴリズムを用い
て達成され、所望の再サンプリング時間又はランダムに
選択された再サンプリング時間を決定する。選択される
アルゴリズムは、特定の問題に左右される。
定の問題のために５１２個の離散的な非均一な再サンプ
リング時間ｔ’（ｎ）を決定するためには、３次の多項
式を解く。他の応用例に対しては、連続的に変動するマ
ルチレートのサンプル変換は、別のアルゴリズムを用い
て達成され、所望の再サンプリング時間又はランダムに
選択された再サンプリング時間を決定する。選択される
アルゴリズムは、特定の問題に左右される。
【００４４】好適実施例では選択された再サンプリング
時間を決定するのに用いられるアルゴリズム、すなわ
ち、数式１１は、経験的に予め決定されるが、選択され
る再サンプリング時間を決定するのに用いられるアルゴ
リズムを、リアルタイムで、決定することもできる。例
えば、多項式の一般的な形式が、メモリに記憶される。
ＩＦ波形が、１つのパルス継続時間周期Ｔでサンプリン
グされる。ＩＦ波形の非線形性の量は、そのパルス継続
時間周期の間を通じての周波数の変動を比較することに
よって、決定される。一般の多項式の係数が決定され
る。次に、多項式を解いて、選択された非均一な再サン
プリング時間の組が決定される。再サンプリング時間
は、数式１２及び１３において評価され、再サンプリン
グされたＩＦ波形の「線形性」が決定される。再サンプ
リングされたＩＦ波形が十分に線形でない場合には、一
般の多項式の係数を変更して、選択された非均一な再サ
ンプリング時間の新たな組が決定される。この非均一な
再サンプリング時間の新たな組は、上述したように、評
価される。非均一な再サンプリング時間の組がいったん
十分に線形の再サンプリングされたＩＦ波形を提供する
と、これらは、本発明のリアルタイムの実現のために、
記憶される。
時間を決定するのに用いられるアルゴリズム、すなわ
ち、数式１１は、経験的に予め決定されるが、選択され
る再サンプリング時間を決定するのに用いられるアルゴ
リズムを、リアルタイムで、決定することもできる。例
えば、多項式の一般的な形式が、メモリに記憶される。
ＩＦ波形が、１つのパルス継続時間周期Ｔでサンプリン
グされる。ＩＦ波形の非線形性の量は、そのパルス継続
時間周期の間を通じての周波数の変動を比較することに
よって、決定される。一般の多項式の係数が決定され
る。次に、多項式を解いて、選択された非均一な再サン
プリング時間の組が決定される。再サンプリング時間
は、数式１２及び１３において評価され、再サンプリン
グされたＩＦ波形の「線形性」が決定される。再サンプ
リングされたＩＦ波形が十分に線形でない場合には、一
般の多項式の係数を変更して、選択された非均一な再サ
ンプリング時間の新たな組が決定される。この非均一な
再サンプリング時間の新たな組は、上述したように、評
価される。非均一な再サンプリング時間の組がいったん
十分に線形の再サンプリングされたＩＦ波形を提供する
と、これらは、本発明のリアルタイムの実現のために、
記憶される。
【００４５】再サンプリング時間は、所定の時間で、例
えば、レーダ・システムが付勢される度に、決定され
る。再サンプリング時間をこのように周期的に更新する
ことによって、時間経過に伴うＶＣＯの非線形性の変化
に適応できる連続的に変動可能なマルチレート・サンプ
リング・システムが得られる。また、コントローラ／Ｄ
ＳＰ２２による再サンプリング時間の決定は、コントロ
ーラ／ＤＳＰ２２の内部での一連のステップにおいて優
先度の低いサブルーチンとして、実行することもでき
る。また、別のアルゴリズムを用いて、再サンプリング
されたＩＦ信号において、線形化されたＩＦ信号ではな
く別の非線形性を結果的に生じさせる非均一な再サンプ
リング時間を決定することもできる。
えば、レーダ・システムが付勢される度に、決定され
る。再サンプリング時間をこのように周期的に更新する
ことによって、時間経過に伴うＶＣＯの非線形性の変化
に適応できる連続的に変動可能なマルチレート・サンプ
リング・システムが得られる。また、コントローラ／Ｄ
ＳＰ２２による再サンプリング時間の決定は、コントロ
ーラ／ＤＳＰ２２の内部での一連のステップにおいて優
先度の低いサブルーチンとして、実行することもでき
る。また、別のアルゴリズムを用いて、再サンプリング
されたＩＦ信号において、線形化されたＩＦ信号ではな
く別の非線形性を結果的に生じさせる非均一な再サンプ
リング時間を決定することもできる。
【００４６】ＩＦ波形の直接的な非均一な再サンプリン
グは、線形化を達成する１つの方法である。好ましく
は、非均一の再サンプリング時間ｔ’（ｎ）は、連続的
に変動可能なマルチレート・フィルタリング技術を用い
る補間デジタル・フィルタによって、有効に合成するこ
とができる。ＩＦ波形がナイキストの基準を満足すると
仮定すると、補間は、サンプリングされたＩＦ波形デー
タをデジタル・ローパスフィルタを通過させることによ
って達成される。ローパスフィルタは、インパルス応答
ｈ（ｔ）を有し、再サンプリングは、所定の非均一のサ
ンプリング時間ｔ’（ｎ）で生じる。
グは、線形化を達成する１つの方法である。好ましく
は、非均一の再サンプリング時間ｔ’（ｎ）は、連続的
に変動可能なマルチレート・フィルタリング技術を用い
る補間デジタル・フィルタによって、有効に合成するこ
とができる。ＩＦ波形がナイキストの基準を満足すると
仮定すると、補間は、サンプリングされたＩＦ波形デー
タをデジタル・ローパスフィルタを通過させることによ
って達成される。ローパスフィルタは、インパルス応答
ｈ（ｔ）を有し、再サンプリングは、所定の非均一のサ
ンプリング時間ｔ’（ｎ）で生じる。
【００４７】ＩＦ波形の再サンプリング及び再構成は、
線形化された再サンプリングＩＦ波形を生じるが、補間
時間変動デジタル・フィルタを用いることによって、Ｉ
Ｆ波形ｖ（ｔ）の均一に離間したサンプル値ｖ（ｍＴ
ｓ）に関する離散的な計算として、実行することができ
る。時間変動するデジタル・フィルタは、均一に離間し
たサンプリングを、連続的に変動可能なマルチレート・
サンプリングに変換する。マルチレート・サンプリング
は、再サンプリング時間の継続時間が連続的に変動する
ので、「連続的に変動可能」である。
線形化された再サンプリングＩＦ波形を生じるが、補間
時間変動デジタル・フィルタを用いることによって、Ｉ
Ｆ波形ｖ（ｔ）の均一に離間したサンプル値ｖ（ｍＴ
ｓ）に関する離散的な計算として、実行することができ
る。時間変動するデジタル・フィルタは、均一に離間し
たサンプリングを、連続的に変動可能なマルチレート・
サンプリングに変換する。マルチレート・サンプリング
は、再サンプリング時間の継続時間が連続的に変動する
ので、「連続的に変動可能」である。
【００４８】上述のようなＩＦ波形の再サンプリング及
び再構成のためのローパスフィルタの一般的な離散時間
構成のためのアルゴリズムは、次に数式１２として表現
される。
び再構成のためのローパスフィルタの一般的な離散時間
構成のためのアルゴリズムは、次に数式１２として表現
される。
【００４９】
【数１２】 ここで、ｖ（ｔ’（ｎ））は、ＩＦ波形ｖ（ｔ）の非均
一的に再サンプリングされた値であり、ｖ（ｍＴｓ）
は、ＩＦ波形ｖ（ｔ）の均一にサンプリングされた値で
あり、ｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴｓ）は、ｍＴｓだけシフト
された非均一の時間ステップｔ’（ｎ）に対するローパ
スフィルタのインパルス応答を表し、Ｔｓは、Ｔ／（Ｎ
−１）に等しい均一に離間した間隔であり、Ｔは、パル
ス継続時間周期であり、Ｎは、パルス継続時間の間にと
られたサンプルの全体数、例えば、５１２である。
一的に再サンプリングされた値であり、ｖ（ｍＴｓ）
は、ＩＦ波形ｖ（ｔ）の均一にサンプリングされた値で
あり、ｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴｓ）は、ｍＴｓだけシフト
された非均一の時間ステップｔ’（ｎ）に対するローパ
スフィルタのインパルス応答を表し、Ｔｓは、Ｔ／（Ｎ
−１）に等しい均一に離間した間隔であり、Ｔは、パル
ス継続時間周期であり、Ｎは、パルス継続時間の間にと
られたサンプルの全体数、例えば、５１２である。
【００５０】理想的な補間フィルタは、（ｉ）ｆｓをサ
ンプリング・レートとして、ｆｓ／２よりも下の周波数
に対しては、Ｈ（ω）の絶対値が１である振幅応答（ma
gnitude response）及びΘ＝０である位相シフトと、
