KR950001371B1 - 안테나 다이버시티 시스템 - Google Patents

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KR950001371B1
KR950001371B1 KR86003718A KR860003718A KR950001371B1 KR 950001371 B1 KR950001371 B1 KR 950001371B1 KR 86003718 A KR86003718 A KR 86003718A KR 860003718 A KR860003718 A KR 860003718A KR 950001371 B1 KR950001371 B1 KR 950001371B1
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린데마이어 하인쯔
마네르 에른스트
플라체넥케르 게르하르트
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이반 밀러 레르너
엔. 브이. 필립스 글로아이람펜파브리켄
한스 콜베 운트 코
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Abstract

내용없음.

Description

안테나 다이버시티 시스템

제1도는 본 발명에 따른 안테나 다이버시티 시스템에 대한 블랙 회로선도.

제2도는 제1도에 도시된 안테나 다이버시티용 다이버시티 처리기에 대한 블랙 회로 선도.

제3도는 제2도에 도시된 다이버시티 처리기용 제어 회로에 대한 블럭 회로 선도.

제4도는 제2도에 도시된 안테나 다이버시티 시스템용 다이버시티 처리기의 블럭 회로 선도에 대한 다른 일실시예.

제5도는 제2도 및 제4도에 도시된 다이버시티 처리기용 평가회로에 대한 블럭 회로 선도.

제6도는 제5도에 도시된 평가 회로에서 발생된 램프 펄스의 시간 함수에 대한 그래프.

제7도는 제5도에 도시된 평가 회로에서 발생한 램프 펄스의 다른 일실시예의 지수 시간 함수에 대한 그래프.

제8도는 제2도에 도시된 안테나 다이버시티 시스템용 매트릭스 회로에 대한 일실시예.

제9도는 제2도에 도시된 안테나 다이버시티 시스템용 매트릭스 회로에 대한 다른 일실시예.

제10도는 제2도에 도시된 안테나 다이버시티 시스템용 매트릭스 회로에 대한 다른 일실시예.

제11도는 제5도에 도시된 평가 회로용의 주파스 스위프 간섭에 대한 동적 임계값 형성 회로 장치에 대한 일실시예.

제12도는 제5도에 도시된 평가 회로용 진폭 스위프 간섭에 대한 동적 임계값 형성 회로 장치에 대한 일실시예.

제13도는 제1도에 도시된 안테나 다이버시티 시스템에 사용하기 위한 묵음회로의 일실시예도.

제14도는 제1도에 도시된 안테나 다이버시티 시스템에 사용하기 위한 수신기내의 저주파 신호의 제어 증폭도의 일실시예도.

제15도는 제1도에 도시된 안테나 다이버시티 시스템에 사용하기 위한 왜곡 검출기의 일실시예도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 안테나 다이버시티 시스템 3 : 다이버시티 처리기

8 : 왜곡 검출기 9 : 제어회로

10 : 안테나 조합기 18 : 매트릭스 회로

19 : 신호 선택기 30 : 평가 회로

31 : 주파수 스위프 임계값 검출기 32 : FM 복조기

35 : AM 복조기 36 : AM 임계값 검출기

42 : 신호대 잡음비 회로 47 : 합산 회로

본 발명은 수신기, 안테나 및 다이버시티 처리기를 포함하는 주파수 변조 신호의 이동체 수신용 안테나 다이버시티 시스템에 관한 것이다. 이러한 안테나 다이버시티 시스템은 자동차의 무선 수신을 개설하기 위해 선호된다. 지금까지는 주로 두 개의 안테나를 갖는 시스템이 사용되었다. 이러한 안테나 다이버시티 시스템은 예를들면 유럽 특허원 제0036139 B1호에 공지되어 있다. 이 특허원에서, 상기 시스템은 정지 모드 수신용으로 이용된다. 이 시스템에서 여러 가지 수신 신호는 위상 시프트 장치를 이용하여 두 개의 안테나의 수신 신호에서 파행되며, 이러한 신호는 스위치에 의해 수신기로 통과된다. 자동차에서 이용할 경우, 다이버시티 시스템의 동적 작용이 매우 중요하다. 자동차의 이동으로 인하여 안테나 전압이 연속 변화되므로, 신호 질 또한 연속 검사되어야만 한다.

따라서 상기 유럽 특허출원에 공지된 다이버시티 시스템과 대조적으로 수신 신호의 간섭 발생 여부를 신속하게 식별할 필요가 있다. 공지된 시스템은 정지용으로 이용되는 경우 소정의 수신 상태가 장시간 동안 지속되기 때문에 저속으로 작동한다. 자동차에서 무선 수신하는 동안 송신 안테나와 수신 안테나간의 통로 전송 특성은 운전중에 연속으로 변화된다. 서로 다른 긴 이동시간을 갖는 전자기파의 중첩으로 인하여 주파수 복조기의 출력에서 저주파 메시지의 잡음과 왜곡이 증가된다. 스테레오 전송시, 이러한 영향으로 인해 두 스테레오 채널 사이의 누화가 증가된다. 자동차의 이동과 수신 안테나의 지향성 효과(directinal effect)로 인하여, 인접 채널 간섭과 상호변조 간섭이 변화된다. 상기 시스템은 자동차의 일부를 형성하는 전기 부품들의 전기적 간섭에 의해서도 방해받는다.

따라서, 본 발명의 목적은 저속 간섭 식별로 인한 문제점을 방지하고, 간섭이 발생할 때 안테나 신호원으로부터 최적의 안테나 신호 또는 안테나 신호 조합을 선택하는 안테나 다이버시티 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 상기 시스템이 하나의 중간 주파수 부분을 갖는 FM 동조기와, 최소한 두 개의 안테나(1-i)(i=1,2,…,n)와, 안테나 신호로부터 파생된 주어진 선형 조합에 대응하는 중간 주파수 또는 그 주파수 신호를 공급받는 다이버시티 처리기를 구비하는데, 상기 다이버시티 처리기는 연속적인 주파수 스위프 임계 검출기(frequency sweep threshoid detector)를 갖는 FM 복조기와, 간섭에 의해 결정되고 중간 주파수 또는 고 주파수 신호에서 상기 주파수 스위프 임계 검출기의 주파수 스위프 임계값을 초과하는 주파수 스위프 펄스의 발생에 따라서 안테나 신호로부터 파생된 또 다른 선형 조합을 중간 주파수 부분을 갖는 동조기의 입력측에 공급하는 수단을 구비하므로써 이루어진다.

