JP2530317B2 - ダイバ−シチアンテナ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、受信機、アンテナおよびダイバーシチプロ
セツサを有する周波数変調波の移動受信用のダイバーシ
チアンテナ装置に関する。この種のダイバーシチアンテ
ナ装置は有利には車両における無線受信の改善のために
使用される。

今日まで主として２つのアンテナを有する系が使用さ
れている。この種のダイバーシチアンテナ系は例えばヨ
ーロッパ特許出願第0036139B明細書から公知である。こ
の場合装置は固定の受信作動に対して使用される。この
装置において、移相器を使用して２つのアンテナからの
受信信号から多数の受信信号が導出され、それらはスイ
ツチを用いて受信機に転送される。車両において使用し
た場合、ダイバーシチ装置のダイナミツク特性が非常に
重要である。車両の移動に基づいてアンテナ電圧は連続
的に変化し、その結果信号品質の持続的な検査が必要で
ある。したがつて上記の特許明細書から公知のダイバー
シチ装置に比べて受信信号中に存在するノイズの迅速な
検出を行なわないわけにはいかない。

発明が解決しようとする問題点 公知の出願明細書に記載の系は緩慢に動作する。とい
うのは固定使用に対して所定の受信状況が長時間にわた
つて維持されるからである。車両における無線受信に対
しては送信アンテナと受信アンテナとの間の区間の伝送
特性が走行期間中連続的に変化する。著しく異なつた遅
延時間を有する電磁波の重畳により、結果的に周波数復
調器の出力側において雑音が高められかつ低い周波数の
通信が歪を受ける。ステレオ送信の場合この効果により
２つのステレオチヤネル間のクロストークに高められる
ことにもなる。車両の移動および受信アンテナの指向性
に基いて、隣接チヤネル干渉および相互変調障害が変化
する。系は搭載された電気ユニツトの電気障害によつて
も障害を受けることが多い。

それ故に本発明の課題は、緩慢な障害検出の欠点が回
避されかつ障害があつた場合提供されたアンテナ信号か
ら最良のアンテナ信号またはアンテナ信号の組合せが選
択されるようにしたダイバーシチアンテナ装置を提供す
ることである。

問題点を解決するための手段 この課題は本発明によれば次のようにして解決され
る。すなわち装置は、中間周波部を有するFMチユーナを
含んでおり、少なくとも２つのアンテナ１−ｉ（ｉ＝1,
2,…ｎ）を含んでおりかつダイバーシチプロセツサに中
間周波または高周波信号が提供され、この信号はアンテ
ナ信号から導出される、所定の線形組合せに相応してお
り、かつダイバーシチプロセツサは、周波数偏移しきい
値検出気が接続されている周波数復調器と前記周波数偏
移しきい値検出器の周波数偏移を上回る、中間周波は高
周波信号中に障害により生じた周波数偏移パルスの発生
に依存してアンテナ信号から導出される別の線形組合せ
を中間周波部を有するチユーナの入力側に供給するため
の手段とを含んでいる。

本発明の別の構成によれば、ダイバーシチアンテナ装
置は次のような特徴を有する。すなわち装置は、中間周
波部を有するFMチユーナを含んでおり、少なくとも２つ
のアンテナ１−ｉ（ｉ＝1,2,…ｎ）を含んでおりかつダ
イバーシチプロセツサに帰還路の中間周波または高周波
信号が供給され、この信号はアンテナ信号から導出され
た、所定の線形組合せに相応し、かつダイバーシチプロ
セツサは振幅しきい値検出器が接続されている周波数復
調器と中間周波または高周波信号において振幅しきい値
検出器の振幅しきい値を上回る振幅落込みと周波数偏移
検出器の周波数偏移しきい値を上回る、障害により生じ
る周波数偏移パルスとが同時に発生した際に、アンテナ
信号から導出された、別の線形組合せを中間周波部を有
するチューナの入力側に供給するための手段とを含んで
いる。

発明の効果 本発明により得られる利点は、高速移動する車両にお
いても可聴の受信障害を抑圧できることである。本発明
によれば種々異なつたことが原因で度々発生する周知の
障害の大部分が回避されることである。このような障害
には例えば小さな遅延時間差を有する波の多重通路受信
に基づく振幅フエージング、並びに大きな遅延時間差を
有する重畳された部分波の多重通路受信に基づく周波数
復調器の出力側における歪、隣接チヤネル干渉、大きな
所望しない信号の受信に基づく相互変調障害および別の
車両のユニツトによつて寄生的に惹起される障害があ
る。

実施例 次に本発明を図示の実施例につき図面を用いて詳細に
説明する。

第１図には、ｎ個のアンテナ１−1,1−2,…,i−i,…,
1−ｎと、同様数多くの入力側３−1,3−2,…,3−i,…,3
−ｎを有するダイバーシチプロセツサ３と、中間周波部
２を有する後置接続されたFMチユーナと、ダイバーシチ
プロセツサ３に対する中間周波帰還路４とを有するダイ
バーシチアンテナ装置１が図示されている。ダイバーシ
チプロセツサ３には第２図に示すように、例えばドイツ
連邦共和国特許公開第3326062号公報またはまだ公開さ
れていないドイツ連邦共和国特許出願第P3334735号明細
書に記載のような歪検出器８が含まれている。この検出
器は、中間周波信号に周波数偏移しきい値または付加的
に振幅しきい値を上回るノイズを検出した際に２進信号
を線11を介して制御回路９に送出する。この２進信号に
より、ノイズの発生時には後で詳しく説明する方法にお
いて線５を介して中間周波部２を有するFMチユーナに提
供される高周波信号が、別のやり方においてアンテナ１
−1,…,1−ｎのアンテナ信号から導出されるようにな
る。ノイズの発生の際ダイバーシチプロセツサ３の短い
検出時間に基いて、アンテナ信号から導出される数多く
の信号組合せに相応して短時間の間にその信号品質を検
査することができる。このようにして、少なくとも１つ
のノイズを受けていない組合せ信号があつた場合はいつ
でもこの種の信号が選択により端子20に現われることが
保証されている。