（ｉｉ）ｆｓ／２よりも上の周波数に対しては、Ｈ
（ω）の絶対値は０である。均一なサンプリングから結
果として生じる周波数領域における周期性により、この
理想的なフィルタの離散時間構成は、すべての周波数に
対して、Ｈ（ω）の絶対値が１である振幅応答を有す
る。サンプリングされた信号が、上述のフィルタ６８を
用いる場合のようにナイキストｆｓ／２よりも低い周波
数に帯域幅が制限されていると仮定すると、フィルタ設
計は、通過したＩＦ信号の帯域幅に亘って、これらの特
性を近似すべきである。
ンプリング・レートとして、ｆｓ／２よりも下の周波数
に対しては、Ｈ（ω）の絶対値が１である振幅応答（ma
gnitude response）及びΘ＝０である位相シフトと、
（ｉｉ）ｆｓ／２よりも上の周波数に対しては、Ｈ
（ω）の絶対値は０である。均一なサンプリングから結
果として生じる周波数領域における周期性により、この
理想的なフィルタの離散時間構成は、すべての周波数に
対して、Ｈ（ω）の絶対値が１である振幅応答を有す
る。サンプリングされた信号が、上述のフィルタ６８を
用いる場合のようにナイキストｆｓ／２よりも低い周波
数に帯域幅が制限されていると仮定すると、フィルタ設
計は、通過したＩＦ信号の帯域幅に亘って、これらの特
性を近似すべきである。
【００５１】既知のウィンドウ設計方法を用いて設計さ
れ、一般形式が（ｓｉｎｘ）／ｘであるインパルス応答
を有する線形の位相ＦＩＲフィルタは、上述の要件を満
足するフィルタを提供する。所望の周波数応答と実際の
周波数応答との間の積分２乗誤差（integral squared e
rror）を最小にするインパルス応答ｈ（ｔ）を有するＦ
ＩＲフィルタは、ｈ（ｔ）を長さＭＴｓまで短く（トラ
ンケート）する（truncate）ことによって、見いだされ
る。次に、既知のウィンドウ関数がｈ（ｔ）に適用さ
れ、トランケートしたことによって生じるギブス（Gibb
s）振動を減少させる。線形位相ＦＩＲフィルタを設計
するのには、例えば、Parks-McClellanアルゴリズムな
どの、他のアルゴリズムも考慮され得る。
れ、一般形式が（ｓｉｎｘ）／ｘであるインパルス応答
を有する線形の位相ＦＩＲフィルタは、上述の要件を満
足するフィルタを提供する。所望の周波数応答と実際の
周波数応答との間の積分２乗誤差（integral squared e
rror）を最小にするインパルス応答ｈ（ｔ）を有するＦ
ＩＲフィルタは、ｈ（ｔ）を長さＭＴｓまで短く（トラ
ンケート）する（truncate）ことによって、見いだされ
る。次に、既知のウィンドウ関数がｈ（ｔ）に適用さ
れ、トランケートしたことによって生じるギブス（Gibb
s）振動を減少させる。線形位相ＦＩＲフィルタを設計
するのには、例えば、Parks-McClellanアルゴリズムな
どの、他のアルゴリズムも考慮され得る。
【００５２】上述の方法を適用することにより、補間フ
ィルタの好適なインパルス応答関数ｈ（ｔ）とハミング
（Hamming）ウィンドウとが、次の数式１３のように表
現される。
ィルタの好適なインパルス応答関数ｈ（ｔ）とハミング
（Hamming）ウィンドウとが、次の数式１３のように表
現される。
【００５３】
【数１３】 ここで、ｓｉｎ（πｔ・Ｔｓ）／（πｎ／Ｔｓ）は、ｓ
ｉｎｘ／ｘの形式のローパスフィルタのインパルス応答
であり、１０次（１０タップ）のフィルタに対しては、
Ｍ＝０であり、．５４−．４６ｃｏｓ（２πｔ／ＭＴ
ｓ）は、ハミング・ウィンドウの実現である。図１２
は、数式１３で表現された補間フィルタに対するインパ
ルス応答を示すが、ローパスフィルタとハミング・ウィ
ンドウとを、共に含む。
ｉｎｘ／ｘの形式のローパスフィルタのインパルス応答
であり、１０次（１０タップ）のフィルタに対しては、
Ｍ＝０であり、．５４−．４６ｃｏｓ（２πｔ／ＭＴ
ｓ）は、ハミング・ウィンドウの実現である。図１２
は、数式１３で表現された補間フィルタに対するインパ
ルス応答を示すが、ローパスフィルタとハミング・ウィ
ンドウとを、共に含む。
【００５４】再び図７を参照すると、本発明の好適実施
例によって、５１２のサンプルのそれぞれに対して１０
のフィルタ・タップ係数値を有する係数テーブル８９の
ために、十分な記憶容量が入手可能である。数式１２及
び１３は、ウィンドウ関数が適用されたローパスフィル
タ９０の１０のフィルタ・タップ係数値ｈ（ｎ）を提供
する。フィルタ係数値は、それぞれのサンプルに対し
て、ｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴｓ）に数式１３のインパルス
応答を代入することによって、数式１２を評価すること
によって、決定される。数式１２は、ｔ＝（ｔ’（ｎ）
−ｍＴｓ）、Ｍ＝１０、Ｔｓ＝１として、それぞれのサ
ンプルに対して、解かれる。それぞれのサンプルは、１
０のフィルタ・タップ値の対応する組を有する。ｔに対
して指示される境界内部での数式１２及び１３の評価
は、サンプルｎに対して、ｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴｓ）の
１０だけの非ゼロの値を与える。それぞれのサンプルに
対するｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴｓ）の１０の非ゼロの値
は、フィルタ係数テーブル８９に記憶されたフィルタ係
数値である。
例によって、５１２のサンプルのそれぞれに対して１０
のフィルタ・タップ係数値を有する係数テーブル８９の
ために、十分な記憶容量が入手可能である。数式１２及
び１３は、ウィンドウ関数が適用されたローパスフィル
タ９０の１０のフィルタ・タップ係数値ｈ（ｎ）を提供
する。フィルタ係数値は、それぞれのサンプルに対し
て、ｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴｓ）に数式１３のインパルス
応答を代入することによって、数式１２を評価すること
によって、決定される。数式１２は、ｔ＝（ｔ’（ｎ）
−ｍＴｓ）、Ｍ＝１０、Ｔｓ＝１として、それぞれのサ
ンプルに対して、解かれる。それぞれのサンプルは、１
０のフィルタ・タップ値の対応する組を有する。ｔに対
して指示される境界内部での数式１２及び１３の評価
は、サンプルｎに対して、ｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴｓ）の
１０だけの非ゼロの値を与える。それぞれのサンプルに
対するｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴｓ）の１０の非ゼロの値
は、フィルタ係数テーブル８９に記憶されたフィルタ係
数値である。
【００５５】補間ローパスフィルタ９０は、インパルス
応答ｈ（ｍ）がそれぞれの時間ステップｎと共に変化す
る時間変動線形システムである。フィルタ係数テーブル
８９は、上述のように、フィルタ・タップ係数値を記憶
するのに用いられ、フィルタ係数値ｈ（ｍ）をＦＩＲフ
ィルタ９０に提供する。それぞれのフィルタ出力フィル
タｖ（ｔ’（ｎ））が１０のフィルタ・タップ値の対応
する組を有しているので、フィルタ係数テーブル８９
は、１０ｘ５１２の値から成るマトリクスである。Ａ／
Ｄ出力７８からのサンプリングされたデータｖ（ｍ
ｔs）は、ＦＩＲフィルタ９０に提供される。係数テー
ブル８９からのフィルタ係数値と、Ａ／Ｄコンバータ７
４からのサンプリングされたデータとは、ＦＩＲフィル
タ９０において処理され、再サンプリングされフィルタ
リングされた出力ｖ（ｔ’（ｎ））を生じる。再サンプ
リングされた出力ｖ（ｔ’（ｎ））は、スペクトル評価
関数９４に提供される。スペクトル評価関数はこの技術
分野では公知であるから、これ以上の説明は行わない。
スペクトル評価（推定）関数９４からの出力は、レーダ
信号プロセッサ９５に提供される。レーダ信号プロセッ
サ９５の出力は、信号を、上述した他の車両システムに
提供する。
応答ｈ（ｍ）がそれぞれの時間ステップｎと共に変化す
る時間変動線形システムである。フィルタ係数テーブル
８９は、上述のように、フィルタ・タップ係数値を記憶
するのに用いられ、フィルタ係数値ｈ（ｍ）をＦＩＲフ
ィルタ９０に提供する。それぞれのフィルタ出力フィル
タｖ（ｔ’（ｎ））が１０のフィルタ・タップ値の対応
する組を有しているので、フィルタ係数テーブル８９
は、１０ｘ５１２の値から成るマトリクスである。Ａ／
Ｄ出力７８からのサンプリングされたデータｖ（ｍ