또 다른 특성에 따르면, 안테나 다이버시티 시스템은 중간 주파수 부분을 갖는 FM 동조기와 최소한 두 개의 안테나(1-i)(i=1,2,…,n)와, 안테나 신호로부터 파생된 주어진 선형 조합과 대응하는 중간 주파수 또는 고 주파수 신호를 공급받는 다이버시티 처리기를 구비하는데, 상기 다이버시티 처리기는 연속적인 진폭 임계 검출기를 갖는 AM 복조기와, 연속적인 스위프 임계 검출기를 갖는 FM 복조기와, AM임계 검출기의 진폭 임계값을 초과하는 진폭 버스트(amplitude burst)와 간섭에 의해 결정되고 중간 주파수 또는 고 주파수 신호에서 주파수 스위프 임계값을 초과하는 주파수 스위프 펄스의 동시 발생시에 안테나 신호로부터 파생된 또 다른 선형 조합을 중간 주파수 부분을 갖는 동조기의 입력측에 공급하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명을 이용함으로써 얻어지는 장점은 고속으로 움직이는 자동차에서 가청 수신 간섭을 억압하는데 있다. 본 발명의 또다른 장점은 여러 가지 다양한 원인으로 인해 빈번하게 야기되는 간섭을 피할 수 있다는 것이다. 이러한 간섭의 특정예로서 작은 이동시차를 갖는 파(wave)를 다중통로 수신함으로써 야기되는 전폭 페이딩 및 실제 이등시차를 갖는 중첩된 부파(subwaves)를 다중통로 수신하므로써 야기되는 FM 복조기 출력에서의 왜곡과, 인접 채널 간섭과, 매우 바람직하지 않는 신호의 수신으로 인한 상호 변조 간섭과, 다른 자동차들의 전기부품들로 인해 야기되는 기생 간섭을 들 수 있다.

제1도는 n안테나(1-1, 1-2,…, 1-i,…, 1-n)와, 그와 동일한 다수의 입력(3-1, 3-2,…, 3-i, 3-n)을 갖는 다이버시티 처리기(3)와, 중간 주파수 부분(2)을 갖는 연속적인 FM 동조기 및 다이버시티 처리기(3)내에 있는 중간 주파수 궤환회로(4)를 구비하는 안테나 다이버시티 시스템(1)을 도시한다.

제2도에서 도시된 바와 같이, 다이버시티 처리기(3)는 예를들어 독일 공개공보 제3326062호에 또는 미공개된 독일 특허출원 제3334735호에 기재되어 있는 바와 같은 왜곡 검출기(8)를 포함하는데, 상기 왜곡 검출기는 주파수스위프 임계값 또는 진폭 임계값을 초과하는 중간 주파수 신호에서 간섭을 식별하므로써 2진 신호를 리드(11)를 통하여 제어회로(9)에 공급한다. 간섭의 경우에, 상기 2진 신호는 리드(5)를 통하여 안테나(1-1,…1-n)의 신호로부터 다양한 방법으로 파생되는 중간 주파수 부분(2)을 갖는 FM 등조기로 공급되는 고주파수 신호가 되는데, 이에 대한 것이 상기 특허원에 더욱 자세히 서술되어 있다. 간섭의 발생에 대한 다이버시티 처리기(3)의 짧은 식별 시간 때문에, 안테나 신호로부터 파생되는 다수의 신호 조합은 짧은 시간내에서 자신들의 신호질에 관하여 검사될 수 있다. 간섭된 조합 신호가 없는 경우, 어떠한 순간에서도 이러한 신호가 단자(20)에서 선택되므로써 나타나도록 한다.

특히 제2도의 양호한 실시예에서, 다이버시티 처리기(3)에는 안테나 결합기(10)와 평가회로(30)가 제공되어 있다. 안테나 결합기(10)는 안테나(1-1,…,1-n)의 n공급된 안테나 신호로부터 m선형 조합의 한 열을 선택하는 역할을 하며, 또한 이들 선형 조합중 하나를 매 시간마다 중간 주파수부분을 갖고 있는 FM 동조기(2)로 통과시키는 역할을 한다.

평가회로(30)에서 간섭 기준에 따른 간섭의 발생에 따라서, 안테나 결합기(10)는 평가회로(30)가 구동되는 동안 또 하나의 선형 조합이 중간 주파수 부분을 갖고 있는 FM 동조기(2)로 통과되도록 설계되어 있다. 상기 목적을 위하여, 안테나 결합기(10)는 매트릭스 회로(18)와, 신호 선택기(19)를 포함하는데, 상기 매트릭스 회로는 n안테나 신호를 이들 신호의 m선형 조합에 결합시킨다. 매트릭스 회로(18)에 연결된 신호 선택기(19)는 평가회로(30)에 의해 리드(12)에 공급된 어드레스 신호에 의해 구동될 때, 주어진 신호 입력(19-1,…,19-m)을 출력(20)에 연결시키는 어드레스가능 스위치이다. 리드(12)에 공급되는 어드레스 신호는 2진 형태로 되는 장점이 있다.

양호한 실시예에서, 평가 회로(30)는 왜곡 검출기(8)와 제어회로(9)로 구성되어 있다. 왜곡 검출기(8)는 제15도에 도시된 바와 같이 예를들어, 직접 신호를 방출(점선을 참조)시키는 연속적인 제1주파수 스위프 임계 검출기(31)를 갖는 광대역 FM 복조기(32)(제15도), 또는 원한다면, 연속적인 제2임계 검출기(36)와 AND회로(37)를 갖고 있는 AM 복조기(35)로 구성된다. 상기 간섭 기준은 궤환 회로(4)(제2도)의 중간 주파수 신호에서 주파수 스위프 간섭이 나타난다면 단일의 FM 복조기만을 사용함으로써 발생하는데, 상기 중간 주파수 신호는 비교기 회로로 구성된 적절하게 조정된 주파수 스위프 임계검출기(31)의 주어진 주파수 스위프 임계값 V1(제15도)을 초과한다. 결국, 회로(51)는 주파스 스위프 간섭 표시기이다.

