ES2887340T3 - Mejoras en receptores de radar y en relación con los mismos - Google Patents

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Abstract

Un receptor de radar (200) para un sistema de radar Doppler, siendo el receptor un receptor de radar Doppler de pulsos, un receptor de radar monopulso y/o un receptor de radar que usa compresión de pulsos codificados en fase, comprendiendo el receptor: (a) una unidad receptora analógica (230) para recibir una señal de eco de radar y dispuesta para convertir la señal de eco de radar en una señal analógica de frecuencia intermedia, IF; (b) un receptor digital (240) que incluye un convertidor de analógico a digital (300A-D) dispuesto para recibir la señal analógica de IF del receptor analógico (230) y para muestrear la señal analógica de IF, en el que el muestreo del convertidor de analógico a digital (300A-D) es un submuestreo de acuerdo con el criterio de Nyquist, de modo que se produce una pluralidad de señales digitales de IF, en diferentes zonas de Nyquist, que incluyen una o más señales digitales de IF solapadas, estando dispuesto el receptor digital (240) para seleccionar una señal digital de IF a partir de la una o más señales digitales solapadas; y (c) un demodulador digital (500) dispuesto para convertir la señal digital de IF seleccionada en una señal digital de banda base que tiene componentes en fase, I, y en cuadratura, Q, produciéndose las componentes I y Q multiplicando la señal digital de IF seleccionada por una señal coseno y por una señal seno, respectivamente, caracterizado por que: cada señal coseno y cada señal seno está representada por un flujo de muestra que consiste solamente en tres niveles, eligiéndose la frecuencia de portadora de la señal digital de IF seleccionada (490) para ser ¼ de la frecuencia de muestreo del convertidor de analógico a digital (300A-D) en el muestreo de la señal analógica de IF de modo que los tres niveles correspondan a máximos, mínimos y ceros de las señales coseno y seno, y el receptor de radar (200) comprende además: (d) una red de formación de haz digital (350) dispuesta para recibir una pluralidad de señales digitales de banda base, de cada uno de la pluralidad de canales receptores (A-D), y convertirlas en una pluralidad de señales de comparación, cada una en uno de una pluralidad de canales de comparación, incluyendo cada canal de comparación un correlador digital (380) dispuesto para formar una función de correlación cruzada entre la señal de comparación y un código aplicado a los pulsos transmitidos por el radar.

Description

DESCRIPCIÓN
Mejoras en receptores de radar y en relación con los mismos
CAMPO DE LA INVENCIÓN
Esta invención se refiere al campo de los receptores de radar y, en particular, a los receptores de radar para un sistema de radar Doppler. La invención es especialmente útil en sistemas de radar Doppler que emplean compresión de pulsos codificados en fase, pero la invención no se limita a dichos sistemas de radar. La invención es especialmente útil en sistemas de radar Doppler monopulso, pero la invención no se limita a dichos sistemas de radar.
TÉCNICA ANTERIOR
En un sistema de radar Doppler, se transmiten pulsos y se reciben ecos desde objetos que reflejan el radar dentro del alcance del sistema de radar. Se demodulan los pulsos de eco recibidos y se obtienen señales en fase y en cuadratura (I y Q). Las señales I y Q son copias duplicadas de la señal demodulada con una diferencia de fase de exactamente 90° entre las mismas. Las señales I y Q forman un fasor de número complejo que se procesa usando una transformada de Fourier para obtener un espectro Doppler de la señal de eco. En el espectro Doppler, los objetivos de cierre y retroceso corresponden a frecuencias Doppler positivas y negativas, respectivamente. (Un sistema receptor que no produce componentes I y Q generalmente no puede distinguir entre frecuencias positivas y negativas y, por lo tanto, no puede determinar si el objetivo se acerca o se aleja).
La demodulación I y Q se realiza convencionalmente usando una disposición como la que se muestra en la fig. 1. En esta disposición 10, la señal recibida 20, modulada en una onda portadora, se divide entre un primer mezclador 30 y un segundo mezclador 40. En el primer mezclador 30, la señal 20 se mezcla con una señal de oscilador local 50 procedente de un oscilador local a la frecuencia de la onda portadora. En el segundo mezclador 40, la señal 20 se mezcla con la señal de oscilador local del oscilador local 50, pero antes de la mezcla se introduce un desplazamiento de fase de 90 grados en la señal de oscilador local. Las salidas del primer y segundo mezcladores 30, 40 son filtradas por el primer y segundo filtros de paso bajo 70, 80, respectivamente, para producir una señal en fase de banda base 90 desde el primer mezclador 30 y el primer filtro de paso bajo 70 y una señal en cuadratura de banda base 100 del segundo mezclador 40 y el segundo filtro de paso bajo 80. Por tanto, la señal 20 se divide en dos vías, una de las cuales se multiplica por una onda sinusoidal en una primera etapa de mezcla superheterodina en el primer mezclador 30, y la otra se multiplica por una onda de coseno en una segunda etapa de mezcla superheterodina en el segundo mezclador 40. Esta disposición convierte por tanto la frecuencia de portadora a banda base (es decir, señal portadora de 0 Hz) y logra el desplazamiento de fase de 90° requerido entre las dos vías.
Sin embargo, la disposición de la fig. 1 puede sufrir problemas en la práctica, porque, para un funcionamiento adecuado, las dos vías del receptor deben coincidir estrechamente en ganancia y fase. Cualquier desajuste en ganancia o fase entre los canales dará como resultado una imagen falsa del objetivo en una frecuencia que es la negativa de la frecuencia objetivo. La necesidad de una coincidencia cercana en ganancia y fase da como resultado, en general, la necesidad de que el receptor se someta a un proceso de calibración antes de que pueda usarse. A menudo, la calibración no es completamente satisfactoria, por ejemplo porque el desequilibrio de ganancia y fase cambia con la temperatura y, por lo tanto, la calibración pasa a ser no válida a medida que el sistema se calienta.
Una desventaja adicional de la disposición de la fig. 1 es que requiere un número significativo de componentes.
En un sistema de medición de ángulo de llegada monopulso tradicional, el receptor de radar produce un canal de suma y dos canales de diferencia (acimut y de elevación en un radar aerotransportado, o de elevación y transversal en un radar terrestre). En los sistemas de radar monopulso convencionales, la suma y la diferencia de cuatro aberturas de alimentación de antena en el puerto de salida de la antena de radar son proporcionadas por una unidad comparadora de microondas grande, pesada y relativamente cara (una unión de suma y diferencia implementada en una guía de ondas).