第２図に図示の特別有利な実施例においてダイバーシ
チプロセツサ３はアンテナ結合回路10および評価回路30
を備えている。アンテナ結合回路10の課題は、アンテナ
１−1,…,1−ｎのｎ個の供給されたアンテナ信号からｍ
個の線形組合せ列を形成しかつこれらの１つをその都度
中間周波部２を有するFMチユーナに接続することであ
る。評価回路30における障害判断基準によれば障害が発
生している場合、アンテナ結合回路10は、評価回路30の
制御により別の線形組合せが中間周波部２を有するFMチ
ユーナに接続されるように、構成されている。アンテナ
結合回路10にこの目的のためにマトリクス回路18および
信号セレクタ19が含まれており、その際マトリクス回路
は、ｎ個のアンテナ信号をこれら信号のｍ個の線形組合
せに結合してまとめる。マトリクス回路18に接続されて
いる信号セレクタは一般的にはアドレス指定可能なスイ
ツチであつて、これは評価回路30を通つて線12に送出さ
れるアドレス信号を用いた制御の際所定の信号入力側19
−1,…,19−ｍを出力側20に接続する。線12におけるア
ドレス信号を２進構成にすると特別有利である。評価回
路30は有利には歪検出器８および制御回路９によつて形
成される。歪検出器８は例えば、直接信号送出が行なわ
れる（第15図破線参照）第１の周波数偏移しきい値検出
器31が後置接続されている広帯域の周波数復調器32（第
15図）から成るかまたは所望であれば付加的に、第15図
には両方が図示されている、後置接続された第２のしき
い値検出器36を有する振幅復調器35およびAND回路37か
ら成る。上述の障害判断基準は周波数復調器のみが使用
されている場合、次のように設定される。すなわちコン
パレータ回路によつて形成されている適当に設定調整さ
れた周波数偏移しきい値検出器31の存在する周波数偏移
しきい値V₁（第15図）を上回つている周波数偏移障害が
帰還線４の中間周波信号に現われるときである。したが
つて回路51は、周波数障害偏移インジケータである。振
幅復調器35を付加的に使用している場合、上述の障害判
定基準は、次の通りである。すなわち同様にコンパレー
タ回路によつて形成されている振幅しきい値検出器36の
適当に設定調整された振幅しきい値V₂を上回る振幅落込
みが生じると同時に、周波数偏移しきい値検出器31の上
述の周波数偏移しきい値V₁を上回る周波数偏移障害も現
われるときである。AND回路37における結合によりこの
ようにして特別確実な障害検出を行なうことができる。
障害判断基準が生じた場合歪検出器８により線11を介し
て論理信号“1"（第15図参照）が評価回路30の制御回路
９に転送される。この信号の発生の際制御回路９におい
て例えば単安定マルチバイブレータ14を用いてパルスが
発生される。このパルスは場合に応じて図示されていな
いマイクロプロセツサに供給される。マイクロプロセツ
サはこれに応答して、２進アドレス信号、例えば図示さ
れていないパルス計数器の計数状態を信号セレクタ19に
転送して、これにより所定の信号入力側19−ｉ（ｉ＝1,
2,…,m）をFMチユーナ２の入力側に接続する。別の実施
例において信号セレクタ18における信号入力側19−1,
…,19−ｍは制御回路９のマイクロプロセツサに記憶さ
れている所定の優先リストにしたがつて、障害判断基準
の発生の際に中間周波部20を有するFMチユーナの入力側
20に接続される。この優先リストに相応して制御回路９
にアドレス信号12が発生される。この形式の優先リスト
は、車両における先行する受信測定およびアンテナ信号
の種々異なつた線形組合せの効率の確認に基いて決めら
れかつダイバーシチプロセツサ３の制御回路９において
実現される。特別簡単な実施例において信号入力側19−
1,…,19−ｍに同じ優先権が与えられかつ信号入力側19
−1,…,19−ｍは障害発生判断基準の発生の際循環的に
中間周波部２を有するFMチユーナに接続される。

マトリクス回路18は一般に第２図に示すように、ｎ個
のアンテナ入力側３−1,…,3−ｎを備えており、信号セ
レクタ19はｍ個の信号入力側19−1,…,19−ｎを備えて
いる。その際おのおののアンテナ入力側３−ｉ（ｉ＝1,
2,…,n）は信号セレクタ19の信号入力側19−ｉ（ｉ＝1,
2,…,n）と振幅重み付け素子（第８図）23−1,23−j;
…;23−ｎ−1,23−ｎ−ｋおよび移相器22−1,…,22−j;
…;22−１−j,22−ｎ−ｋに接続されている。後続の和
回路38において入力側（38−１−1,…,38−１−j;…38
−ｎ−1,…,38−ｎ−ｋ）における所定の信号が和によ
り相互に、出力側19−1,…,19−ｍにおけるｍ個の信号
にまとめられる。申し分のない作用に対して重要なの
は、アンテナ信号の線状組合せから形成されるセレクタ
入力信号（19−1,…,19−ｍ）が統計学的に出来るだけ
相互に無関係であることである。線形組合せは、おのお
ののアンテナ信号の振幅を重み付けしかつ位相を移相器
（22−1,…,22−ｎ）を用いて（第８図）変化しかつす
べての信号をまとめることによつて形成される。このた
めに振幅重み付け素子（23−1,…,23−ｎ）は例えば、
セレクタ入力側（19−1,…,19−ｎ）における受信信号
の平均値が互いに同じ大きさとなるように構成されてい
る。増幅器を有するアンテナを使用した場合、振幅重み
付け素子（23−1,…,23−ｎ）は、セレクタ入力側（19
−1,…,19−ｎ）におけるSN比が殆んで同じであるよう
に設定調整されている。これにより、すべてのセレクタ
入力側19−1,…,19−ｎにおける平均信号品質が同じで
あり、したがつておのおののセレクタ入力側19−ｉ（ｉ
＝1,2,…,n）が同じ確率でもつて受信動作に対して用い
られることが保証される。アンテナ（１−1,…,1−ｎ）
の性能がほぼ同じである場合、これら振幅重み付け素子
（23−1,…,23−ｎ）は簡単な通し接続回路として実現
することができる。移相器（22−１−1,…,22−１−j;2
2−ｎ−1,…,22−ｎ−ｋ）は、複数のアンテナ信号の障
害の際組み合わせた信号に障害が生じていないという確
率が出来るだけ大きくなるように、経験的に調整され
る。車両において使用可能なアンテナの数ｎが低い数に
制限されている場合も多い。この場合セレクタ入力側
（19−1,…19−ｍ）の数ｍを、アンテナの数ｎより大き
く選択すると効果的である。最も簡単な場合、ｍ＝ｎと
することもできかつマトリクス回路18は入力側３−1,
…,3−ｎをそれぞれ相応する出力側19−1,…,19−ｎに
直接接続する。信号セレクタ19の入力側（19−1,…,19
−４）において４つの信号が加わるようにすると特別有
利であり、その際これら信号は、入力側３−1,3−２に
おける２つのアンテナ入力信号から形成される。このこ
とは例えば第９図に示すように、加算および減算回路21
−1,21−２における２つのアンテナ入力信号の和および
差形成によつて行なわれ、その際和信号および差信号は
信号入力側19−２および19−３に供給されかつアンテナ
信号の、信号セレクタ19の別の２つの信号入力側19−1,
19−４への別個の供給か行なわれる。このようにしてそ
の都度２つのアンテナ入力信号から４つの信号セレクタ
入力側19−1,…,19−４において４つの、互いに全く無
関係な入力信号が形成される。第10図はこの原理を３つ
のアンテナ入力側３−1,3−2,3−３によつて適用した場
合を示しており、ここでは３つの入力信号から信号セレ
クタ入力側19−1,…,19−９に対して９つの入力信号が
形成される。実験によれば、前以つて決められるアンテ
ナ数がｎであつて信号組合せの数をｍ個に拡大した場
合、ダイバーシチアンテナ装置を用いた受信は著しく改
善されることが認められている。しかしこの改善度は、
互いに独立した付加的な受信アンテナの数を相当数使用
した場合に比べれば僅かである。互いに独立して受信す
るのではない、すなわち受信信号が相互の相関関係を無
視することができない、車両におけるアンテナ数がｎと
決められている場合には、車両における受信測定によつ
て、適当な振幅重み付け素子23−1,…,23−ｎおよび移
相決22−1,…,22−ｎを用いて特別に有利な、アンテナ
信号の線形組合せを、障害の発生が所定の出力側におい
ては互いに無関係になるように、形成することができ
る。この組合せは、マトリクス回路18において相応に実
現することができる。