AM 복조기(35)를 부가 사용하는 경우에, 상기 간섭 기준은 진폭 버스트가 발생되고 주파수 스위프 간섭이 나타나는 경우 얻어지는데, 상기 진폭 버스트는 비교기 회로로 구성된 AM 임계 검출기(36)의 적절히 조정된 진폭 임계값 V2을 초과하며, 상기 주파수 스위프 간섭은 주파수 스위프 임계 검출기(31)의 상술된 주파수 스위프 임계값 V1을 초과한다. AND회로(37)의 조합으로 인해, 이와 같은 방법으로 매우 신뢰할 수 있게 간섭을 식별할 수 있다. 간섭 기준이 존재할 때, 왜곡 검출기(8)는 리드(11)를 통하여 논리 신호 "1"(제15도를 참조)을 평가회로(30)의 제어회로(9)로 통과시킨다. 상기 신호가 발생할 때 예를들어, 모노플롭(14)에 의해 제어회로(9)에서 펄스가 발생된다. 상기 펄스는 상기와 같이 마이크로프로세서(도시되어 있지 않음)에 인가되는데, 상기 마이크로프로세서는 주어진 신호 입력(19-j)(j=1,2,…m)이 FM 동조기(2)의 입력(20)에 연결되도록 2진 어드레스 신호, 예를들어, 펄스 계수기(도시되어 있지 않음)의 계수기 위치를 상기 펄스에 응답하여 신호 선택기(19)에 공급한다. 또 다른 실시예에 있어서, 신호 선택기(19)에서의 신호 입력(19-1,…,19-m)은 제어회로(9)의 마이크로프로세서에 기억된 주어진 우선순의 리스트에 따라 간섭 기준 발생시에 중간 주파수 부분(2)을 갖는 FM 동조기의 입력(20)에 연결된다. 이러한 우선순위 리스트에 따라, 제어회로(9)에서 어드레스 신호(12)가 발생된다. 이러한 우선순위 리스트는 자동차에 대한 선행수신측정 및 안테나 신호의 여러 선형 조합의 효율결정을 기준으로 작성되어 다이버시티 처리기(3)의 제어회로(9)에서 수행된다. 특히 간단한 실시예에서, 신호 입력(19-1,…,19-m)은 동일한 우선순위가 주어지며, 신호 입력(19-1,…19-m)은 간섭 기준의 발생시에 중간 주파수 부분(2)을 갖고 있는 FM 동조기에 순환적으로 연결되어 있다.

매트릭스 회로(18)에는 제2도에서 도시된 바와 같이 일반적으로 안테나 입력(3-1,…,3-n)이 제공되며, 신호 선택기(19)에는 일반적으로 m신호 입력(19-1,…,19-n)이 제공되어 있다. 각 안테나 입력(3-j)(j=1, 2,…, n)은 진폭 가중 장치(제8도)(23-1, 23-j ;… ; 23-n-1, 23-n-k) 및 위상시프트 장치(22-1, …, 22-j ; … ; 22-i-1, 22-n-k)를 거쳐 신호 선택기(19)의 신호 입력(19-j)(i=1, 2, …, n)에 연결된다. 연속 합산 회로(38)에서, 입력(38-1-1, …, 38-1-j, …, 38-n-1, … 1, 38-n-k)에서 주어진 신호는 출력(19-1, … , 19-m)에서 주어진 m신호의 합산되므로써 서로 조합된다.

만족스런 동작을 위해, 안테나 신호의 선형 조합으로 형성된 선택기 입력 신호(19-1, …, 19-m)는 통계상 가능한한 서로 독립적인 것이 필요하다. 각 안테나 신호가 진폭이 가중되고 위상 시프터(22-1, …, 22-n)(제8도)에 의해 위상이 변화되기 때문에 선형 조합이 형성되고 모든 신호가 가산된다. 상기 목적을 위하여, 진폭 가중 장치(23-1, …, 23-n)는 예로, 선택기 입력(19-1, …, 19-n)에서 수신 신호의 평균 값이 동일하게 크게 되도록 형성된다. 증폭기에 제공되는 안테나를 사용하는 경우에, 진폭 가중 장치(23-1, …, 23-n)는 선택기 입력(19-1, …, 19-n)의 신호대 잡음비가 실질적으로 동일하게 되도록 조정된다. 따라서, 모든 선택기 입력(19-1, …, 19-n)에서의 평균 신호질은 동일하게 되어 각 선택기 입력(19-j)(j=1, 2, …, n')이 동일한 가능성(probability)으로 수신 모드에 사용되도록 한다. 안테나(1-1, …, 1-n)의 성능이 거의 같은 경우에, 이러한 진폭 가중 장치(23-1, …, 23-n)는 간단한 관통-접속(through-connections) 형태일 수 있다. 위상 시프트 장치(22-1-1, …, 22-1-j ; … ; 22-n-1, …, 22-n-k)는 실험적으로 조정되어 수개의 안테나 신호에 간섭이 있는 경우에 결합된 신호의 간섭이 일어나지 않을 가능성은 가능한한 높게된다. 종종, 자동차에 사용될 수 있는 안테나의 수 n는 제한을 받는다. 이 경우에, 선택기 입력(19-1, …, 19-m)의 수 m이 안테나 수 n보다 더 크게 선택하는 것이 효과적이다.

가장 간단한 경우에, m은 n이고, 매트릭스 회로(18)는 입력(3-1, …, 3-n)을 각각의 대응 출력(19-1, …, 19-n)에 직접 연결시킨다. 특히 신호 선택기(19)의 입력(19-1, …, 19-4)에서 4개의 신호를 발생시키는 것이 유리한데, 상기 신호 선택기의 신호는 입력(3-1, 3-2)에서 두 개의 안테나 입력 신호로부터 형성된다. 예를들어, 제9도에 도시된 바와 같이, 이것은 가산 및 감산 회로(21-1, 22-2)에서 두 개의 안테나 입력 신호를 가산하거나 감산하므로써 실행되는데, 상기, 가산 및 감산 회로에서 합신호와 차신호는 신호 입력(19-2 및 19-3)으로 전송되는 반면에, 안테나 입력 신호는 신호 선택기(19)의 두 개의 또 다른 신호 입력(19-1, 19-4) 각각에 공급된다. 결국 네 개의 상호 강하게 독립된 입력 신호는 매 시간마다 네 개의 신호 선택기 입력(19-1, …, 19-4)에서 두 개의 안테나 입력 신호로부터 형성될 수 있다. 예로서 제10도에서는 세 개의 안테나 입력 신호(3-1, 3-2 및 3-3)에 이 원리를 적용하여 신호 선택기 입력(19-1, …, 19-9)에 대한 새로운 입력 신호가 형성되는 것을 도시한다. 주어진 안테나 수 n와의 신호 조합 수 m의 증각가 안테나 다이버시티 시스템의 수신도를 상당히 개선시킨다는 것을 실험을 통해서 알 수 있다. 그러나, 이런 개선은 서로 독립적으로 수신하는 부가적인 안테나의 수를 사용할 대보다 더 적다. 서로 독립적으로 수신하지 못하는 즉, 상기 안테나 신호가 서로 무시할 수 있을 정도로 상관되지 않는 자동차에 주어진 안테나 수 n 때문에, 간섭 발생이 소정 출력에서 더 독립적이 되도록 하는 방식으로, 적당한 진폭 가중 장치(23-1, …, 23-n) 및 위상 시프트 장치(22-1, …, 22-n)에 의한 자동차 수신 측정에 의해 매우 바람직한 안테나 신호의 선형 조합이 형성될 수 있다. 이러한 조합은 매트릭스 회로(18)에서 대응적으로 실현될 수 있다.