En la compresión de pulsos codificada en fase, los pulsos de transmisión están codificados en fase para permitir la compresión de pulsos en el receptor de radar. La codificación en fase de pulsos de radar es una técnica bien conocida para lograr una alta resolución y, al mismo tiempo, mantener una relación señal a ruido adecuada. El funcionamiento de la técnica se ilustra en la fig. 2. El pulso de RF transmitido 110 tiene su fase conmutada entre 0° y 180° en un patrón aleatorizado 120 (fig. 2(a)), lo que da como resultado un pulso de RF con un código de fase aplicado. En el receptor, la señal portadora se elimina dejando la secuencia de código aplicada originalmente (fig.
2 (b)), es decir, un pulso de banda base demodulado. Esta secuencia de código se compara después con el código de fase aplicado al pulso de transmisión 110, en un dispositivo de correlación que calcula la función de correlación cruzada de los pulsos transmitidos y recibidos, produciendo un pulso comprimido 130 (fig. 2(c)) con una resolución igual a la duración de uno de los dígitos del código de fase.
El documento de Lee K. Patton, "A GNU Radio Based Software-Defined Radar", 9 de abril de 2007 (véase el sitio web http://rave.ohiolink.edu/etdc/view?acc_num=wright1176142845) describe una radio definida por software que se puede usar para crear una pluralidad de diferentes sistemas de radar. En la página 6 se describe una radio definida por software que incluye (i) un receptor en el que una señal recibida se convierte desde su frecuencia de portadora a una frecuencia intermedia o a banda base y (ii) un transmisor en el que una señal de transmisión se convierte desde una frecuencia intermedia o banda base a la frecuencia de portadora deseada. Tanto en el receptor como en el transmisor, se dice que un convertidor de analógico a digital o un convertidor de digital a analógico solo necesita convertir la señal en su ancho de banda de modulación, y no en todo el ancho de banda de CC a portadora, si la señal está en la banda base. En la frecuencia intermedia, el sistema debe convertir la señal de CC a la frecuencia intermedia más la mitad superior del ancho de banda de modulación, aunque Patton dice que incluso en este caso se puede usar un ADC/DAC de menor velocidad.
El documento US 2003/020653A1 (Baugh et al.) describe un sistema y procesamiento para el procesamiento de señales de detección previa de banda estrecha para aplicaciones de ubicación coherente pasiva.
El documento EP2131209A1 (Saab AB) describe un receptor de radar para procesar formas de onda arbitrarias, en particular de un radar de ruido. El documento trata sobre cómo aplicar el procesamiento espectral doble usado en los sistemas de radar de ruido en un sistema de radar digital de banda ancha. Un generador de forma de onda genera una forma de onda de ruido arbitraria que tiene un espectro de frecuencia aplanado. Se usa un convertidor de analógico a digital de submuestreo para replegar la banda ancha de frecuencias de la forma de onda de retorno de radar de banda ancha analógica en la banda base de dicho convertidor. El procesamiento espectral se realiza en el espectro de potencia de la forma de onda digital de banda ancha submuestreada para obtener un espectro de potencia de frecuencia de ondulación discreta. Las frecuencias de ondulación que indican los objetivos de radar se encuentran en el espectro de potencia de frecuencia de ondulación discreta. Se dice que las frecuencias de ondulación permanecen básicamente inalteradas por el solapamiento causado por el submuestreo y, por lo tanto, pueden identificarse en el espectro de potencia de frecuencia de ondulación discreta de la forma de onda de radar digital submuestreada.
El documento US 2002/012200A1 (Bradley et al.) describe un sistema de radar de penetración terrestre, que incluye un módulo de RF y un módulo digital.
Sería ventajoso proporcionar un receptor de radar Doppler en el que se eliminen o al menos se reduzcan una o más de las desventajas mencionadas anteriormente.
DIVULGACIÓN DE LA INVENCIÓN
Un primer aspecto de la invención proporciona un receptor de radar para un sistema de radar Doppler, siendo el receptor un receptor de radar Doppler de pulsos, un receptor de radar monopulso y/o un receptor de radar que usa compresión de pulsos codificados en fase, comprendiendo el receptor:
(a) una unidad receptora analógica para recibir una señal de eco de radar y dispuesta para convertir la señal de eco de radar en una señal analógica de frecuencia intermedia (IF); y
(b) un receptor digital que incluye un convertidor de analógico a digital dispuesto para recibir la señal analógica de IF del receptor analógico y para muestrear la señal analógica de IF, en el que el muestreo del convertidor de analógico a digital es un submuestreo de acuerdo con el criterio de Nyquist, de modo que se produce una pluralidad de señales digitales de IF, en diferentes zonas de Nyquist, que incluyen una o más señales digitales de IF solapadas, estando dispuesto el receptor digital para seleccionar una señal digital de IF a partir de la una o más señales digitales solapadas; y
(c) un demodulador digital dispuesto para convertir la señal digital de IF seleccionada en una señal digital de banda base que tiene componentes en fase (I) y en cuadratura (Q), produciéndose las componentes I y Q multiplicando la señal digital de IF seleccionada por una señal coseno y por una señal seno, respectivamente,
caracterizado por que:
cada señal coseno y cada señal seno está representada por un flujo de muestra que consiste solamente en tres niveles, eligiéndose la frecuencia de portadora de la señal digital de IF seleccionada para ser % de la frecuencia de muestreo del convertidor de analógico a digital en el muestreo de la señal analógica de IF de modo que los tres niveles correspondan a máximos, mínimos y ceros de las señales coseno y seno,
y el receptor de radar comprende además:
(d) una red de formación de haz digital dispuesta para recibir una pluralidad de señales digitales de banda base, de cada uno de la pluralidad de canales receptores, y convertirlas en una pluralidad de señales de comparación, cada una en uno de una pluralidad de canales de comparación, incluyendo cada canal de comparación un correlador digital dispuesto para formar una función de correlación cruzada entre la señal de comparación y un código aplicado a los pulsos transmitidos por el radar.
Al usar una etapa de receptor digital, se elimina la necesidad de una adaptación analógica de las rutas de receptor I y Q en ganancia y fase. En modos de realización de ejemplo de la invención, el número de componentes necesarios para implementar el receptor se reduce en comparación con el número de componentes necesarios para implementar receptores de la técnica anterior, reduciéndose el coste.
