KR960004695B1 - 수신 방법 및 그 방법을 실행하는 수신 안테나 시스템 - Google Patents

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Abstract

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Description

수신 방법 및 그 방법을 실행하는 수신 안테나 시스템
제1도는 본 발명에 따른 수신 안테나 방법 또는 그 시스템을 설명하기 위한 회로 장치의 블록도이다.
제2도는 본 발명에 따른 상기 방법 및 시스템의 동작 모드를 설명하기 위해 신호를 벡터로 표시한 다이어그램도이다.
본 발명은 위상 변조기 안테나 출력 신호와 겹쳐지고, 상기 안테나의 신호가 가산되며 가산 신호 진폭이 복조되는 다수의 개별적인 수신 안테나를 구비한 수신 방법에 관한 것이다. 또한 본 발명은 다수의 개별적인 수신 안테나, 위상 변조기, 가산 회로 및 진폭 복조기를 구비하는 상기 방법을 실행하기 위한 수신 안테나 시스템에 관한 것이다.
라디오 및/또는 텔레비젼 송신을 수신하는 차량 수신에 있어서는 수신을 방해하는 심각한 수신 장애가 발생한다. 상기와 같은 수신 장애는 여러 방향으로부터 라디오 또는 텔레비젼파가 안테나상에 도달되기 때문이다. 소위 이 다방향 수신은 라디오 또는 텔레비젼파가 송신기로부터 직접 안테나에 도달하는 것 뿐만아니라 빌딩에서 반사되고 또한 다른 방향을 따라 수신 안테나에 도달하기 때문에 발생한다. 수신 안테나에 의해 수신된 복수개의 신호에 대한 수신 경로는 다른 길이를 가지므로 라디오 및 텔레비젼 신호, 특히 주파수 변조된 반송파에서 간섭 장애가 발생하고, 그것에 의한 합성 반송파는 서로 진폭 복조 및 위상 복조하게 된다. 따라서 상기 후자는 망원(telescopic) 안테나, 일렉트로닉 쇼트-로드 안테나(electronic short-rod) 또는 일렉트로닉 와인드 스크린 안테나(electronic wind screen) 등 사용되는 안테나의 형태에 관계없이 물리적 요소때문에 발생하며 수신을 상당히 나쁘게 하는 좋지 못한 수신 방해를 가져온다.
R. Heidester & K. Vogt에 의한 NTZ 1958, No. 6페이지 315-319의 논문에서는 다방향 수신때문에 발생하는 이러한 간섭을 감소시키기 위해 차량 수신 등의 다수의 개별적인 수신 안테나를 구비하는 수신 안테나 시스템이 설명되었다. 각각의 개별 안테나와 결합된 이 공지된 장치는 각각의 개별 안테나의 개별적인 신호의 진폭을 연속적으로 결정하고 모니터하는 수신기이다. 결정된 진폭은 비교되고 개별 안테나 각각의 최강 신호는 수신 수신로서 사용된다. 그러나, 병렬 또는 수신기 변환(diversity) 시스템이라고 하는 이러한 형태의 변환 시스템은 매우 광범위 하고 각각의 안테나가 수신기에 제공되어야 하므로 회로 기술이 복잡하다. 더욱이, 최강 안테나 신호를 제공하고 전술한 기준에 따라 라디오 수신기에 접속되는 개개의 안테나가 필요에 따라 최상의 신호를 제공한다는 것은 확실치 않고, 이것은 특히 주파수 변조된 신호에 있어서는 사실이 된다.
EP 0 201 977 A2, DE 3,334,735 A2 및 잡지 ＂Funkshhau＂, 1986, 페이지 42-45에는 수신질이 설정된 임계치 이하로 강하할 때에 하나의 안테나로부터 다른 안테나로의 스위칭 또는 안테나 전압의 하나의 선형 조합으로부터 다른 선형 조합으로의 스위칭이 시행되는, 서두에 언급한 형태의 다른 수신 안테나 시스템을 한 예로서 나타내고 있다. 그러나 주사변환 또는 안테나 선택 변환 시스템이라고도 알려져 있는 이 방법은, 간섭이 발생되었을때만 스위칭 동작이 시작된다는 본질적인 단점을 가지고 있다. 사용자에게 만족을 주고 사용자가 들을 수 없는 안테나 전압의 선형 조합 또는 안테나간의 전송을 달성하기 위하여 스위칭은 극히 빨리 일어나야 되며, 회로 기술의 관점에서 볼때 이 기술은 매우 복잡하고 어렵지만, 제한된 범위에서는 가능하다. 이 수신 시스템의 다른 본질적인 단점은 다른 안테나가 더 작은 간섭을 갖는 더 나은 수신 신호를 제공하더라도 비교적 열악한 그러나 스위칭 임계치 바로 아래의 수신 신호를 제공하는 안테나가 계속하여 동작한다는 것이다. 또한, 안테나에서 간섭이 발생할 때에 안테나는 임의로 선택된 다음의 안테나 또는 역시 방해받을 수 있고 또는 전술한 바와 같이 스위칭 임계치 바로 아래에 있는 안테나 전압의 선형 조합으로의 활성화된 스위칭 결과를 일으킨다. 그러므로 이 변환 시스템의 수신 특성은 만족스럽지 못하다.
DE 3,510,580 A1에서는 수신 신호의 위상이 임의적으로 또는 통계적으로 갑작서럽게 변화되고 그 결과적인 진폭 변화가 측정되는 안테나 수신 방법 또는 시스템을 나타내고 있다. 이 경우, 최적 위상 위치의 세팅은 여러 단계의 시행착오(trial and error) 원리에 의한다. 따라서, 위상 변화가 시작되고 이것이 전체 진폭을 더 좋은 것으로 하는지 더 나쁜 것으로 하는지가 결정된다. 상기 결과는 각 경우에 대하여 프로세서내에 저장된다. 따라서, 상기 ＂시행착오＂방법은 가끔 수신 조건의 저하를 초래한다.