제15도는 왜곡 검출기(8)의 한 실시예의 주요구성을 보여준다. 이 경우에, 주파수 스위프 간섭 및 간섭의존 진폭 변조가 중간주파수와 고주파수 신호(4)에서 각각 평가된다.

특히 간단한 실시예에서, 신호(4)의 간섭은 단지 주파수 스위프 간섭으로부터 결정된다. 이 경우에, 제15도에 도시된 주파수 스위프 간섭 표시기(51)는 예를 들어 주파수 복조기(32)를 구비하는데, 상기 복조기의 출력 신호(27)는 주파수 스위프 임계 검출기(31)에 공급된다. 주파수 스위프 임계 검출기(31)는 간단한 실시예에서 비교기 회로로서 구성된다. 만약 실제 주파수 스위프가 대응적으로 결정된 임계값 V1을 초과한다면, 주파수 스위프 임계검출기(31)의 출력 신호는 주파수 스위프에서 간섭의 존재를 2진 형태로 보여준다. 그러므로, 주파수 복조기(32)는 주파수 스위프 임계 검출기(31)와 결합하여 주파수 스위프 간섭 표시기(51)를 구성하는데, 이 표시기의 표시는 자체내에 형성된 임계값 V1의 조정에 좌우되어, 이 임계값은 실제로 효과적인 주파수 스위프보다 높은 값으로 조정된다.

왜곡 검출기(8)의 실시예에서, 주파수 변조 신호(4)의 간섭의존 진폭 변조는 공지된 진폭 복조기(35)에 의해 제15도의 간섭 진폭 변조 표시기(52)에서 부가적으로 얻어지는데, 상기 복조기의 출력 신호(28)는 연속적인 비교기(36)에서 임계값 V2과 비교된다. 그러므로, 비교기(36)의 출력신호는 진폭 간섭의 존재를 2진 형태로 보여준다. 주파수 스위프 간섭 및 진폭 간섭의 동시 존재가 AND 회로(37)의 2진 출력 신호(11)에 의해 결정되는 경우 신뢰할 수 있고 신속하게 간섭을 표시할 수 있다. 그러므로, 만일 간섭 표시가 주파수 스위프 간섭표시기(51) 및 간섭 진폭 변조 표시기(52)의 출력에서 동시에 발생한다면, 중간 도는 고주파수 신호(4)의 간섭은 AND 회로(37)의 출력에서 논리 신호(11)로 표시된다.

특히 간단한 실시예에 있어서, 주파수 스위프 임계값 V 및 진폭 임계값 V2각각은 왜곡 검출기(8)내에서 적절한 평균값으로 조정되어 수 많은 수신 장치에 사용된다.

주파수 스위프 임계값 V1이 점(27)에서 고주파수 신호의 중간 주파수에서 주파수 스위프에 의해 초과되거나, 진폭 복조기(35)를 동시 사용하는 경우에 진폭 임계값 V2이 진폭 버스트의 존재시에 점(28)에서 초과된다면 FM 간섭에 대한 간섭 기준이 발생한다. 안테나를 갖는 시스템으로 들을 수 있는 간섭은 크게 상이한 특성 및 적절한 시간에 크게 변화하는 실제 수신 상태에 매우 의존한다. 간섭 식별에 대하여 고정적으로 조정된 임계값에 따라 간섭이 매우 신속하게 식별될지라도, 신호 선택기(19)내의 전환 주파수는 상기 간섭의 임계값 및 간섭의 종류에 매우 의존한다. 큰 간섭의 존재시에, 상기 시스템은 선택기 입력(19-1, …, 19-n)간에서 너무 자주 전환되고 비교적 작은 간섭이지만, 가청될 수 있는 간섭이 존재시엔 상기 시스템은 작동하지 않는다. 더욱이, 상기 시스템은 선택기 입력 신호의 공급으로부터 중간 주파수 부분(2)을 갖는 FM 동조기로 항상 실제 최적의 신호를 통과시킬 수는 없다. 그러므로, 임계값을 동적으로 간섭의 평균 정도로 적합시키는 특별한 장점이 있다. 상기 간섭의 정도는 진폭 페이딩의 크기, 큰 이동시간 차를 갖는 다중 통로 수신, 상호 변조 간섭 및 중간 주파수 부분(2)을 갖는 FM 동조기의 불충분한 선택도의 경우에 야기되는 인접 채널 간섭으로부터 야기된다. 이것이 간섭의 증가하는 평균 정도로 임계값을 증가시키는 장점이 있다. 이것은 큰 간섭을 갖는 수신 영역에서 전환 주파수가 또한 너무 크게 되지 않도록 하여, 임계값의 동적 트랙킹으로 인해 상기 시스템이 신호 선택기(19)의 입력에서 발생하는 신호를 탐색처리동안 가장 작은 간섭을 갖는 중간 주파수 부분(2)을 갖는 FM 동조기로 통과시키도록 한다. 상기 목적을 위하여, 간섭의 정도는 공지된 방법으로 결정될 수있으며, 임계값은 그에 대응하여 제어될 수 있다.

상기 임계값은 고주파수 신호 및 중간 주파수 신호(4) 각각의 신호 특성에 따라 제어되는 장점이 있다. 상기 신호(4)의 주파수 스위프 특성은 주파수 복조기(32)의 출력에서 신호(27)로써 나타난다. 특히, 상기 주파수 스위프 임계값 V1은 주파수 임계값 제어장치(40)에 의해 주파수 복조기(23)의 출력 신호(27)로부터 얻어진다. 간섭 의존 진폭 변조를 부가적으로 평가하는 경우에, 특히 진폭 임계값 V2를 동적으로 조정하는 장점이 있다. 본 발명에 따르면, 진폭 복조기(35)의 출력 신호(28)로부터 임계값 V2를 형성하는 진폭 임계값 제어 장치(41)에 의해 실행된다.