Los expertos en la técnica entenderán que el submuestreo de acuerdo con el criterio de Nyquist es muestrear a una frecuencia de muestreo que es menos del doble de la frecuencia más alta de la señal (analógica de IF) que se está muestreando. El submuestreo da como resultado un solapamiento, es decir, da como resultado copias de la señal que se produce en el flujo de muestra digital en diferentes zonas de Nyquist, es decir, en zonas de frecuencia que se extienden entre múltiplos enteros de la mitad de la frecuencia de muestreo (es decir, una primera zona de Nyquist que se extiende desde 0 Hz hasta la mitad la frecuencia de muestreo, una segunda zona de Nyquist que se extiende desde la mitad de la frecuencia de muestreo hasta la frecuencia de muestreo, una tercera zona de Nyquist que se extiende desde la frecuencia de muestreo hasta una vez y media la frecuencia de muestreo, y así sucesivamente).
En el receptor de radar de la invención, el submuestreo puede dar como resultado que se produzca una copia de solapamiento de la señal de IF en el flujo de muestra digital a una frecuencia inferior a la frecuencia de la señal analógica de IF. Por tanto, el convertidor de analógico a digital puede funcionar como un convertidor descendente de frecuencia. Puede ser que la señal digital de IF seleccionada sea de la primera zona de Nyquist. Puede ser que la frecuencia de portadora de la señal analógica de IF se establezca de modo que la diferencia entre esa frecuencia de portadora y la frecuencia de muestreo del convertidor de analógico a digital sea la misma que la frecuencia de portadora deseada de la señal digital de IF seleccionada, de modo que la señal digital seleccionada esté en la primera zona de Nyquist.
Puede ser que la unidad receptora analógica incluya un filtro antisolapamiento. Puede ser que la unidad receptora analógica incluya un filtro de conformación de pulsos. Puede ser que la unidad receptora analógica incluya un filtro que sea tanto un filtro antisolapamiento como un filtro de conformación de pulsos. Puede ser que el filtro esté configurado para incrementar la relación de señal a ruido de la señal analógica de IF. Puede ser que el filtro tenga una banda de paso que sea lo suficientemente amplia como para que pase el lóbulo principal del espectro de pulso único de la señal analógica de IF. Puede ser que el filtro proporcione al menos 10 dB de rechazo en las frecuencias de Nyquist superior e inferior de la señal analógica de IF. Puede ser que el filtro reduzca, o preferentemente elimine sustancialmente, el solapamiento de ruido en la señal analógica de IF. Puede ser que el filtro antisolapamiento incluya un filtro Bessel. El filtro Bessel puede configurarse para reducir, preferentemente para minimizar, el retardo de grupo del filtro.
Puede ser que el receptor de radar incluya un filtro digital para filtrar toda la pluralidad de señales digitales de IF excepto la señal digital de IF seleccionada.
El receptor de radar puede comprender además un filtro digital dispuesto para reducir la tasa de bits de la señal digital de banda base. Puede ser que el filtro digital dispuesto para reducir la tasa de bits esté configurado para implementar una banda de paso que tenga una forma de coseno alzado. Puede ser que el filtro digital dispuesto para reducir la tasa de bits sea un filtro simétrico de respuesta finita al impulso (FIR).
El receptor de radar puede incluir un interpolador digital configurado para calcular, mediante interpolación, un valor sustituto de bits, en la señal digital de banda base, que tiene un valor cero resultante del muestreo. Puede ser que el receptor de radar esté configurado de modo que el interpolador digital esté corriente arriba (es decir, más cerca de la antena en la ruta del receptor) del filtro digital dispuesto para reducir la tasa de bits de la señal de banda base, si ese filtro digital está presente. Puede ser que el interpolador digital esté configurado también para funcionar como un filtro de paso bajo.
El receptor de radar puede incluir un equilibrador digital configurado para eliminar o reducir el desequilibrio de ganancia y/o fase en la señal digital de banda base. Puede ser que el equilibrador digital esté corriente abajo del filtro dispuesto para reducir la tasa de bits de la señal digital de banda base. Puede ser que el equilibrador digital esté dispuesto para multiplicar las componentes I y Q de la señal digital de banda base por respectivos factores de reescalado de corrección de ganancia. Puede ser que el equilibrador digital esté dispuesto para multiplicar las componentes I y Q de la señal digital de banda base fase por la rotación de corrección de fase.
Puede ser que el receptor de radar incluya una pluralidad de canales receptores, que pueden tener una configuración idéntica o sustancialmente idéntica, que comprenden una unidad receptora analógica y una unidad receptora digital, como se describe anteriormente, incluyendo el receptor digital opcionalmente una, dos o más o todas las unidades seleccionadas entre las siguientes: el demodulador digital, el filtro digital dispuesto para reducir la tasa de bits de la señal digital de IF seleccionada, el interpolador digital y el equilibrador digital.
Los canales de comparación pueden, por ejemplo, ser o incluir un canal de suma, un canal de diferencia azimutal, un canal de diferencia de elevación y/o un canal de diferencia diagonal.
Proporcionar un medio digital para obtener canales de suma y diferencia para la medición de ángulo de llegada monopulso elimina la necesidad del comparador de microondas grande y pesado requerido en los sistemas de la técnica anterior y, por lo tanto, permite que el radar resultante sea más pequeño, más ligero y más económico de fabricar.
La red de formación de haz digital puede comprender una pluralidad de unidades de suma y unidades de diferencia, dispuestas para calcular las sumas y diferencias de combinaciones de las señales de los canales receptores. Puede ser que cada canal de comparación incluya una unidad de conversión de frecuencia digital, configurada para eliminar o reducir cualquier desplazamiento Doppler en la señal de comparación. La unidad de conversión de frecuencia digital puede incluir una subetapa de generación de parámetros de corrección Doppler, que genera un parámetro de corrección Doppler que se aplicará a los canales I y Q de las señales de comparación. Puede ser que el parámetro de corrección Doppler se aplique multiplicando las componentes I y Q de la señal digital de banda base por la rotación de corrección de fase Doppler.
Puede ser que el radar sea un radar pulsado. Puede ser que los pulsos no tengan modulación intrapulso. Puede ser que los pulsos tengan codificación en fase ya sea bifásica o cuadrifásica. Puede ser que los pulsos tengan una modulación lineal de frecuencia (es decir, un chirp).
Puede ser que el convertidor de analógico a digital tenga una frecuencia de muestreo 4 veces la frecuencia de oscilador local del demodulador digital.
Puede ser que la señal analógica de frecuencia intermedia sea 4n 1 veces la frecuencia de oscilador local del demodulador digital, donde n es cualquier número entero.
Puede ser que el convertidor de analógico a digital tenga una frecuencia de muestreo igual a: un número entero mayor que 4, dividido por la duración de los dígitos de un código de fase impuesto.
Puede ser que: la señal analógica de frecuencia intermedia sea 4n 1 veces la frecuencia de oscilador local del demodulador digital, donde n es cualquier número entero; y el convertidor de analógico a digital tenga una frecuencia de muestreo que sea 4 veces la frecuencia de oscilador local del demodulador digital e igual a: un número entero mayor que 4, dividido por la duración de los dígitos de un código de fase impuesto.