ｔs）は、ＦＩＲフィルタ９０に提供される。係数テー
ブル８９からのフィルタ係数値と、Ａ／Ｄコンバータ７
４からのサンプリングされたデータとは、ＦＩＲフィル
タ９０において処理され、再サンプリングされフィルタ
リングされた出力ｖ（ｔ’（ｎ））を生じる。再サンプ
リングされた出力ｖ（ｔ’（ｎ））は、スペクトル評価
関数９４に提供される。スペクトル評価関数はこの技術
分野では公知であるから、これ以上の説明は行わない。
スペクトル評価（推定）関数９４からの出力は、レーダ
信号プロセッサ９５に提供される。レーダ信号プロセッ
サ９５の出力は、信号を、上述した他の車両システムに
提供する。
【００５６】図９を参照すると、上述の補間ローパスフ
ィルタ及びウィンドウ・アルゴリズムを実行する図７に
示された線形化装置８６の制御プロセスが、より良く理
解されよう。ステップ２０２では、線形化装置８６が、
Ａ／Ｄコンバータ７４から、Ｎ個の信号サンプルｖ
（ｎ）を取得する。ここで、ｎ＝０，１，２，・・・，
Ｎ＋１である。次に、ステップ２０４で、フィルタ・ア
ルゴリズムが実行される。フィルタは、フィルタ係数テ
ーブル８９に記憶されたフィルタ係数値から成る１０ｘ
５１２のマトリクスであることを思い出してほしい。フ
ィルタ係数テーブル８９は、５１２のサンプル値のそれ
ぞれに対して、１０のフィルタ・タップ値を有する。フ
ィルタ係数テーブル８９は、１０のフィルタ・タップ値
を、それぞれのフィルタ出力値ｖ（ｔ’（ｎ））に対し
て、ＦＩＲフィルタ９０を提供する。ＦＩＲフィルタ９
０に提供される値は、フィルタ・アルゴリズムにおいて
用いられ、再サンプリングされた信号値ｖ（ｔ’
（ｎ））を決定する。フィルタ・アルゴリズムは、好ま
しくは、次の数式１４に従って、実行される。
ィルタ及びウィンドウ・アルゴリズムを実行する図７に
示された線形化装置８６の制御プロセスが、より良く理
解されよう。ステップ２０２では、線形化装置８６が、
Ａ／Ｄコンバータ７４から、Ｎ個の信号サンプルｖ
（ｎ）を取得する。ここで、ｎ＝０，１，２，・・・，
Ｎ＋１である。次に、ステップ２０４で、フィルタ・ア
ルゴリズムが実行される。フィルタは、フィルタ係数テ
ーブル８９に記憶されたフィルタ係数値から成る１０ｘ
５１２のマトリクスであることを思い出してほしい。フ
ィルタ係数テーブル８９は、５１２のサンプル値のそれ
ぞれに対して、１０のフィルタ・タップ値を有する。フ
ィルタ係数テーブル８９は、１０のフィルタ・タップ値
を、それぞれのフィルタ出力値ｖ（ｔ’（ｎ））に対し
て、ＦＩＲフィルタ９０を提供する。ＦＩＲフィルタ９
０に提供される値は、フィルタ・アルゴリズムにおいて
用いられ、再サンプリングされた信号値ｖ（ｔ’
（ｎ））を決定する。フィルタ・アルゴリズムは、好ま
しくは、次の数式１４に従って、実行される。
【００５７】
【数１４】 ステップ２０６では、ＦＩＲフィルタ９０は、値が「線
形化された」ＩＦ波形を、スペクトル評価関数９４に提
供する。次に、ステップ２０８では、スペクトル評価関
数９４は、再サンプリングされたＩＦ波形信号をレーダ
信号プロセッサ９５に提供する。
形化された」ＩＦ波形を、スペクトル評価関数９４に提
供する。次に、ステップ２０８では、スペクトル評価関
数９４は、再サンプリングされたＩＦ波形信号をレーダ
信号プロセッサ９５に提供する。
【００５８】図１１を参照すると、図６の非線形ＩＦ波
形８１の再サンプリングされ線形化されたＩＦ波形１０
２が、示されている。ＩＦ波形１０２の周波数は、サン
プルに亘って一定であることが分かる。レーダ信号プロ
セッサ９５は、この技術分野で公知の方法を用いて、線
形化されたＩＦ波形を処理し、（ｉ）レーダ・シーンの
内部の目標を検出し、（ｉｉ）いったん検出された目標
をトラッキングする。目標の検出は、目標を、現実的な
脅威であるかクラッタであるかを分類することを含む。
トラッキングは、アルゴリズムを用いて目標の軌跡を決
定し、目標の位置と軌跡との変化をモニタすることを含
む。レーダ信号プロセッサ９５は、制御信号を、上述の
目標データに応答して、他の車両システムに提供する。
形８１の再サンプリングされ線形化されたＩＦ波形１０
２が、示されている。ＩＦ波形１０２の周波数は、サン
プルに亘って一定であることが分かる。レーダ信号プロ
セッサ９５は、この技術分野で公知の方法を用いて、線
形化されたＩＦ波形を処理し、（ｉ）レーダ・シーンの
内部の目標を検出し、（ｉｉ）いったん検出された目標
をトラッキングする。目標の検出は、目標を、現実的な
脅威であるかクラッタであるかを分類することを含む。
トラッキングは、アルゴリズムを用いて目標の軌跡を決
定し、目標の位置と軌跡との変化をモニタすることを含
む。レーダ信号プロセッサ９５は、制御信号を、上述の
目標データに応答して、他の車両システムに提供する。
【００５９】図８を参照すると、フィルタ係数の１０ｘ
５１２のマトリクスを記憶するには不十分であるメモリ
を有するシステムにおいて用いる場合の本発明の別の実
施例が示されている。Ａ／Ｄコンバータ７４からの出力
７１、７８は、サンプル数とサンプリングされたＩＦ波
形とを線形化装置９１に提供する。出力７１は、サンプ
ル数ｎを、再サンプリング時間テーブル９６に提供す
る。再サンプリング時間テーブル９６は、上掲の数式１
１を用いて決定される非均一の再サンプリング時間ｔ’
（０）からｔ’（５１１）を含む。再サンプリング時間
テーブル９６は、非均一の再サンプリング時間ｔ’
（ｎ）を、係数計算関数９８に提供する。
５１２のマトリクスを記憶するには不十分であるメモリ
を有するシステムにおいて用いる場合の本発明の別の実
施例が示されている。Ａ／Ｄコンバータ７４からの出力
７１、７８は、サンプル数とサンプリングされたＩＦ波
形とを線形化装置９１に提供する。出力７１は、サンプ
ル数ｎを、再サンプリング時間テーブル９６に提供す
る。再サンプリング時間テーブル９６は、上掲の数式１
１を用いて決定される非均一の再サンプリング時間ｔ’
（０）からｔ’（５１１）を含む。再サンプリング時間
テーブル９６は、非均一の再サンプリング時間ｔ’
（ｎ）を、係数計算関数９８に提供する。
【００６０】再サンプリング時間ｔ’（ｎ）は非均一に
離間しているから、１０のフィルタ・タップ係数は、異
なって離間している時間ステップのそれぞれに対して、
異なる。個々のサンプルに対する１０のフィルタ・タッ
プ係数は、係数計算器９８において決定される。フィル
タ・タップ係数値は、数式１３に表現され図１２に示さ
れているデジタル・フィルタに対するインパルス応答に
従って決定される。この実施例では、数式１３のインパ
ルス関数が評価され、時間に関する３２１のインパルス
応答値が、係数計算器９８での使用のためにＲＡＭ８２
に記憶される。３２１の値は、均一に離間した時間間隔
で記憶される。
離間しているから、１０のフィルタ・タップ係数は、異
なって離間している時間ステップのそれぞれに対して、
異なる。個々のサンプルに対する１０のフィルタ・タッ
プ係数は、係数計算器９８において決定される。フィル
タ・タップ係数値は、数式１３に表現され図１２に示さ
れているデジタル・フィルタに対するインパルス応答に
従って決定される。この実施例では、数式１３のインパ
ルス関数が評価され、時間に関する３２１のインパルス
応答値が、係数計算器９８での使用のためにＲＡＭ８２
に記憶される。３２１の値は、均一に離間した時間間隔
で記憶される。
【００６１】上述のように、一連のフィルタ係数値ｈ
（−Ｍ／２），ｈ（（−Ｍ／２）＋１），・・・，ｈ
（（−Ｍ／２）−１）は、図１２に示されたインパルス
応答の先に記憶された値を用いて決定される。本発明で
は、再サンプリング時間は、非均一である。再サンプリ
ング時間周期が非均一であるから、インパルス関数は、
原点から、均一な時間周期に位置するインパルス関数の
記憶された局所的に最大の値に対して、シフトされる。
例えば、１０番目の再サンプリング時間は、時間１０．
２において生じる。インパルス関数ｈ（ｔ’（ｎ））−
ｍ’Ｔsが、ｔ’（ｎ）＝１０．２及びｍ’Ｔs＝１０と
して評価される場合には、図１２に示されているインパ
ルス関数は、図１３に示されているように、０．２だけ
シフトされる。図１３の１０のフィルタ・タップ係数値
のそれぞれに対するインパルス関数の局所的な最大値も
また、同様にシフトされる。時間６〜１５におけるフィ
ルタ・タップ値は、線形補間法を用いて決定される。こ
れらの決定の結果として、それぞれの非均一のサンプル
ｔ’（ｎ）に対して、１０の補間が生じる。それぞれの