제11도는 주파수 임계값 제어 장치(40)의 양호한 실시예를 도시한 것이다. 상기 실시예에 있어서, 동적으로 트랙된 임계값 V1은 세 개의 부신호로부터 형성된다. 상기 3신호 중 한 한 신호는 신호 대 잡음비로부터 파생된다. 이것은 방전 시정수를 갖는 연속 정류기를 갖는 고역 통과 필터로 구성되는 S/N 회로(42)에 의해 실행된다. 평균회로(42)의 출력신호(48)는 합산회로(44)내의 잔존하는 부신호상에서 중첩된다. 상기 회로의 또 다른 양호한 실시 예에서 상기 부신호 중 한 신호는 연속하는 제1정류기 및 제1적분기를 갖는 저역 통과 필터로 구성되는 효과적인 주파수 스위프를 측정하는 장치(43)에 의해 신호(27)로부터 얻어진다. 제11도의 실시예에서, 신호(27)를 형성시의 또 다른 부신호는 적분기를 갖는 정류기 회로로 구성되는 전환 주파수 검출기(16)의 도움으로 제5도의 제어 회로(9)에 의해 2진 스위칭 신호(13)로부터 얻어진다. 합산회로(44)에서 중첩된 부신호를 적당히 가중함으로써, 특히 주파수 스위프 임계값 V1의 적절한 동적 제어가 이루어진다. 이러한 가중이 실행되어져 한편으로 간섭 표시 감도가 충분히 높게되고, 다른 한편으로 잘못된 간섭 표시(false indication)가 유효한 주파수 스위프에 의해 제거된다.

동적 진폭 변조 임계값 1/2를 갖는 진폭 변조기를 동시 사용함으로써, 상술된 수신 간섭이 존재하는지를 매우 간단히 식별할 수 있다. 진폭 간섭은 신호(4)의 짧은 진폭 버스트를 특징으로 한다. 진폭 버스트의 깊이는 간섭의 정도를 측정한다. 간섭이 없는 경우에 진폭 복조기의 출력-전압은 상기 값이 신호(4)의 진폭에 상당하는 시간-독립 직류 전압으로 이루어지는 반면에, 간섭이 있는 경우에, 상기 출력 전압은 그에 대응하는 버스트를 갖는다. 발생한 간섭의 정도를 평가하기 위하여, 버스트는 진류 전압에 대해 측정되어야 한다. 이것은 신호(4)의 진폭 증가에 따라 진폭 변조 임계값 V2을 증가시키므로써 실행된다. 이것은 회로(46)의 저역 통과 필터에 의해 발생하며, 진폭 변조 임계값 V2를 증가시키기 위한 부 전압중에서의 상기 회로의 출력 전압은 신호(25)의 형태로 발생한다. 안테나 신호의 서로 다른 신호 상태를 구별할 수 있도록 하기 위하여, 신호(4)의 진폭 버스트에 의한 진폭 변조 임계값 V2를 적당한 방법으로 더욱 증가시킬 필요가 있다. 이것은 회로(46)의 방전 시정수를 갖는 피크값 정류기를 부가적으로 사용하므로써 실행되는데, 상기 회로에서 저역 통과 필터의 출력 신호는 피크값 정류기의 출력 전압에 부가된다. 본 발명의 적절한 실시 예에 있어서, 높은 잡음 레벨을 갖는 신호의 전환 주파수가 너무 높게되는 것을 방지하기 위하여 상기 진폭 변조 임계값 V2는 신호대 잡음비의 감소에 따라 증가된다. 이런 잡음은 AM 복조기(35)의 출력 신호(28)에서 다시 알 수 있다. 신호대 잡음비(S/N)의 평가는 회로(45)에서 실행되어, 합산회로(47)의 직류 전압(24)으로서 신호(25)에 중첩된다.

상기 직류 전압(24)은 예를 들어 최저 가청 주파수 이하의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터를 갖는 연속 정류기 및 고역 통과 필터에 의하여 얻어진다. 고역 통과 필터의 차단 주파수는 수신 간섭으로 유도되지 않는 진폭 변동(자동차 이동)을 하지 않게 하도록 높게 선택된다.

기술한 바와 같이, 신호 대 잡음 레벨(S/N)의 적분은 제11 및 12도에 각각 도시된 리드(48 및 24)에서의 신호를 형성시키는 정류기에 연속된 저역 통과 필터의 형태로 시간 평균회로에 의해 실행된다. 이것은 예를 들어 공지된 방법으로 캐패시턴스에 의해 실행된다.

비교적 간섭의 높은 평균값에 따른 좋지 않은 수신 상태에 있어서, 상기 회로(42 및 45)는 스위칭 임계값을 적당히 증가시킴으로써 전환 주파수를 감소시킨다. 너무 높은 전환 주파수로 인해 회로에 의한 잔여 간섭과 시스템의 불안정성이 항상 발생된다. 스위칭 임계값을 증가시킴으로써, 이상적인 방법으로 구동시에 최적의 신호 대 잡음비를 갖는 안테나(1-i)(i=1, 2, …, n) 또는 그 보다 더 좋은 신호를 갖는 안테나의 신호 결합만이 항상 선택되도록 한다. 적당한 방전 특성을 조정함으로써, 각종 써비스 영역에서 비간섭 신호에 대한 탐색 작동이 동적으로 양호하게 실행되도록 상기 전환 주파수는 조정될 수 있다. 가장 간단한 경우에 있어서, 방전 작동은 오옴 저항 및 캐패시턴스를 병렬 배치하므로써 공지된 방법으로 얻어진다. 방전 시정수를 조정함으로써, 상술된 전환 주파수는 적당하게 선택될 수 있다. 상기 주파수는 방전 시정수가 안테나 신호의 최소 발생한 록온(lock-on) 시간보다 상당히 더 크게 선택될 경우에 특히 좋다. 임계값을 초과하여 발생한 간섭의 경우에 있어서, 상기 록은 시간은 중간 주파수부분(2)을 갖는 FM 수신기에 의해 결정된 이동 시간을 포함한 검출기의 검사 시간으로 제한된다. 중간 주파수부분(2)을 갖는 FM 수신기의 그룹 진행 시간은 일반적으로 중간 주파수 대역폭 만큼 하부 측면상에서 제한되는데, 대략 20㎲이다. 또 다른 실시예에 있어서, 전체 간섭은 왜곡 검출기(8)에 의해 2진신호의 형태로 얻어지고, 후술되는 임계값 V1및 V2를 각각 증가시키는 적절한 방법으로 사용된다. 제어 회로(9)상으로 통과되느 왜곡 검출기(8)의 출력에서 발생한 리드(11)에서의 2진 신호의 시퀀스를 이용하는 것이 상기 목적에 적합하다.