第15図は、歪検出決８の実施例の基本的な構成を示
す。この場合帰還路４の中間周波ないし高周波信号にお
ける周波数障害偏移の評価も、障害により生じる振幅変
調も評価も行なわれる。

特別簡単な実施例において、帰還路４の信号の障害
は、周波数障害偏移からのみ検出される。この場合周波
数障害偏移インジケータ51は例えば周波数復調器32から
成り、その出力側27の出力信号は周波数偏移しきい値検
出器31に供給される。周波数偏移しきい値検出器31は簡
単な実施例においてコンパレータ回路として実現されて
いる。実際の周波数偏移が前以つて決められた相応のし
きい値V₁を上回ると、周波数偏移しきい値検出決31の出
力信号は２進表示で周波数偏移における障害の存在を指
示する。したがつて周波数復調器32は、周波数偏移しき
い値検出器31に接続されていてそれとともに周波数障害
偏移インジケータ51を形成する。つまりこのインジケー
タの指示は、そこに形成されている、実際の周波数網偏
移（Frequenznetzhub）より大きく調整されているしき
い値V₁の調整状況に依存している。

歪検出器８の性能の点で時に秀れた実施例において、
第15図の障害振幅変調インジケータ52において周波数変
調された帰還路４の信号の障害により生じる振幅変調は
付加的に、それ自体公知の振幅復調器35を用いて取り出
される。復調器の出力信号28は後置接続されたコンパレ
ータ36においてしきい値V₂と比較される。このようにし
てコンパレータ36の出力信号は、振幅障害の存在を２進
表示する。AND回路37を用いて、周波数偏移障害および
振幅障害の同時の存在をこのAND回路37の出力側11の２
進出力信号に基いて検出するようにすれば、障害の特別
確実かつ迅速な指示が保証される。すなわち周波数障害
偏移インジケータ51の出力側および障害振幅変調インジ
ケータ52において同時に障害指示が存在すれば、AND回
路37の出力側11の論理信号にて中間周波または高周波信
号４の障害を指示する。

特別簡単な実施例において周波数偏移しきい値V₁ない
し振幅しきい値V₂は歪検出器８において複数の受信に対
して適している平均の値に固定的に設定調整されてい
る。

点27における中間周波または高周波信号における周波
数偏移が周波数偏移しきい値V₁を上回つたとき、または
振幅復調器35を同時に使用した場合には点28におけ振幅
落込みが振幅しきい値V₂も上回つたときに、FM障害に対
する障害判断基準が成立つ。アンテナを有する系による
可聴障害は、実際の受信状況に著しく依存しており、著
しく種々異なつた性格を有しかつ時間とともに著しく変
化することは知られている。確かに障害検出に対する固
定的に設定調整されたしきい値を用いて障害は非常に迅
速に検出されるが、その場合信号セレクタ19における切
換頻度は、障害の大きさおよび形式に著しく依存してい
る。大きな障害が存在する場合系はセレクタ入力側19−
1,…,19−ｎの間において非常にしばしば切換わりかつ
比較的小さいが、依然として可聴障害の場合系はそれ以
上切換わらない。付加的に系は提供されたセレクタ入力
信号から常にその時最良の信号を中間周波部２を有する
FMチユーナに接続することができない。それ故にしきい
値を平均障害発生率にダイナミツクに整合すると特別有
利である。障害発生率は、振幅フエージングの程度、大
きな遅延時間差を有する多重通路受信、相互変調障害並
びに中間周波部２を有するFMチユーナの選択度が不足し
ている場合の隣接チヤネル干渉から合成されてなる。平
均障害発生率が増大するにしたがつてしきい値を高める
と非常に有利である。これにより、大きな障害を有する
受信領域においても切換頻度はさ程大きくなくなりかつ
この場合しきい値のダイナミツク追従によつて信号セレ
クタ19の入力側に存在する信号のうち、探索過程におい
て最小の障害を有する信号を中間周波部２を有するFMチ
ユーナに接続するという非常に重要な利点が生じる。こ
のために障害発生率をそれ自体公知の方法において求め
かつしきい値を相応に制御することができる。