補間に対して、ｙは、局所的なフィルタ・タップ値であ
り、ｘは、図１２のインパルス関数がシフトされている
量に対応する値である。シフトされたインパルス関数か
らのフィルタ・タップ値は、フィルタ・タップ位置の両
側にある３２１の記憶された値の２つの最も近接して記
憶されたインパルス関数値の間で補間を行うことによっ
て、得られる。シフトされた値ｘは、図１２の記憶され
たインパルス関数に対して、均一の時間から非均一の時
間ｔ’（ｎ）がシフトされている部分的な量の時間であ
る。１０のフィルタ係数値ｈn（ｍ’）と、Ａ／Ｄコン
バータ７８からの均一にサンプリングされたデータｖ
（ｔ（ｎ））とが、ＦＩＲフィルタ１００に提供され
る。ＦＩＲフィルタ１００は、均一にサンプリングされ
たデータとフィルタ係数とを処理して、フィルタリング
され再サンプリングされ線形化された出力ｖ（ｔ’
（ｎ））を、スペクトル評価関数９４に提供する。スペ
クトル評価関数９４は、再サンプリングされたＩＦ波形
を、上述のように、レーダ信号プロセッサ９５に提供す
る。
（−Ｍ／２），ｈ（（−Ｍ／２）＋１），・・・，ｈ
（（−Ｍ／２）−１）は、図１２に示されたインパルス
応答の先に記憶された値を用いて決定される。本発明で
は、再サンプリング時間は、非均一である。再サンプリ
ング時間周期が非均一であるから、インパルス関数は、
原点から、均一な時間周期に位置するインパルス関数の
記憶された局所的に最大の値に対して、シフトされる。
例えば、１０番目の再サンプリング時間は、時間１０．
２において生じる。インパルス関数ｈ（ｔ’（ｎ））−
ｍ’Ｔsが、ｔ’（ｎ）＝１０．２及びｍ’Ｔs＝１０と
して評価される場合には、図１２に示されているインパ
ルス関数は、図１３に示されているように、０．２だけ
シフトされる。図１３の１０のフィルタ・タップ係数値
のそれぞれに対するインパルス関数の局所的な最大値も
また、同様にシフトされる。時間６〜１５におけるフィ
ルタ・タップ値は、線形補間法を用いて決定される。こ
れらの決定の結果として、それぞれの非均一のサンプル
ｔ’（ｎ）に対して、１０の補間が生じる。それぞれの
補間に対して、ｙは、局所的なフィルタ・タップ値であ
り、ｘは、図１２のインパルス関数がシフトされている
量に対応する値である。シフトされたインパルス関数か
らのフィルタ・タップ値は、フィルタ・タップ位置の両
側にある３２１の記憶された値の２つの最も近接して記
憶されたインパルス関数値の間で補間を行うことによっ
て、得られる。シフトされた値ｘは、図１２の記憶され
たインパルス関数に対して、均一の時間から非均一の時
間ｔ’（ｎ）がシフトされている部分的な量の時間であ
る。１０のフィルタ係数値ｈn（ｍ’）と、Ａ／Ｄコン
バータ７８からの均一にサンプリングされたデータｖ
（ｔ（ｎ））とが、ＦＩＲフィルタ１００に提供され
る。ＦＩＲフィルタ１００は、均一にサンプリングされ
たデータとフィルタ係数とを処理して、フィルタリング
され再サンプリングされ線形化された出力ｖ（ｔ’
（ｎ））を、スペクトル評価関数９４に提供する。スペ
クトル評価関数９４は、再サンプリングされたＩＦ波形
を、上述のように、レーダ信号プロセッサ９５に提供す
る。
【００６２】図１０を参照すると、図８に示されている
デジタル信号プロセッサ２２の線形化装置９１の制御プ
ロセスが、より良く理解されよう。ステップ３００で開
始して、線形化装置９１は、Ｎ個の均一に離間したＩＦ
信号サンプルｖ（ｎ）を、Ａ／Ｄコンバータ７４から取
得する。ここで、ｎ＝０，１，２，・・・，Ｎ＋１であ
る。次に、ステップ３０２において、線形化装置９１
は、初期化され、ｎは、ゼロに設定される。ステップ３
０４では、レーダ信号プロセッサ９５は、均一なサンプ
ル数ｎを、ライン７１上を、線形化装置９１に提供す
る。対応する非均一の再サンプリング時間ｔ’（ｎ）
が、再サンプリング時間テーブル９６からフェッチされ
る。次に、プロセスは、ステップ３０６に進む。ステッ
プ３０６では、非均一の再サンプリング時間ステップ
ｔ’（ｎ）に対する１０のフィルタ・タップ係数値が、
決定される。時間ステップは非均一であるから、それぞ
れの異なる非均一の時間ステップは、１０のフィルタ・
タップ係数の異なる組を有する。
デジタル信号プロセッサ２２の線形化装置９１の制御プ
ロセスが、より良く理解されよう。ステップ３００で開
始して、線形化装置９１は、Ｎ個の均一に離間したＩＦ
信号サンプルｖ（ｎ）を、Ａ／Ｄコンバータ７４から取
得する。ここで、ｎ＝０，１，２，・・・，Ｎ＋１であ
る。次に、ステップ３０２において、線形化装置９１
は、初期化され、ｎは、ゼロに設定される。ステップ３
０４では、レーダ信号プロセッサ９５は、均一なサンプ
ル数ｎを、ライン７１上を、線形化装置９１に提供す
る。対応する非均一の再サンプリング時間ｔ’（ｎ）
が、再サンプリング時間テーブル９６からフェッチされ
る。次に、プロセスは、ステップ３０６に進む。ステッ
プ３０６では、非均一の再サンプリング時間ステップ
ｔ’（ｎ）に対する１０のフィルタ・タップ係数値が、
決定される。時間ステップは非均一であるから、それぞ
れの異なる非均一の時間ステップは、１０のフィルタ・
タップ係数の異なる組を有する。
【００６３】係数計算器９８は、図１２のインパルス関
数が特定の非均一の再サンプリング値に対してシフトさ
れるべき部分的な長さの時間を決定する。例えば、１０
番目のサンプルｎに対して図１３に示された１０．２の
非均一の時間周期に対して、０．２のシフトである。図
１２に示されたインパルス関数の３２１の記憶された値
が、ＲＡＭ８２から、再びコールされる。図１２のイン
パルス関数は、図１３に示される適切な量だけ、シフト
される。いったんインパルス関数がシフトされると、図
１３のシフトされたインパルス関数に対する１０のフィ
ルタ・タップのそれぞれが、フィルタ・タップに隣接す
る２つのインパルス関数値の間の線形補間によって、決
定される。インパルス関数値は、３２１の記憶されたイ
ンパルス関数値から得られる。図１３に示した例では、
上述の線形補間は、６，７，・・・，１５におけるフィ
ルタ・タップに対応するフィルタ・タップ値を決定する
のに用いられる。これらのフィルタ・タップ値は、Ａ／
Ｄコンバータ７４によって提供されるＩＦ波形の１０番
目の均一なサンプルを線形化するこの非均一の再サンプ
リング時間、すなわち、１０．２に対する、フィルタ係
数である。次に、プロセスは、ステップ３０８に進む。
数が特定の非均一の再サンプリング値に対してシフトさ
れるべき部分的な長さの時間を決定する。例えば、１０
番目のサンプルｎに対して図１３に示された１０．２の
非均一の時間周期に対して、０．２のシフトである。図
１２に示されたインパルス関数の３２１の記憶された値
が、ＲＡＭ８２から、再びコールされる。図１２のイン
パルス関数は、図１３に示される適切な量だけ、シフト
される。いったんインパルス関数がシフトされると、図
１３のシフトされたインパルス関数に対する１０のフィ
ルタ・タップのそれぞれが、フィルタ・タップに隣接す
る２つのインパルス関数値の間の線形補間によって、決
定される。インパルス関数値は、３２１の記憶されたイ
ンパルス関数値から得られる。図１３に示した例では、
上述の線形補間は、６，７，・・・，１５におけるフィ
ルタ・タップに対応するフィルタ・タップ値を決定する
のに用いられる。これらのフィルタ・タップ値は、Ａ／
Ｄコンバータ７４によって提供されるＩＦ波形の１０番
目の均一なサンプルを線形化するこの非均一の再サンプ
リング時間、すなわち、１０．２に対する、フィルタ係
数である。次に、プロセスは、ステップ３０８に進む。
【００６４】ステップ３０８では、フィルタリングが実
行され、ステップ３００からの記憶された均一にサンプ
リングされた値の中の１０個が、ＦＩＲフィルタ１００
に提供される。係数計算器９８は、フィルタ係数を、Ｆ
ＩＲフィルタ１００に提供する。ＦＩＲフィルタ１００
は、次の数式１５に従って、実行される。
行され、ステップ３００からの記憶された均一にサンプ
リングされた値の中の１０個が、ＦＩＲフィルタ１００
に提供される。係数計算器９８は、フィルタ係数を、Ｆ
ＩＲフィルタ１００に提供する。ＦＩＲフィルタ１００
は、次の数式１５に従って、実行される。
【００６５】
【数１５】 そして、次の数式１６の定義された境界の内部で評価さ
れる。
れる。
【００６６】
【数１６】 ここで、Ｎは、サンプルの数であり、Ｍは、フィルタの
次数（偶数）であり、ｖ（ｔ’（ｎ））は、再サンプリ
ングされたデータであり、ｈm（ｍ’）は、時間ステッ