이미 기술한 바와 같이, 제어 회로(9)에서 발생되어 간섭 존재를 표시하는 펄스의 주파수가 크면 클수록, 실제 수신 신호 질은 나쁘게 되어 전체 간섭은 커지게 된다.

제4도에 도시된 실시예에 있어서, 간섭 발생 주파수가 왜곡 검출기(8)에 의해 제어 회로(9)상으로 통과되는 리드(11)에서의 2진 신호로부터 얻어지거나, 리드(12)에서의 어드레스 신호로부터 유도되어, 리드(13)에서의 2진 스위칭 신호로서 왜곡 검출기(8)로 복귀되고, 임계 전압 V1이나 V2를 증가시키기 위해 제11 또는 12도의 리드(17)에서의 신호로서 이용된다. 제5도에 도시된 실시예에서, 간섭 발생 주파수는 전환 주파수 검출기(16), 예를 들어 연속 저역 통과 필터를 구비한 정류기에 의해 펄스 신호로부터 얻어져, V1또는 V2를 증가시키기 위해 리드(17)를 통하여 왜곡 검출기에 공급된다. 변환되어 적분된 펄스는 순간 임계 전압상에서 직접 중첩된다. 이것은 전폭 임계값 V2및 주파수 스위프 임계값 V1을 유지시킨다. 간단한 실시예에 있어서, 펄스는 제6도에 도시된 바와 같은 램프 함수로변환되어, 전환 주파수 검출기(16)내에서 적분될 수 있다. 램프의 시간 t2는 평균 수신 상태에 따라서 적당한 전환 주파수가 조정되도록 적당하게 조정된다. 본 발명의 또 다른 실시예에 있어서, 캐패시터를 충전시키는 지수 함수가 병렬 접속된 오옴 저항을 통해 적분 및 동시 방전에 이용된다. 제7도의 방전 시정수 t3는 캐패시턴스 및 저항의 적절한 곱(product)의 선택으로 적당하게 선택될 수 있다. 상기 측정은 전환 임계값 V1및 V2의 증가로 인해 제한된 전환 주파수가 모든 안테나에서의 수신에 부적당한 수신 신호 따라서 조정되도록 한다. 수신에 적합한 신호에 대해 시스템의 연속 탐색으로 발생된 간섭은 이와 같은 허용값으로 제한된다. 매우 큰 간섭의 경우에 모든 신호의 주파수 스위프 간섭 피크는 대단히 커서 각각의 임계값 V1 및 V2을 초과하게 된다. 이러한 경우에, 신호 선택기(19)의 입력에서 최적의 신호가 선택된다.

또 다른 적합한 실시 예는 신호 선택기(19)의 전환 주파수를 결정한다. 신호 선택기(19)가 실행될때마다, 신호 선택기(19)의 서로 다른 신호 입력(19-1, …, 19-n)에서 반송파 진폭의 각 시간마다 서로 다른 순시값에 의하여 매시간 리드(4)에서 중간 주파수 신호의 진폭 점프가 얻어진다. 특히 간단한 실시예에 있어서는, 진폭 변조에 민감한 FM 복조기, 예를 들어 무선 검출기는 전환 순간에 펄스를 발생시키기 위하여 사용되는데, 이 복조기는 진폭 점프의 발생시 출력 펄스를 내보낸다. 이러한 FM 복조기는 무선 수신 기술에서 공지되어 있으며, 통상적으로 복조기가 중간 주파수에 정확하게 동조하지 않으면 이러한 특성을 갖는다. 이들 펄스는 공지된 방법으로 정확한 시간에 평균화 되며 실제 평균값은 임계값을 증가시키는데 사용된다.

또 다른 실시예에 있어서, 전환 주파수는 발생하는 신호 대 잡음비(S/N)로 작응된다. 신호 대 잡음비가 너무 작게되면 전환 주파수가 너무 높게되어 전환에 의해 다른 간섭이 생겨나는 것을 피하도록 하기 위해서, 신호 대 잡음비(S/N)가 결정된다. 제11도의 실시예에 있어서, 평균 신호 대 잡음비(S/N)는 S/N회로(42)에 의해 얻어진다. S/N회로(42)는 차단 주파수가 유효 변조 신호의 최고 발생 주파수보다 높게하는 고역 통과 회로와, 연속 적분기에 의해 실행되는 평균화용 연속 정류기 회로로 구성되어 있다. 제11도에서, 신호 선택기(19)의 신호입력(19-1, …, 19-m)에서 신호의 평균 신호 대 잡음비는 S/N회로(42)에 의한 록은 시간 동안 정해진다. "록온시간"이란 용어는 시스템이 실행되지 않은 시간, 결국 순시 신호 대 잡음비가 조정된 스위칭 임계값의 순시값보다 작게되는 시간을 의미한다.

다른 실시예에 있어서, 적분기의 방전 시정수는 변조의 종류에 다라 유효 주파수 스위프(제11도)를 측정하는 장치(42)로 형성된다. 예를 들어, 음성 전송시엔 비교적 짧게, 음악 전송시엔 비교적 길게 조정된다. 음성/음악 검출기를 사용하므로써, 일반적으로 음성 전송시 보다 큰 변조 스위프 피크가 고려될 수 있으며 전환 주파수와 신호 질간에서 보다 좋은 비를 얻을 수 있다. 특히 간단한 실시예에 있어서, 유효 변조 주파수 스위프는 유효 주파수 스위프를 측정하는 장치(43)에 의해 공지된 방법(제11도)으로 측정되어 방전시정수는 증가하는 유효 주파수 스위프 피크에 대응하여 짧아진다. 방전 시정수는 전자식으로 조정가능한 저항 및 일정한 캐패시터에 의해 공지된 조정될 수 있다. 또 다른 실시예는 주파수 스위프 간섭 피크의 주파수에 따라서 주파수 스위프 임계값을 적절히 증가시킨다.