복수개의 개별 수신 안테나를 구비하는 공지된 수신 방법을 나타내는 US-PS 4,079,318에 있어서는 위상 변족가 위상 변조기에 의하여 안테나 출력 신호와 겹쳐진다.가산 회로에 있어서 위상 변조된 출력 신호는 위상 변조되지 않은 다른 안테나 출력 신호에 가산된다. 종래의 수신 회로에서 주파수 변환 및 중간 주파수 증폭후에 상기 가산 신호는 다음의 진폭 검출기 및 동기 검출기에서 진폭 복조되어진다. 이것은 위상회전 소자가 연속적으로 조절되는 제어 신호를 제공하여 가산 회로의 입력 회로가 일정 위상 위치로 되게한다. 이 공지된 방법은 소위 페이딩(fading) 효과를 감소시키기 위해 전자파 범위에서 전송하도록 되어 있고, 상기 전자파 전송 시스템은 2개 이상의 안테나로써 단일 전자 신호를 수신한다. 따라서 이 공지된 수신 방법은 지향성 라디오 링크(link) 및 고정 안테나용으로 사용된다. 이 공지된 제어 방법으로 지향성 라디오 안테나의 수신 로우브(lobe)는 고정 수신 안테나에 의해 최적 수신을 얻기 위해 잇따라 야기된다. 상기 잇따름은 분 또는 시간적으로 발생하므로 비교적 느리다. 이미 설명한 바와 같이 수신 로우브는 상기 시간 주기에서 천천히 변화시킬 수 있으므로 고속 잇따름을 제공할 필요는 없다. 차량 라디오에 대하여 이러한 공지의 방법을 사용하는 것, 특히 40Hz의 가장 낮은 전송주파수를 갖는 차량에서의 VHF 라디오 수신은 차량 수신에 있어서 20msec 이하의 잇따른 시간이 필요하기 때문에 불가능하다. 차량 수신에서 잇따름 속도는 여러가지 상태의 빠르기 양이다. 게다가, 공지된 방법에 있는 더 긴 잇따름 시간은 DE 3,510,580 A1로부터 공지된 종래의 기술을 고려해 상세히 이하에서 설명되는 것처럼 가청범위내의 잡음을 이끌어 낼 수 있다.
차량 라디오 변환 시스템에서 제공된 이유에 대한 필요한 고속 자동 제어는 발생되는 간섭 때문에 고정변환 시스템에서는 불필요할 뿐만아니라 불가능하다. 미합중국 특허 제4,079,318호로부터 공지된 상기 방법에 있어서, 하나의 안테나 출력 신호는 저주파 신호로 위상 변조된다. 따라서 상기 제어는 반드시 천천히 발생되어야 하는데 이는 상기 저주파로 인하여 간섭양의 변동은 비교적 지속으로만 추적될 수 있기 때문이다. 이러한 이유 때문에 이 공지된 고정변환수신 방법은 차량 라디오 변환 수신용으로 적합하지 않다. 더욱이, 공지된 방법에 있어서는 저대역 신호용 주파수 대역 폭이 또한 제한되고 하위 주파수 범위는 저주파 변조 신호 때문에 사용될 수 없다. 따라서 상기 공지된 수신 방법은 차량 라디오 변환 수신용으로 적합치않다.
전자파 범위내의 고정변환 수신 시스템에 있어서 제어동작 개시에 따른 위상 편차는 비교적 작고 90°를 초과하지 않는다. 그 결과 제어 신호는 좁은 신호 또는 전압범위내에서만 존재한다. 상기 제어 신호는 항상 위상 편차에 비례한다. 매우 큰 위상 편차에서 발생하는 제어 신호의 강하의 180°위상 편차에서 발생하는 중립범위는 도달되지 않는다. 대조적으로, 차량변환 시스템에 있어서는 큰 위상 편차, 360°의 전체 위상범위 이상으로 연장하는 점프 및 고변환율(Rayleigh fading)이 예상된다. 이 경우에 고정변환 시스템에 대하여 EP-02 27 015 A2에서 개시한 바와같은 제어 방법은 저응답 때문에 사용될 수 없고 또한 변동률이 중리의 경우에 더욱 천천히 되므로 사용될 수 없다.
차량에서 정지 지향성 라디오 전송용 변환 수신 방법과 차량 수신간의 다른 기본적인 차이는 특히 개별 안테나가 차량 라디오 변환 안테나에 상반되는 지향성 라디오에 있어서 매우 다른 입사각에 따른 신호를 항상 수신하는 것에 있고 각각의 안테나 특성은 전혀 없을 때까지 어떤 위상 및 진폭 위치에서 신호를 수신할 수 있는 것이다. 따라서, 수신 로우브를 갖는 광학 배열용 고정 안테나가 비교적 천천히 잇따를 필요만 있음에 반해, 차량변화 시스템의 경우에 있어서 그것은 위상변화를 검출하고 처리할 뿐만아니라 진폭을 극히 넓은 변화 범위에서 변화시킬 필요가 있다. 이것은 EP 02 27 015 A2로부터 공지된 수신 방법으로는 불가능하다.
따라서 본 발명은 차량 라디오용, 특히 차량 라디오 수신용으로 적합하며 넓은 변화 범위의 위상 및 진폭에 대해서는 개개의 안테나에 의해 수신된 신호, 예를들면 VHF 신호의 매우 빠른 변화를 검출 및 처리할 수 있고, 그리고 변환 수신을 최적화하기 위한 보충된 정보를 이용할 수가 있는 수신 안테나 시스템 및 수신 방법을 제공하는 문제점에 관한 것이다.
미합중국 특허 제4,079,318호로부터 공지된 수신 방법에서 발생하는 이 문제점은 본 발명에 따라 해결됨에 있어서 개개의 안테나 출력 신호상의 보조변조 신호에 의해 위상 및/또는 진폭 변조의 형태로 겹쳐지고, 수신 회로에서 증폭되고 선택된 가산 신호는 크기 그리고 주파수 및/또는 위상에 관하여 주파수 및 진폭 복조기에서 복조되며, 보조변조 신호는 복조된 신호로 제거되며 그리고 동기 복조기를 이용해 개개의 안테나 신호의 실제 및 가상 부분은 가산 신호를 연관시켜 결정되고 그것으로부터 가산 신호에 관한 개개 신호의 위상 위치 및 진폭 부과가 얻어지며, 고주파 개별 신호의 위상 및/또는 진폭은 최적 진폭 부과를 향한 방향에서 결정된 위상 위치 및/또는 결정된 진폭 부과에 좌우되어 각각 변환된다. 개개의 안테나 전압상에서 보조변조를 행하는 본 발명에 따른 단계를 토대로 실제 안테나 전압을 부가하고 수신 회로에 결과치 가산 신호를 제공하는 것을 가산 신호의 진폭에 가산 신호의 위상 위치 및/또는 개별 신호의 진폭 부과에 관한 개별 안테나 신호의 위상 위치를 결정하도록 복조에 의하여 가산 신호의 결과치 변조를 측정하므로 가능하다. 이 방법으로 얻어진 정보를 가지고 실제의 제어 또는 스위칭 동작은 수신기에서 처리된 개별 신호 또는 신호를 최적화하도록 실행될 수 있다.
보조변조에 의해 그것은 하나의 수신기에서만 제공하도록 하는 본 발명에 충족된다. 그럼에도 불구하고, 전체 안테나 전압상의 정보가 이용가능하므로 상기 정보는 최적화, 제어 및 스위칭 동작을 위한 어떤 시간에서도 사용될 수 있다.
더욱이 본 발명에 따른 수신 방법의 장점은 특히 간섭이 이미 발생되었을 때 뿐만 아니라 연속적으로 편차를 최적화하기 위해 작용한다는 것이다. 실제로 이 방법에 있어서 많은 시간이 최적화 및 제어 또는 스위칭 동작하기 위해 사용되며 그뒤 간섭의 발생을 지연시켜야 할 경우도 있다.