しきい値の制御は、帰還路４の高周波ないし中間周波
信号の信号特性に相応して特別有利な方法において行な
われる。帰還路４の信号の周波偏移特性は、周波数復調
器32の出力側27における信号として存在する。周波数偏
移しきい値V₁は周波数しきい値調整装置40を用いて特別
有利な方法において、周波数復調器32の出力側27の出力
信号から取り出される。障害により生じる振幅変調の付
加的な評価の場合、振幅しきい値V₂もダイナミツクに調
整するには特別有利である。このことは本発明によれ
ば、振幅しきい値調整装置41を用いて行なわれる。この
装置は、振幅復調器35の出力側28の信号からしきい値V₂
を発生する。

第11図は、周波数しきい値調整装置40の有利な実施例
を示す。この実施例においてダイナミツクに追従される
しきい値V₁は３つの部分信号から形成される。３つの部
分信号の１つはSN比から導出される。

このことは、放電時定数を有する整流器が後置接続さ
れたハイパスフイルタから形成されているN/S回路42を
用いて行なわれる。平均値回路であるN/S回路42の出力
信号48は加算回路44において別の部分信号と重畳され
る。この回路の特別有利な実施例において部分信号の１
つは周波数復調器32の出力側27の信号から、後置接続さ
れている第１整流器および第１積分器を有するローパス
フイルタから成る、周波数有効偏移測定回路43を用いて
取り出される。第11図の実施例において第５図の制御回
路９から、積分器を有する整流器回路から成る、信号変
化頻度検出器16を用いて２進切換信号13から信号変化頻
度検出器16の出力側17の信号の形の部分信号が取り出さ
れる。加算回路44において重畳された部分信号の適当な
重み付けによつて、周波数偏移しきい値V₁の特別有利な
ダイナミツク制御が実現される。この重み付けは、一方
において障害指示の感度が申し分なく大きく、他方にお
いて周波数有効偏移による誤指示が排除されるように、
行なわれるべきである。

冒頭で述べた受信障害の存在の検出のために、ダイナ
ミツクな振幅変調しきい値V₂を有する振幅変調器を同時
に使用すると特に有利である。振幅障害は、信号４にお
ける短時間の振幅落込みによつて特徴付けられる。振幅
落込みの深さは、障害の程度に対する尺度である。振幅
復調器の出力側における電圧は、障害の生じていない場
合において時間に無関係な直流電圧から成り、その大き
さは帰還路４の信号の振幅に相応しかつ障害発生時には
相応の落込み部を有する。存在する障害の程度を評価で
きるようにするために、直流電圧における落込みが測定
されなければならない。このことは、帰還路４の信号の
振幅が大きくなるにしたがつて振幅変調しきい値V₂を高
くすることによつて行なわれる。このことは、回路46に
おけるローパスを用いて行なわれる。ローパスの出力側
には、信号25の形の、振幅変調しきい値V₂を高めるため
の部分電圧の１つが現われる。アンテナ信号の種々異な
つた信号品質の間を区別できるようにするために、振幅
変調しきい値V₂を信号４の振幅落込みに依存して付加的
に適当に高めることが必要である。このことは有利に
は、回路46において放電時定数を有するピーク値検出器
を付加的に使用して行なわれる。つまり回路46において
ローパスの出力信号はこのためにピーク値検出器の出力
電圧に加算される。著しく障害を受けた信号において切
換頻度が余りに大きくなるのを回避するために、本発明
の有利な実施例においてSN比が小さくなるにしたがつて
振幅変調しきい値V₂は相応に高められる。この場合のノ
イズは振幅復調器35の出力側28の信号においても認めら
れる。雑音対信号比（N/S）の評価は、回路45において
行なわれかつ直流電圧24として加算回路47において回路
46の出力側25の信号に重畳される。直流電圧24はこの場
合例えばハイパスフイルタと、有利には最低の可聴周波
数より下にあるしや断周波数を有するローパスフイルタ
を有する後置接続された整流器を用いて取り出される。
ハイパスフイルタのしや断周波数は、それが受信障害を
来たすことがない振幅変動（車両移動）を検出しないよ
うに、高く選択される。

既述のように、雑音対信号間隔（N/S）の積分は、有
利には第11図および第12図に図示の、線48ないし線24に
おける信号の形成のために整流器に後置接続されている
ローパスフイルタの形の時間的な平均値形成回路によつ
て生じる。このことは例えば公知のように容量を用いて
行なわれる。

回路44および45により、比較的大きな障害平均値を有
する劣つた受信位置において切換しきい値を適当に高く
しかつこれにより切換頻度を低減するという可能性が得
られる。切換頻度が大きすぎるということはいつでも系
の不安定および回路により規定されるその他の障害と結
びついている。ところがしきい値を高くすることによつ
て理想的な方法において、走行期間中常に、最良の信号
雑音間隔を有するアンテナ１−ｉ（ｉ＝１、２、…、
ｎ）ないし比較的良好な信号を受信するアンテナの信号
組合せのみが選択されるようになる。適当な放電特性の
調整によつて、切換頻度は、種々異なつた利用領域にお
いて障害を受けていない信号に対する探索過程のダイナ
ミツクシーケンスが生じるように、調整することができ
る。最も簡単な場合放置過程はそれ自体公知の方法にお
いてオーミツク抵抗と容量との並列回路によつて実現さ
れる。放電時定数の調整によつて、前述の切換頻度を適
当に選択することができる。この場合、放電時定数をア
ンテナ信号の最小の合成接続時間（Aufschalfzeit）よ
り著しく大きく選択すると特に有利である。この合成時
間は、しきい値を上回る障害が存在する場合、中間周波
部２を有するFM受信機によつて規定される遅延時間を含
めて検出器の検査時間に制限されている。中間周波部２
を有するFM受信機の群遅延時間は一般にその中間周波帯
域幅によつて下方向に制限されておりかつ約20μｓであ
る。別の実施例において障害全体は、歪検出器８を用い
て２進信号の形において取り出されかつ適当な方法にお
いて以下に説明するようにしきい値V₁ないしV₂を高める
ために使用される。このために、歪検出器８の出力側に
おいて、線11に現われる２進信号列が適している。この
信号列は制御回路９に転送される。既述のように、制御
回路９に生じかつ障害の存在を指示するパルスの発生頻
度が大きくなればなる程、その時の受信品質は低下して
おりしたがつて全体の障害はますます大きくなる。