안테나 다이버시티 시스템(1)의 동작은 간섭 의존 주파수 스위프 피크 및 고주파수 또는 중간 주파수 반송파의 동시 발생 간섭 의존 진폭 버스트가 동시에 평가될 때 바람직하게 된다. 진폭 버스트는 매 시간마다 주파수 스위프 간섭 피크의 발생과 연관된다. 주파수 스위프 간섭 피크와 동시에 발생하는 진폭 변조의 순시 정도는 진폭 임계값 V2을 기준하여 측정된다(제15도). 만일 버스트가 임계값을 초과하고 동시에 주파수 스위프 간섭 피크가 발생하면, 수신 신호는 순간적으로 왜곡되므로 시스템은 신호 검출기(19)의 입력에서 다른 신호를 탐색해야만 한다. 신호 특성에 따른 진폭 임계값의 동적 조정을 하는 것이 좋다. 회로(46)(제12도)의 출력에서 반송파 진폭의 평균값은 진폭 임계값의 조정에 적합한 기준을 제공한다. 감소하는 평균 반송파 진폭에 따라서, 평균 신호질은 저하되어 유지되는 전환 임계값은 비효율적으로 고전환 주파수를 야기한다. 이러한 단점을 피하기 위해서, 평균 반송파 진폭은 회로(46)에 의해 정해져 전환 임계값 V2을 조정하는 합산 회로(47)에 사용된다.

본 발명의 다른 실시예에 있어서, 주파수 스위프 간섭 피크의 에너지양은 또한 주파수 스위프 간섭의 평가에도 사용된다. 특히 간섭이 크게 됨에 따라서, 신호 입력에서 발생하는 서로 다른 신호의 간섭간을 식별하여 최소한으로 간섭된 신호를 선택한다. 간섭이 매우 크게 됨에 따라서, 또한 전환 주파수를 적당한 정도로 제한하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 상기 이러한 목적들을 제15도의 주파수 복조기(32)가 가변적으로 조정가능한 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터(도시되지 않음)에 후속되므로써 성취된다. 따라서, 간섭 의존 주파수 변조의 순시값 뿐만 아니라 대역폭 제한의 적분실행으로 인해 간섭 피크의 에너지 양이 또한 평가된다. 간섭이 크게됨에 따라서, 이러한 방식은 검출 시간을 길게하고 전환 주파수를 제한시킨다. 게다가, 이 방식은 큰 주파수 스위프 간섭을 유사하게 평가하여 전환 주파수를 증가시키기 위하여 사용되므로써 선택기 입력에서 활용되는 신호로부터 최적의 신호를 선택할 가능성이 더욱 크게되는 장점이 있다. 신호질이 악화됨에 따라서 필터 대역폭을 적절히 감소시켜 상기 필터의 주파수 대역폭을 신호질에 적응시키는 장점이 있다.

매우 약한 수신 신호를 갖는 영역에서 너무 높은 전환 주파수가 발생한다는 것이 알려져 있다. 이들 상황하에서 유용한 최적의 신호를 선택함에 있어서, 주파수 스위프 피크내에 포함된 에너지는 적분으로 평가되어 실제 주파스 스위프 간섭신호와 중첩된다.

또 다른 실시예에 있어서, 임계값을 동적으로 제어하는데 있어서 본래 야기되는 지연이 피하게 된다. 이러한 것으 예를 들어 큰 유효 변조 스위프 피크가 발생된후 순시 임계 레벨 V1과 비교 되므로써, 상기 순시 임계 레벨 V1이 이미 큰 유효 변조 스위프 피크로 적응된 값을 갖는 방법으로 신호가 FM 복조기(32) 및 AM 복조기(35)에 의해 복조된 후 이동시간 만큼 지연 되므로써 얻어진다. 이동시간은 FM 복조기 출력(27)과 임계값 검출기의 입력간의 신호 통로의 이동 시간과 거의 상응하도록 선택되며, 이 임계값 검출기에서는 상기 신호와의 비교가 발생된다.

잔여 전환 간섭이 들리지않도록 하기 위하여 다이버시티 처리기(3)의 전환 시간 동안에 저주파수 가청채널을 묵음화시키는 장점이 있다. 이 단부(제13도)에 요구되는 리드(50)에서의 스위칭 신호는 제어회로(9)의 출력 접속된 리드(13)를 통하여 모노플릅(26)에 의하여 분산된다. 묵음회로(33)는 공지되어 있다. FM 수신기의 저주파 부분(도시되지 않음)의 리드에서의 저주파 신호의 억압이나 스위칭 잡음을 피하기 위하여, 이 저주파 신호의 순시 전압을 억압하는 것이 묵음 회로(33)의 시간동안 유지되어 이 시간 후에 상기 신호에 앞서 있는 신호를 처리한다.

적절한 실시 예에서, 저주파 신호는 S/N 회로(42)의 신호-대-잡음비의 출력(48)에서 출력 신호의 평균 값에 의해 가중된다. 신호 대 잡음비가 감소하면, 잔여 간섭이 덜 왜곡되는 방식으로 가중됨에 따라서, 전위차계(34)에 의하여 리드(29)(제14도)에서 저주파 신호를 대응적으로 감소시키는 것이 바람직하다.

Claims (14)