상기 수신 시스템의 또다른 장점은 항상 시작 조건에 관계없이 적어도 간섭을 갖는 신호를 정열시킨다는 것이다. 상기 수신 시스템의 이 수단은 통상의 방법을 갖는 경우에서 처럼 스위칭 임계에 놓이거나 바로 밑에 놓이는 확실한 수신 신호 또는 선형 조합의 수신 신호를 방해하지 않는다. 역으로, 더 좋은 안테나 또는 더 좋은 선형 조합의 개별 신호를 연속적으로 세팅하도록 작용되고 그 결과가 수신질은 상당히 좋아질 수 있다. 본 발명에 따른 수신 방법에 있어서 같은 위상의 가산 개별 안테나 신호는 이용될 수 있는 전체 개별 안테나로 신호 에너지화 되기 때문에 상기 안테나 신호의 전체 합은 각각의 개별 신호보다 양호해지고 특히 개별 안테나의 간섭은 고정적으로 평균화 되므로 이러한 관점에서 상당히 개량된 수신질이 얻어진다. 본 발명에 따른 수신 방법으로 주파수 선택을 하는 경우에 있어서, 복수개의 흐트러진 개별 신호로부터 결합되어 흐트러지지 않은 수신 신호를 발생시킬 수 있다. 또한 본 발명에 따른 수신 방법의 장점은 패딩처럼 공지된 주행 동작(trabelling operation)을 나누므로 선택 감쇠시켜 독립적으로 동작하는 것이다.
상기 개별 안테나 출력 신호의 보조변조는 각 경우의 각 신호에 대하여 다른 신호와 독립되게 측정되어야만 한다. 따라서, 개별 안테나 출력 신호의 상기 변조는 연속시간에 구성될 수 있다. 또한 그것은 다른 주파수를 갖는 개별 안테나 출력 신호에 대해 보조변조를 실행시킬 수 있고, 따라서 상기 변조는 동시에 구성될 수 있다.
따라서, 본 발명에 따른 변환수신 방법에 있어서 가산 신호는 진폭뿐만 아니라 가산 신호와 관련한 크기 및 위상에서 복조되므로 위상 위치 및 진폭 부과에 대해서는 조절 또는 제어가 가능하다. 더욱이, 각각의 개별 안테나 신호의 실제 및 가상부분은 가산 신호와 관련해 결정되므로 진폭 및 위상과 구별하여 또한 신호가 얻어진다. 결과적으로, 통상 레이래이 패딩(Rayleigh fading)에 대한 제로 통과에서 포함되는 것처럼 위상 회전뿐만 아니라 반대위상까지의 점프는 확실하게 검출될 수 있고 단일 스위칭 동작으로 보상될 수 있다.
언급한 DE 3,510,580 A1과 대조적인 본 발명에 따른 본 발명에 있어서 가산 신호와 관련한 개별 신호의 위상 및 진폭은 유일하게 측정되고 그것에 좌우되는 특성은 구성된 위상소자를 세팅하므로 정확하게 정의된다. 그것에 의해 작업단 계수가 현저히 감소된다. 이것은 대응하는 전환이 덜 필요하고 따라서 전환에 의해 발생된 나머지 간섭이 본 발명에 있어서 실제로 감소된다는 장점을 갖는다. 상기 공지된 장치에 있어서 최소에 도달하기 훨씬 전에 작용하도록 하기 위해, 예로 150Km/h로 주행하는 빠른 자동차의 경우에 가장 양호한 경우에서 VHF 범위내의 2개의 연속하는 수신치소 시간 간격이 1.5m/150Km/h, 즉 36ms 일때, 변환시스템이 4m의 안테나를 갖는다면 단지 36ms/4의 시간=안테나 당9ms를 초과해서는 안된다. 이 수단 때문에 측정 시간은 2.5ms의 크기이고, 즉 440Hz의 주파수내에 놓인다. 이 주파수는 정확히 귀의 최대감도 범위내에 있으므로 공지된 회로에서의 빈번한 전환에 따른 잡음은 상당하고 혹시 얻어진 어떤 수신 개량은 전환에 따른 잡음에 의한 오프셋이다. 상기 보조 주파수가 사용되지 않는 측정 채널내에 놓이기 때문에 사용할 수 있는 신호는 측정에 의한 어떤 것에도 영향을 받지 않는다.
DE 3,510,580 A1에서 공지된 회로 장치와 본 발명간의 기본적 차이는 특히 안테나 신호가 다른 주파수에 사용되는 혼합기에서 변환된다는 것이다. 대조적으로 본 발명에서의 안테나 신호는 원래의 주파수 위치에 남고, 추가성분만 그것에 더해지게 된다. 공지된 방법에서 사용된 가산기를 갖는 이 수단의 가산기 합은 중간 주파수 범위에서 실행되고 본 발명의 경우에서와 같이 고주파 범위에서는 실행되지 않는다. 정의에 의해, 공지된 방법의 중간 주파수 증폭기는 수신 회로 예로 r.f.회로 및 혼합기를 주파수 세팅하기 위해 필요한 소자가 없다. 이들 부분은 각각의 안테나에 대해 분리되어 있어야만 하고 이것은 회로상의 상당한 비용을 나타낸다. 그것과 대조해, 본 발명에 있어서 상기 신호는 수신 회로에 앞서 고주파 측부상에 가해지므로 변환시스템에서 극히 드물게 적용되는 통상의 라디오 수신기가 허용되어진다.
또한, DE 3,510,580 A1에 따른 회로 장치에서 증폭되고 선택된 가산 신호는 전체 신호처럼 진폭 복조기에 의해 복조된다. 본 발명에 있어서 증폭되고 선택된 가산 신호는 보조변조 성분의 크기 및/또는 위상에 대하여 복조된다. 공지된 회로 장치와 대조를 이루어 상기 위상정보는 다방향 수신에서 발생하는 간섭진폭 변조에서만 조금 영향을 받는다. 결과적으로 높은 양질의 정보가 얻어진다.
EP 02 27 015 A2에서 나타낸 변환 시스템은 2개의 수신 안테나를 가지고 있다. 2개 이상의 수신 안테나를 사용할 때 모든 다른 위상들은 측정되어야만 한다. 이것은 n(n-1) 측정장치, 즉 상당한 장치 비용을 필요로 한다. 대조적으로, 본 발명에 있어서 가산 신호와 관련한 개별 신호의 위상 분리는 항상 명확한 방향 및 최적정에서 만들어진다. 이 장치 비용은 안테나 수와 선형으로 증가하는 진폭 변조기 및 위상 회전소자의 수에 제한된다. 그 자체의 평가 수단은 항상 오직 한번만 존재한다.