第４図に示す実施例において、歪検出器８が制御回路
９に転送する、線11における２進信号ない線12における
アドレス信号から障害の発生頻度が取り出され、かつ線
13における２進切換信号として歪検出器８に戻されかつ
第11図または第12図における線17上の信号としてしきい
値電圧V₁またはV₂を高めるために使用される。第５図に
は、障害の発生の頻度が信号変化頻度検出器16、例えば
ローパスフイルタが後置接続されている整流器を介して
生じるパルス信号から取り出され、かつ線17からV₁ない
しV₂を高めるために歪検出器に供給される実施例が図示
されている。その際変形されかつ積分されたパルスは、
瞬時的に存在するしきい電圧に直接重畳される。このこ
とは振幅しきい値V₂に対しても、周波数偏移しきい値V₁
に対しても当嵌る。簡単な実施例において信号変化頻度
検出器16におけるパルスは第６図に図示のようにランプ
関数にて変形されかつ後から積分することができる。こ
の場合ランプの時間t2は、平均受信品質に依存して適当
の切換頻度が生じるように適当に設定調整される。本発
明の別の実施例において指数関数が、積分のためのコン
デンサの充電および並列接続されたオーミツク抵抗を介
する放電のために使用される。この場合第７図における
放電時定数t3は、容量および抵抗から成る積の適当な選
択によつて最適に選択することができる。この手段によ
つて、切換しきい値V₁ないしV₂を相応に高めることによ
つて、すべてのアンテナにおける受信に値しない受信信
号においても制限された切換頻度が生じるようになる。
したがつて、受信価値のある信号に対する、系の連続的
な探索によつて発生される障害は、許容しうる値に制限
された状態を位置する。非常に大きな障害の場合には、
すべての信号の周波数障害偏移ピーク値は、その都度の
しきい値V₁ないしV₂を上回る程大きい。この場合信号セ
レクタ19の入力側における最も好都合な信号が選択され
る。別の有利な実施例は、信号セレクタ19の切換頻度を
求める。信号セレクタ19が歩進接続される都度、線４上
の中間周波信号において、搬送波振幅の常に種々異なる
瞬時値によつて規定されて、信号セレクタ19の種々異な
る信号入力側19−１、…、19−ｍには振幅の急激な変化
が生じる。特別簡単な実施例において、切換時点におけ
るパルス発生の目的のために、振幅変調に敏感なFM復調
器、例えば振幅の急激な変化の際出力パルスを送出する
レシオデテクタが使用される。この種のFM復調器は、無
線受信技術において周知でありかつ復調器が通例のよう
に中心周波数に精確に同調されていないとき、既述の特
性を有する。このようなパルスはそれ自体公知の方法に
おいて時間的に平均化されかつその時の平均値がしきい
値を高くするために利用される。

別の実施例において切換頻度はその時生じているSN比
に整合される。SN比が著しく小さい場合に切換頻度が余
りに大きくなりかつこれにより切換によつて付加的な障
害が生じるのを妨げるために、雑音成分対信号成分比N/
Sが固定される。第11図の実施例において平均雑音信号
間隔N/SはN/S回路42を用いて形成される。この回路は、
しや断周波数が有利に有効変調信号の生じうる最高周波
数の上方にあるハイパス回路と、後置接続された積分器
を用いて行なわれる平均値形成回路を備えた後置接続さ
れた整流器回路とから成る。第11図において信号セレク
タ19の信号入力側19−１、…、19−ｍにおける信号の平
均信号雑音間隔は信号通過時間の間N/S回路42によつて
求められる。合成接続時間（Aufschaltzeif）とは、系
が歩進接続されずかつひいては瞬時の信号対雑音間隔が
設定調整された切換しきい値の瞬時値より小さい時間を
表わす。

別の実施例において周波数有効偏移測定回路43（第11
図）における積分器の放電時定数は変調の形式に依存し
て形成される。この時定数は例えば音声放送の場合比較
的短くかつ音楽放送の場合比較的長く設定調整される。
音楽−音声検出器の使用の場合、通例音声放送の際には
比較的大きい変調偏移ピークを考慮することができかつ
切換頻度と信号品質との関係を改善することができる。
特に簡単な実施例において、変調周波数有効偏移は第11
図に図示のように公知の方法において周波数有効偏移測
定回路43によつて測定されかつ周波数有効偏移ピークが
大きくなるにしたがつて放電時定数は相応に短縮され
る。放電時定数はそれ自体公知の方法において電子的に
調整可能な抵抗および一定のコンデンサを用いて調整す
ることができる。別の実施例によれば周波数偏移しきい
値は、周波数障害偏移ピークの発生頻度に依存して適当
に高められる。

ダイバーシチアンテナ装置１の作動に対して、障害に
より生じる周波数偏移ピークと同時に発生する、高周波
ないし中間周波搬送波の振幅落込みとを同時に評価する
と特に有利である。周波数障害偏移ピークはその都度振
幅落込みに結び付いて発生している。周波数障害偏移ピ
ークと同時に発生する瞬時の振幅変調度の大きさは、振
幅しきい値V₂（第15図）において測定される。落込みが
しきい値より大きくかつ同時に周波数障害偏移ピークが
存在しているとき、受信信号が瞬時的に障害を受けてお
りかつ系が信号セレクタ19の入力側における別の信号を
探索すべきであることは確かである。この場合信号特性
に依存して振幅しきい値をダイナミツク調整すると特に
有利である。この場合回路46（第12図）の出力側におけ
る搬送波振幅の平均値が振幅しきい値の調整に対する有
利な判断基準を示す。平均搬送波振幅が小さくなるにし
たがつて平均信号品質が小さくなりかつ切換しきい値を
そのままにしておけば不都合なことに切換発生頻度は大
きくなる。この欠点を回避するために、平均搬送波振幅
が回路46によつて求められかつ加算回路47において切換
しきい値V₂の調整のために使用される。

