EP0201977A2 - Antennendiversity-Empfangsanlage zur Elimination von Empfangsstörungen - Google Patents

Antennendiversity-Empfangsanlage zur Elimination von Empfangsstörungen Download PDF

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EP0201977A2
EP0201977A2 EP86200803A EP86200803A EP0201977A2 EP 0201977 A2 EP0201977 A2 EP 0201977A2 EP 86200803 A EP86200803 A EP 86200803A EP 86200803 A EP86200803 A EP 86200803A EP 0201977 A2 EP0201977 A2 EP 0201977A2
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EP
European Patent Office
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frequency
signal
antenna
threshold
circuit
Prior art date
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EP86200803A
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English (en)
French (fr)
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EP0201977B1 (de
EP0201977A3 (en
Inventor
Heinz Lindenmeier
Ernst Manner
Gerhard Flachenecker
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hans Kolbe & Co philips Electronics Nv
Philips Electronics Nv fuba Automotive GmbH
Original Assignee
Hans Kolbe and Co
Fuba Hans Kolbe and Co
Philips Gloeilampenfabrieken NV
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hans Kolbe and Co, Fuba Hans Kolbe and Co, Philips Gloeilampenfabrieken NV, Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Hans Kolbe and Co
Publication of EP0201977A2 publication Critical patent/EP0201977A2/de
Publication of EP0201977A3 publication Critical patent/EP0201977A3/de
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
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    • H04B7/0868—Hybrid systems, i.e. switching and combining
    • H04B7/0874—Hybrid systems, i.e. switching and combining using subgroups of receive antennas
    • H—ELECTRICITY
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    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
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    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting

Definitions

  • the invention relates to an antenna diversity system for the mobile reception of frequency-modulated vibrations with a receiver, antennas and a diversity processor.
  • Such antenna diversity systems are preferably used to improve radio reception in motor vehicles. So far, systems with two antennas have mainly been used.
  • Such an antenna diversity system is e.g. known from European patent application 0 036 139 B1. In this case, the system is used for stationary reception. In this system, multiple received signals are derived from the received signals from two antennas using phase shifters, which are passed on to the receiver using a switch.
  • the dynamic behavior of the diversity system is very important. Due to the movement of the vehicle, the antenna voltages change continuously, so that an ongoing check of the signal quality is necessary.
  • the rapid detection of an existing disturbance in the received signal is therefore indispensable.
  • the known application works slowly because a certain reception situation is long-term for a stationary application.
  • the transmission property of the route between the transmitting antenna and the receiving antenna changes continuously while driving.
  • the superimposition of electromagnetic waves with large, different transit times results in increased noise and distortion of the low-frequency message at the output of the frequency demodulator.
  • this effect also leads to increased crosstalk between the two stereo channels. Due to the movement of the vehicle and the directional effect of the receiving antennas, adjacent channel interference and intermodulation interference change. The system is often also disturbed by electrical interference from the on-board electrical units.
  • the object of the present invention is therefore to provide an antenna diversity system which avoids the disadvantage of slow interference detection and, in the event of a disturbance, selects the best antenna signal or a combination of antenna signals from a range of antenna signals.
  • the advantages achieved by the invention are the suppression of audible reception interference even in the fast moving vehicle.
  • a major advantage is also that a major part of the known and frequently occurring disorders of various causes are avoided by the invention.
  • These disturbances include in particular amplitude fading due to multi-path reception of waves with small delay differences, and distortions at the output of the FM demodulator due to multi-path reception of superimposed partial waves with large delay differences, neighboring nal interference, intermodulation interference due to the reception of large unwanted signals and parasitic interference caused by the aggregates of other vehicles.
  • Figure 1 is an antenna diversity system 1 with n antennas 1-1, 1-2, ..., ii, ..., 1-n, a diversity processor 3 with as many inputs 3-1, 3-2,. .., 3-i, ... 3-n, a downstream FM tuner with IF part 2 and an IF feedback 4- specified in the diversity processor 3.
  • the diversity processor 3 contains a distortion detector 8, as described, for example, in German Offenlegungsschrift 33 26 062 or in the unpublished German patent application P 33 34 735, which detects a disturbance in the IF when a frequency deviation threshold or an amplitude threshold is exceeded Signal, a binary signal via a line 11 to a control circuit 9.
  • this binary signal will cause the high-frequency signal fed to the FM tuner with IF part 2 via line 5 in a different way from the antenna signals of the antennas 1-1, ..., 1 -n is derived. Due to the short detection time of the diversity processor 3 for the presence of a disturbance, a corresponding number of signal combinations that can be derived from the antenna signals can be checked for their signal quality in a short time. This ensures that such a signal appears at any point in time when at least one undisturbed combination signal exists by selection at terminal 20.
  • the diversity processor 3 is equipped with an antenna combiner 10 and an evaluation circuit 30.
  • the task of the antenna combiner 10 is to form a series of m linear combinations and one from the n antenna antennas supplied for the antennas 1-1,..., 1-n connect these linear combinations to the FM tuner with IF part 2. If a malfunction occurs according to a malfunction criterion in the evaluation circuit 30, the antenna combiner 10 is set up in such a way that another linear combination is switched through to the FM tuner with IF part 2 when the evaluation circuit 30 is activated.
  • a matrix circuit 18 and a signal selector 19 are contained in the antenna combiner 10, the matrix circuit combining the n antenna signals to form m linear combinations of these signals.
  • the signal selector 19 connected to the matrix circuit 18 is in the most general case an addressable switch which, when activated with an address signal emitted by the evaluation circuit 30 on the line 12, connects a specific signal input 19-1,... 19-m to the output 20.
  • a binary configuration of the address signal on line 12 is particularly advantageous.
  • the evaluation circuit 30 is formed by a distortion detector 8 and a control circuit 9.
  • the distortion detector 8 consists of either, for example, a wide-band FM demodulator 32 ( Figure 15) with a downstream first Fre q uenzhubschwellendetektor 31 with direct signaling (see dashed line) or, if desired, addition of an AM demodulator (35) with a downstream second threshold detector (36) and an AND circuit (37), both of which are shown in FIG. If an FM demodulator is used exclusively, the above-mentioned interference criterion is present when a frequency swing disturbance appears in the IF signal of the feedback 4 (FIG. 2), which has a present frequency swing threshold V, (FIG. 15) of the suitably set frequency swing threshold detector (31). , which is formed by a comparator circuit.
  • the circuit 51 is thus a frequency interference stroke indicator.
  • the said interference criterion is given if there is both an amplitude dip that exceeds a suitably set amplitude threshold V2 of the AM threshold detector (36), which is also formed by a comparator circuit, than also a frequency swing fault appears, which exceeds the above-mentioned frequency swing threshold V, the frequency swing threshold detector - (31).
  • the link in the AND circuit (37) results in a particularly reliable fault identification. If the fault criterion is present, the logic signal "1" (see FIG. 15) is sent to the control circuit 9 in the evaluation circuit 30 by the distortion detector 8 via the line 11.
  • a pulse is generated in the control circuit 9, for example with the aid of a monoflop 14.
  • the signal inputs 19-1, ..., 19-m on the signal selector 19 according to a specific priority list stored in the ⁇ -processor of the control circuit 9 with the input 20 of the FM tuner with IF part 2 when the Fault criterion connected.
  • 9 address signals 12 are generated in the control circuit.
  • Such a list of priorities is determined on the basis of previous reception measurements on the vehicle and the determination of the efficiency of the various linear combinations of the antenna signals and is implemented in the control circuit 9 of the diversity processor 3.
  • the signal inputs 19-1, ..., 19-m are assigned the same priority and the signal inputs 19-1, ..., 19-m are cycled with the FM tuner with IF when the interference criterion occurs -Teil2 connected.
  • the matrix circuit 18 is generally provided with n antenna inputs 3-1, ..., 3-n and the signal selector 19 with m signal inputs 19-1, ..., 19-n.
  • a subsequent summing circuit 38 certain signals are input to the inputs 38-1-1, ..., 38-1-j; ...; 38-n-1, ..., 38-nk) by summing together to form m signals at outputs 19-1, ..., 19-m. It is essential for a good effect that the selector input signals (19-1, ..., 19-m) formed from linear combinations of the antenna signals are statistically as independent as possible from one another. Linear combinations are formed by weighting each antenna signal in amplitude and changing its phase with the aid of a phase shifter (22-1, ..., 22-n) (FIG. 8) and combining all signals.
  • these amplitude weighting elements - can be implemented as simple connections.
  • the phase rotators (22-1-1,., 22-1-j; ...; 22-n-1, ..., 22-nk) are set empirically in such a way that if several antenna signals are disturbed, the probability of interference-free operation of the combined signal is as large as possible.
  • the number n of antennas that can be used on a vehicle is limited to a low number. In this case, it is advisable to select the number m of the selector inputs (19-1, ... 19-m) larger than the number n of the antennas.
  • m n can also be and the matrix circuit 18 connects the inputs 3-1, ..., 3-n with the corresponding outputs 19-1, ..., 19-n directly. It is particularly advantageous to create four signals at inputs (19-1, ..., 19-4) of signal selector 19, the signals of which are formed from two antenna input signals at inputs 3-1, 3-2. This is done, for example, as shown in FIG. 9, by forming the sum and difference of the two antenna input signals in summing and difference circuits 21-1, 21-2 in which the sum signal and the difference signal are fed to the signal inputs 19-2 and 19-3 and in which the separate input of the antenna input signals to a further two signal inputs 19-1, 19-4 is carried out by the signal selector 19.
  • Figure 10 shows the exemplary application of this principle with three antenna input signals 3-1, 3-2, 3-3, from which new input signals for the signal selector inputs 19-1, ..., 19-9 are formed.
  • FIG. 15 shows the basic structure of an exemplary embodiment of the distortion detector 8. In this case, both the frequency interference stroke and the interference-related amplitude modulation in the intermediate-frequency or high-frequency signal 4 are evaluated.
  • the interference of the signal 4 is determined exclusively from the frequency interference stroke.
  • the frequency interference stroke indicator 51 consists, for example, of a frequency demodulator 32, the output signal 27 of which is fed to the frequency swing threshold detector 31.
  • the frequency sweep threshold detector 31 is supplied.