오히려, 크기 및 주파수 또는 위상과 관련해 복조된 신호는 보조변조 신호로 응집하여 복조된다. 복조된 신호 혼합기로부터 보조 신호의 선택이 얻어진다. 그것에 의해 보조변조의 결과치 동위상 성분은 위상 변위된 보조변위 신호의 실제 및 가상부분을 나타낸다. 예로 보조변조가 진폭 변조인 경우 진폭 복조검출기의 동기적으로 복조된 출력 신호는 실제부분을 제공한다. 주파수 변조 복조기는 다른 위상 변조 신호를 제공한다. 이것으로부터, 동기 복조기로써 위상에서 90°변위된 가상부분이 얻어진다.
앞에서 설명한 경우와 대조되는 동기 복조기가 90°위상 변위된 보조변조 신호로 동작되면, 이상적 소자, 즉 왜곡 또는 처리되는 신호의 다른 간섭의 영향을 받지 않는 소자를 갖는 회로 장치에 있어서, 상기 출력 신호는 없어야만 한다. 통상 본 발명에 따른 수신 방법으로 사용하기 위한 라디오 세트는 설정되었거나 존재한다. 그러나, 상기와 같은 라디오 세트는 이상소자가 아닌 소자로 구성되었다. 결과적으로, 출력신호 사라짐에 있어서 상기에서 설명한 이상 상태는 이루어지지 않는다. 더욱이 발전된 본 발명에 따라 복조 신호는 90°위상 변위된 보조변조 신호로 부가적으로 응집해 복조되고 이 방법으로 얻어진 상기 신호는 수신 방법의 수행용으로 필요한 비-이상 소자를 통해 일어나는 간섭을 보상하도록 사용된다.
한층 본 발명에 따른 장점은 보조변조가 사용 신호에 의해 제어되는 2개의 변조 형태간의 비율용 진폭 및 위상 변조라는 것이다. 이 방법에서 순간 신호 상태에 좌우되는 방해에 대한 영향은 보상될 수 있다.
더욱이 본 발명의 실시예는 고주파 개별 신호의 위상 및/또는 진폭이 설정된 위상 및/또는 진폭상태에서만 결정되는 위상 위치 및/또는 진폭 부과에 좌우되어 변화된다는 점에 있다.
확실히 제시된 이 수단 특히 적절한 수단은 미리 정해지고 선택되며, 결정된 위상 위치 및/또는 진폭 부과에 대응적으로 좌우되어 세트 또는 활성화된다. 이 방법에서 또한 그것은 적절한 클리어 상태가 선택되고 세트될 때만 확실하게 된다.
상기와 같은 방법에 있어서 고주파 개별 신호의 위상을 바꾸기 위한 이 접속에서의 두드러진 특징은 한방향으로만 치우친 패턴만 발생된다는 것이다. 이것은 도대체 있을 것 같지 않은 다방향 수신을 만든다.
보조변조처럼 위상 및 진폭 변조는 이들 두 변조타입의 조합으로도 가능하다.
본 발명에 따른 수신 방법의 양호한 실시예가 특이한 것은 하나하나 측정된 고주파 개별 신호가 가산 신호의 위상방향에서 회전되는 점에 있다. 실시예를 참조해 이하에서 상세히 설명되는 것처럼, 이 방법에서 수신 회로용 입력 신호의 연속적 최적화는 다방향 수신이 적절히 최소화됨에 따른 간섭을 감지하므로 이루어진다. 수신 방법의 이 실시예에 있어서 각각의 고주파 개별 신호는 고주파 가산 신호의 위상방향에서 회전되고, 즉 고주파 개별 신호의 위상이 위상 및 가산 신호의 진폭에 관하여 개별 신호의 위상 위치 및/또는 진폭 부과로 신호함유정보에 좌우되어 제어되고 변화되며 상기와 같은 방향에서 고주파 개별 신호의 위상은 가산 전압의 위상으로 정열된다. 이 방법에서 최적 간섭 억제는 수신에서 측정되는 신호에 대해 얻어진다.
각각의 고주파 개별 신호의 위상을 바꿈으로 상기 위상은 선택되는 안테나 패턴용에 대해 적합하므로 실제로 안테나 패턴들은 가능한 한 일정한 패턴 형태를 갖는 순환패턴이다. 이 방법에서 최적 지향 패턴은 합성화 될 수 있다.
상기 보조변조는 설정된 클럭 시퀀스에서 개별 안테나 출력 신호를 연속적으로 겹쳐 놓을때 안성마춤이다. 상기 클럭 시퀀스는 mm(밀리초)의 크기로 되어야 하므로 VHF 범위에서, 즉 100MHz 범위에서, 150Km/h의 차속으로 다수의 샘플링에 대한 1/4 파장 주행 거리를 만들어진다.
본 발명의 상호 실시예는 클럭 시퀀스가 차량속도에 의해 제어되고, 클럭 시퀀스를 제어하기 위한 신호는 차량의 회전 속도계로부터 유도되는 점에 있다. 차속에 좌우되는 클럭 시퀀스를 제어함으로 개별 신호의 변조 클럭 시퀀스는 한층 최적화 될 수 있다.
본 발명에 따른 수신 방법의 진전은 시작 순간에 보조변조가 사용 신호 그 자체에 의해 제어되는 개별 안테나 출력 신호와 연속적으로 겹쳐지게 된다는 것이다. 클럭 시퀀스가 사용 신호의 제로 통과 발생으로 트리거(trigger)될 때 이것이 특히 유용하다. 이 방법에서 가산 신호의 위상 위치에 대하여 개별 신호의 위상 위치 및/또는 가산 신호의 진폭에 대하여 개별 신호의 진폭 부과의 대응 측정은 항상 전송 채널내의 동일 주파수에서 실행된다. 그 결과, 에러없는 측정이 사용 신호의 다른 주파수 또는 진폭에 의해 생길 수 있다.
본 발명에 따른 다른 수신 방법의 유리한 점은 안테나 출력 신호 선형 조합과 겹쳐지는 보조변조로 형성된다는 것이다. 이 수단에 있어서의 보조변조는 안테나 출력 신호와 겹쳐지는 것이 아니라 그것의 선형 조합과 겹쳐진다. 안테나 출력 신호의 선형 조합 사용은 수신 시스템내의 간섭억제를 개선하도록 만들 수 있다.
이미 설명한 본 발명에 따른 실시예에서 처럼 선형 조합에 의해 형성된 안테나 패턴이 적어도 개략적 순환 패턴인 경우 동일 이유에 대해 개별 안테나는 적어도 개략적 순환 패턴이다.
특히, 본 발명에 따른 매우 양호한 수신 방법에 있어서 변조된 안테나 출력 신호의 변조 파라매터(parameter)는 보조변조 주파수가 전송채널의 사용하지 않은 주파수 범위에서 발생하는 것과 같은 방법으로 선택된다. 따라서 이것은 변조된 가산 신호를 인가한다. 이 방법에서 신호들이 여기서 설명한 방법에 따른 변조에 의해 방해받지 않는 것은 확실하다.