Un segundo aspecto de la invención proporciona un procedimiento para procesar una señal de radar Doppler, que comprende:
(a) recibir una señal de eco de radar y convertir la señal de eco de radar en una señal analógica de frecuencia intermedia (IF); y
(b) muestrear la señal analógica de IF, en el que el muestreo es un submuestreo de acuerdo con el criterio de Nyquist, de modo que se producen una o más señales digitales de IF solapadas;
(c) seleccionar una señal digital de IF a partir de una o más señales digitales solapadas; y
(d) convertir la señal digital de IF seleccionada en una señal digital de banda base que tiene componentes en fase (I) y en cuadratura (Q), produciéndose las componentes I y Q multiplicando la señal digital de IF seleccionada por una señal coseno y por una señal seno, respectivamente,
caracterizado por que el procedimiento comprende además:
(e) representar cada señal coseno y cada señal seno mediante un flujo de muestra que consiste solamente en tres niveles, siendo la frecuencia de portadora de la señal digital de IF seleccionada (490) % de la frecuencia de muestreo usada en el muestreo de la señal analógica de IF, de modo que los tres niveles corresponden a máximos, mínimos y ceros de las señales coseno y seno, respectivamente; y
(f) formar haces recibiendo una pluralidad de señales digitales de banda base, de cada uno de la pluralidad de canales receptores (A-D), y convirtiéndolas en una pluralidad de señales de comparación, cada una en uno de una pluralidad de canales de comparación, incluyendo cada canal de comparación un correlador (380) dispuesto para formar una función de correlación cruzada entre la señal de comparación y un código aplicado a los pulsos transmitidos por el radar.
Por supuesto, se apreciará que las características descritas en relación con un aspecto de la presente invención pueden incorporarse en otros aspectos de la presente invención. Por ejemplo, el procedimiento de la invención puede incorporar cualquiera de las características descritas con referencia al sistema de la invención y viceversa.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS
A continuación se describirán modos de realización de ejemplo de la invención, solamente a modo de ejemplo y con referencia a los dibujos adjuntos, de los cuales:
la figura 1 es un diagrama de bloques que muestra una disposición de la técnica anterior para formar señales de banda base en fase y en cuadratura a partir de una señal recibida modulada en una onda portadora;
la figura 2 es una ilustración de la técnica de codificación de fase de la técnica anterior, siendo (a) una ilustración esquemática de un pulso de RF con un código de fase aplicado, (b) el pulso de banda base demodulado correspondiente a ese código de fase, y (c) un pulso comprimido resultante de la correlación cruzada de los pulsos transmitidos y recibidos;
la figura 3 es un diagrama de bloques de un sistema de radar que es un modo de realización de ejemplo de un aspecto de la presente invención;
la figura 4 es un diagrama de bloques de un receptor digital que es un modo de realización de ejemplo de un aspecto de la presente invención;
la figura 5 es una ilustración esquemática de las frecuencias de señales que se producen en el funcionamiento del receptor digital de la fig. 4;
la figura 6 es un diagrama de bloques de un demodulador digital en fase y en cuadratura que forma parte del receptor digital de la fig. 4;
la figura 7 es un diagrama de bloques de un interpolador digital que forma parte del receptor digital de la fig. 4;
la figura 8 es un diagrama de bloques de un filtro de paso bajo diezmador que forma parte del receptor digital de la fig. 4;
la figura 9 es un diagrama de bloques de una disposición de eliminación de desequilibrio de ganancia y fase que forma parte del receptor digital de la fig. 4;
la figura 10 es un diagrama de bloques de una red de formación de haces que forma parte del receptor digital de la fig. 4; y
La figura 11 es un diagrama de bloques de una disposición de eliminación de frecuencia Doppler que forma parte del receptor digital de la fig. 4.
DESCRIPCIÓN DETALLADA
En un modo de realización de ejemplo de la invención mostrado en la fig. 3, un aparato de radar monopulso 200 incluye una unidad transmisora 210, una antena 220, un receptor analógico 230 y un receptor digital 240. Las señales de radar a transmitir se generan en la unidad transmisora 210 y se alimentan a la antena 220, por medio de un circulador 250. Los ecos de radar son recibidos por la antena 220 y pasan a través del circulador 250 al receptor analógico 230. La señal de eco analógica se convierte en una señal digital que se procesa en el receptor digital 240. El receptor digital 240 proporciona una salida de receptor digital demodulada 260.
Por tanto, el receptor digital 240 forma la sección trasera de un sistema de recepción completo 270, que comprende secciones analógicas y digitales. La sección analógica del sistema de recepción 270 es un sistema superheterodino que convierte de manera descendente la señal de RF recibida en una frecuencia intermedia (IF) analógica más baja, y proporciona amplificación y filtrado para reducir la potencia de ruido en frecuencias por encima de la frecuencia de Nyquist de la frecuencia de muestreo del receptor digital 240. Específicamente, el receptor analógico 230 incluye un filtro antisolapamiento y de conformación de pulsos. El propósito de este filtro es maximizar la relación de señal a ruido. El filtro es lo suficientemente amplio como para que pase el lóbulo principal del espectro de pulso único con el fin de minimizar la distorsión de pulsos, pero al mismo tiempo proporciona al menos 10 dB de rechazo en las frecuencias de Nyquist superior e inferior (límites de la tercera zona de Nyquist en la fig. 5) con el fin de evitar que el solapamiento de ruido (repliegue) degrade la relación de señal a ruido. En el caso de pulsos codificados en fase usados en este modo de realización de ejemplo, se usa un filtro Bessel para minimizar el retardo de grupo de filtros, y así minimizar la distorsión del código de fase que se aplicó a los pulsos transmitidos. Por tanto, los puntos de rechazo de 10 dB del filtro están determinados por las frecuencias de Nyquist, que a su vez están determinadas por la frecuencia de muestreo del ADC 300A-D en el receptor digital 240.
El receptor digital 240 se muestra con más detalle en la fig. 4. El receptor analógico 230 proporciona la señal analógica de IF derivada de la señal de eco recibida en la antena 220 en cada uno de los cuatro canales A-D (los canales A-D no se muestran por separado en el diagrama esquemático de la fig. 1). Cada canal A-D se procesa de manera similar hasta una red de formación de haces 350, que genera señales de suma, diferencia azimutal, diferencia de elevación y diferencia diagonal, cada una de las cuales se procesa posteriormente en su propio canal SUM, DIFF, ELEV, DIAG.