  • the frequency sweep weld detection 31 is implemented in a simple embodiment as a comparator circuit. If the current frequency swing exceeds a correspondingly predetermined threshold V1, the output signal of the frequency swing threshold detector 31 shows in binary form the presence of a disturbance in the frequency swing.
  • the frequency demodulator 32 in conjunction with the frequency sweep threshold detector 31 thus forms a frequency interference stroke indicator 51, the display of which depends on the setting of the threshold V1 formed in it, which is set greater than the current frequency network swing.
  • the interference-related amplitude modulation of the frequency-modulated signal 4 is additionally obtained in the interference amplitude modulation indicator 52 in FIG. 15 with the aid of an amplitude demodulator 35 known per se, the output signal 28 of which is compared in a downstream comparator 36 with a threshold V2.
  • the output signal of the comparator 36 thus indicates in binary form the presence of an amplitude disturbance.
  • a particularly reliable and rapid display of a fault is ensured if the simultaneous presence of a frequency swing and amplitude fault is determined with the aid of an AND circuit 37 on the basis of the binary output signal 11 of the AND circuit 37.
  • the frequency deviation threshold V or the amplitude threshold V2 in the distortion detector 8 is permanently set to an average value suitable for a large number of reception cases.
  • the interference criterion for the FM interference is present if the frequency sweep threshold V is exceeded by the frequency sweep in the intermediate-frequency or high-frequency signal at point 27, or if an amplitude demodulator 35 is used at the same time, the amplitude threshold V z also exceeds if there is an amplitude dip at point 28 becomes. It is known that the interference that can be heard with a system with an antenna is very strongly dependent on the current reception situation, has a very different character and varies greatly over time. With fixed thresholds for fault detection, the faults are recognized very quickly, but the switching frequency in the signal selector 19 then depends very much on the size and type of the faults.
  • the system switches too often between the selector inputs 19-1, ..., 19-n and if there are relatively small but audible faults, the system does not switch on.
  • the system is not able to always switch the currently best signal to the FM tuner with IF part 2 from the range of selector input signals. It is therefore particularly advantageous to dynamically adapt the thresholds to the average degree of interference. This interference level results from the extent of the amplitude fading, the multi-path reception with large transit time differences, intermodulation interference and adjacent channel interference in the case of a lack of selectivity of the FM tuner with IF part 2. It is very advantageous to raise the thresholds with an increasing average interference level.
  • the system signals the signals present at the input of the signal selector 19 to the FM Switches through tuner with IF part 2, which has the smallest interference during the search process.
  • the degree of interference can be determined in a manner known per se and the thresholds can be controlled accordingly.
  • the thresholds are controlled in a particularly advantageous manner in accordance with the signal properties of the high-frequency or intermediate-frequency signal 4.
  • the frequency-lifting properties of this signal 4 are present as signal 27 at the output of the frequency demodulator 32.
  • the frequency deviation threshold V1 is obtained from the output signal 27 of the frequency demodulator 32 with the aid of a frequency threshold control device 40.
  • FIG. 11 describes an advantageous embodiment of the frequency threshold control device 40.
  • the dynamically tracked threshold V1 is formed from 3 partial signals.
  • One of the 3 sub-signals is derived from the noise signal ratio. This is done with the aid of the NIS circuit 42, which is formed from a high-pass filter with a rectifier connected downstream with a discharge time constant.
  • the output signal 48 of the average circuit 42 is superimposed on the other partial signals in the summing circuit 44.
  • one of the partial signals from signal 27 is obtained with the aid of a frequency useful stroke meter 43, consisting of a low-pass filter with a downstream first rectifier and first integrator.
  • a frequency useful stroke meter 43 consisting of a low-pass filter with a downstream first rectifier and first integrator.
  • a further partial signal in the form of the signal 17 is obtained from the control circuit 9 in FIG. 5 with the aid of an alternating frequency detector 16, consisting of a rectifier circuit with an integrator, from the binary switching signals 13.
  • a particularly favorable dynamic control of the frequency swing threshold V1 is achieved by suitable weighting of the partial signals superimposed in the summing circuit 44. This weighting is to be carried out in such a way that, on the one hand, the sensitivity of the fault display is sufficiently large and, on the other hand, a false indication by the frequency useful stroke is excluded.
  • the simultaneous use of the amplitude modulator with a dynamic amplitude modulation threshold V2 is particularly advantageous for the detection of the presence of the reception disturbances mentioned at the beginning.
  • the amplitude disturbance is due to short-term amplitude No breaks marked in signal 4.
  • the depth of the drop in amplitude is indicated in signal 4.
  • the depth of the drop in amplitude is a measure of the extent of the disturbance.
  • the voltage at the output of the amplitude demodulator consists in the case of a fault-free DC voltage, the size of which corresponds to the amplitude of the signal 4, and has corresponding drops in the event of a fault. In order to be able to assess the extent of the present fault, the dips in the DC voltage must be measured.
  • the amplitude modulation threshold V2 is correspondingly raised as the signal-to-noise ratio becomes smaller in an advantageous development of the invention.
  • This noise is found in the output signal 28 of the AM demodulator 35.
  • the evaluation of the noise-signal ratio - (N / S) takes place in circuit 45 and is superimposed on signal 25 as DC voltage 24 in summing circuit 47.
  • the DC voltage 24 is obtained, for example, with the aid of a high-pass filter and a downstream rectifier with a low-pass filter with a cutoff frequency that is preferably below the lowest hearing frequency.
  • the limit frequency of the high pass is chosen so high that it does not detect the amplitude fluctuations (vehicle movement) which do not lead to interference.
  • the integration of the signal-to-noise ratio (N / S), as described, is preferably carried out with the temporal averaging circuits shown in FIGS. 11 and 12 in the form of the low-pass filters downstream of the rectifiers for the formation of the signals on line 48 or line 24. This is done, for example, in a known manner with the aid of a capacitance.
  • circuits 44 and 45 offer the possibility of appropriately raising the switching thresholds in poor reception situations with relatively large mean values of the disturbance and thus reducing the switching frequency. Excessive switching frequency is always associated with restlessness of the system and circuit-related residual faults.
  • the switching frequency can be set in such a way that a favorable dynamic sequence of the search for an undisturbed signal is effected in the different supply areas.
  • the discharge process is carried out in a manner known per se by connecting an ohmic resistor in parallel with the capacitance.
  • the switching frequency mentioned above can be selected appropriately. It is particularly advantageous here if the discharge time constant is chosen to be significantly greater than the minimally occurring activation time of an antenna signal. In the event of a disturbance that exceeds the threshold, this activation time is limited to the test time of the detector including the runtime caused by the FM receiver with IF part 2.
  • the group duration of the FM receiver with IF part 2 is generally limited by its IF bandwidth and is approximately 20 u.s.
  • the entirety of the disturbances is obtained with the aid of the distortion detector 8 in the form of a binary signal and is used in a suitable manner, as described below, to raise the threshold V or V2.
  • the use of the binary signal sequence present on the output of the distortion detector 8 on the line 11, which are passed on to the control circuit 9, is suitable. The greater the frequency of the pulses which, as already described, arise in the control circuit 9 and which indicate the presence of a disturbance, the worse the current received signal quality and the greater the total of the disturbances.
  • either the frequency of the occurrence of a disturbance is obtained from the binary signal on line 11, which the distortion detector 8 passes on to the control circuit 9, or derived from the address signal on line 12, and as a binary switching signal on line 13 for distortion tion detector 8 and used as a signal on line 17 in Figure 11 or 12 to raise the threshold voltage V, or V2.
  • An exemplary embodiment is shown in FIG. 5 where the frequency of the occurrence of a disturbance from pulse signals is obtained by an alternating frequency detector 16, for example a rectifier with a downstream low pass, and the distortion detector for increasing V or V z is fed from line 17.
  • the reshaped and integrated pulses are directly superimposed on the current threshold voltage. This applies both to the amplitude threshold V 2 and to the frequency sweep threshold V,.
  • the pulses in the frequency-of-change detector 16 can be converted into a ramp function, as shown in FIG. 6, and subsequently integrated.
  • the time t2 of the ramp is suitably set in such a way that a suitable switching frequency is set as a function of the average reception quality.
  • an exponential function is used by charging a capacitor for integration and simultaneous discharge via an ohmic resistor connected in parallel.
  • the discharge time constant t3 in FIG. 7 can be suitably selected by choosing a suitable product of capacitance and resistance.
  • the disturbances generated by the system's ongoing search for a signal worth receiving are thus limited to a tolerable value.
  • the frequency interference peaks of all signals are so large that they exceed the respective thresholds V1 or V2.
  • the cheapest signal is selected at the input of the signal selector 19.
  • Another advantageous exemplary embodiment ascertains the switching frequency of the signal selector 19. Each time the signal selector 19 is switched on, the IF signal on line 4 arises at the different signal inputs 19-1,... 19-m, due to the always different instantaneous values of the carrier amplitude of the signal selector 19, an amplitude jump.
  • an amplitude modulation-sensitive FM modulator for example a ratio detector, is used for the purpose of generating pulses at the time of switching, which outputs output pulses in the event of jumps in amplitude.
  • FM demodulators are known in radio reception technology and have this property if, as usual, the demodulator is not exactly matched to the center frequency. These pulses are averaged over time in a manner known per se and the current mean value is used to raise the thresholds.
  • the switching frequency is adapted to the present signal-to-noise ratio S / N.
  • the ratio of noise content to signal content N / S is determined.
  • the average signal-to-noise ratio N / S is obtained with the aid of the N / S circuit 42. This consists of a high-pass circuit, the cut-off frequency of which is preferably above the highest occurring frequency of the useful modulation signal, and a downstream rectifier circuit with averaging, which is carried out with the aid of a downstream integrator.
  • the average signal-to-noise ratio of the signals at the signal inputs 19-1, ..., 19-m of the signal selector 19 is determined by the N / S circuit 42 during the activation time.
  • the activation time is the time within which the system does not advance and the instantaneous signal-to-noise ratio is therefore smaller than the instantaneous value of a set switching threshold.
  • the discharge time constant of the integrator in the frequency useful stroke meter 43 is made dependent on the type of modulation. For example, it is set to be relatively short for voice broadcasts and relatively long for music broadcasts. If a music-speech detector is used, the modulation stroke peaks, which are generally larger in the case of speech transmissions, can be taken into account and a better ratio between switching frequency and signal quality can be achieved.