本発明の別の実施例において、周波数障害偏移ピーク
のエネルギ内容が一緒に、周波数偏移障害の評価のため
に用いられる。大きな障害においては殊に、信号入力側
に加わる種々異なつた信号の障害を種々の大きさを検出
して、障害を受けた割合が最も少ない信号を選択するこ
とができるようにすることが望ましい。さらに、非常に
大きな障害の場合、切換発生頻度を適当な大きさに制限
することが望ましい。この目的は例えば、第15図に図示
の周波数復調器32に可変調整可能なしや断周波数を有す
る図示されていないローパスフイルタを後置接続するこ
とによつて実現される。これにより、障害により生じる
周波数変調の瞬時値のみならず、広帯域入力の積分作用
によつて障害ピークのエネルギー成分が評価されること
になる。この手段も大きな障害の場合には比較的大きな
検出時間を来たし、したがつて切換発生頻度が制限され
ることになる。付加的に、切換しきい値を高めるために
利用することができる大きな周波数障害偏移を同様に評
価することができる利点が生じ、したがつてさらに、セ
クタ入力側にて取り出し可能な信号のうち最良のものを
選択することができる可能性が生じる。このフイルタの
周波数帯域幅を、信号品質が小さくなるにしたがつてフ
イルタ帯域幅を適当に小さくすることによつて、信号品
質に整合するようにすると特別に有利である。

非常に悪い受信信号を有する領域においては著しく大
きな切換発生頻度が発生することが生ずる。このような
条件において取り出される信号のうち最良のものを選択
するために、周波数偏移ピークに含まれているエネルギ
は積分によつて評価されかつ実際の周波数障害偏移信号
が重畳される。

別の実施例において、ダイナミツクしきい値追従にお
いて自然に遅れが生じるといつ欠点が回避される。この
ことを実現するために、周波数復調器32および振幅復調
器35を経た信号は次のようにして所定の遅延時間だけ適
当に遅延される。すなわち例えば大きな有効変調偏移ピ
ークの発生および引続く瞬時のしきい値レベルV₁との比
較においてこのレベルが既に大きな有効変調偏移ピーク
に整合された値を有するようにする。その際遅延時間
は、それがFM復調器出力側27と信号との比較が行なわれ
るしきい値検出器の入力側との間の信号路の遅延時間に
ほぼ相応するように、選択される。

低周波の可聴チヤネルをダイバーシチプロセツサ１の
切換時間の間無放声に切換えて、残留切換障害が聴こえ
ないようにすると特別に有利である。このために必要
な、線50（第13図）における切換信号は制御回路９の出
力側に接続された線13を介して有利に単安定マルチバイ
ブレータ26によつて導き出される。無放声回路33は“ミ
ユーテイング”回路のように一般に公知である。線29
（第13図）における低周波信号の構成をFM受信機の図示
されていない低周波部とすることができるかまたは、切
換雑音を回避するために、この低周波信号の瞬時電圧を
無放声回路33の時間の間保持しておいて、この時間の経
路に信号を引続いて導くようにすることができる。

特に有利な実施例において低周波信号は、N/S回路42
の出力側48に存在する信号対雑音間隔の平均値によつて
評価される。雑音間隔が小さくなるにしたがつて線29に
おける低周波信号をポテンシヨメータ34を用いて相応に
低減すると有利であり、これにより残留障害は生理的に
殆んで障害を受けていないものと評価される。

【図面の簡単な説明】 第１図は、本発明のダイバーシチアンテナ装置の基本的
なブロツク回路図であり、第２図は、第１図のダイバー
シチアンテナ装置に使用されるダイバーシチプロセツサ
のブロツク回路図であり、第３図は、第２図のダイバー
シチプロセツサに使用される制御回路のブロツク回路図
であり、第４図は、第２図のダイバーシチアンテナ装置
に使用されるダイバーシチプロセツサのブロツク回路図
であり、第５図は、第２図および第４図のダイバーシチ
プロセツサに使用される評価回路のブロツク回路図であ
り、第６図は第５図の評価回路において発生するような
ランプパルスの時間関数を示す図であり、第７図は第５
図の評価回路において発生するようなランプパスルの別
の例の指数関数を時間に応じて示す図であり、第８図
は、第２図のダイバーシチアンテナ装置に使用される、
マトリクス回路の実施例を示す図であり、第９図は、第
２図のダイバーシチアンテナ装置に使用されるマトリク
ス回路の別の実施例を示す図であり、第10図は、第２図
のダイバーシチアンテナ装置に使用されるマトリクス回
路のもう１つ別の実施例を示す図であり、第11図は、第
15図の評価回路に使用される周波数偏移障害に対するダ
イナミツクしきい値を形成する回路の実施例のブロツク
図であり、第12図は、第15図の評価回路に使用される振
幅偏移障害に対するダイナミツクしきい値を形成する回
路の実施例のブロツク図であり、第13図は、第１図のダ
イバーシチアンテナ装置に使用される無放声回路の実施
例を示すプロツク図であり、第14図は、第１図のダイバ
ーシチアンテナ装置に使用される受信機における低周波
信号の増幅度調整装置の実施例を示す図であり、第15図
は、第１図のダイバーシチアンテナ装置に使用される歪
検出器の実施例のブロツク回路図である。 １……ダイバーシチアンテナ装置、２……中間周波部、
３……ダイバシチプロセツサ、４……中間周波または高
周波帰還線、８……歪検出器、９……制御回路、10……
アンテナ結合回路、18……マトリクス回路、19……信号
セレクタ、16……信号変化頻度検出器、30……評価回
路、31……周波数偏移しきい値検出器、30……周波数復
調器、35……振幅復調器、36……振幅しきい値検出器、
40……周波数しきい値調整装置、41……障害程度評価回
路、42……N/S回路または平均値回路、43……周波数有
効偏移測定回路、45……N/S評価回路、46……障害程度
評価回路、51……周波数障害偏移インジケータ、52……
障害振幅変調インジケータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エルンスト・マナー ドイツ連邦共和国オツトーブルン・レン ブラントシユトラーセ ６ (72)発明者 ゲルハルト・フラヘンエツカー ドイツ連邦共和国オツトーブルン・ボー ゼナー・シユトラーセ ２ (56)参考文献 特開 昭57−7643（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−11008（ＪＰ，Ａ)