Tomando el canal A como ejemplo, la señal de canal analógico A del receptor analógico se convierte en una señal digital en un convertidor de analógico a digital (ADC) 300A, que está configurado para submuestrear la señal analógica y, por lo tanto, producir al menos una señal digital solapada, que se selecciona mediante un filtro. La señal digital de IF seleccionada se reduce a banda base y se divide en canales I y Q en un demodulador en forma de convertidor descendente digital 310A. Las señales de banda base I y Q pasan, a continuación, a través de un interpolador digital 320A, que elimina los ceros falsos que surgen del proceso de conversión descendente; a continuación, a través de un filtro digital 330A, que está configurado para reducir la tasa de bits de la señal digital de IF y, a continuación, a través de un reequilibrador digital de fase y ganancia 340A. Entre el ADC 300A y el convertidor descendente digital 310A, la señal se toma para proporcionar una copia 390 al control de ganancia del receptor.
Las señales de los canales analógicos B a D del receptor analógico se procesan de la misma manera que la señal del canal analógico A y tienen las mismas componentes hasta este momento.
La red de formación de haces 350 combina las señales de los canales A a D para producir las señales en los canales SUM, DIFF, ELEV y DIAG, como se analizó anteriormente. Tomando el canal SUM como ejemplo, las señales I y Q de SUM de la red de formación de haces 350 se corrigen para efectos Doppler en el convertidor de frecuencias 360S y, a continuación, pasan a una memoria oscilante 370S y un correlador digital 380S, que produce un pulso comprimido del tipo mostrado en la fig. 2(c).
Las señales en los canales DIFF, ELEV y DIAG, una vez formadas, se procesan de la misma manera.
A continuación se analizarán con más detalle elementos del receptor digital 240.
Los ADC 300A-D son dispositivos de clase 250 MHz de 12 bits, lo que es suficiente para permitir, en principio, muestrear el ancho de banda de señal dentro de la regla de muestreo normal de Nyquist (es decir, a una frecuencia de muestreo superior al doble del ancho de banda de señal). Sin embargo, se ha descubierto que, si la frecuencia de portadora de la señal intermedia analógica en la salida del receptor analógico 230 obedeciera la regla de Nyquist, entonces la frecuencia de portadora sería tan baja que daría como resultado requisitos poco prácticos en la especificación de filtros de paso de banda necesarios en el receptor analógico 230. Aumentar la frecuencia de muestreo de los ADC 300A-D no es una opción práctica, ya que en este modo de realización de ejemplo se necesitan al menos 12 bits de rango dinámico de los ADC 300A-D, y la tecnología de ADC para esta categoría de dispositivo aún se limita a frecuencias de muestreo por debajo de 300 MHz aproximadamente. Ese problema se resuelve aumentando la frecuencia de portadora de modo que la frecuencia de portadora sea submuestreada por los ADC 300A-D, de acuerdo con la regla de Nyquist. El submuestreo da como resultado el solapamiento, pero el solapamiento se aprovecha: el solapamiento da como resultado una copia de solapamiento de la señal que se está produciendo en el flujo de muestra digital a una frecuencia (más baja) que está dentro de la regla de Nyquist. El plan de frecuencias se ilustra en la fig. 5, en la que fs es la frecuencia de muestreo de ADC. La figura muestra una magnitud de señal 400 de forma esquemática frente a la frecuencia 410. Se muestran tres de las zonas de Nyquist 420, 450, 480. La banda de señal de RF 430 está en la tercera zona de Nyquist 420, en la frecuencia de la portadora de RF analógica 440. La frecuencia de portadora 440 se establece de modo que la diferencia entre la frecuencia de portadora 440 y la frecuencia de muestreo de ADC fs sea la misma que la frecuencia de portadora digital deseada 470. El fenómeno de solapamiento hace que aparezcan múltiples copias de la señal analógica a través del espectro de frecuencia, y la copia deseada 460 es la que se encuentra dentro de la primera zona Nyquist 450. Por lo tanto, el sistema usa los ADC 300A-D como convertidores descendentes de frecuencia.
Las muestras digitales de los ADC 300A-D se procesan a continuación para extraer la señal deseada de la señal portadora modulada. La primera etapa es producir las señales en fase y en cuadratura. Esto se logra dividiendo el flujo de datos en dos rutas y, a continuación, multiplicando una ruta por una función seno y la otra ruta por una función coseno. Esto se ilustra en la fig. 6. La señal de entrada digital muestreada 490 entra en el demodulador digital en fase y en cuadratura 500. Su nivel se eleva en 0,5 de un bit menos significativo de ADC en un sumador para eliminar el desfase inherente introducido por la operación de redondeo por defecto del ADC, 510, y, a continuación, la señal aumentada se divide en primera y segunda porciones. La primera porción se multiplica en un primer multiplicador 530 con una señal coseno de un primer oscilador local 520 para producir la señal de salida en fase 560-I, y la segunda porción se multiplica con una señal seno 540 de un segundo oscilador local 550 para producir la señal de salida en cuadratura 560-Q. (Las señales seno y coseno provienen de osciladores locales digitales 520, 540 que están desfasados 90° entre sí).
Para evitar la introducción de señales espurias causadas por inexactitudes en la representación digital de las funciones seno y coseno, la frecuencia de portadora de la señal digital 490 se elige de modo que las funciones seno y coseno solo requieran muestras en el pico de la función seno o coseno (es decir, muestras de valor 1 o -1) y en los puntos de cruce por cero (es decir, muestras de valor 0). Eso permite que las funciones seno y coseno sean representadas por una secuencia de varios valores 1, -1 y 0 y elimina la necesidad de calcular la función seno o coseno (por ejemplo, mediante una ecuación o una tabla de consulta), evitando así también los errores causados por longitudes de palabras finitas en el procesador digital durante dicho cálculo. El receptor 240 logra así una conversión descendente final limpia a banda base sin la introducción de señales espurias.
Cabe señalar que esta regla establece la frecuencia de portadora de la señal después de la conversión de analógico a digital a exactamente 1/4 de la frecuencia de muestreo de ADC. Debido a la necesidad de llegar a una sola muestra compleja (I y Q) para cada bit de información del código de fase aplicado al pulso analógico 120, esto significa que la frecuencia de modulación de fase, la frecuencia de muestreo de ADC, la frecuencia de portadora de IF analógica y la relación de diezmado del receptor digital (el diezmado se analiza más adelante) están todas relacionadas por las siguientes reglas:
f — 4
f
a) J l° donde fs = frecuencia de muestreo de ADC, f|0 = frecuencia de oscilador local digital;
b) f iF = f io (4n + 1) donde fIF = IF frecuencia de portadora, n = cualquier número entero; y
c) f sT = m donde t = duración del dígito de código de fase, m = entero y m > 4 para garantizar suficientes bandas de guarda después de la conversión de analógico a digital para garantizar que el filtro analógico final tenga suficiente atenuación para garantizar un rechazo adecuado del ruido de repliegue.