  • the modulation frequency useful stroke is measured in a known manner, as in FIG. 11, with the frequency useful stroke meter 43 and the discharge time constant is correspondingly shortened with increasing frequency useful stroke peaks.
  • the discharge time constant can be set in a manner known per se with the aid of an electronically adjustable resistor and a constant capacitor. Another embodiment provides for a suitable increase in the frequency sweep threshold as a function of the frequency of the frequency disturbance stroke peaks.
  • the simultaneous evaluation of the interference-related frequency swing peaks and the interference-related amplitude drops in the high-frequency or intermediate-frequency carrier is particularly advantageous for the operation of the antenna diversity system 1 .
  • An amplitude dip is associated with the occurrence of frequency interference peaks.
  • the extent of the instantaneous degree of amplitude modulation, which occurs simultaneously with a frequency interference spike, is measured at the amplitude threshold V 2 (FIG. 15). If the drop is greater than the threshold and there is a frequency interference spike at the same time, then it is certain that the received signal is disturbed at the moment and the system should search for another signal at the input of the signal selector 19.
  • the dynamic setting of the amplitude threshold as a function of the signal properties is particularly advantageous here.
  • the average value of the carrier amplitude at the output of the circuit 46 provides a favorable criterion for setting the amplitude threshold. As the mean carrier amplitude becomes smaller, the mean signal quality becomes smaller and the switching thresholds are retained. would lead to an unsuitable high switching frequency. To avoid this disadvantage, the mean carrier amplitude of circuit 46 is determined and used in summation circuit 47 to set switching threshold V2.
  • the energy content of the frequency interference peaks is also used to evaluate the frequency interference.
  • the disadvantage of the naturally occurring retardation of the dynamic threshold entrainment is avoided.
  • the signal after the FM demodulator 32 and the AM demodulator 35 is suitably delayed by a certain runtime such that e.g. when a large useful modulation stroke peak occurs and a subsequent comparison with the instantaneous threshold level V, this already has a value adapted to the large useful modulation stroke peak.
  • the transit time is selected so that it approximately corresponds to the transit time of the signal path between the FM demodulator output 27 and the input of the threshold value detector, where the comparison with the signal takes place.
  • the mute circuit 33 is a "mute" circuit of common knowledge. Either a blanking of the low-frequency signal on line 29 (FIG. 13) of the LF part of the FM receiver, not shown, or, in order to avoid switching noises, the instantaneous voltage of this LF signal can be kept for the time of the muting 33, after this Time to continue with the continuing signal.
  • the LF signal is evaluated with the mean value of the output signal at the output 48 of the N / S circuit 42 present signal-to-noise ratio. As the signal-to-noise ratio becomes smaller, it is advantageous to switch on the LF signal Line 29 (FIG. 14) to be reduced accordingly with the aid of a potentiometer 34, as a result of which residual disorders are assessed as less physiologically disruptive.

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Abstract

Eine Antennendiversity-Anlage für den mobilen Empfang frequenzmodulierter Schwingungen mit einem Empfänger, Antennen und einem Diversityprozessor. Eine optimale Anlage gemäss der Erfindung hat einen FM-Tuner mit ZF-Teil (2), mindestens zwei Antennen, wobei dem Diversityprozessor (3) ein zwischenfrequentes oder hochfrequentes Signal zugeführt wird, welches einer bestimmten, aus den Antennensignalen abgeleiteten linearen Kombination entspricht. Weiter enthält der Diversityprozessor (3) einen FM-Demodulator (32) mit einem daran angeschlossenen Frequenzhubschwellendetektor (31) und Mittel um im Abhängigkeit des Auftretens eines die Frequenzhubschwelle des Frequenzhubschwellendetektors (31) überschreitenden störungsbedingten Frequenzhubpulses im zwischenfrequenten oder hochfrequenten Signal eine andere aus den Antennensignalen abgeleitete lineare Kombiantion dem Tuner mit ZF-Teil (2) eingangsseitig zuzuführen.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Antennendiversity-Anlage für den mobilen Empfang frequenzmodulierter Schwingungen mit einem Empfänger, Antennen und einem Diversityprozessor. Solche Antennendiversity-Anlagen werden vorzugsweise zur Verbesserung des Rundfunkempfangs in Kraftfahrzeugen verwendet. Bislang sind hauptsächlich Systeme mit zwei Antennen verwendet worden. Ein solches Antennendiversity-System ist z.B. bekannt aus der Europäischen Patentanmeldung 0 036 139 B1. In diesem Fall wird die Anlage für den stationären Empfangsbetrieb verwendet. Bei dieser Anlage werden aus den Empfangssignalen von zwei Antennen unter Verwendung von Phasendrehgliedem mehrere Empfangssignale abgeleitet, die mit Hilfe eines Schalters an den Empfänger weitergegeben werden. Bei der Verwendung in Kraftfahrzeugen kommt es sehr auf das dynamische Verhalten der Diversityanlage an. Aufgrund der Fahrzeugbewegung ändern sich die Antennenspannungen laufend, so dass eine andauernde Überprüfung der Signalqualität erforderlich ist. Im Gegensatz zu der aus der obengenannten Patentanmeldung bekannten Diversityanlage ist somit die schnelle Erkennung einer vorliegenden Störung im Empfangssignal unverzichtbar. Die bekannte Anmeldung arbeitet langsam, da für eine stationäre Anwendung eine bestimmte Empfangssituation langzeitlich vorliegt. Für den Rundfunkempfang im Kraftfahrzeug ändert sich die Übertragungseigenschaft der Strecke zwischen Sendeantenne und Empfangsantenne laufend während der Fahrt. Durch die Überlagerung elektromagnetischer Wellen mit grossen unterschiedlichen Laufzeiten resultiert am Ausgang des Frequenzdemodulators ein erhöhtes Rauschen und eine Verzerrung der niederfrequenten Nachricht. Im Fall der Stereoaussendung führt dieser Effekt auch zu einem erhöhten Übersprechen zwischen den beiden Stereo-Kanälen. Aufgrund der Bewegung des Fahrzeugs und der Richtwirkung der Empfangsantennen ändern sich Nachbarkanalstörungen und Intermodulationsstörungen Häufig ist das System auch durch elektrische Störungen der bordeigenen elektrischen Aggregate gestört.
  • Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, eine Antennendiversity-Anlage anzugeben, die den Nachteil der langsamen Störungserkennung vermeidet und bei Vorliegen einer Störung aus einem Angebot von Antennensignalen das beste Antennensignal oder eine Kombination von Antennensignalen auswählt.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass die Anlage einen FM-Tuner mit ZF-Teil enthält, mindestens zwei Antennen 1-i (i=1, 2, ... n) enthält und dem Diversityprozessor ein zwischenfrequentes oder hochfrequentes Signal zugeführt wird, welches einer bestimmten aus des Antennensignalen abgeleiteten linearen Kombination entspricht, und der Diversityprozessor einen FM-Demodulator mit einem daran angeschlossenen Frequenzhubschwellendetektor und Mittel enthält um in Abhängigkeit des Auftretens eines die Frequenzhubschwelle des Frequenzhub- schwellendetektors überschreitenden störungsbedingten Frequenzhubpulses im zwischenfrequenten oder hochfrequenten Signal eine andere aus den Angennensignalen abgeleitete lineare Kombination dem Tuner mit ZF-Teil eingangsseitig zuzuführen.
  • Gemäss einem weiteren Kennzeichen ist die Antennendiversity-Anlage gekennzeichnet dadurch dass die Anlage ein FM-Tuner mit ZF-Teil enthält, mindestens zwei Antennen 1-i (i = 1, 2, ... n) enthält und dem Diversityprozessor ein zwischenfrequentes oder hochfrequentes Signal 4 zugeführt wird, welches einer bestimmten aus den Antennensignalen abgeleiteten linearen Kombination entspricht, und der Diversityprozessor einen AM-Demodulator mit einem daran angeschlossenen Amplitudenschwellendetektor und einen FM-Demodulator mit einem daran angeschlossenen Frequenzhubschwellendetektor und Mittel enthält um bei gleichzeitigem Auftreten eines die Amplitudenschwelle des AM-Schwellendetektors überschreitenden Amplitudeneinbruchs und eines die Frequenzhubschwelle des Frequenzhub- schwellendetektors überschreitenden störungsbedingten FrequenzhubpuIses im zwischenfrequenten oder hochfrequenten Signal eine andere aus den Antennensignalen abgeleitete lineare Kombination den Tuner mit ZF-Teil eingangsseitig zuzuführen.
  • Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen in der Unterdrückung hörbarer Empfangsstörungen auch im schnellbewegten Fahrzeug. Ein wesentlicher Vorteil besteht auch darin, dass ein Hauptteil der bekannten und häufig auftretenden Störungen unterschiedlichster Ursache durch die Erfindung vermieden werden. Zu diesen Störungen gehören insbesondere Amplitudenfading aufgrund von Mehrwegeempfang von Wellen mit kleinen Laufzeitunterschieden, sowie Verzerrungen am Ausgang des FM-Demodulators aufgrund von Mehrwegeempfang überlagerter Teilwellen mit grossen Laufzeitunterschieden, Nachbarkanalstörungen, Intermodulationsstörungen aufgrund des Empfangs grosser unerwünschter Signale und parasitäre von den Aggregaten fremder Fahrzeuge verursachten Störungen.
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in folgenden Zeichnungen dargestellt. Es zeigen:
    • Figur 1: Ein Blockschema von einer Antennendiversity-Anlage gemäss der Erfindung;
    • Figur 2: Ein Blockschema eines DiversityProzessors, zur Anwendung in der Antennendiversity-Anlage gemäss Figur 1;
    • Figur 3: Ein Blockschema einer Steuerschaltung zur Anwendung im Diversity-Prozessor gemäss Figur 2;
    • Figur 4: Ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Blockschemas eines Diversity-Prozessors zur Anwendung in der Antennendiversity-Anlage gemäss Figur 2;
    • Figur 5: Ein Blockschema einer Auswerteschaltung zur Anwendung im Diversity-Prozessor gemäss der Figuren 2 und 4;
    • Figur 6: Ein graphische Darstellung einer Zeitfunktion eines Rampenimpulses wie in der Auswerteschaltung gemäss Figur 5 auftritt;
    • Figur 7: Eine graphische Darstellung einer exponentiellen Zeitfunktion eines anderen Beispiels eines Rampenimpulses wie in der Auswerteschaltung gemäss Figur 5 auftritt.