Claims (19)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受信機、アンテナおよびダイバーシチプロ
   セツサを有する周波数変調波の移動受信用ダイバーシチ
   アンテナ装置において、 装置は、中間周波部（２）を有するFMチユーナを含んで
   おり、少なくとも２つのアンテナ１−ｉ（ｉ＝1,2,…
   ｎ）を含んでおりかつダイバーシチプロセツサ（３）に
   中間周波または高周波信号が提供され、該信号はアンテ
   ナ信号から導出される、所定の線形組合せに相応し、か
   つ前記ダイバーシチプロセツサ（３）は、周波数偏移し
   きい値検出器（31）が後置接続されている周波数復調器
   （32）と、前記周波数偏移しきい値検出器（31）の周波
   数偏移しきい値を上回る、前記中間周波または高周波信
   号中に障害により生じた周波数偏移パルスの発生に依存
   して、アンテナ信号から導出された、別の線形組合せを
   中間周波部（２）を有するチユーナの入力側に供給する
   ための手段とを含んでいることを特徴とするダイバーシ
   チアンテナ装置。
2. 【請求項２】ダイバーシチプロセツサ（３）は、少なく
   とも２つのアンテナ入力側３−ｉ（ｉ＝1,2,…ｎ）を有
   するアンテナ結合回路（10）と、高周波出力側（20）評
   価回路（30）とを含んでおり、かつ中間周波または高周
   波信号が前記評価回路（30）に供給されかつ該評価回路
   （30）は周波数偏移しきい値検出器（31）の含んでい
   て、該周波数偏移しきい値検出器（31）の周波数偏移し
   きい値を上回る、前記中間周波または高周波信号中の障
   害により生じた周波数偏移パルスの発生に依存してアド
   レス信号（12）を前記アンテナ結合回路（10）に送出す
   るようにし、該アンテナ結合回路が前記アドレス信号
   （12）に相応して、アンテナ信号の線形組合せの１つを
   前記高周波出力側（20）に接続するようにした特許請求
   の範囲第１項記載のダイバーシチアンテナ装置。
3. 【請求項３】アンテナ結合回路（10）は、ｎ個のアンテ
   ナ入力側（３−1,…,3−ｎ）およびｍ個の信号出力側を
   有するマトリクス（18）を含んでおり、該マトリクス
   は、ｎ個のアンテナ信号からｍ個の線形組合せを形成し
   かつｍ個の信号出力側に供給し、かつ前記アンテナ結合
   回路はさらに、前記マトリクス（18）の信号出力側に接
   続されているｍ個の信号入力側と、高周波出力側（20）
   とアドレス入力側（12−１）とを有する信号セレクタ
   （19）を含んでおり、該信号セレクタは、アドレス入力
   側（12）に加わるアドレス語に相応する信号入力側（19
   −1,…,19−ｍ）の信号を前記高周波出力側（20）に接
   続する特許請求の範囲第２項記載のダイバーシチアンテ
   ナ装置。
4. 【請求項４】マトリクス（18）は、第１加算回路（38）
   を含んでおりかつそれぞれのアンテナ入力側（３−1,
   …,3−ｎ）はそれぞれ、適当な位相に設定調整されてい
   る移相器（22−１−1,…,22−１−j;…;22−ｎ−1,…,2
   2−ｎ−ｋ、ただしＪ…,kは任意の整数）および適当な
   重み係数に設定調整されている振幅重み付け素子（23−
   １−1,…,23−１−j;…;23−ｎ−1,…,23−ｎ−ｋ、た
   だしj,…,kは任意の整数）を介して前記加算回路（38）
   の入力側（38−１−1;38−１−j;…;38−ｎ−1,…,38−
   ｎ−ｋ）に接続されておりかつ前記加算回路（38）のお
   のおのの出力側は、信号セレクタ（19）のｍ個の信号入
   力側（19−1,…,19−ｍ）の１つに接続されている特許
   請求の範囲第３項記載のダイバーシチアンテナ装置。
5. 【請求項５】マトリクス（18）のアンテナ入力側（３−
   1,…,3−ｎ）の数ｎおよび信号セレクタ（19）の信号入
   力側（19−1,…,19−ｎ）の数ｍは同じでありかつおの
   おののアンテナ入力側（３−1,…,3−ｎ）はそれぞれ振
   幅重み付け素子（23）を介して信号セレクタ（19）のｍ
   個の信号入力側（19−1,…,19−ｍ）の１つに接続され
   ておりかつ重み付け係数は適当に設定調整されている特
   許請求の範囲第４項記載のダイバーシチアンテナ装置。
6. 【請求項６】振幅重み付け素子（23）は、全部のセレク
   タ入力信号（19−1,…,19−ｍ）の信号雑音間隔の時間
   平均値が出来るだけ同じである特許請求の範囲第５項記
   載のダイバーシチアンテナ装置。
7. 【請求項７】アンテナ結合回路（10）が２つのアンテナ
   入力側（３−１および３−２）および第２加算回路（21
   −１）および第１減算回路（21−２）を含んでおり、そ
   の際アンテナ入力側（３−1,3−２）は一方において両
   方とも前記加算回路（21−１）および減算回路（21−
   ２）に接続されておりかつ該加算回路および減算回路
   は、信号セレクト（19）の信号入力側（19−2,19−３）
   に接続されておりかつ他方においてそれぞれのアンテナ
   入力側は直接信号セレクタ（19）の別の信号入力側（19
   −1,19−４）に接続されている特許請求の範囲第４項記
   載のダイバーシチアンテナ装置。
8. 【請求項８】評価回路（30）は、歪検出器（８）および
   制御回路（９）を含んでおりかつ前記歪検出器（８）
   は、中間周波部（２）を有するチユーナに接続されてお
   りかつ周波数偏移しきい値検出器（31）の周波数偏移し
   きい値を上回る、中間周波信号（４）中の障害により生
   じた周波数偏移パルスの発生に依存して２進論理信号
   （11）を前記制御回路（９）に送出しかつ前記歪検出器
   （８）は前記２進論理信号（11）に応答してアドレス信
   号（12）を信号セレクタ（19）のアドレス入力側（12−
   １）に送出する特許請求の範囲第３項記載のダイバーシ
   チアンテナ装置。
9. 【請求項９】制御回路（９）は信号セレクタ（19）の信
   号入力側（19−1,…,19−ｍ）を優先リストにしたがつ
   て中間周波部（２）を有するFMチューナに接続する特許
   請求の範囲第８項記載のダイバーシチアンテナ装置。
10. 【請求項１０】ダイバーシチプロセツサ（３）は、周波
    数復調器（32）を周波数偏移しきい値検出器（31）の入