본 발명은 스테레오 다중 신호의 수신에 대해서도 양호하게 적용시킬 수 있다. 이 경우에 있어서 안테나 신호 또는 선형 조합에 보조변조로 더해진 스펙트럼 성분은 사용범위 밖의 주파수 범위, 즉 57KHz 이상 및/또는 대략 17 및/또는 21KHz에 놓어야 된다.
제어 또는 스위칭 신호처럼, 예를들면 가산 신호의 위상방향에서 특별히 측정된 고주파 개별 신호를 회전시키기 위해, 디지탈 신호가 허용되는 것도 본 발명의 장점이다. 이 목적을 위해, 본 발명에 따라 각각의 개별 신호 및 가산 신호간의 위상차 및/또는 가산 신호의 진폭에 대해 개별 신호의 진폭 부과가 디지탈 신호로 변환된다.
위상의 양자화는 요구된 만큼 선택되지만 오히려 2-비트 또는 3-비트 위상 양자화는 ±90°또는 ±45°각도에 대응해 선택된다. 그것에 의해 아날로그-디지탈 변환이 단순 임계 검출에 제한될 수 있으므로 회로 장치는 한층 단순화된다. 높은 비트 수를 갖는 양자화는 사실상 상당히 개선된 수신질을 제공할 수 없다. ±180°스위칭 각도를 갖는 1-비트 양자화라도 수신질에서 현저한 개선을 가져다 준다.
본 발명의 양호한 실시예에 따라 개별 수신 안테나는 가산 신호에 대한 개별 신호의 진폭 부과가 설정된 임계치 이하로 떨어질 때 작용 안하게 된다. 이것은 개별 신호의 진폭이 제공하는 정보에 의해 만들 수 있으므로 이 정보에 좌우되는, 예로 상기에서 설명한 방법에 있어서 개별 안테나는 작용 안하거나 다른 스위칭 단계가 추가되어 실행된다. 소 수신 신호 소자를 갖는 개별 안테나를 작용시키지 않게 하기 위해 진폭상의 정보 사용은 특히 양호하므로 소 진폭 소자를 갖는 상기와 같은 안테나는 좋지 않은 영향에서 전체 시스템에 대한 잡음 부과만 만든다. 상기와 같은 비접속 안테나의 수신 신호는 안테나의 캐리어가 없는 2개의 측파대 변조 신호가 가산 신호를 제공하는 경우 여전히 연속적으로 측정될 수 있다.
본 발명의 양호한 실시예는 보조변조가 설정된 시간 간격에 대한 사용 신호의 주기 동안 각각의 개별 신호를 겹쳐 놓는다는 점에 있다. 그것은 각각의 개별 신호상의 보조변조의 첨가는 오히려 상기 고정된 시간점에서 설정된 일정 진폭이 있을때 정의된 시간점에서 만들어지는 이 방법으로 확실하게 된다. 이 실시예는 사용 신호가 비디오 신호일 때 특히 유용하고 보조변조는 각각의 개별 신호의 라인 또는 프레임(frame) 블랭킹 간격 동안 겹쳐진다. 실제로 상기 라인 또는 프레임 블랭킹 간격은 각 주기에서의 동일 진폭이다. 일정하게 정의된 조건이 주어진 결과로써 상기 시스템의 에러없는 측정은 보조변조가 상기 간격 동안 첨가되는 경우에서와 같은 다른 레벨로 인해 일어날 수 있음에 있어서 실제 비디오 신호는 다른 진폭으로 전송된다. 이 특징 때문에 개별 신호의 변조는 시간 조건의 영향을 받으므로 상기 주기내에서 시간-다중법(time-multiplex method) 방식이 생긴다.
더욱이 본 발명의 실시예는 전체적으로 작용되지 않거나 작용되는 또는 부분적으로 제어 신호에 좌우되는 수신 방법을 제공한다. 물론, 예로 백미러 조정 또는 와인드스크린 와이퍼(Windscreen Wiper)용 전기적 보조 모터가 스위치-온 될때 비교적 강한 간섭 신호가 발생한다. 그것에 좌우되어, 개별 안테나는 작용되지 않을 수 있거나 다른 단계가 전체 시스템 작용 용으로 취해진다.
더욱이 설정된 간섭 임계가 초과될 때 수신 방법을 작용시킬 수 있다는 점이다. 예로, 간섭레벨이 설정된 임계값을 초과했는지를 결정하기 위해 간섭 검출기가 제공된다.
사실상 수신 회로의 전송작용은 위상 및/또는 진폭 프로필에 대해 이상적인 아니므로 가산 또는 합성 신호의 위상 및 진폭에 관한 개별 신호의 이상 위치 및 진폭 부과의 결정에서 에러가 발생할 수 있다. 이러한 에러를 보상하기 위해 본 발명의 실시예에 따르면 측정하기 위한 가산 신호에 의해 사전 정의된 보조변조가 측정 신호로써 겹쳐진다. 따라서, 측정 신호의 도움으로 이들 부가 특징을 갖는 수신 회로의 측정이 행해지므로 전송 신호의 마이너스적 영향인 수신회로의 에러는 보상될 수 있다. 상기 측정 신호는 개별 안테나 출력 신호에 대한 보조변조 신호용으로 제공하도록 연속적인 방법에서 처리될 수 있으므로 앞서 언급한 실시예는 측정 신호를 적용할 수 있다.
후자의 실시예와 관련해 이것은 개별 안테나 출력 신호를 겹쳐 놓은 보조변조와 꼭 일치하는 보조변조용 으로 양호하다.
본 발명의 진전에 따라 측정용으로 사용되는 보조변조는 안테나 출력 신호의 부분으로 형성되고 측정된 개별 신호의 위상 및/또는 진폭의 변화 후 가산 신호 결과에 가장 근접하는 가산 신호가 겹쳐지게 된다. 이 실시예로 얻을 수 있는 최적 가산 신호에 대한 빠른 접근이 가능하기 때문에 개별 신호는 상기 변화의 영향을 쉽게 받지만 기준 신호를 형성하도록 사용되는 안테나 출력 신호의 부분내에 포함되지 않는다. 예로, 개별 안테나 출력 신호가 간섭 검출기에 의해 흐트러지는 것이 발견된다면, 이들 신호는 기준 신호 형성에서 제외될 수 있다.
앞에서 설명한 본 발명의 특징을 관련해 보조변조 신호에 의한 위상 및/또는 진폭 복조의 형태로 부여되는 보조변조를 변화시키는 안테나 출력 신호를 제외하고는 개별 안테나 출력 신호상에서 동시에 보조변조는 반대 부호로 변환시키는 안테나 출력 신호를 겹쳐 놓는다. 그것은 단일 안테나 신호의 단독변조로 이루어지는 변조깊이와 비교해 변화시키는 안테나 출력 신호의 효과적 변조깊이를 배가시키는 본 실시예에서 가능하다. 이것은 동일 변조 왜곡에 대한 높은 신호-잡음비를 이루도록 만들 수 있다.