    • Figur 8: Eine Ausführungsbeispiel einer Matrixschaltung zur Anwendung in der Antennendiversity-Anlage gemäss Figur 2;
    • Figur 9: Ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Matrixschaltung zur Anwendung in der Antennendiversity-Anlage gemäss Figur 2;
    • Figur 10: Ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Matrixschaltung zur Anwendung in der Antennendiversity-Anlage gemäss Figur 2;
    • Figur 11: Ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Bildung eines dynamischen Schwellenwert für Frequenzuhubstörungen zur Anwendung in einer Auswerteschaltung gemäss Figur 15;
    • Figur 12: Ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Bildung eines dynamischen Schwellenwertes für Amplitudenhubstörungen zur Anwendung in einer Auswerteschaltung gemäss Figur 15;
    • Figur 13: Ein Ausführungsbeispiel einer Stummschaltung zur Anwendung in der Antennendiversity-Anlage gemäss Figur 1;
    • Figur 14: Ein Ausführungsbeispiel einer geregelten Verstärkung des niederfreque- nten Signals im Empfänger zur Anwendung in der Antennendiversity-Anlage gemäss Figur 1;
    • Figur 15: Ein Ausführungsbeispiel eines Verzerrungsdetektors zur Anwendung in der Antennendiversity-Anlage gemäss Figur 1.
  • In Figur 1 ist eine Antennendiversity-Anlage 1 mit n Antennen 1-1, 1-2, ..., i-i, ..., 1-n, einem Diversityprozessor 3 mit ebenso vielen Eingängen 3-1, 3-2, ..., 3-i, ... 3-n, einem nachgeschalteten FM-Tuner mit ZF-Teil 2 und einer ZF-Rückführung 4- in dem Diversityprozessor 3 angegeben. Im Diversityprozessor 3 ist gemäss Figur 2 ein-Verzerrungsdetektor 8 enthalten, wie zum Beispiel beschrieben in der deutschen Offenlegungsschrift 33 26 062 oder in der nicht vorveröffentlichten deutschen Patentanmeldung P 33 34 735, der bei Erkennen einer eine Frequenzhubschwelle oder zusätzlich eine Amplitudenschwelle überschreitenden Störung im ZF-Signal, ein binäres Signal über eine Leitung 11 an eine Steuerschaltung 9 abgibt. Dieses binäre Signal wird im Falle einer Störung auf näher zu beschreibende Weise, veranlassen, dass das via Leitung 5 dem FM-Tuner mit ZF-Teil 2 zugeführt Hochfrequenzsignal auf eine andere Weise aus den Antennensignalen der Antennen 1-1, ..., 1-n abgeleitet wird. Aufgrund der kurzen Erkennungszeit des Diversityprozessors 3 für das Vorliegen einer Störung, können in kurzer Zeit entsprechend viele Signalkombinationen, die sich aus den Antennensignalen herleiten lassen, auf ihre Signalqualität überprüft werden. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass zu jedem Zeitpunkt bei Existenz mindestens eines ungestörten Kombinationssignals ein solches Signal durch Auswahl an Klemme 20 erscheint.
  • In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung gemäss Figur 2 ist der Diversityprozessor 3 mit einem Antennencombiner 10 und einer Auswerteschaltung 30 ausgestattet. Aufgabe des Antennencombiners 10 ist es, aus den n angelieferten Antennensginalen der Antennen 1-1, ..., 1-n eine Reihe von m Linearkombinationen zu bilden und eine dieser Linearkombinationen jeweils zum FM-Tuner mit ZF-Teil 2 durchzuschalten. Bei Auftreten einer Störung nach einem Störungskriterium in der Auswerteschaltung 30 ist der Antennencombiner 10 derart eingerichtet dass unter Ansteuerung der Auswerteschaltung 30 eine andere Linearkombination zum FM-Tuner mit ZF-Teil 2 durchgeschaltet wird. Im Antennencombiner 10 ist zu diesem Zwecke eine Matrixschaltung 18 und ein Signalselektor 19 enthalten wobei die Matrixschaltung die n Antennensignale zu m Linearkombinationen dieser Signale verknüpft. Der auf der Matrixschaltung 18 angeschlossene Signalselektor 19 ist im allgemeinsten Fall ein adressierbarer Schalter, der bei Ansteuerung mit einem durch die Auswerteschaltung 30 auf die Leitung 12 abgegebenen Adresssignal einen bestimmten Signaleingang 19-1, ... 19-m mit dem Ausgang 20 verbindet. Besonders vorteilhaft ist eine binäre Ausgestaltung des Adressignals auf Leitung 12. In einer vorteilhaften Form wird die Auswerteschaltung 30 durch einen Verzerrungsdetektor 8 und eine Steuerschaltung 9 gebildet. Der Verzerrungsdetektor 8 besteht entweder zum Beispiel aus einem breitbandigen FM-Demodulator 32 (Figur 15) mit nachgeschaltetem erstem Frequenzhubschwellendetektor 31 mit direkter Signalabgabe (sehe gestrichelte Linie) oder, wenn gewünscht, zusätzlich aus einem AM-Demodulator (35) mit einem nachgeschalteten zweiten Schwellendetektor (36) und eine UND-Schaltung (37) welche beide in der Figur 15 dargestellt sind. Das genannten Störungskriterium liegt bei ausschliesslicher Verwendung eines FM-Demodulators dann vor, wenn ein Frequenzhubstörung im ZF-Signal der Rückführung 4 (Figur 2) erscheint, der eine vorliegende Frequenzhubschwelle V, (Fig. 15) des geeignet eingestellten Frequenzhub- schwellendetektors (31), der durch eine Komparatorschaltung gebildet ist, überschreitet. Somit ist die Schaltung 51 ein Frequenzstörhubindikator. Im Falle der zusätzlichen Verwendung eines AM-Demodulators (35) ist das genannte Störungskriteriüm dann gegeben, wenn sowohl ein Amplitudeneinbruch vorliegt, der eine geeignet eingestellte Amplitudenschwelle V2 des AM-Schwellendetektors (36), der ebenfalls durch eine Komparatorschaltung gebildet ist, überschreitet, als auch eine Frequenzhubstörung erscheint, der die obengenannte Frequenzhubschwelle V, des Frequenzhub-Schwellendetektors - (31) überschreitet. Durch die Verknüpfung in der UND-Schaltung (37) wird auf diese Weise ein besonders sichere Störungskennung erzielt. Bei Vorliegen des Störungskriteriums wird durch den Verzerrungsdetektor 8 über die Leitung 11 das logische Signal "1" (siehe Figur 15) an die Steuerschaltung 9 in der Auswerteschaltung 30 wettergegeben. Beim Vorliegen dieses Signals wird in der Steuerschaltung 9, z.B. mit Hilfe eines Monoflops 14 ein Puls generiert. Dieser Puls wird gegebenenfalls einem nicht gezeichneten µ-Prozessor zugeführt, der in Antwort darauf ein binäres Adresssignal, zum Beispiel den Zählerstand eines nicht gezeichneten Pulszählers, an den Signalselektor 19 weitergibt, um so einen bestimmten Signaleingang 19-j, (j=1, 2, ..., m) mit dem Eingang 20 des FM-Tuners 2 zu verbinden. In einem weiteren Ausführungsbeispiel werden die Signaleingänge 19-1, ..., 19-m am Signalselektor 19 nach einer bestimmten in dem µ-Prozessor der Steuerschaltung 9 gespeicherten Prioritätenliste mit dem Eingang 20 des FM-Tuners mit ZF-Teil 2 bei Auftreten des Störungskriteriums verbunden. Entsprechend dieser Prioritätenliste werden in der Steuerschaltung 9 Adresssignale 12 generiert. Eine derartige Prioritätenliste wird anhand von vorausgehenden Empfangsmessungen am Fahrzeug und der Feststellung der Effizienz der verschiedenen Linearkombinationen der Antennensignale festgelegt und in der Steuerschaltung 9 des Diversityprozessors 3 implëmentiert. In einem besonders einfachen Ausführungsbeispiel werden die Signaleingänge 19-1, ..., 19-m mit gleicher Priorität belegt und die Signaleingänge 19-1, ..., 19-m werden bei Auftreten des Störkriteriums zyklisch mit dem FM-Tuner mit ZF-Teil2 verbunden.