プｔ’（ｎ）におけるフィルタ係数であり、Ｔsは、１
に等しく設定されているサンプリング周期であり、
ｔ’’（ｎ）＝（Ｎ−１）ｔ’（ｎ）は、Ｔs＝１及び
Ｔ＝Ｎ−１である新たな時間スケールのユニットにおけ
る再サンプリング時間である。このサンプルに対する再
サンプリング値ｖ（ｔ’（ｎ））は、記憶される。ステ
ップ３１０では、ｎの値が、１だけインクリメント（増
加）される。ステップ３１２では、ｎ＞５１１であるか
どうかが判断される。この判断が否定的である場合に
は、プロセスは、ステップ３０４にループ状に戻り、そ
こで、次の非均一の再サンプリング時間ｖ（ｔ’
（ｎ））がフェッチされ、処理され、ｖ（ｔ’（ｎ））
に対する結果的な値が記憶される。判断が肯定的であ
り、すべてのサンプルに対してフィルタリングが実行さ
れたことが示されていれば、プロセスは、ステップ３１
４に進む。ステップ３１４では、線形化されたＩＦ波形
を表す記憶された再サンプリングされた信号値ｖ（ｔ’
（ｎ））が、スペクトル評価関数９４に提供される。ス
ペクトル評価関数９４は、再サンプリングされた波形
を、レーダ信号プロセッサ９５に提供し、プロセスは、
ループ状にステップ３００に戻る。レーダ信号プロセッ
サ９５は、上述のように、制御信号を、他の車両システ
ムに提供する。
次数（偶数）であり、ｖ（ｔ’（ｎ））は、再サンプリ
ングされたデータであり、ｈm（ｍ’）は、時間ステッ
プｔ’（ｎ）におけるフィルタ係数であり、Ｔsは、１
に等しく設定されているサンプリング周期であり、
ｔ’’（ｎ）＝（Ｎ−１）ｔ’（ｎ）は、Ｔs＝１及び
Ｔ＝Ｎ−１である新たな時間スケールのユニットにおけ
る再サンプリング時間である。このサンプルに対する再
サンプリング値ｖ（ｔ’（ｎ））は、記憶される。ステ
ップ３１０では、ｎの値が、１だけインクリメント（増
加）される。ステップ３１２では、ｎ＞５１１であるか
どうかが判断される。この判断が否定的である場合に
は、プロセスは、ステップ３０４にループ状に戻り、そ
こで、次の非均一の再サンプリング時間ｖ（ｔ’
（ｎ））がフェッチされ、処理され、ｖ（ｔ’（ｎ））
に対する結果的な値が記憶される。判断が肯定的であ
り、すべてのサンプルに対してフィルタリングが実行さ
れたことが示されていれば、プロセスは、ステップ３１
４に進む。ステップ３１４では、線形化されたＩＦ波形
を表す記憶された再サンプリングされた信号値ｖ（ｔ’
（ｎ））が、スペクトル評価関数９４に提供される。ス
ペクトル評価関数９４は、再サンプリングされた波形
を、レーダ信号プロセッサ９５に提供し、プロセスは、
ループ状にステップ３００に戻る。レーダ信号プロセッ
サ９５は、上述のように、制御信号を、他の車両システ
ムに提供する。
【００６７】説明した実施例では、再サンプリング時間
テーブル９６に、非均一の再サンプリング時間を記憶す
るが、当業者であれば、フィルタ係数は、数式１１、１
２、１３などのアルゴリズムを用いれば、リアルタイム
で導けることを理解するはずである。換言すれば、数式
１１は、コントローラ／ＤＳＰ２２によって解かれて、
非均一のサンプリング時間を提供する。数式１２及び１
３は、非均一のサンプリング時間を用いて、フィルタ係
数値を提供する。
テーブル９６に、非均一の再サンプリング時間を記憶す
るが、当業者であれば、フィルタ係数は、数式１１、１
２、１３などのアルゴリズムを用いれば、リアルタイム
で導けることを理解するはずである。換言すれば、数式
１１は、コントローラ／ＤＳＰ２２によって解かれて、
非均一のサンプリング時間を提供する。数式１２及び１
３は、非均一のサンプリング時間を用いて、フィルタ係
数値を提供する。
【００６８】図８に示され数式１５に表現されステップ
３０８で実行される実施例のフィルタの特定の離散時間
構成は、数式１２で表現される一般の離散時間フィルタ
構成から発展される。数式１２は、非均一の時間で評価
されるフィルタ伝達関数ｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴs）を有
するデジタル・フィルタの構成である。数式１２で用い
るための、ウィンドウ関数を備えた適切なフィルタ・イ
ンパルス応答ｈ（ｔ）が、数式１３に示されている。数
式１２及び１３は、共に評価されて、ｔ＝（ｔ’（ｎ）
−ｍＴs）であるデジタル・フィルタを実現する。実際
の構成では、数式１３は、−（Ｍ／２）Ｔs＜ｔ＜（Ｍ
／２）Ｔsのレンジの外側で、トランケートされる。
３０８で実行される実施例のフィルタの特定の離散時間
構成は、数式１２で表現される一般の離散時間フィルタ
構成から発展される。数式１２は、非均一の時間で評価
されるフィルタ伝達関数ｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴs）を有
するデジタル・フィルタの構成である。数式１２で用い
るための、ウィンドウ関数を備えた適切なフィルタ・イ
ンパルス応答ｈ（ｔ）が、数式１３に示されている。数
式１２及び１３は、共に評価されて、ｔ＝（ｔ’（ｎ）
−ｍＴs）であるデジタル・フィルタを実現する。実際
の構成では、数式１３は、−（Ｍ／２）Ｔs＜ｔ＜（Ｍ
／２）Ｔsのレンジの外側で、トランケートされる。
【００６９】ｎのそれぞれの値に対して、数式１２の有
限和におけるｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴs）に対して、非ゼ
ロの値は、Ｍ個しか存在しない。非ゼロの項は、次の数
式１７によって、決定される。
限和におけるｈ（ｔ’（ｎ）−ｍＴs）に対して、非ゼ
ロの値は、Ｍ個しか存在しない。非ゼロの項は、次の数
式１７によって、決定される。
【００７０】
【数１７】 これは、次の数式１８のようにも表現できる。
【００７１】
【数１８】
【数１９】 数式１９は、次の数式２０のようにも書くことができ
る。
る。
【００７２】
【数２０】
【数２１】
【数２２】 数式２２では、ｔ’（ｎ）＝ｋＴsであると、ｍ’＝Ｍ
／２の場合の和の項は、ゼロに等しい。従って、次の数
式２３が成立する。
／２の場合の和の項は、ゼロに等しい。従って、次の数
式２３が成立する。
【００７３】
【数２３】 次の数式２４の場合には、数式２３のインパルス応答の
項は、次の数式２５となる。
項は、次の数式２５となる。
【００７４】
【数２４】
【数２５】 ｈ（−ｔ）＝ｈ（ｔ）であるから、数式２５は、更に、
次の数式２６のようになる。
次の数式２６のようになる。
【００７５】
【数２６】 ただし、ここで、ｔ’（ｎ）は、区間［０，１］の中に
ある。数式２６を数式２３に代入することにより、次の
数式２７が得られる。
ある。数式２６を数式２３に代入することにより、次の
数式２７が得られる。
【００７６】
【数２７】 新たな再サンプリング時間変数ｔ’’（ｎ）を、次の数
式２８によって定義すると、数式２９が得られる。
式２８によって定義すると、数式２９が得られる。
【００７７】
【数２８】
【数２９】 ｖ（ｔ’（ｎ））のための表現を簡略化し、表現を離散
時間計算に適するようにするために、時間スケールを、
Ｔs＝１となるように、再定義する。従って、次の数式
３０が得られる。
時間計算に適するようにするために、時間スケールを、
Ｔs＝１となるように、再定義する。従って、次の数式
３０が得られる。
【００７８】
【数３０】 ｈ（ｍ’−τn）＝ｈn（ｍ’）と定義し、数式３０に代
入することによって、次の数式３１が得られる。
入することによって、次の数式３１が得られる。
【００７９】
【数３１】 当業者であれば理解するように、本発明の効果は、デジ
タル信号処理を用いてＶＣＯの非線形性の影響を線形化
することの結果として、時間の経過と共にＶＣＯにおい
て生じる非線形性に適応することができるシステムが得
られることである。換言すれば、信号プロセッサにおけ
るフィルタリング・アルゴリズムは、ＶＣＯにおいて非
線形特性が変化することに対する補償が得られるよう
に、変化させることができる。適切なアルゴリズムの決
定は、リアルタイムで実行することができる。
タル信号処理を用いてＶＣＯの非線形性の影響を線形化
することの結果として、時間の経過と共にＶＣＯにおい
て生じる非線形性に適応することができるシステムが得
られることである。換言すれば、信号プロセッサにおけ
るフィルタリング・アルゴリズムは、ＶＣＯにおいて非
線形特性が変化することに対する補償が得られるよう
に、変化させることができる。適切なアルゴリズムの決
定は、リアルタイムで実行することができる。