El proceso de conversión descendente I y Q final de la fig. 6 produce la señal deseada en la banda base, pero también una banda lateral no deseada con una frecuencia de portadora que es la suma de la frecuencia de oscilador local 520, 540 y la frecuencia de portadora de señal después de la conversión descendente de ADC. Esa banda lateral no deseada se elimina mediante un proceso de filtrado de paso bajo. Debido al procedimiento, analizado anteriormente, de implementar las funciones seno y coseno como flujos de varios valores 1 y 0, cada muestra alterna de la señal resultante es igual a cero. En este modo de realización de ejemplo, el filtrado de paso bajo se implementa usando un interpolador digital 320 (fig. 7): el filtrado de paso bajo de la señal convertida de manera descendente 560 tiene el efecto de elevar cada muestra cero al nivel medio de las muestras vecinas, es decir, implementa una función de interpolación. Los canales I y Q se procesan de la misma manera. El flujo de entrada de interpolador (actualmente, digamos, de n bits) es recibido por un retardo 600 que almacena el (n-1)-ésimo bit en el flujo. Un comprobador de ceros 610 recibe el (n-1)-ésimo bit del retardo de intervalo unitario 600 a la frecuencia de muestreo y determina si el (n-1)-ésimo bit es un cero. Si es un cero, un primer conmutador 630 permite a través de una señal, de un sumador 640, que es la suma del n-ésimo bit del flujo y del (n-2)-ésimo bit del flujo (obtenido a partir de un retardo de intervalo unitario adicional 620 corriente abajo del primer retardo 600). La señal permitida a través del conmutador 630 se divide entonces a la mitad en un multiplicador 650 para proporcionar una señal que tiene el valor medio del n-ésimo y el (n-2)-ésimo bits del flujo de datos. Si, por otro lado, el (n-1)-ésimo bit no es cero, un segundo conmutador 660 permite pasar el valor del (n-1)-ésimo bit. Solo uno del primer conmutador y el segundo conmutador permite pasar un bit. O bien el valor medio del n-ésimo y del (n-2)-ésimo bits del multiplicador 650 (si el (n-1)-ésimo bit es cero) o bien el valor del (n-1)-ésimo bit (si el (n-1)-ésimo bit no es cero) se pasa así al siguiente elemento del interpolador 320, que es un multiplicador adicional 670 que divide a la mitad el valor del bit recibido para proporcionar la salida de interpolador 680. La multiplicación por A se suma para dar la misma amplitud de señal que el filtro digital de paso bajo equivalente que rechaza la banda lateral superior, lo que da como resultado una reducción a la mitad de la amplitud de la señal.
La salida de interpolador 680 es el código de fase deseado (es decir, el código de fase aplicado al pulso transmitido), pero con una alta frecuencia de muestreo. Para realizar la compresión de pulso digital, el correlador digital requiere una única muestra compleja para cada dígito del código de fase aplicado al pulso transmitido; por tanto, la frecuencia de muestreo debe reducirse de la alta frecuencia de muestreo de los ADC 300 A-D a una frecuencia que proporcione una muestra por dígito de código de fase. Eso se logra en un filtro de paso bajo diezmador que reduce la frecuencia de muestreo por el factor m en la regla (c) anterior. Este filtro se implementa como un filtro simétrico de respuesta finita al impulso (FIR) 330 (fig. 8).
El filtro FIR 330 incluye una estructura de línea de retardo plegada 700, una pluralidad de diezmadores 710 y una línea de suma 720 que suma los bits de señal diezmada ponderados por los coeficientes de respuesta de filtro.
La estructura de línea de retardo plegada 700 comprende, en este ejemplo, 15 retardos 730 y 8 sumadores 740. Los sumadores 740 están dispuestos entre pares de retardos 730, de modo que suman las n-ésimas muestras de la salida de interpolador 680 y las (n-15)-ésimas muestras, las (n-1)-ésimas muestras y las (n-14)-ésimas muestras, las (n-2)-ésimas muestras y las (n-13)-ésimas muestras, y así sucesivamente. Las 8 muestras sumadas de los 8 sumadores 740 se pasan cada una a uno de 8 diezmadores 710, que descartan muestras para proporcionar el factor de diezmado m requerido (por ejemplo, para un factor de diezmado m = 8, los pares de muestras en la salida de interpolador 680 ya se han combinado, de modo que solo cada cuarta muestra es retenida por los diezmadores 710). La salida de cada uno de los ocho diezmadores se pondera por su coeficiente de filtro respectivo en un multiplicador 750, y los flujos de muestra ponderados resultantes se combinan mediante sumadores 760 para proporcionar una salida de filtro 770.
Los coeficientes de filtro se eligen para producir un filtro de paso bajo con una forma de banda de paso de coseno alzado. El filtro de diezmado 330 tiene una función doble: proporcionar un filtrado de ruido para evitar que el ruido se repliegue en la banda de señal después de la reducción de la frecuencia de muestreo, y proporcionar la conformación óptima del código de fase demodulado. Se ha descubierto que un filtro de coseno alzado proporciona una buena conformación de los pulsos codificados en fase con poca oscilación en cada cambio de fase.
Después de este filtrado final, descartando todas las muestras intermedias, la frecuencia de muestreo se ha reducido a la requerida por el correlador digital 380. Hay un filtro FIR diezmador tanto en el canal I como en el Q.
La siguiente etapa del procesamiento es formar haces de suma y diferencia. Sin embargo, antes de que se pueda hacer esto, los cuatro canales A-D deben corregirse en relación con el desequilibrio de ganancia y fase impuesto por las secciones analógicas del receptor 270. Esto se hace multiplicando la señal en cada canal A-D por un factor de reescalado y rotando la fase de cada canal mediante una rotación de fase compleja para hacer que los cuatro canales estén alineados en fase y ganancia.
Esta etapa se muestra con mayor detalle en la fig. 9. El reequilibrador de fase y ganancia 340 proporciona una multiplicación por el factor de reescalado de corrección de ganancia 800 en una subetapa de corrección de ganancia 800, seguida de una multiplicación compleja que afecta a una rotación de fase en una subetapa de corrección de fase 810. El factor de corrección de ganancia 820 y el factor de corrección de fase 840 son calculados por un microprocesador.