  • Die Matrixschaltung 18 ist im allgemeinen, wie Figur 2 zeigt, mit n Antenneneingängen 3-1, ..., 3-n und der Signalselektor 19 mit m Signaleingängen 19-1, ..., 19-n versehen. Jeder Antenneneingang 3- j, (j=1, 2, ..., n) ist dabei mit einem Signaleingang 19-j (j=1, 2, ..., n) des Signalselektors 19 über ein Amplitudengewichtungsglied (Figur 8) 23-1, 23-j; ...; 23-n-1, 23-n-k und ein Phasendrehgfied 22-1, ..., 22-j; ...; 22-i-1, 22-n-k verbunden. In einer nachfolgenden Summenschaltung 38 werden bestimmte Signale auf den Eingängen 38-1-1, ..., 38-1-j; ...; 38-n-1, ..., 38-n-k) durch Summation miteinander zu m Signalen an den Ausgängen 19-1, ..., 19-m verknüpft. Wesentlich für eine gute Wirkung ist, dass die aus Linearkombinationen der Antennensignale gebildeten Selektoreingangssignale (19-1, ..., 19-m) statistisch möglichst unabhängig voneinander sind. Linearkombinationen werden dadurch gebildet, dass jedes Antennensignal in der Amplitude gewichtet und in der Phase mit Hilfe eines Phasenschiebers (22-1, ..., 22-n) (Figur 8) verändert wird und alle Signale zusammengefasst werden. Dazu sind dieAmplitudengewichtungsglieder (23-1, ..., 23-n) zum Beispiel derart gestaltet, dass die Mittelwerte der Empfangssignale an den Selektoreingängen (19-1...., 19-n) untereinander gleich gross sind. Im Falle der Verwendung von Antennen mit Verstärkern sind die Amplitudengewichtungsglieder (23-1, ..., 23-n) so eingestellt, dass die Signalrauschverhältnisse an den Selektoreingängen (19-1, ..., 19-n) nahezu gleich sind. Dadurch wird sichergestellt, dass die mittlere Signalqualität an allen Selektoreingängen 19-1, ..., 19-n gleich ist und somit jeder Selektoreingang 19-j U = 1, 2, ..., n) mit gleicher Wahrscheinlichkeit für den Empfangsbetrieb herangezogen wird. Bei angenähert gleicher Leistungsfähigkeit der Antennen (1-1, ..., 1-n) können diese Amplitudengewichtungsglieder - (23-1, ..., 23-n) als einfache Durchschaltungen ausgeführt werden. Die Phasendrehglieder (22-1-1, . , 22-1-j; ...; 22-n-1, ..., 22-n-k) werden empirisch derart eingestellt dass bei Störung von mehreren Antennensignalen die Wahrscheinlichkeit für die Störungsfreiheit des kombinierten Signals möglichst gross ist. Vielfach ist die Zahl n der an einem Fahrzeug verwendbaren Antennen auf eine niedrige Zahl begrenzt. In diesem Fall ist es zweckmässig die Zahl m der Selektoreingänge (19-1, ... 19-m) grösser zu wählen, als die Zahl n der Antennen. Im einfachsten Fall kann auch m = n sein und die Matrixschaltung 18 verbindet die Eingänge 3-1, ..., 3-n mit den jeweils entsprechenden Ausgängen 19-1, ..., 19-n direkt durch. Besonders vorteilhaft ist die Schaffung von vier Signalen an Eingängen (19-1, ..., 19-4) von Signalselektor 19,deren Signale aus 2 Antenneneingangssignalen an Eingängen 3-1, 3-2 gibildet werden. Dies geschieht z.B., wie Figur 9 zeigt, durch Summen-und Differenzbildung der beiden Antenneneingangssignale in Summier -und Differenzschaltungen 21-1, 21-2 bei denen das Summensignal und das Diffenzsignal den Signaleingängen 19-2 und 19-3 zugeführt werden und bei dem die getrennte Zuführung der Antenneneingangssignale zu weiteren zwei Signaleingängen 19-1, 19-4 vom Signalselektor 19 erfolgt. Somit lassen sich aus jeweils zwei Antenneneingangssignale an vier Signalselektoreingänge 19-1, ... 19-4 vier weitgehend voneinder unabhängige Eingangssignale bilden. Figur 10 zeigt die beispielhafte Anwendung dieses Prinzips mit drei Antenneneingangssignalen 3-1, 3-2, 3-3, aus denen neue Eingangssignale für die Signalselektoreingänge 19-1, ..., 19-9 gebildet werden. Versuche haben gezeigt, dass die Vergrösserung der Anzahl m der Signalkombinationen bei vorgegebener Antennenzahl n eine wesentliche Verbesserung des Empfangs mit der Antennendiversity-Anlage bewirkt. Diese Verbesserung ist jedoch kleiner als mit der Verwendung einer entsprechenden Vielzahl zusätzlicher unabhängig voneinander empfangender Antennen. Bei einer vorgegebenen Anzahl n von Antennen am Fahrzeug, die nicht unabhängig voneinander emfangen, das heisst deren Signale nicht vernachlässigbar miteinander korreliert sind, können durch Empfangsmessungen am Fahrzeug besonders günstige Linearkombinationen von Antennensignalen mit Hilfe geeigneter Amplitudengewichtungsglieder 23-1, ..., 23-n und Phasendrehschieber 22-1, ..., 22-n gebildet werden, derart, dass das Auftreten der Störungen an bestimmten Ausgängen unabhängiger wird. Diese Kombinationen können in der Matrixschaltung 18 entsprechend realisiert werden.
  • Figur 15 zeigt den grundsätzlichen Aufbau einer beispielhaften Ausführungsform des Verzerrungsdetektors 8. In diesen Fall erfolgt sowohl eine Auswertung des Frequenzstörhubs als auch der störungsbedingten Amplitudenmodulation im zwischenfrequenten bzw. hochfrequenten Signal 4.
  • In einer besonders einfachen Ausführungsform wird die Störung des Signals 4 ausschliesslich aus dem Frequenzstörhub ermittelt. In diesen Fall besteht der Frequenzstörhubindikator 51 beispielhaft aus einen Frequenzdemodulator 32, dessen Ausgangssignal 27 dem Frequenzhubschwellendetektor 31 zugeführt ist. Der Frequenzhubschwellendetektor 31 zugeführt ist. Der Frequenzhubschweiiendetektpr 31 ist in einer einfachen Ausführungsform als Komparatorschaltung realisiert. Überschreitet der aktuelle Frequenzhub eine entsprechend vorgegebene Schwelle V1, so zeigt das Ausgangssignal des Frequenzhubschwellendetektors 31 binär das Vorliegen einer Störung im Frequenzhub an. Der Frequenzdemodulator 32 bildet in Verbindung mit dem Frequenzhubschwellendetektor 31 somit einen Frequenzstörhubindikator 51, dessen Anzeige von der Einstellung der in ihm gebildeten Schwelle V1 abhängt, die grösser eingestellt ist als der aktuelle Frequenznetzhub.
  • In einer besonders leistungsfähigen Ausführungsform des Verzerrungsdetektors 8 wird im Störamplitudenmodulationsindikator 52 in Figur 15 die störungsbedingte Amplitudenmodulation des frequenzmodulierten Signals 4 zusätzlich mit Hilfe eines an sich bekannten Amplitudendemodulators 35 gewonnen, dessen Ausgangssignal 28 in einem nachgeschalteten Komparator 36 mit einer Schwelle V2 verglichen wird. Das Ausgangssignal des Komparators 36 zeigt somit binär das Vorliegen einer Amplitudenstörung an. Eine besonders sichere und schnelle Anzeige einer Störung ist gewährleistet, wenn mit Hilfe einer UND-Schaltung 37 das gleichzeitige Vorliegen einer Frequenzhub-und Amplitudenstörung anhand des binären Ausgangssignals 11 der UND-Schaltung 37 festgestellt wird. Liegen also am Ausgang des Frequenzstörhubindikators 51 und am Störamplitudenmodulationslndikator 52 gleichzeitig Störindikationen vor, so wird am Ausgang der UND-Schaltung 37 im logischen Signal 11 eine Störung des zwischenfrequenten oder hochfrequenten Signals 4 angezeigt.
  • In einem besonders einfachen Ausführungsbeispiel ist die Frequenzhubschwelle V, beziehungsweise die Amplitudenschwelle V2im Verzerrungsdetektor 8 auf einen mittleren, für eine Vielzahl von Empfangsfällen geeigneten Wert fest eingestellt.
  • Das Störungskriterium für die FM-Störung liegt vor, wenn die Frequenzhubschwelle V, vom Frequenzhub im zwischenfrequenten oder hochfrequenten Signal am Punkt 27 überschritten wird, oder im Fall der gleichzeitigen Verwendung eines Amplitudendemodulators 35 auch die Amplitudenschwelle Vz bei Vorliegen eines Amplitudeneinbruches an Punkt 28 überschritten wird. Es ist bekannt, dass die mit einem System mit einer Antenne hörbaren Störungen sehr stark von der aktuellen Empfangssituation abhängig sind, stark unterschiedlichen Charakter haben und mit der Zeit stark variieren. Mit fest eingestellten Schwellen für die Störungserkennung werden zwar die Störungen - sehr schnell erkannt, die Umschalthäufigkeit im Signalselektor 19 hängt dann jedoch sehr stark von der Grösse und der Art der Störungen ab. Bei Vorliegen grosser Störungen schaltet das System zu häufig zwischen den Selektoreingängen 19-1, ..., 19-n um und bei Vorliegen verhältnismässig kleiner, jedoch noch hörbarer Störungen schaltet das System nicht weiter. Zusätzlich ist das System nicht in der Lage, aus dem Angebot der Selektoreingangssignale immer das aktuell beste Signal zum FM-Tuner mit ZF-Teil 2 durchzuschalten. Es ist deshalb besonders vorteilhaft die Schwellen dynamisch dem mittleren Störgrad anzupassen. Dieser Störgrad resultiert aus dem Ausmass des Amplitudenfading, dem Mehrwegeempfang mit grossen Laufzeitunterschieden, Intermodulationsstörungen sowie Nachbarkanalstörungen bei mangelnder Trennschärfe des FM-Tuner mit ZF-Teil 2. Es ist sehr vorteilhaft die Schwellen mit wachsendem mittleren Störgrad anzuheben. Dies bewirkt, dass die Umschalthäufigkeit auch in Empfangsgebieten mit grossen Störungen nicht zu gross wird und es stellt sich hierbei der sehr wesentliche Vorteil ein, dass durch die dynamische Nachführung der Schwellen das System dasjenige Signal der.am Eingang des Signalselektors 19 vorliegenden Signale zum FM-Tuner mit ZF-Teil 2 durchschaltet, das bei dem Suchvorgang die kleinste Störung besitzt. Hierfür kann der Störgrad auf an sich bekannte Weise ermittelt und die Schwellen entsprechend gesteuert werden.
  • Die Steuerung der Schwellen erfolgt auf besonders vorteilhafte Weise entsprechend der Signaleigenschaften des hochfrequenten bzw. zwischenfrequenten Signals 4. Die Frequenzhubeigenschaften dieses Signals 4 liegen als Signal 27 am Ausgang des Frequenzdemodulators 32 vor. Auf besonders vorteilhafte Weise wird die Frequenzhubschwelle V1 mit Hilfe einer Frequenzschwellenregeleinrichtung 40 aus dem Ausgangssignal 27 des Frequenzdemodulators 32 gewonnen. Im Falle der zusätzlichen Auswertung der störungsbedingten Amplitudenmodulation ist es besonders vorteilhaft, auch die Amplitudenschwelle V2 dynamisch einzustellen. Dies geschieht erfindungsgemäss mit Hilfe einer Amplitudenschwellenregeleinrichtung 41, welche die Schwelle V2 aus dem Ausgangssignal 41, welche die Schwelle V2 aus dem Ausgangssignal 28 des Amplitudendemodulators 35 erzeugt.