【００８０】本発明に関する以上の説明において、当業
者は、改変、変更、及び修正を認識するであろう。技術
的範囲に含まれるこのような改変、変更、及び修正は、
冒頭の特許請求の範囲によってカバーされるものとす
る。
者は、改変、変更、及び修正を認識するであろう。技術
的範囲に含まれるこのような改変、変更、及び修正は、
冒頭の特許請求の範囲によってカバーされるものとす
る。
【図１】本発明によるＦＭレンジング・レーダ・システ
ムを図解する概略のブロック図である。
ムを図解する概略のブロック図である。
【図２】図１のＶＣＯに関する、時間の関数としてのＶ
ＣＯ周波数掃引曲線のグラフ表現である。
ＣＯ周波数掃引曲線のグラフ表現である。
【図３】図２の掃引周波数に関する、時間の関数として
のＶＣＯ掃引勾配のグラフ表現である。
のＶＣＯ掃引勾配のグラフ表現である。
【図４】時間の関数としての線形チャープ信号とエコー
信号とのグラフ表現である。
信号とのグラフ表現である。
【図５】時間の関数としての非線形チャープ信号とエコ
ー信号とのグラフ表現である。
ー信号とのグラフ表現である。
【図６】非線形に周波数変調された送信信号の結果とし
て生じる、２５メートルの位置における目標のＩＦ波形
のグラフ表現である。
て生じる、２５メートルの位置における目標のＩＦ波形
のグラフ表現である。
【図７】図１のデジタル信号プロセッサの一部分の概略
のブロック図である。
のブロック図である。
【図８】本発明の一部分の別の実施例の概略のブロック
図である。
図である。
【図９】図７に示された本発明の制御プロセスを示す流
れ図である。
れ図である。
【図１０】図８に示された本発明の制御プロセスを示す
流れ図である。
流れ図である。
【図１１】本発明による線形化の後の、図６の場合に類
似する波形のグラフ表現である。
似する波形のグラフ表現である。
【図１２】本発明において用いられる時間の関数として
のフィルタ・インパルス応答のグラフ表現である。
のフィルタ・インパルス応答のグラフ表現である。
【図１３】本発明において用いられる時間の関数として
のシフトされたフィルタ・インパルス応答のグラフ表現
である。
のシフトされたフィルタ・インパルス応答のグラフ表現
である。
Claims (27)
- 【請求項１】 時間変動信号を処理する装置であって、 時間変動信号をサンプリングして、サンプリングされた
信号を提供する手段と、 前記サンプリングされた信号を、選択された再サンプリ
ング時間で再サンプリングする手段と、 前記選択された再サンプリング時間を変動させ、前記変
動する選択された再サンプリング時間に従って、再サン
プリングされた時間変動信号を提供する手段と、 から構成される、装置。 - 【請求項２】 前記選択された再サンプリング時間を変
動させる手段は、前記選択された再サンプリング時間を
決定するアルゴリズムを決定する制御手段を含む、請求
項１記載の装置。 - 【請求項３】 前記選択された再サンプリング時間を変
動させる手段は、前記再サンプリング時間の継続時間が
連続的に変動可能であるように前記再サンプリング時間
を制御する手段を含む、請求項１記載の装置。 - 【請求項４】 前記連続的に変動可能な再サンプリング
時間の継続時間は非均一である、請求項３記載の装置。 - 【請求項５】 前記再サンプリング時間の前記連続的に
変動可能な継続時間は非周期的である、請求項３記載の
装置。 - 【請求項６】 前記連続的に変動可能な再サンプリング
時間はルックアップ・テーブルに記憶される、請求項３
記載の装置。 - 【請求項７】 変調システムにおける非線形性を補正す
る装置であって、 時間変動する被変調信号を送信する手段と、 前記送信された被変調信号の反射の結果として生じるエ
コー信号を受信する手段と、 前記送信された信号を前記受信されたエコー信号と比較
し、前記比較を示す比較信号を提供する手段と、 前記比較信号をサンプリングし、サンプリングされた比
較信号を提供する手段と、 前記サンプリングされた比較信号を選択された再サンプ
リング時間で再サンプリングする手段と、 前記選択された再サンプリング時間を有効に変動させ、
それによって、前記送信された時間変動する被変調信号
の非線形性の結果として生じる前記比較信号の非線形性
に関して前記比較信号を補正する手段と、 から構成される、装置。 - 【請求項８】 前記選択された再サンプリング時間を有
効に変動させる手段は、前記再サンプリング時間が非均
一であるように前記再サンプリング時間を制御する手段
を含む、請求項７記載の装置。 - 【請求項９】 前記選択された再サンプリング時間を有
効に変動させる手段は、前記再サンプリング時間が非均
一であるように前記再サンプリング時間を制御する手段
を含み、前記制御手段は、連続的に変動可能なマルチレ
ート補間フィルタを用いて前記比較信号をフィルタリン
グする手段を含む、請求項７記載の装置。 - 【請求項１０】 前記送信手段は、電圧制御発振器と前
記電圧制御発振器をランプ信号を用いて駆動する手段と
を含む、請求項７記載の装置。 - 【請求項１１】 前記比較手段は、前記送信された信号
と前記エコー信号との間の周波数の差と関数関係を有す
る周波数を有する信号を提供するミキサを含む、請求項
１０記載の装置。 - 【請求項１２】 前記差を示す前記信号は中間周波数波
形である、請求項１０記載の装置。 - 【請求項１３】 前記送信手段はレーダ信号を送信す
る、請求項１０記載の装置。 - 【請求項１４】 前記周波数の差は、前記送信手段と目
標との間の距離と関数関係を有する、請求項１３記載の
装置。 - 【請求項１５】 前記送信手段は、周波数変調された信
号を送信する手段を含む、請求項７記載の装置。 - 【請求項１６】 前記変動する選択された再サンプリン
グ時間はルックアップ・テーブルに記憶されている、請
求項７記載の装置。 - 【請求項１７】 時間変動信号を処理する方法であっ
て、 時間変動信号をサンプリングするステップと、 サンプリングされた時間変動信号を提供するステップ
と、 前記サンプリングされた時間変動信号を、選択された時
間で再サンプリングするステップと、 前記選択された再サンプリング時間を変動させるステッ
プと、 前記変動され選択された再サンプリング時間に従って、
再サンプリングされた時間変動信号を提供するステップ
と、 を含む、方法。 - 【請求項１８】 前記選択された再サンプリング時間を
変動させるステップは、前記選択された再サンプリング
時間の継続時間が連続的に変動可能であるように前記選
択された再サンプリング時間を制御するステップを含
む、請求項１７記載の方法。 - 【請求項１９】 前記選択された再サンプリング時間を
変動させるステップは、前記選択された再サンプリング
時間が非均一であるように前記選択された再サンプリン
グ時間の継続時間を制御するステップを含む、請求項１
７記載の方法。 - 【請求項２０】 前記連続的に変動可能な選択された再
サンプリング時間を変動させるステップは、前記連続的
に変動可能な選択された再サンプリング時間が非周期的
であるように前記連続的に変動可能な選択された再サン
プリング時間の継続時間を制御するステップを含む、請
求項１８記載の方法。 - 【請求項２１】 前記選択された再サンプリング時間を
変動させるステップは、前記選択された再サンプリング
時間を決定するアルゴリズムを決定するステップを含
む、請求項１７記載の方法。 - 【請求項２２】 変調システムにおける非線形性を補正
する方法であって、 時間変動する被変調信号を送信するステップと、 前記送信された被変調信号の反射の結果として生じるエ
コー信号を受信するステップと、 前記送信された信号を前記エコー信号と比較し、前記比
較を示す信号を提供するステップと、 前記比較信号をサンプリングし、サンプリングされた比
較信号を提供するステップと、 前記サンプリングされた比較信号を選択された再サンプ
リング時間で再サンプリングするステップと、 前記選択された再サンプリング時間を有効に変動させ、
それによって、前記送信された信号の非線形な周波数変
調の結果として生じる公称の一定の周波数からの偏差に
関して前記比較信号を補正するステップと、 を含む、方法。 - 【請求項２３】 前記再サンプリング時間を有効に変動
させるステップは、前記再サンプリング時間が非均一に
離間するように前記比較信号の前記サンプリングの前記
再サンプリング時間を制御するステップを含む、請求項
２２記載の方法。 - 【請求項２４】 前記再サンプリング時間を有効に変動
させるステップは、前記再サンプリング時間が非均一に