En la subetapa de corrección de ganancia 800, se aplica un parámetro de corrección de ganancia tanto al flujo de datos en fase como al flujo de datos en cuadratura mediante respectivos multiplicadores de corrección de ganancia 830-I, 830-Q.
La corrección de fase se logra mediante una multiplicación compleja, específicamente
( S / \ _ ícos(Acp ) -sew(Ap)N / S, \
\S Q7 ~~ \sen(A(p) cos(A(p ) / \Sq) ’
donde Si y Sq son los componentes en fase y en cuadratura con corrección de ganancia pero distorsión de fase, Si' y Sq' son las componentes en fase y en cuadratura con corrección de ganancia y corrección de fase, y es el factor de corrección de fase. En la implementación de esa multiplicación matricial en la subetapa de corrección de fase 810, se calcula un parámetro de corrección de fase 840 y su coseno se calcula en el generador de coseno 850. El coseno del factor de corrección de fase se aplica tanto al flujo de datos con corrección de ganancia en fase como al flujo de datos con corrección de ganancia en cuadratura mediante respectivos primeros multiplicadores de corrección de fase 860-I, 860-Q. El seno del parámetro de corrección de fase 840 se calcula en el generador de seno 870. El seno del parámetro de corrección de fase se multiplica por el flujo de datos con corrección de ganancia en fase (tomado antes del primer multiplicador de corrección de fase 860-1) en el segundo multiplicador de corrección de fase 880-Q y, a continuación, se aplica al flujo de datos en cuadratura en un sumador de corrección de fase 900-Q. El seno del parámetro de corrección de fase se multiplica por el flujo de datos con corrección de ganancia de fase en cuadratura (tomado antes del primer multiplicador de corrección de fase 860-Q) en el segundo multiplicador de corrección de fase 880-1 y, a continuación, se multiplica por -1 en un multiplicador de inversión 890, antes de aplicarse al flujo de datos en fase en un sumador de corrección de fase 900-I. La subetapa de corrección de ganancia proporciona un flujo de datos en fase corregido 910-1 y un flujo de datos en cuadratura corregido 910-Q.
Después de la corrección del desequilibrio de ganancia y fase, los haces de suma y diferencia se pueden formar en el cálculo de formación de haces. Esta es simplemente una red de suma y diferencia 920 para producir una suma y las diferencias requeridas de los cuatro canales receptores. Esto se muestra con mayor detalle en la fig.
10. Específicamente, la red 920 incluye la unidad de suma A+B 930, en la que, en las señales en fase y también en cuadratura, la señal de canal A y la señal de canal B se suman y, a continuación, el resultado se divide a la mitad; de forma similar, en la unidad de suma C+D 940, la señal de canal C y la señal de canal D se suman y, a continuación, el resultado se divide a la mitad. La red 920 también incluye la unidad de diferencia A-B 950, en la que la señal de canal B se resta de la señal de canal A y, a continuación, el resultado se divide a la mitad, y la unidad de diferencia C-D 960, en la que la señal de canal D se resta de la señal de canal C y el resultado se divide a la mitad. El resultado de los cálculos de la unidad A+B 930 y la unidad C+D 940 se suman en la unidad de suma SUM 970 para producir la señal SUM %(A+B+C+D). El resultado de los cálculos de la unidad A-B 950 y la unidad C-D 960 se suman en la unidad de suma ELEV 980 para producir la señal ELEV de diferencia de elevación % (A-B + CD). El resultado de los cálculos de la unidad C+D 940 se resta del resultado de la unidad A+B 930 en la unidad de diferencia DIFF 990 para producir la señal DIFF de diferencia azimutal %(A+B-C-D). El resultado de los cálculos de la unidad de C-D 960 se resta del resultado de la unidad A-B 950 en la unidad de diferencia DIAG 100 para producir la señal DIAG de diferencia cruzada %(A-B-C+D).
Después del cálculo de formación de haces, se incluye una etapa de conversión de frecuencia 360 en cada canal SUM, DIFF, ELEV, DIAG para permitir la eliminación de cualquier desplazamiento Doppler en la señal. En la fig.
11 se muestra un diagrama de bloques de este proceso. Esta etapa 360 es necesaria porque el correlador digital 380 actúa como un filtro de paso bajo en el dominio de frecuencia e impondrá una pérdida de señal si la señal contiene alguna componente de CA significativa.
La etapa de conversión de frecuencia de eliminación Doppler 360 incluye una subetapa de generación de parámetros de corrección Doppler 1020 que genera un parámetro de corrección Doppler que se aplicará al canal en fase y al canal en cuadratura. El parámetro de corrección se aplica en una subetapa de corrección de fase Doppler 1030 de la misma forma general que la subetapa de corrección de fase 810 mostrada en la fig. 9 y descrita anteriormente, salvo que el parámetro de corrección Doppler se aplica a los canales I y Q en lugar del parámetro de corrección de fase 840. En la subetapa de cálculo de desplazamiento Doppler 1020, se suministra a la subetapa un incremento de fase Doppler calculado 1040. Si el incremento de fase Doppler se representa mediante el formato numérico de complemento a 2, el bit de signo puede ignorarse, ya que la magnitud del incremento de fase requerido se representa mediante la porción de magnitud del número de complemento a 2. Por lo tanto, en una unidad 1050 se toman los 31 bits más bajos. La señal se alimenta a un acumulador de fase 1060 en el que el último incremento de fase se suma al valor actual almacenado en el registro del acumulador. El registro del acumulador de fase contiene así el valor actual de la fase de señal de oscilador local. Este valor de fase de señal se usa para formar la dirección de una tabla de consulta de coseno 1090 y una tabla de consulta de seno 1100. El coseno y el seno calculados se aplican a las señales en fase y en cuadratura en la subetapa de corrección de fase Doppler 1030, de la manera descrita en relación con el parámetro de corrección de fase 840 anterior.
A diferencia de la etapa de mezcla I y Q 500 descrita anteriormente, en esta etapa de conversión de frecuencia 360 no hay oportunidad de usar un oscilador local limpio. Por tanto, la longitud de palabra y la precisión del proceso usado para generar las funciones seno y coseno para formar el oscilador local complejo necesitan un tratamiento cuidadoso para evitar la introducción de componentes de frecuencia espurias.
Debido al hecho de que la función de correlación cruzada se realiza en el dominio de tiempo y debido a la definición matemática de correlación cruzada como una función de deslizamiento, deslizando un conjunto de datos sobre otro y multiplicando los dos entre sí en cada etapa del deslizamiento, la salida del proceso de conversión de frecuencia 360 debe recopilarse en una memoria ya que la función de correlación cruzada requiere un conjunto completo de datos recopilados durante un único intervalo de pulso de radar antes de que pueda continuar. Para evitar la pérdida de datos de radar en cada pulso de radar alterno, esta debe ser una memoria oscilante, de modo que los nuevos datos se puedan almacenar en una mitad de la memoria mientras se leen los datos de la otra mitad.