  • Figur 11 beschreibt eine vorteilhafte Ausführungsform der Frequenzschwellenregeleinrichtung 40. In diesem Beispiel wird die dynamisch nachgeführte Schwelle V1 aus 3 Teilsignalen gebildet. Eines der 3 Teilsignale wird aus dem Rausch-Signalverhältnis abgeleitet. Dies geschieht mit Hilfe der NIS-Schaltung 42, die aus einem Hochpassfilter mit nachgeschaltetem Gleichrichter mit einer Entladezeitkonstante gebildet ist Das Ausgangssignal 48 der Mittelwertschaltung 42 wird in der Summiershcaltung 44 den anderen Teilsignalen überlagert. In einer besonders vorteilhaften Weiterbildung der Schaltung wird eines der Teilsignale aus dem Signal 27 mit Hilfe eines Frequenznutzhubmessers 43, bestehend aus einem Tiefpassfilter mit nachgeschaltetem ersten Gleichrichter und erstem Integrator gewonnen. Im Ausführungsbeispiel in Figur 11 wird aus der Steuerschaltung 9 in Figur 5 mit Hilfe eines Wechselhäufigkeitsdetektors 16, bestehend aus einer Gleichrichterschaltung mit Integrator aus den binären Schaltsignalen 13 ein weiteres Teilsignal in Form des Signals 17 gewonnen. Durch geeignete Gewichtung der in der Summierschaltung 44 überlagerten Teilsignale wird eine besonders günstige dynamische Steuerung der Frequenzhubschwelle V1 erreicht. Diese Gewichtung ist derart vorzunehmen, dass einerseits die Empfindlichkeit der Störungsanzeige ausreichend gross ist und andererseits eine Fehlindikation durch den Frequenznutzhub ausgeschlossen ist.
  • Besonders vorteilhaft für die Erkennung für das Vorliegen der eingangs genannten Empfangsstörungen ist die gleichzeitige Anwendung des Amplitudenmodulators mit einer dynamischen Amplitudenmodulationsschwelle V2. Die Amplitudenstörung ist durch kurzzeitige Amplitudeneinbrüche im Signal 4 gekennzeichnet. Die Tiefe der Amplitudeneinbrüche im Signal 4 gekennzeichnet. Die Tiefe der Amplitudeneinbrüche ist ein Mass für das Ausmass der Störung. Die Spannung am Ausgang des Amplitudendemodulators besteht im störungsfreien Fall aus einer zeitunabhängigen Gleichspannung, deren Grösse der Amplitude des Signals 4 entspricht und besitzt im Störungsfall entsprechende Einbrüche. Um das Ausmass der vorliegenden Störung bewerten zu können, müssen die Einbrüche an der Gleichspannung gemessen werden. Dies geschieht durch Anheben der Amplitudenmodulationsschwelle V2 mit wachsender Amplitude des Signals 4. Dies geschieht mit Hilfe eines Tiefpasses in der Schaltung 46, an dessen Ausgang eine der Teilspannungen zur Anhebung der Amplitudenmodulationsschwelle V2 in Form des Signals 25 vorliegt. Um zwischen den unterschiedlichen Signalqualitäten der Antennensignale unterscheiden zu können, ist es notwendig, die Amplitudenmodulationsschwelle V2 zusätzlich in Abhängigkeit der Amplitudeneinbrüche des Signals 4 geeignet anzuheben. Dies geschieht auf vorteilhafte Weise durch zusätzliche Verwendung eines Spitzenwertgleichrichters mit Entladezeitkonstante in der Schaltung 46, in der das Ausgangssignal des Tiefpasses zu der Ausgangsspannung des Spitzenwertgleichrichters hinzu addiert wird. Zur Vermeidung einer zu grossen Umschalthäufigkeit bei stark verrauschten Signalen wird in einer vorteilhaften Weiterführung der Erfindung die Amplitudenmodulationsschwelle V2 mit kleiner werdendem Signal-Rauschverhältnis entsprechend angehoben. Dieses Rauschen findet sich im Ausgangssignal 28 des- AM-Demodulators 35 wieder. Die Auswertung des Rausch-Signalverhältnisses - (N/S) erfolgt in Schaltung 45 und wird als Gleichspannung 24 in der Summierschaltung 47 dem Signal 25 überlagert. Die Gleichspannung 24 wird hierbei z.B. mit Hilfe eines Hochpasses und eines nachgeschalteten Gleichrichters mit Tiefpass mit einer Grenzfrequenz, die vorzugsweise unterhalb der niedrigsten Hörfrequenz liegt, gewonnen. Die Grenzfrequenz des Hochpasses wird so hoch gewählt, dass er die nicht zu Empfangsstörungen führenden Amplitudenschwankungen (Fahrzeugbewegung) nicht erfasst.
  • Die Integration des Stör-Signalabstandes (N/S), wie beschrieben, erfolgt vorzugsweise mit den in den Fig. 11 und 12 wiedergegebenen zeitlichen Mittelwertsbildungsschaltungen in Form der den Gleichrichtern nachgeschalteten Tiefpässe für die Bildung der Signale auf der Leitung 48 bzw. Leitung 24. Dies geschieht z.B.auf bekannte Weise mit Hilfe einer Kapazität.
  • Diese Schaltungen 44 und 45 bieten die Möglichkeit, in schlechten Empfangslagen mit verhältnismässig grossen Mittelwerten der Störung die Schaltschwellen geeignet anzuheben und somit die Umschalthäufigkeit zu reduzieren. Zu grosse Umschalthäufigkeit ist stets mit einer Unruhe des Systems und schaltungsbedingten Reststörungen verbunden. Durch die Anhebung der Schaltwschwellen wird auf ideale Weise bewirkt, dass während der Fahrt stets die Antenne 1-i (i = 1, 2, ..., n) mit dem besten Signalstörabstand beziehungsweise nur die Signalkombinationen der Antennen mit den besseren Signalen ausgewählt werden. Durch Einstellung einer geeigneten Entladecharakteristik kann die Umschalthäufigkeit derart eingestellt werden, dass in den verschiedenen Versorgungsgebieten ein günstiger dynamischer Ablauf des Suchvorgangs nach einem ungestörten Signal bewirkt wird. Im einfachsten Fall wird der Entladevorgang auf an sich bekannte Weise durch Parallelschaltung eines ohmschen Widerstanes zur Kapazität realisiert. Durch Einstellung derEntladezeitkonstante kann die oben erwähnte Umschalthäufigkeit geeignet gewählt werden. Hierbei ist es besonders vorteilhaft, wenn die Entladezeitkonstante wesentlicher grösser gewählt wird als die minimal vorkommende Aufschaltzeit eines Antennensignals. Diese Aufschaltzeit ist im Falle einer vorliegenden, die Schwelle überschreitende Störung, auf die Prüfzeit des Detektors inklusive der durch den FM-Empfänger mit ZF-Teil 2 bedingten Laufzeit beschränkt. Die Gruppenlaufzeit des FM-Emfänger mit ZF-Teil 2 ist im allgemeinen durch seine ZF-Bandbreite nach unten begrenzt und beträgt circa 20 u.s. In einem weiteren Ausführungsbeispiel wird die Gesamtheit der Störungen mit Hilfe des Verzerrungsdetektors 8 in Form eines binaren Signals gewonnen und auf geeignete Weise, wie im folgenden beschrieben, zu Anhebung der Schwelle V, beziehungsweise V2 verwendet. Hierfür ist die Verwendung der am Ausgang des Verzerrungsdetektors 8 vorliegenden binären Signalfolge auf der Leitung 11, die an die Steuerschaltung 9 weitergegeben werden, geeignet. Je grösser die Häufigkeit der Pulse ist, die wie schon beschrieben, in der Steuerschaltung 9 entstehen und die das Vorliegen einer Störung anzeigen, umso schlechter ist die aktuelle Empfangssignalqualität und umso grösser ist demnach die Gesamtheit der Störungen.
  • In einem Ausführungsbeispiel, gemäss Figur 4, werden entweder die Häufigkeit des Auftretens einer Störung aus dem Binärsignal auf Leitung 11 gewonne, die der Verzerrungsdetektor 8 an die Steuerschaltung 9 weitergibt, beziehungsweise aus dem Adressignal .auf Leitung 12 abgeleitet, und als binäres Schaltsignal auf Leitung 13 zum Verzerrungsdetektor 8 zurückgeführt und als Signal auf Leitung 17 in Figur 11 oder 12 zur Anhebung der Schwellenspannung V, oder V2 verwendet. Ein Ausführungsbeispiel zeigt Figur 5 wo die Häufigkeit des Auftretens einer Störung aus Pulssignalen durch einen Wechselhäufigkeitsdetektor 16, z.B. einen Gleichrichter mit nachgeschaltetem Tiefpass, gewonnen wird, und von Leitung 17 den Verzerrungsdetektor zur Anhebung von V, beziehungsweise Vz zugeführt wird. Die umgeformten und integrierten Pulse werden dabei direkt der momentan bestehenden Schwellenspannung überlagert. Dies gilt sowohl für die Amplitudenschwelle V2 als auch für die Frequenzhubschwelle V,. In einer einfachen Ausführungsform können die Pulse in dem Wechselhäufigkeitsdetektor 16 in eine Rampenfunktion, wie gezeigt in Figur 6, umgeformt werden und nachher integriert werden. Hierbei wird die Zeit t2 der Rampe geeignet eingestellt derart, dass sich abhängig von der mittleren Empfangsqualität eine geeignete Umschalthäufigkeit einstellt. In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird eine Exponentialfunktion durch Aufladung eines Kondensators zur Integration und gleichzeitiger Entladung über einen parallel geschalteten ohmschen Widerstand verwendet. Hierbei kann die Entladezeitkonstante t3 in Figur 7 durch Wahl eines geeigneten Produkts aus Kapazität und Widerstand passend gewählt werden. Durch diese Massnahmen wird bewirkt, dass durch entsprechende Anhebung der Umschaltschwellen V, beziehungsweise V2 auch bei empfangsunwürdigen Empfangssignalen auf allen Antennen sich eine begrenzte Umschalthäufigkeit einstellt. Die Störungen, die durch das laufende Suchen des Systems nach einem empfangswürdigen Signal erzeugt werden, bleiben damit auf einen tolerierbaren Wert begrenzt. Im Falle sehr grosser Störungen sind die Frequenzstörhubspitzen aller Signale so gross, dass sie die jeweiligen Schwellen V1 bzw. V2 überschreiten. In diesem Falle wird das günstigste Signal am Eingang des Signalselektors 19 ausgewählt. Ein weiteres vorteilhaftes Ausführungsbeispiel ermittel die Schalthäufigkeit des Signalselektors 19. Mit jeder Weiterschaltung des Signalselektors 19 entsteht im ZF-Signal auf Leitung 4, bedingt durch die stets unterschiedlichen Momentanwerte der Trägeramplitude, an den verschiedenen Signaleingängen 19-1, ..., 19-m des Signalselektors 19, ein Amplitudensprung. In einem besonders einfachen Ausführungsbeispiel wird zum Zwecke der Erzeugung von Pulsen zum Umschaltzeitpunkt ein Amplitudenmodulation empfindlicher FM-Modulator z.B. einen Ratiodetektor, verwendet, der bei Amplitudensprüngen Ausgangspulse abgibt. Solche FM-Demodulatoren sind in der Rundfunkempfangstechnik bekannt und haben diese Eigenschaft, wenn der Demodulator, wie üblich, nicht exakt auf die Mittenfrequenz abgestimmt ist. Diese Pulse werden auf an sich bekannte Weise zeitlich gemittelt und der aktuelle Mittelwert wird zur Anhebung der Schwellen benutzt.