離間するように前記再サンプリング時間を制御するステ
ップを含み、前記再サンプリング時間を変動させるステ
ップは、連続的に変動するマルチレート補間フィルタを
用いて前記比較信号をフィルタリングするステップを含
む、請求項２２記載の方法。 - 【請求項２５】 周波数変調された信号を送信する前記
ステップは、ランプ関数に応答して前記時間変動する信
号の周波数を変動させるステップを含む、請求項２２記
載の方法。 - 【請求項２６】 前記送信ステップは、周波数変調され
た信号を送信するステップを含み、前記比較ステップ
は、前記送信された信号と前記受信されたエコー信号と
の間の周波数の差を決定するステップを含む、請求項２
２記載の方法。 - 【請求項２７】 前記送信ステップはレーダ信号を送信
するステップを含む、請求項２２記載の方法。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008516213A (ja) * | 2004-10-09 | 2008-05-15 | ライカ ジオシステムズ アクチェンゲゼルシャフト | 非理想的チャープ形状の決定による電気光学的距離測定方法 |
Families Citing this family (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5848237A (en) * | 1996-05-15 | 1998-12-08 | Intel Corporation | Programmable digital filter for stable interval detection |
| US6160505A (en) * | 1998-02-24 | 2000-12-12 | At&T Corp | Method and apparatus for converting an analog signal to a digital signal |
| DE59907134D1 (de) | 1998-11-11 | 2003-10-30 | Siemens Ag | Verfahren zur detektion und korrektur von nichtlinearitäten hochfrequenter, spannungsgesteuerter oszillatoren |
| DE10018552A1 (de) * | 2000-04-14 | 2001-10-18 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Erfassung und Korrektur von Nichtlinearitäten in einem Mikrowellenradarsystem |
| KR100713387B1 (ko) * | 2000-08-16 | 2007-05-04 | 레이던 컴퍼니 | 적응성 항법 제어용 안전 거리 알고리즘 |
| US6577269B2 (en) * | 2000-08-16 | 2003-06-10 | Raytheon Company | Radar detection method and apparatus |
| AU2001286513A1 (en) * | 2000-08-16 | 2002-02-25 | Raytheon Company | Switched beam antenna architecture |
| WO2002014900A2 (en) * | 2000-08-16 | 2002-02-21 | Raytheon Company | Video amplifier for a radar receiver |
| JP5063851B2 (ja) | 2000-08-16 | 2012-10-31 | ヴァレオ・レイダー・システムズ・インコーポレーテッド | 近接物体検出システム |
| EP1870730A3 (en) | 2000-08-16 | 2011-07-20 | Valeo Radar Systems, Inc. | Automotive radar systems and techniques |
| JP2004508627A (ja) * | 2000-09-08 | 2004-03-18 | レイセオン・カンパニー | 経路予測システムおよび方法 |
| EP1191813A1 (en) * | 2000-09-25 | 2002-03-27 | TOPHOLM & WESTERMANN APS | A hearing aid with an adaptive filter for suppression of acoustic feedback |
| EP1235059A1 (de) * | 2001-02-14 | 2002-08-28 | Endress + Hauser GmbH + Co. KG | Mit Mikrowellen arbeitendes Füllstandsmessgerät |
| US6734819B2 (en) * | 2001-02-14 | 2004-05-11 | Endress + Hauser Gmbh + Co. | Level measuring device operating with microwaves |
| US6708100B2 (en) * | 2001-03-14 | 2004-03-16 | Raytheon Company | Safe distance algorithm for adaptive cruise control |
| JP2003028951A (ja) * | 2001-07-11 | 2003-01-29 | Fujitsu Ten Ltd | レーダ装置 |
| US6970142B1 (en) | 2001-08-16 | 2005-11-29 | Raytheon Company | Antenna configurations for reduced radar complexity |
| US6995730B2 (en) * | 2001-08-16 | 2006-02-07 | Raytheon Company | Antenna configurations for reduced radar complexity |
| US7183995B2 (en) | 2001-08-16 | 2007-02-27 | Raytheon Company | Antenna configurations for reduced radar complexity |
| JP3719202B2 (ja) | 2001-11-30 | 2005-11-24 | 株式会社村田製作所 | レーダの特性調整方法 |
| GB0215967D0 (en) * | 2002-07-09 | 2003-02-12 | Bae Systems Plc | Improvements in or relating to range resolution |
| US6611227B1 (en) | 2002-08-08 | 2003-08-26 | Raytheon Company | Automotive side object detection sensor blockage detection system and related techniques |
| US6927677B2 (en) * | 2003-03-14 | 2005-08-09 | Darryll Anderson | Blind spot detector system |
| DE10315012B4 (de) * | 2003-04-02 | 2005-05-12 | Eads Deutschland Gmbh | Verfahren zur Linearisierung von FMCW-Radargeräten |
| WO2006031220A2 (en) * | 2004-09-10 | 2006-03-23 | Darryll Anderson | Blind spot detector system |
| JP4825574B2 (ja) * | 2005-05-18 | 2011-11-30 | 株式会社東芝 | レーダ装置 |
| EP2260322A1 (en) * | 2008-03-31 | 2010-12-15 | Valeo Radar Systems, Inc. | Automotive radar sensor blockage detection apparatus and method |