La etapa final de la demodulación de señal consiste en formar la función de correlación cruzada entre el código de fase aplicado a los pulsos transmitidos y la señal de eco recibida. Esto se realiza en un correlador digital 380 que implementa el proceso:
para cada número de muestra de entrada x:
¡v 1
salida J ( * ) = £ C A n
n-O
donde
Sm = muestra de entrada
Cn = valor de código de fase (+1 o -1)
N = longitud de código de fase
El correlador digital se aplica de la misma manera a los canales I y Q.
Esto completa entonces la demodulación de señal, y la salida del sistema tendrá la apariencia de un pulso comprimido de la forma mostrada en la fig. 2(c).

Claims (9)

REIVINDICACIONES
1. Un receptor de radar (200) para un sistema de radar Doppler, siendo el receptor un receptor de radar Doppler de pulsos, un receptor de radar monopulso y/o un receptor de radar que usa compresión de pulsos codificados en fase, comprendiendo el receptor:
(a) una unidad receptora analógica (230) para recibir una señal de eco de radar y dispuesta para convertir la señal de eco de radar en una señal analógica de frecuencia intermedia, IF;
(b) un receptor digital (240) que incluye un convertidor de analógico a digital (300A-D) dispuesto para recibir la señal analógica de IF del receptor analógico (230) y para muestrear la señal analógica de IF, en el que el muestreo del convertidor de analógico a digital (300A-D) es un submuestreo de acuerdo con el criterio de Nyquist, de modo que se produce una pluralidad de señales digitales de IF, en diferentes zonas de Nyquist, que incluyen una o más señales digitales de IF solapadas, estando dispuesto el receptor digital (240) para seleccionar una señal digital de IF a partir de la una o más señales digitales solapadas; y
(c) un demodulador digital (500) dispuesto para convertir la señal digital de IF seleccionada en una señal digital de banda base que tiene componentes en fase, I, y en cuadratura, Q, produciéndose las componentes I y Q multiplicando la señal digital de IF seleccionada por una señal coseno y por una señal seno, respectivamente, caracterizado por que:
cada señal coseno y cada señal seno está representada por un flujo de muestra que consiste solamente en tres niveles, eligiéndose la frecuencia de portadora de la señal digital de IF seleccionada (490) para ser % de la frecuencia de muestreo del convertidor de analógico a digital (300A-D) en el muestreo de la señal analógica de IF de modo que los tres niveles correspondan a máximos, mínimos y ceros de las señales coseno y seno,
y el receptor de radar (200) comprende además:
(d) una red de formación de haz digital (350) dispuesta para recibir una pluralidad de señales digitales de banda base, de cada uno de la pluralidad de canales receptores (A-D), y convertirlas en una pluralidad de señales de comparación, cada una en uno de una pluralidad de canales de comparación, incluyendo cada canal de comparación un correlador digital (380) dispuesto para formar una función de correlación cruzada entre la señal de comparación y un código aplicado a los pulsos transmitidos por el radar.
2. Un receptor de radar (200) como se reivindica en la reivindicación 1, en el que la diferencia entre la frecuencia de portadora de la señal analógica de IF y la frecuencia de muestreo del convertidor de analógico a digital (300A-D) es la misma que la frecuencia de portadora de la señal digital de IF seleccionada, de modo que la señal digital seleccionada esté en la primera zona de Nyquist.
3. Un receptor de radar (200) como se reivindica en la reivindicación 1 o la reivindicación 2, que comprende además un filtro digital (300D) dispuesto para reducir la tasa de bits de la señal digital de banda base.
4. Un receptor de radar (200) como se reivindica en la reivindicación 3, en el que el filtro digital (300D) dispuesto para reducir la tasa de bits está configurado para implementar una banda de paso que tiene una conformación de coseno alzado.
5. Un receptor de radar (200) como se reivindica en cualquier reivindicación precedente, que incluye un interpolador digital (320A-D) configurado para calcular, mediante interpolación, un valor sustituto de bits, en la señal digital de banda base, que tiene un valor cero resultante del muestreo.
6. Un receptor de radar (200) como se reivindica en la reivindicación 5, en el que el interpolador digital (320A-D) está configurado también para funcionar como un filtro de paso bajo.
7. Un receptor de radar (200) como se reivindica en cualquier reivindicación precedente, que incluye un equilibrador digital (340A-D) configurado para eliminar o reducir el desequilibrio de ganancia y/o de fase en la señal digital de banda base.
8. Un receptor de radar (200) como se reivindica en cualquier reivindicación precedente, en el que cada canal de comparación incluye una unidad de conversión de frecuencia digital (360), configurada para eliminar o reducir cualquier desplazamiento Doppler en la señal de comparación.
9. Un procedimiento de procesamiento de una señal de radar Doppler, que comprende:
(a) recibir una señal de eco de radar y convertir la señal de eco de radar en una señal analógica de frecuencia intermedia, IF; y
(b) muestrear la señal analógica de IF, en el que el muestreo es un submuestreo de acuerdo con el criterio de Nyquist, de modo que se produce una pluralidad de señales digitales de IF, en diferentes zonas de Nyquist, incluidas una o más señales digitales de IF solapadas;
(c) seleccionar una señal digital de IF a partir de una o más señales digitales solapadas; y
(d) convertir la señal digital de IF seleccionada en una señal digital de banda base que tiene componentes en fase, I, y en cuadratura, Q, produciéndose las componentes I y Q multiplicando la señal digital de IF seleccionada por una señal coseno y por una señal seno, respectivamente,
caracterizado por que el procedimiento comprende además:
(e) representar cada señal coseno y cada señal seno mediante un flujo de muestra que consiste solamente en tres niveles, eligiéndose la frecuencia de portadora de la señal digital de IF seleccionada (490) para ser % de la frecuencia de muestreo del convertidor de analógico a digital (300A-D) en el muestreo de la señal analógica de IF de modo que los tres niveles correspondan a máximos, mínimos y ceros de las señales coseno y seno, respectivamente; y
(f) formar haces recibiendo una pluralidad de señales digitales de banda base, de cada uno de la pluralidad de canales receptores (A-D), y convirtiéndolas en una pluralidad de señales de comparación, cada una en uno de una pluralidad de canales de comparación, incluyendo cada canal de comparación un correlador (380) dispuesto para formar una función de correlación cruzada entre la señal de comparación y un código aplicado a los pulsos transmitidos por el radar.
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