  • In einem weiteren Ausführungsbeispiel wird die Umschalthäufigkeit an das vorliegende Signal-Rauschverhäitnis S/N angepasst. Um zu verhindern, dass bei zu kleinem Signal-Rauschverhältnis die Umschalthäufigkeit zu gross wird und dadurch zusätzliche Störungen durch Umschatten entstehen, wird das Verhältnis von Rauschinhalt zu Signalinhalt N/S festgestellt. In dem Ausführungsbeispiel in Fig. 11 wird der mittlere Stör-Signalabstand N/S mit Hilfe der N/S-Schaltung 42 gewonnen. Diese besteht aus einer Hochpasschaltung, deren Grenzfrequenz vorzugsweise oberhalb der höchsten vorkommenden Frequenz des Nutzmodulationssignals liegt und einer nachgeschalteten Gleichrichterschaltung mit Mittelwertsbildung, die mit Hilfe eines nachgeschalteten Integrators erfolgt. In Fig. 11 wird der mittlere Signalstörabstand der Signale an den Signaleingängen 19-1, ..., 19-m des Signalselektors 19 während der Aufschaltzeit durch die N/S-Schaltung 42 ermittelt. Als Aufschaltzeit wird die Zeit bezeichnet, innerhalb deren das System nicht weiterschaltet und demnach der momentane Signalstörabstand kleiner ist als der Momentanwert einer eingestellten Schaltschwelle.
  • In einer weiteren Ausführungsbeispiel wird die Entladezeitkonstante des Integrators im Frequenznutzhubmesser 43 (Figur 11) von der Art der Modulation abhängig gestalten. Sie ist beispielhaft bei Sprachsendungen verhältnissmässig kurz und bei Musiksendungen verhälntismässig lang eingestellt. Bei Verwendung einer Musik-Sprach-Detektor kann der in der Regel bei Sprachsendungen grösseren Modulationshubspitzen Rechnung getragen werden und ein besseres Verhältnis von Umschalthäufigkeit und Signalqualität erzielt werden. In einer besonders einfachen Ausführungsbeispiel wird der Modulationsfrequenznutzhub auf bekannte Weise, wie in Figur 11, mit dem Frequenznutzhubmesser 43 gemessen und mit wachsenden Frequenznutzhubspitzen die Entladezeitkonstante entsprechend verkürzt. Die Entladezeitkonstante kann auf an sich bekannte Weise mit Hilfe eines elektronisch einstellbaren Widerstandes und eines konstanten Kondensators eingestellt werden. Eine weitere Ausführung sieht geeignete Anhebung der Frequenzhubschwelle in Abhängigkeit von der Häufigkeit der Frequenzstörhubzpitzen vor.
  • Besonders vorteilhaft für den Betrieb der Antennendiversity-Anlage 1 ist die gleichzeitige Auswertung der störungsbedingten Frequenzhubspitzen und der gleichzeitig auftretenden störungsbedingten Amplitudeneinbrüche des hochfrequentenbeziehungsweise zwischenfrequenten Trägers. Mit dem Auftreten von Frequenzstörhubspitzen ist jeweils ein Amplitudeneinbruch verbunden. Das Ausmass des momentanen Amplitudenmodulationsgrad, der mit einer Frequenzstörhubspitze gleichzeitig auftritt, wird an die Amplitudenschwelle V2 (Figur 15) gemessen. Ist der Einbruch grösser als die Schwelle und liegt gleichzeitig eine Frequenzstörhubspitze vor, dann ist es sicher, dass das Empfangssignal im Moment gestört ist und das System nach einem anderen Signal am Eingang des Signalselektors 19 suchen soll. Besonders vorteilhaft hierbei ist die dynamische Einstellung der Amplitudenschwelle in Abhängigkeit von den Signaleigenschaften. Hierbei liefert der mittlere Wert der Trägeramplitude am Ausgang der Schaltung 46 (Figur 12) ein günstiges Kriterium für die Einstellung der Amplitudenschwelle. Mit kleiner werdender mittleren Trägeramplitude wird die mittlere Signalqualität kleiner und ein Beibehalten der Schaltschwellen--. würde zu einer unzweckmässig grossen Umschalthäufigkeit führen. Um diesen Nachteil zu vermeiden, wird die mittlere Trägeramplitude von Schaltung 46 ermittelt und in der Summationsschaltung 47 zur Einstellung der Schaltschwelle V2 verwendet.
  • In einer weiteren Ausführung der Erfindung wird der Energieinhalt der Frequenzstörhubspitzen mit zur Auswertung der Frequenzhubstörung herangezogen. Insbesondere bei grossen Störungen ist es wünschenswert, die Unterschiedlichkeit der Störungen der verschiedenen an den Signaleingängen liegenden Signalen festzustellen, um das am wenigsten gestörte Signal auswählen zu können. Weiterhin ist es wünschenswert, bei sehr grossen Störungen die Umschalthäufigkeit auf ein geeignetes Mass zu begrenzen. Diese Ziele werden zum Beispiel dadurch erreicht, dass dem Frequenzdemodulator 32 in Figur 15 ein dort nicht gezeichnetes Tiefpassfilter mit variabel einstellbarer Grenzfrequenz nachgeschaltet wird. Dadurch wird bewirkt, dass nicht nur der Momentanwert der störungsbedingten Frequenzmodulation, sondern durch die Integrationswirkung der Bandbreiteneingang der Energieinhalt der Störspitzen ausgewertet wird. Auch diese Massnahme führt bei grossen Störungen zu grösseren Detektionszeiten und damit zu einer Begrenzung der Umschalthäufigkeit. Zusätzlich ergibt sich der Vorteil der analogen Auswertbarkeit grosser Frequenzstörhübe, die für die Anhebung der Schaltschwellen benutzt werden können und somit die Möglichkeit weiter besteht, von den am Selektoreingang verfügbaren Signalen das Beste auszuwählen. Besonderes vorteilhaft ist es, die Frequenzbandbreite dieses Filters an die Signalqualität anzupassen dadurch, dass mit kleiner werdender Signalqualität die Filterbandbreite geeignet verkleinert wird.
  • Es hat sich ergeben dass in Gebieten mit sehr schlechtem Empfangssignal eine zu grosse Umschalthäufigkeit auftritt. Zur Auswahl des besten unter diese Bedingungen verfügbaren Signals wird die in den Frequenzhubspitzen enthaltene Energie durch Integration ausgewertet und das aktuelle Frequenzstörhubsignal überlagert.
  • In einem weiteren Ausführungsbeispiel wird der Nachteil der naturgemäss auftretenden Retadierung der dynamischen Schwellenmitführung vermieden. Um dies zu bewirken, wird das Signal nach dem FM-Demodulator 32 und dem AM-Demodulator 35 um eine gewisse Laufzeit geeignet verzögert derart, dass z.B. bei Auftreten einer grossen Nutzmodulationshubspitze und anschliessendem Vergleich mit dem momentanen Schwellenpegel V, dieser bereits einen der grossen Nutzmodulationshubspitze angepassten Wert besitzt. Die Laufzeit wird dabei so gewählt, dass sie näherungsweise der Laufzeit des Signalwegs zwischen dem FM-Demodulatorausgang 27 und dem Eingang des Schwellenwertdetektors entspricht, wo der Vergleich mit dem Signal stattfindet.
  • Besonders vorteilhaft ist es, den niederfrequenten Hörkanal während der Umschaltzeiten des Diversityprozessors 1 stumm zu schalten, um Restumschaltstörungen unhörbar zu machen. Die hierfür erforderlichen Schaltsignale auf Leitung 50 - (Figur 13) werden durch den Monoflop 26 am Ausgang der Steuerschaltung 9 angeschlossene Leitung 13 vorteilhaft abgeleitet. Die Stummschaltung 33 ist wei "Mute" Schaltung von allgemeiner Bekanntheit. Es können entweder eine Austastung des niederfrequenten Signals auf Leitung 29 (Figur 13) der nicht dargestellten NF-Teil des FM-Empfängers oder, um Schaltgeräusche zu vermeiden, die Momentanspannung dieses NF-Signals für die Zeit der Stummschaltung 33 gehalten werden, um nach dieser Zeit mit dem weiterführenden Signal fortzufahren.
  • In einer besonders vorteilhaften Ausführungsbeispiel wird das NF-Signal mit dem Mittelwert des Ausgangssignals am Ausgang 48 der N/S Schaltung 42 vorliegenden Signalstörabstandes bewertet. Mit kleiner werdendem Störabstand ist es vorteilhaft, das NF-Signal auf Leitung 29 (Figur 14) mit Hilfe eines Potentiometers 34 entsprechend zu verringern, wodurch Reststörungen physiologisch weniger störend bewertet werden.