| US8259003B2 (en) | 2010-05-14 | 2012-09-04 | Massachusetts Institute Of Technology | High duty cycle radar with near/far pulse compression interference mitigation |
| ES2887340T3 (es) * | 2012-10-08 | 2021-12-22 | Mbda Uk Ltd | Mejoras en receptores de radar y en relación con los mismos |
| KR101465370B1 (ko) * | 2013-12-09 | 2014-11-26 | 한국항공우주연구원 | 위상누적다항식을 이용하여 양방향 첩신호를 생성하는 장치 및 방법 |
| CN104459653B (zh) * | 2014-12-08 | 2017-02-22 | 中国人民解放军国防科学技术大学 | 一种lfmcw sar非线性误差的开环校正方法 |
| US10353062B2 (en) * | 2016-07-13 | 2019-07-16 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus for narrowband ranging systems using reference signal interpolation |
| CN108919202B (zh) * | 2018-08-10 | 2020-06-16 | 杭州电子科技大学 | 一种基于认知机制的非均匀动态滤波器组的构建方法 |
| WO2020240074A1 (en) * | 2019-05-28 | 2020-12-03 | Corehw Semiconductor Oy | An antenna soft switching solution of an aod direction finding transmitter |
| US11205844B2 (en) * | 2019-07-08 | 2021-12-21 | GM Global Technology Operations LLC | Beam skew mitigation using non-linear frequency modulation signals |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7402687A (nl) * | 1974-02-28 | 1975-09-01 | Hollandse Signaalapparaten Bv | Impulsradarapparaat. |
| US3975731A (en) * | 1974-12-10 | 1976-08-17 | Grumman Aerospace Corporation | Airborne positioning system |
| US4011561A (en) * | 1975-07-07 | 1977-03-08 | Motorola, Inc. | Simplified digital conversion for coherent-on-receive pulsed radar system |
| US4404562A (en) * | 1980-08-25 | 1983-09-13 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Low sidelobe linear FM chirp system |
| CH641308B (de) * | 1982-07-13 | Wild Heerbrugg Ag | Vorrichtung zur laufzeitmessung von impulssignalen. | |
| US4626853A (en) * | 1984-07-20 | 1986-12-02 | Westinghouse Electric Corp. | Pulse compression radar signal processor |
| FR2629600B1 (fr) * | 1984-08-24 | 1991-10-11 | Thomson Csf | Dispositif de reception radar et radar comportant un tel dispositif |
| NL8702342A (nl) * | 1987-10-01 | 1989-05-01 | Hollandse Signaalapparaten Bv | Fm-cw radarapparaat. |
| DE68919920T2 (de) * | 1988-06-21 | 1995-05-11 | Canon Kk | Verfahren und Gerät für digitale Übertragung. |
| GB2235346B (en) * | 1989-08-25 | 1994-01-05 | Marconi Co Ltd | Radar receiver |
| US5165051A (en) * | 1990-05-15 | 1992-11-17 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Modified fast frequency acquisition via adaptive least squares algorithm |
| US5036324A (en) * | 1990-10-05 | 1991-07-30 | Electronics And Space Corporation | Pulse compression technique for high duty factor radar |
| FR2671195B1 (fr) * | 1990-12-27 | 1993-03-12 | Thomson Csf | Traitement d'un signal impulsionnel code numeriquement. |
| US5357331A (en) * | 1991-07-02 | 1994-10-18 | Flockencier Stuart W | System for processing reflected energy signals |
| US5376938A (en) * | 1994-04-04 | 1994-12-27 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Method and apparatus for maintaining linearity and frequency accuracy of an FM chirp waveform |
| US5739691A (en) * | 1995-11-28 | 1998-04-14 | The Regents Of The University Of California | Multi-frequency digital low pass filter for magnetic resonance imaging |
-
1996
- 1996-06-06 US US08/659,400 patent/US5719580A/en not_active Expired - Fee Related
-
1997
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- 1997-06-06 DE DE19723893A patent/DE19723893A1/de not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008516213A (ja) * | 2004-10-09 | 2008-05-15 | ライカ ジオシステムズ アクチェンゲゼルシャフト | 非理想的チャープ形状の決定による電気光学的距離測定方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| GB2313970A (en) | 1997-12-10 |
| GB9711516D0 (en) | 1997-07-30 |
| GB2313970B (en) | 1998-11-11 |
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