더욱이 본 발명의 양호한 점은 가산 신호의 변조가 모든 안테나 출력 신호의 동시에 일어나는 변조에 의해 작용되는 점에 있다. 이것은 실시예와 상호적임에 있어 측정용 가산 신호상의 설정된 보조변조는 측정신호에 의해 겹쳐지게 된다.
후자의 경우에 있어서, 즉 측정용 가산 신호상의 설정된 보조변조가 측정 신호에 의해 겹쳐지게 된 때, 그것은 가산기 및 수신 회로 사이의 변조기를 제공하는데 좋다.
상기 문제점들은 수신 안테나 시스템을 갖는 본 발명에 따라 해결됨에 있어서 수신 안테나 시스템은 다음과 같은 특징을 갖는다. 변조기는 개별 수신 안테나 뒤에 오며 보조변조 신호(SH)에 의한 보조변조를 개별 안테나 출력 신호와 겹쳐 놓고, 복조기는 양(quantity) 및/또는 주파수 및/또는 위상에 관한 수신 회로에서 증폭되고 선택되는 가산 신호를 복조시키고, 필터는 복조된 신호로부터 보조변조 신호를 여과하고, 동기 복조기는 가산 신호에 관한 개별 안테나 신호의 실제부분 및 가상부분을 결정하고 그것으로부터 위상위치 및 진폭 부과를 유도하며 그리고 위상 및/또는 진폭 세팅 수는 동기 복조시의 출력 신호에 좌우되어 제어된다.
특히 경제적 관점에서 상기 복조기는 주파수 또는 진폭 복조기로만 구성할 수 있다. 이것에 대해, 라디오 세트내의 복조기는 허용된다.
그것은 보조변조 신호로 복조 신호를 응집하기 위해 복조기 뒤에 동기 복조기를 접속하는 것이 유리하다. 이미 설명한 것처럼, 이 방법에서 실제 및 가상부분을 선택하도록 만들 수 있고 부호를 선택할 수 있으므로 그 결과 가산 신호에 관한 각각의 개별 신호의 위상위치 및 진폭 부과가 명확히 결정될 수 있다.
본 발명의 양호한 실시예에 따라 각각의 변조기 및 가산 회로 사이에 위상 및/또는 진폭 제어 소자가 제공된다. 복조기의 출력 신호는 위상제어소자로 제공되므로 특별히 측정된 고주파 개별 신호는 가산 신호의 위상방향에서 회전될 수 있다. 이것은 간섭 감소를 고려해 사용 신호의 연속적이고 빠른 최적화를 제공한다.
특히 이것은 복조기 및 각각의 위상소자간의 아날로그/디지탈 변환기를 제공하는데 좋다. 이 방법에서 각각의 위상변위 소자의 제어는 복조기의 출력 신호에 좌우되게 디지탈적으로 구성되고 이것은 회로 장치를 단순하게 한다.
오히려, 안테나 출력에 접속되는 변조기는 클럭 발생기에 의해 연속적으로 작용된다. 상기 클럭 발생기는 클럭 주파수 또는 복조기에 의해 상호적으로 제어되거나 그밖의 것으로 제어되는 것을 고려해 고정된다.
본 발명의 상호 배치에 따라 연속시간에서가 아닌 다른 주파수, 보조주파수 발생기 및 동기 복조기를 각각의 신호에 대해 사용하는 각각의 안테나 출력 신호 또는 안테나 출력 신호의 선형조합에 대한 측정을 행할 수 있으므로 배가적으로 나타난다.
더욱이 본 발명의 진정은 변조기가 안테나 출력 신호로부터 선형조합을 형성하는 매트릭스 회로에 의해 선행된다는 것이다. 실제 안테나 출력 신호의 선형조합에 의해 결합된 신호의 상관관계 및 기준을 이룰 수 있고 따라서 본 발명에 따른 수신 안테나 시스템의 수신질의 개선 및 간섭 억제를 이룰 수 있다.
상기 복조기는 진폭 복조기를 포함한다. 그것은 특히 진폭 변조기를 어떤 의미의 동기 복조기로 할 때 적합하다. 이 방법에서 복조는 보조변조로 진폭 변조된 수신 신호의 재생된 신호 캐리어를 혼합하므로 작용된다. 상기 신호 캐리어는 수신 신호를 제한함으로 재생된다. 그결과, 공통-채널장애에 있어서 예로 FM 라디오 수신 범위에서만 즉시 더욱 강한 수신 신호의 양이 측정된다. 그 결과, 한 전송기에서 다른 전송기까지 변화하는 가산 신호는 그것의 변조가 취해지기 전에 더욱 강하게 된다.
음성라디오 수신용 실시예로써 도면을 참조해 이후 본 발명을 설명하겠다.
각각의 안테나(1-1,1-2,1-3,1-4)를 거쳐 안테나 출력 신호는 안테나 입력 신호 각각의 선형조합으로도 사용가능한 안테나 출력에서 매트릭스 회로(2)에 인가된다. 상기와 같은 매트릭스 회로는 예로 EP 0 201 977 A2호에서 일반적으로 공지되었고 설명되므로 더이상 여기에서 논의하지 않겠다. 매트릭스 회로(2)의 출력은 각각 진폭 변조기(3)의 입력에 접속된다. 이하에서 상세히 설명되는 것처럼, 보조변조는 진폭 변조기(3)의 입력에서 나타나는 신호에 연속적으로 겹쳐지고, 상기와 같은 방법에서 타임 클럭 시퀀스는 클럭신호 입력을 거쳐 제어되고 진폭 변조기(3)의 연관출력에서 진폭 변조가 발생하는 대응 입력 신호로 인가되는 클럭 신호에 대한 클럭 신호 입력에 좌우된다. 진폭 변조기(34)는 매트릭스 회로의 출력 신호중 하나를 각각 수신하는 4개로 분리된 진폭 변조기 단을 구성하는 배열을 개략적으로 나타내었다. 상기 각각 분리된 진폭 변조기 단은 클럭 신호에 좌우되어 연속적으로 작용되고 대응하는 진폭·변조된 고주파 입력 신호는 연속적으로 공급한다.
상기 진폭 변조기(3)는 입력 신호에 대해 연속적으로 발생하는 위상회전을 초래하는 진폭 변조기에 인가되는 동일한 클럭 신호로부터 클럭 신호 입력을 거쳐 각각 진폭 변조된 고주파 입력 신호용 위상변위소자에 잇따른다. 이하에서 상세히 설명되듯이 위상회전을 제어하는 신호가 위상변위소자(4)에 제공된다. 위상변위소자(4)는 진폭 변조기(3) 각각의 출력과 서로 연관된 4개의 분리된 위상변위소자를 구성하고 연속적으로 상기 클럭 신호에 대응해 작용된다. 위상변위소자(4)의 출력 신호는 가산 회로(5)에서 가산되고 수신 회로(7)를 구비하는 라디오 수신기(6)의 입력에 제공된다. 스테레오 수신의 경우에 출력 신호(R 및 L)는 각각의 확성기로 대응라인을 거쳐 통과한다.