Claims (17)

1. Antennendiversity-Anlage für den mobilen Empfang frequenzmodulierter Schwingungen mit einem Empfänger, Antennen und einem Diversityprozessor, dadurch gekennzeichnet, dass die Anlage einen FM-Tuner mit ZF-Teil (2) enthält, mindestens zwei Antennen 1-i (i=1, 2, ... n) enthält und dem Diversityprozessor (3) ein zwischenfrequentes oder hochfrequentes Signal zugeführt wird, welches einer bestimmten, aus den Antennensignalen abgeleiteten linearen Kombination entspricht und der Diversityprozessor (3) einen FM-Demodulator (32) mit einem darauf angeschlossenen Frequenzhubschwellendetektor (31) und Mittel enthält um in Abhängigkeit des Auftretens eines die Frequenzhubschwelle des Frequenzhub- schwellendetektors (31) überschreitenden störungsbedingten Frequenzhubpulses im zwischenfrequenten oder hochfrequenten Signal eine andere aus den Antennensignalen abgeleitete lineare Kombination dem Tuner mit ZF-Teil (2) eingangsseitig zuzuführen.
2. Antennendiversity-Anlage für den mobilen Empfang frequenzmodulierter Schwingungen mit einem Empfänger, Antennen und einem Diversityprozessor, dadurch gekennzeichnet, dass die Anlage einen FM-Tuner mit ZF-Teil (2) enthält, mindestens zwei Antennen 1-i (i=1, 2, ...n) enthält und dem Diversityprozessor (3) ein zwischenfrequentes oder hochfrequentes Signal zugeführt wilrd, welches einer bestimmten, den Antennensignalen abgeleiteten linearen Kombination entspricht und der Diversityprozessor (3) einen AM-Demodulator (35) mit einem daran angeschlossenen Amplitudenschwelledetektor (36), einen FM-Demodulator (32) mit einem daran angeschlossenen Frequenzhubschwellendetektor (31) und Mittel enthält um bei gleichzeitigem Auftreten eines die Amplitudenschwelle des AM-Schwellendetektors (36) überschreitenden Amplitudeneinbruchs und eines die Frequenzhubschwelle des Frequenzhub- schwellendetektors (31) überschreitenden störungsbedingten Frequenzhubpulses im zwischenfrequenten oder hochfrequenten Signal eine andere aus den Antennensignalen abgeleitete lineare Kombination den Tuner mit ZF-Teil (2) eingangsseitig zuzuführen.
3. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Diversityprozessor (3) ein Antennencombiner (10) mit mindestens zwei Antenneneingängen 3-i (i=1, 2, ...n) und einem Hochfrequenzausgang (20) und eine Auswerteschaltung (30) enthält, und das zwischenfrequente oder hochfrequente Signal der Auswerteschaltung - (30) zugeführt wird und die Auswsrteschaltung - (30) den Frequenzhubschwellendetektor (31) enthält um in Abhängigkeit des Auftretens eines die Frequenzhubschwelle des Frequenzhub- schwellendetektors (31) überschreitenden störungsbedingten Frequenzhubpulses im zwischenfrequenten oder hochfrequenten Signal ein Adressignal (12) an den Antennencombiner (10) abzugeben, welcher entsprechend dem Adressignal (12) eine der linearen Kombinationen von Antennensignalen zum Hochfrequenzausgang (20) durchschaltet.
4. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Diversityprozessor (3) einen Antennencombiner (10) mit mindestens zwei Antenneneingägen 3-i (i=1, 2, ...n) und einem Hochfrequenzausgang (20) und eine - Auswerteschaltung (30) besitzt und das zwischenfrequente oder hochfrequente Signal der Auswerteschaltung (30) zugeführt wird und die Auswerteschaltung (30) den Frequenzhubschwellendetektor (31) und die Ampitudenschwellendetektor (36) enthält um in Abhängigkeit des gleichzeitigen Auftretens eines die Frequenzhubschwelle des Frequenzhub- schwellendetektors (31) überschreitenden störungsbedingten Frequenzhubpulses im zwischenfrequenten Signal und eines die Amplitudenschwelle des Amplitudenschwellendstektors (36) überschreitender Amplitudeneinbruch ein Adressignal (12) an den Antennencombiner (10) abzugeben, welcher entsprechend dem Adressignal (12) eine der linearen Kombinationen vom Antsnnensignalen zum Hochfrequenzausgang (20) durchschaltet.
5. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Antennencombiner (10) eine Matrix (18) mit n Antenneneingängen (3-1, ...,3-n) und m Signalausgängen enthält, welche m Linearkombinationen aus den n Antennensignalen bildet und den m Signalausgängen zuführt, und einem Signalselektor (19) mit m auf den Signalausgängen der Matrix (18) angeschlossenen Signaleingängen (19-1, ... 19-m), einen Hochfrequenzausgang (20) und einen Addresseingang (12-1) enthält, und der Signalselektor (19) das Signal desjenigen Signaleingangs (19-1, ... 19-m) zum Hochfrequenzausgang (20) durchschaltet, der einem am Addresseingang (12) anliegenden Adresswort entspricht.
6. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Matrix (18) eine erste Summenschaltung (38) enthält und jeder Antenneneingang (3-1, ..., 3-n) jeweils über einen Phasendrehglied (22-1-1, ..., 22-1-j;, ...; 22-n-1, ..., 22-n-k, wobei j, ..., k beliebige ganzen Zahlen sind, dessen Phase geeignet eingestellt ist, und über ein Amplitudengewichtungsglied (23-1-1, ..., 23-1-j; ..., 23-n-1, ..., 23-n-k, wobei j, ..., k beliebige ganzen Zahlen sind, dessen Gewichtungsfaktor geeignet eingestellt ist, mit den Eingängen (38-1-1; 38-1-j; ...; 38-n-1, ... 38-n-k) der Summenschaltung (38) verbunden ist und jeder Ausgang der Summenschaltung (38) mif einem der m Signaleingänge - (19-1, ..., 19-m) des Signalselektors (19) verbunden ist.
7. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl n der Antenneneingänge (3-1, ... 3-n) der Matrix (18) und die Zahl m der Signaleingänge (19-1, ... 19-n) des Signalselektors (19) gieich-sind und-jeder Antenne-_- neingang (3-1, ..., 3-n) über ein Amplitudengewichtungsglied (23) mit jeweils einem der m Signaleingänge (19-1, ... 19-m) des Signalselektors (19) verbunden ist und der Gewichtungsfaktor geeignet eingestellt ist.
8. Empfangsanlage nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudengewichtungsglieder (23) so eingestellt sind, dass die zeitlichen Mittelwerte der Signalstörabstände sämtlicher Selektoreingangssignale (19-1, ..., 19-m) möglichst gleich sind.
9. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Antennencombiner (10) zwei Antenneneingänge (3-1 und 3-2) und eine zweite Summier-(22-1) und erste Differenzschaltung (21-2) enthält, wobei die Antenneneingänge (3-1, 3-2) einerseits beiden auf der Summierschaltung (21-1) und der Differenzschaltung (21-2) angeschlossen sind und die Summier-und Differenzschaltung mit einem Signaleingang (19-2, 19-3) des Signalselektors (19) verbunden ist und andererseits jeder Antenneneingang direkt mit einem weiteren Signaleingang (19-1, 19-4) des Signalselektors (19) verbunden ist.
10. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (30) einen Verzerrungsdetektor (8) und eine Steuerschaltung (9) enthält und der Verzerrungsdetektor (8) an den Tuner mit ZF-Teil (2) angeschlossen ein binäres Logiksignal (11) an die Steuerschaltung (9) abgegeben wird in Abhängigkeit vom Auftreten eines die Frequenzhubschwelle des Frequenzhub- schwellendetektors (31) überschreitenden störungsbedingten Frequenzhubpulses im zwischenfrequenten Signal (4) oder zusätzlich, eine die Amplitudenschwelle des Amplitudenschwellendetektors (36) überschreitender Amplitudeneinbruch und der Verzerrungsdetektor (8) in Antwort auf das binäre Logiksignal (11) ein geeignetes Adressignal (12) an den Adresseingang (12-1) des Signalselektors (19) abgibt.
11. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (9) die Signaleingänge (19-1, ... 19-m) des Signalselektors (19) nach einer Prioritätenliste mit dem FM-Tuner mit ZF-Teil (2) verbindet.
12. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Diversityprozessor (3)einen zwischen dem FM-Demodulator (31) und einer Eingangsklemme (V,) des Frequenzhubschwellendetektors (31) angeschlossenen Frequenzhubschwellenregeleinrichtung (40) enthält zum dynamisch Regeln der Frequenzhubschwelle V, oder zusätzlich einen zwischen dem AM-Demodulator (35) und einer Eingangsklemme (V2) des Amplitudenschwellendetektors (36) angeschlossenen Amplitudenschwellenregeleinrichtung - (41) enthält zum dynamisch Regeln der Amplitudenschwelle V2 des Amplitudenschwellendetektors (36).
13. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzhubschwellenregeleinrichtung (40) ein auf eine dritte Summierschaltung (44) angeschlossenes Hochpassfilter mit nachgeschaltetem Gleichrichter und Integrator N/S-Schaltung (42) und ein auf die dritte Summierschaltung (44) angeschlossenes Tiefpassfilter mit nachgeschaltetem ersten Gleichrichter und erstem Integrator (Frequenznutzhubmess 43) enthält und die
Amplitudenschwellenregeleinrichtung (41) einen auf eine zweite Differenzschaltung (47) angeschlossenen Modulationsgradmesser (46) und einen auf die zweite Differenzschaltung (47) angeschlossenen zweiten Gleichrichter mit nachgeschaltetem zweitem Integrator (46) enthält.
14. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (30) einen Wechselhäufigkeitsdetektor (9, 16) enthält um in Abhängigkeit der detektierten Häufigkeit der Signalwechsel der an den Tuner mit ZF-Teil (2) zugeführten Antennensignalkombinationen um die Häufigkeit der Signalwechsel zu regeln.
15. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselhäufigkeitsdetektor (9,16) einen in der Steuerschaltung (9) angebrachtgen lmpulsgenerator enthält um in Abhängigkeit des an die Steuerschaltung (9) zugeführten binären Logiksignals Impulse zu generieren und einen zwischen der Steuerschaltung (9) und dem Verzerrungsdetektor - (8) angeschlossenen dritten Gleichrichter mit nachgeschaltetem drittem Integrator enthält zum Regeln der Frequenzhubschwelle V, oder zusätzlich der Amplitudeschwelle V2.
16. Antennendiversity-Anlage nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte Integrator auf die dritte Summierschaltung (44) oder zusätzlich auf die zweite Differenzschaltung (47) angeschlossen ist.
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