  1. 수신기, 안테나 및 다이버시티 처리기를 구비하여 주파수 변조 발진을 이동 수신하는 안테나 다이버시티 시스템에 있어서, 상기 시스템은 중간 주파수 부분(2)을 갖는 FM 동조기, 최소한 2개의 안테나(1-i)(i=1, 2, …, n)와, 안테나로부터 파생된 소정 선형 조합에 대응하는 중간 주파수 또는 고주파수 신호를 공급받는 상기 다이버시티 처리기(3)를 구비하며, 상기 다이버시티 처리기는 연속적인 진폭 임계 검출기(36)를 가진 AM 복조기(35)와, 연속 주파수 스위프 임계 검출기(31)를 갖는 FM 복조기(32) 및 상기 AM 임계 검출기(36)의 진폭 임계값을 초과하는 주파수 버스트 및 상기 중간 주파수 또는 고주파수 신호에서 주파수 스위프 임계검출기(31)의 주파수 스위프 임계값을 초과하는 간섭 의존 주파수 스위프 펄스의 동시 발생시에 상기 안테나 신호로부터 파생되는 또 다른 선형 조합을 중간 주파수 부분(2)을 갖는 상기 동조기의 입력측에 공급시키는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 다이버시티 처리기(3)는 평가회로(30)와, 고주파 출력(20)과, 최소한 2개의 안테나 입력(3-i)(i=1, 2, …, n)을 갖는 안테나 결합기(10)를 구비하며, 한편, 중간주파수 또는 고주파 신호는 평가회로(30)에 공급되고, 상기 평가회로(30)는 상기 주파수 스위프 임계 검출기(31) 및 진폭 임계 검출기(36)를 구비하여 상기 중간 주파수 신호에서 주파수 스위프 임계 검출기(31)의 주파수 스위프 임계값을 초과하는 간섭 의존 주파수 스위프 펄스 및 상기 진폭 임계 검출기(36)의 진폭 임계값을 초과하는 진폭 버스트의 동시 발생시에 안테나 신호의 선형 조합중 하나의 조합을 어드레스 신호(12)에 따라서 고주파 출력(20)상으로 통과시키는 안테나 결합기(10)에 상기 어드레스 신호를 공급하는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  3. 제2항에 있어서, 상기 안테나 결합기(10)는 n 안테나 신호로부터 m선형 조합을 형성하여 m신호 출력에 공급하는 m신호 출력과 n 안테나 입력(3-1, …, 3-n)을 구비하는 매트릭스 회로(18) 뿐만 아니라 상기 매트릭스 회로(18)의 신호 출력에 접속된 m신호 입력(19-1, …, 19-m)과, 고주파수 출력(20) 및 입력(12-1)을 갖는 신호 선택기를 구비하는 한편, 상기 신호 선택기(19)는 상기 신호 입력(19-1, …, 19-m)의 신호를 상기 어드레스 입력(12)에 존재하는 어드레스 워드에 대응하는 고주파수 출력(20)으로 통과시키는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  4. 제3항에 있어서, 상기 매트릭스 회로(18)는 제1합산 회로(38)을 구비하고, 각각의 안테나 입력(3-1…, 3-n)은 매시간 마다 위상을 적절하게 조정하는 위상 시프트 장치(22-1-1, … ; 22-1-j ; … ; 22-n-1, …22-n-k, 여기서 j…, k는 임의 정수)와, 가중팩터를 적절하게 조정하는 진폭 가중장치(23-1-1, …, 23-1-j ; …, 38-n-1, …, 38-n-k)에 접속되고 상기 합산회로(38)의 각 출력은 신호 선택기(19)의 m신호 입력(19-1, …, 19-m)중의 하나의 입력에 접속되는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  5. 제4항에 있어서, 상기 매트릭스 회로(18)의 안테나 입력(3-1, …, 3-n)수 n와 상기 신호 선택기(19)의 신호 입력(19-1, …, 19-n)수 m은 동일하고, 각각의 안테나 입력(3-1, … 3-n)은 매시간 진폭 가중장치(23)를 통하여 신호 선택기(19)의 m신호 입력(19-1, …, 19-m)중 하나의 입력에 접속되고 가중 팩터가 적절하게 조정되는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  6. 제5항에 있어서, 상기 진폭 가중장치(23)는 모든 선택기 입력 신호(19-1, …, 19-m)의 신호 대 잡음비의 시간 평균값이 가능한 동일하게 되도록 조정되는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  7. 제4항에 있어서, 상기 안테나 결합기(10)는 2개의 안테나 입력(3-1 및 3-2) 및 제2합산회로(21-1)와 제1감산회로(21-2)를 구비하며, 상기 안테나입력(3-1, 3-2)은 한편으로 상기 신호 선택기(19)의 신호 입력(19-2, 19-3)에 접속되는 상기 합산회로(21-1) 및 감산회로(21-2)에 접속되고 상기 안테나 입력 각각은 다른 한편으로 상기 신호 선택기(19)의 또 다른 신호 입력(19-1, 19-4)에 직접 접속되는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  8. 제3항에 있어서, 상기 평가회로(30)는 중간 주파수 부분(2)을 갖는 동조기에 접속되는 왜곡 검출기(8) 및 제어 회로(9)를 구비하고, 한편, 2진 논리 신호(11)는 상기 중간 주파수 신호(4)의 주파수 스위프 임계 검출기(31)의 상기 주파수 스위프 임계값을 초과하는 간섭의존 주파수 스위프 펄스 또는 부가적으로 상기 진폭 임계 검출기(36)의 상기 진폭 임계값을 초과하는 진폭 버스트의 동시 발생에 따라서 제어회로(9)에 공급되고, 상기 왜곡 검출기(8)는 상기 2진 논리 신호(11)에 응답하여 적당한 어드레스 신호(12)를 상기 신호 선택기(19)의 어드레스 입력(12-1)에 공급하는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제어회로(9)는 상기 신호 선택기(19)의 신호 입력(19-1, …19-m)을 우선순위 리스트에 따라서 상기 중간 주파수 부분(2)을 갖는 FM 동조기에 접속시키는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  10. 제1항에 있어서, 상기 다이버시티 처리기(3)는 상기 FM 복조기(32) 및 상기 주파수 스위프 임계 검출기(3)의 입력 단자(V1)간에 접속되는 주파수 스위프 임계 제어장치(40)를 구비하여 상기 주파수 스위프 임계값(V1)을 동적으로 제어하거나 부가적으로 상기 AM 복조기(35) 및 상기 진폭 임계값 검출기(36)의 입력 단자(V2)간에 접속된 진폭 임계 제어 장치(41)를 구비하여 상기 진폭 임계 검출기(36)의 진폭 임계값(V2)을 동적으로 제어하는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  11. 제10항에 있어서, 상기 주파수 스위프 임계 제어 장치(40)는 제3합산 회로(44)에 접속된 연속적인 정류기 및 적분기를 갖는 고역 통과 필터(S/N회로, 42) 및 상기 제3 합산 회로(44)에 접속된 연속적인 제1정류기 및 제1적분기를 갖는 저역 통과 필터(효과적인 주파수 스위프를 측정하는 장치, 43)를 구비하고 상기 진폭 임계 제어장치(41)는 제2감산 회로(47)에 접속된 연속적인 제2정류기 및 제2적분비(46)를 구비하여 변조 정도를 측정하는 장치(46)를 구비하는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  12. 제8항에 있어서, 상기 평가회로(30)는 전환 주파수 검출기(9, 16)를 구비하여 검출된 신호 전환 주파수에 따라서 중간 주파수 부분(2)을 갖는 동조기에 공급되는 안테나 신호 조합을 제어하는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  13. 제12항에 있어서, 상기 전환 주파수 검출기(9 및 16)는 상기 제어 회로(9)에 포함된 펄스 발생기를 구비하여 상기 제어 회로(9)에 공급되는 2진 논리 신호에 따라서 펄스를 발생시키고 상기 왜곡 검출기(8) 및 상기 제어 회로간에 접속된 연속적인 제3적분기 및 제3정류기를 구비하여 주파수 스위프 임계값(V1)또는 부가적으로 진폭 임계값(V2)을 제어하는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제3적분기는 제3합산회로(44) 또는 부가적으로 제2감산회로(47)에 접속되는 것을 특징으로 하는 안테나 다이버시티 시스템.
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