수신 회로(7)의 중간 주파수 출력 신호는 가산 회로에서 증폭기를 거쳐 통과하는 리미터 단까지 그리고 필터단(8)에서 진폭 및 주파수 복조기(9 및 10)까지 끌어내지고 상기 진폭 및 주파수 복조기는 각각 동기 복조기에 연결된다. 상기 복조기(9,10,11 및 12)는 잘 알려진 정교한 회로이다. 진폭 및 주파수 복조기(9 및 10) 다음의 동기 복조기(11 및 12)의 출력 신호는 아날로그/디지탈 변환기(13)로 들어가고, 그것(13)의 출력은 위상변위소자(4)의 제어입력부에 접속된다.
발진 회로의 형태인 클럭 신호 발생기(14)는 상기 회로의 클럭 신호 입력에 인가되는 진폭 변조기(3) 및 위상소자(4)를 연속적으로 작용시키기 위해 이미 언급한 신호발생기(14)의 클럭 신호(ST)를 발생시킨다. 클럭 신호 발생기(14)는 시작순간을 고려해 주파수 복조기(10)를 거쳐 트리거 회로(15)의 출력 신호로 제어 가능하다.
보조변조 신호 발생기(16)는 각각의 고주파 개별 신호의 연속 변조용 보조변조 신호(SH)로 진폭 변조기(3) 각각의 클럭되고 작용된 입력을 제공한다. 상기 보조변조 신호(SH)는 진폭 복조기(9) 다음의 동기 복조기(11) 및 주파수 복조기(10) 다음의 동기 복조기(12)를 통과해 90°의 위상변위를 갖는 위상변위기(17)에서 작용된다.
실시예의 동작 모드는 제2도를 관련시켜 개략적으로 설명하겠다.
보조변조 신호(SH)는 안테나(1-1,1-2,1-3,1-4)의 출력 신호 또는 클럭 신호에 의해 정의된 클럭 시퀀스에 대응하는 매트릭스 회로(2)에서 발생된 안테나 출력 신호의 선형조합과 겹쳐진다. 오히려, 변조파라메터가 선택되어지므로 합성 스펙트럼은 스테레오 다중 신호의 비사용 범위, 예로 62KHz내에 놓인다. 진폭 변조기(3)의 출력 신호, 즉 변조된 개별 신호는 개별 신호로부터 가산 신호를 형성하는 가산 회로(5)에 대한 각 경우에서 위상이동소자(4)를 거쳐 통과하고, 이미 말한 것처럼 가산 신호는 수신 회로(7)에서 중간 주파수 신호처럼 취해지고 증폭기 및 필터단(8)에서 증폭되고 여과된다. 그후, 보조변조 신호의 실제 및 가상부분을 결정하는 동기 복조기(11 및 12)에 의해 그것의 부호가 결정된다. 동기 복조기(11 및 12)의 출력신호는 실제 및 가상부분과 같은 가산 신호의 진폭에 대한 개별 신호의 진폭 부과 정보 및 가산 신호의 위상위치에 관한 개별 신호의 위상위치를 포함한다. 이들 신호는 예로 2비트 아날로그/디지탈 변환기(13)에서 양자화되고 대응하는 위상회전에 영향을 주는 위상-변위소자(4)로 들어간다.
상술한 바와 같이, 동기 복조기(11 및 12)의 출력 신호는 가산 신호의 위상위치와 비교하여 개별 신호의 위상위치에 관한 정보를 포함하고 따라서 위상변위소자는 상기와 같은 방법에서 측정된 개별 신호용 가산신호에 대한 연속적으로 나타나는 위상위치 및 진폭 부과에 좌우되어 제어되고 상기 방법에서 위상변위소자의 위상을 바꾸는 것을 제2도를 참조해 설명하겠다.
제2도에 있어서 개별 신호의 위상위치는 점선으로 나타낸 합 벡터(Vs)를 형성하는 직선벡터(V1,V2,V3,V4)로 나타내진다. 예로 개별 신호(V1,V2,V3,V4)에 대한 동기복조기(11 및 12)의 출력 신호에서 전체 신호(V)로부터 상기 신호의 위상차 크기에 대한 정보가 포함되어 있다.
따라서, 2비트로 90°까지 양자화하는 본 경우에 있어서, 이 신호는 위상차 때문에 위상변위가 일어나도록 현재 변조된 입력 신호에 대해 위상변위소자(4)를 야기시키는 아날로그/디지탈 변환기(13)에서 디지탈화되므로 가산 신호(Vs)로 개별 신호 벡터(V1)의 위상각을 정열시킨다. 상기 위상에서 변위된 개별 신호(V1)는 벡터(V1')로 표시된다.
상기 위상의 더욱 양호한 양자화로 나머지 벡터들을 가산 신호(Vs)의 위상에 대응하는 방법으로 적용될수 있다. 90°의 단계에 대응하는, 그렇지만 본 경우에서만 설명한 것처럼 개별 신호(V1)는 위상에서만 회전되므로 그것은 가산 신호(Vs)의 위상각으로부터 45°이상 다르게 된다. 그러나, 2비트로써의 위상 양자화는 변위된 개별 신호(V1)로 새로운 가산 신호(Vs)를 고려하면 제2도에서 나타난 것처럼 최상의 경우에 있어서 충분하다.
제2도에 있어서 개별 신호 벡터(V1)의 화살표 끝에다 보조진폭 변조에 대한 벡터(Vm)를 나타냈다. 본 경우에 있어서, 개별 신호 벡터(V1)의 위상은 가산 신호(Vs)에 비해 약 90°전환된다. 그 결과 진폭 변조가 위상변조로 바뀐다.
지금까지 설명한 것처럼 동기 복조기(11 및 12)의 출력 신호는 또한 가산 신호 진폭에 대한 개별 신호의 진폭 부과 정보를 포함하고 또한 이 신호는 제어 및 스위칭 동작의 큰 편차용으로 사용될 수 있다. 상기 안테나에 의해 수신된 개별 신호의 진폭 양이 가산 신호에 대한 작은 부과만을 만들때 상기 신호에 의해 특정한 개별 안테나를 작용시키지 않게 하는데 유리하다. 전체 신호에 대한 이 개별 신호의 잡음 부과가 훨씬 많으므로 전체 신호에 대해서만 손실을 준다.