    力端子（V₁）との間に接続されている、周波数偏移しき
    い値V₁をダイナミツク調整するための周波数偏移しきい
    値調整装置（40）を含んでいる特許請求の範囲第１項記
    載のダイバーシチアンテナ装置。
11. 【請求項１１】周波数偏移しきい値調整装置（40）は、
    第３の加算回路（44）に接続されている、後置接続され
    ている整流器および、積分器を有するハイパスフイルタ
    （N/S回路42）および前記第３の加算回路（44）に接続
    されている、後置接続されている第１整流器および第２
    積分器を有するローパスフイルタ（周波数有効偏移測定
    回路43）に含んでいる特許請求の範囲第10項記載のダイ
    バーシチアンテナ装置。
12. 【請求項１２】評価回路（30）は、中間周波部（２）を
    有するチューナに供給されるアンテナ信号組合せの信号
    変化の検出された頻度に依存して信号変化の頻度を調整
    するために変化頻度検出器（9,16）を含んでいる特許請
    求の範囲第８項記載のダイバーシチアンテナ装置。
13. 【請求項１３】信号変化頻度検出器（9,16）は、制御回
    路（９）に設けられていて、該制御回路（９）に供給さ
    れる２進論理信号に依存してパルスを発生するためのパ
    ルス発生器および前記制御回路（９）と歪検出器（８）
    との間に接続されて、周波数偏移しきい値V₁を調整する
    ための、後置接続されている第３積分器を有する第３整
    流器を含んでいる特許請求の範囲第12項記載のダイバー
    シチアンテナ装置。
14. 【請求項１４】第３積分器は、第３の加算回路（44）ま
    たは付加的に第２の減算回路（47）に接続されている特
    許請求の範囲第13項記載のダイバーシチアンテナ装置。
15. 【請求項１５】受信機、アンテナおよびダイバーシチプ
    ロセツサを有する周波数変調波の移動受信用ダイバーシ
    チアンテナ装置において、装置は、中間周波部（２）を
    有するFMチユーナを含んでおり、少なくとも２つのアン
    テナ１−ｉ（ｉ＝1,2,…ｎ）を含んでおりかつダイバー
    シチプロセツサ（３）に中間周波または高周波信号が供
    給され、該信号は、アンテナ信号から導出される所定の
    線形組合せに相応しかつ前記ダイバーシチプロセツサ
    （３）は、振幅しきい値検出器（36）が接続されている
    振幅復調器（35）と、周波数偏移しきい値検出器（31）
    が接続されている周波数復調器（32）と、中間周波また
    は高周波信号中において前記振幅しきい値検出器（36）
    の振幅しきい値を上回る振幅落込みと周波数偏移しきい
    値検出器（31）の周波数偏移しきい値を上回る障害によ
    り生じた周波数偏移パルスとが同時に発生した場合に、
    アンテナ信号から導き出される別の線形組合せを中間周
    波部（２）を有するチユーナの入力側に供給するための
    手段とを含んでいることを特徴とするダイバーシチアン
    テナ装置。
16. 【請求項１６】ダイバーシチプロセツサ（３）は、少な
    くとも２つのアンテナ入力側３−ｉ（ｉ＝1,2,…,n）お
    よび高周波出力側（20）を有するアンテナ結合回路（1
    0）と評価回路（30）とを有しかつ中間周波または高周
    波信号が前記評価回路（30）に供給されかつ該評価回路
    （30）は、周波数偏移しきい値検出器（31）の周波数偏
    移しきい値を上回る、中間周波信号中に障害により生じ
    た周波数偏移パルスと、振幅しきい値検出器（36）の振
    幅しきい値を上回る振幅落ち込みとの同時発生に依存し
    て、アドレス信号（12）をアンテナ結合回路（10）に送
    出するために、周波数偏移しきい値検出器（31）および
    振幅しきい値検出器（36）を含んでおり、前記アンテナ
    結合回路は前記アドレス信号（12）に相応して、アンテ
    ナ信号の線形組合せの１つを高周波出力側（20）に接続
    する特許請求の範囲第15項記載のダイバーシチアンテナ
    装置。
17. 【請求項１７】評価回路（30）は、歪検出器（８）およ
    び制御回路（９）を含んでおりかつ前記歪検出器（８）
    は、中間周波部（２）を有するチユーナに接続されてお
    りかつ周波数偏移しきい値検出器（31）の周波数偏移し
    きい値を上回る、中間周波信号（４）中の障害により生
    じた周波数偏移パルスの発生または付加的に振幅しきい
    値検出器（36）の振幅しきい値を上回る振幅落込みの発
    生に依存して２進論理信号（11）を前記制御回路（９）
    に送出しかつ前記歪検出器（８）は前記２進論理信号に
    応答して適当なアドレス信号（12）を信号セレクタ（1
    9）のアドレス入力側（12−１）に送出する特許請求の
    範囲第16項記載のダイバーシチアンテナ装置。
18. 【請求項１８】ダイバーシチプロセツサ（３）は、周波
    数復調器（32）と周波数偏移しきい値検出器（31）の入
    力端子（V₁）との間に接続されている、周波数偏移しき
    い値V₁をダイナミツク調整するための周波数偏移調整装
    置（40）または付加的に周波数復調器（35）と振幅しき
    い値検出器（36）の入力端子（V₂）との間に接続されて
    いる、振幅しきい値検出器（36）の振幅しきい値V₂のダ
    イナミツク調整のための振幅しきい値調整装置（41）を
    含んでいる特許請求の範囲第15項記載のダイバーシチア
    ンテナ装置。
19. 【請求項１９】評価回路（30）は、中間周波部（２）を
    有するチューナに供給されるアンテナ信号組合せの信号
    変化の検出された頻度に依存して信号変化の頻度を調整
    するために、変化発生頻度検出器（9,16）を含んでお
    り、該検出器は制御回路（９）に設けられていて、該制
    御回路（９）に供給される２進論理信号に依存してパル
    スを発生するためのパルス発生器および前記制御回路
    （９）と歪検出器（８）との間に接続されて、周波数偏
    移しきい値V₁または付加的に振幅しきい値V₂を調整する
    ための、後置接続されている積分器を有する整流器を含
    んでいる特許請求の範囲第17項記載のダイバーシチアン
    テナ装置。