전환에 의해 클럭 시퀀스는 하나의 안테나 출력 신호 또는 그 다음 안테나 출력 신호에 대한 선형조합 또는 진폭 변조용 출력 신호의 다음 선형조합, 즉 요구에 따라 선택될 수 있고 일정하게 될 수 있는 클럭신호(S1)의 주파수로부터 구성될 수 있다. 예시된 실시예에 있어서 클럭 시퀀스가 2 그 자체의 사용 신호에 의해 트리거 회로(15)를 거쳐 제어되므로 안테나 출력 신호의 연속적 변조를 위한 최적 시작 순간 또는 안테나 출력 신호의 선형조합은 대응하는 고주파 개별 신호에 대한 위상변위소자의 작용을 서로 대응시키므로 얻어진다.
본 발명은 4개의 안테나를 갖는 양호한 실시예를 관련시켜 설명되었다. 그렇지만 상기 방법 및 시스템은 4개의 안테나 보다 많거나 적은 것에도 적절하다. 예로 지연부재를 통해 클럭신호(ST)를 위상변위소자(4)에 제공하는데 유리하므로 위상변위소자(4)는 측정이 완료되기까지 스위치되지 않는다.
바람직하게, 보조변조 신호 발생기(16)의 신호는 지연부재를 통해 동기 복조기(11 및 12)에 제공된다. 이것은 수신 회로(7), 증폭기 및 필터 회로(8) 그리고 복조기들(9 내지 12)에 따른 지연을 보상하도록 만들 수 있다.

Claims (34)

  1. 각각의 수신 안테나의 출력 신호가 위상변위된 보조변조 신호에 의해 변조되고, 응집되어 복조되는 무선수신기에서 증폭되고 선택된 가산 회로로 조합되며, 그에 따라 합성 신호 가산이 최상의 수신을 위해 최대화되는 각각의 안테나 출력 신호를 발생시키는 위상변위의 양을 제어하기 위해 사용되는 적어도 2개의 수신 안테나를 사용하는 무선신호의 다이버시티 수신 방법에 있어서, 보조변조 신호를 갖는 복수의 안테나 출력 신호의 각각을 변조하는 단계와; 각각의 상기 안테나 출력 신호의 위상이 대략 동일하도록 상기 변조된 안테나 출력 신호의 각각을 위한 변위하는 단계와; 가산 신호를 형성하도록 상기 변조되고 위상변위된 안테나 출력 신호를 가산하는 단계와; 상기 신호를 수신기 회로에서 증폭하고 선택하여 수신하는 단계와; 상기 수신된 가산 신호를 여과하는 단계와; 상기 여과된 수신 가산 신호를 진폭 및 주파수 복조기로 복조하는 단계와; 동기 복조기내의 상기 진폭 및 주파수 복조기로부터 복조된 신호를 응집하여 검출하는 단계와; 상기 가산 신호가 최대 진폭 및 최상의 수신을 위해 최적화되도록 상기 동기 복조기로부터 유도되는 정보에 의해 각각의 상기 안테나 출력 신호의 위상변위를 조정하는 단계를 포함하고, 상기 진폭 복조기의 출력은 상기 보조변조 신호로 응집하여 검출되며 상기 주파수 복조기의 출력은 90°로 위상변위된 보조변조 신호로 응집하여 검출되어, 상기 안테나 출력 신호의 각각의 진폭 및 위상관계가 결정되며 그것으로부터 상기 가산 신호에 관한 상기 안테나 출력 신호의 각각의 위상위치 및 진폭 부과가 유도되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  2. 제1항에 있어서, 각각의 상기 안테나 출력 신호의 위상이 소정의 위상 상태에서 결정된 위상위치에 좌우되어 변화되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  3. 제2항에 있어서, 각각의 상기 안테나 출력 신호의 위상은 상기와 같은 방법에서 한쪽 방향으로만 치우친 안테나 패턴이 형성될때만 결정된 위상위치에 좌우되어 변화되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  4. 제1항에 있어서, 각각의 상기 변조된 안테나 출력 신호의 위상은 가산 신호의 위상방향에서 회전되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  5. 제4항에 있어서, 개별 안테나 패턴이 적어도 대략 순환 패턴인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  6. 제1항에 있어서, 보조변조가 소정의 클럭 시퀀스에서 개별 안테나 출력 신호에 연속적으로 겹쳐지는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  7. 제6항에 있어서, 클럭 신호의 클럭 시퀀스가 밀리 초 크기인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  8. 제6항에 있어서, 클럭 신호의 클럭 시퀀스가 차량의 속도에 좌우되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  9. 제8항에 있어서, 클럭 신호의 클럭 시퀀스를 제어하기 위한 신호가 차량 속도계로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  10. 제6항에 있어서, 클럭 신호의 클럭 시퀀스가 사용 신호에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  11. 제10항에 있어서, 클럭 신호의 클럭 시퀀스가 사용 신호의 제로 통과 발생으로 트리거되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  12. 제1항에 있어서, 겹쳐지는 보조변조가 안테나 출력 신호 선형조합으로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  13. 제12항에 있어서, 대략 전방향성 안테나 패턴이 상기 안테나 출력 신호의 선형조합으로 형성되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  14. 제1항에 있어서, 상기 보조변조 신호 주파수는 전송채널의 비사용 주파수 범위내에서 발생하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  15. 제1항에 있어서, 안테나 출력 신호가 주파수 변조된 스테레오 다중 신호를 포함하고 스테레오 다중신호의 57KHz 이상 및/또는 17 및/또는 21KHz 주위의 주파수 범위에서 보조변조를 포함하는 보조변조로 변조되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  16. 제1항에 있어서, 각각의 개별 신호와 가산 신호 및/또는 가산 신호의 진폭에 대한 개별 신호의 진폭부과 간의 위상차가 디지탈 신호로 변환되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  17. 제16항에 있어서, 위상차가 2 또는 3비트로 양자화 되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  18. 제1항에 있어서, 가산 신호에 대한 안테나 출력 신호로부터 진폭 부과가 설정된 임계값 이하로 떨어질 때 안테나 출력 신호가 작용되지 않는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  19. 제1항에 있어서, 보조변조가 각각의 안테나 출력 신호에 대해 정의된 시간 간격동안 각각의 안테나 출력 신호와 겹쳐지게 되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  20. 제19항에 있어서, 상기 안테나 출력 신호가 비디오 신호이고 보조변조 신호는 각각의 상기 안테나 출력 신호의 라인 또는 프레임 블랭킹(blanking) 간격동안 각각의 상기 안테나 출력 신호를 변조시키는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  21. 제1항에 있어서, 상기 안테나 출력 신호가 설정된 간섭 임계를 초과했을때 작용되거나 상기 안테나 출력 신호가 설정된 간섭 임계 이하일때 작용되지 않는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  22. 제1항에 있어서, 상기 가산 신호가 추가 설정되는 정의된 보조변조로 변조시키는 단계를 추가로 포함하는데, 상기 가산 신호의 변조는 수신기 회로의 측정을 조정하는 측정 신호로서 사용되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  23. 제22항에 있어서, 추후 보조변조가 개별 안테나 출력 신호와 겹쳐지는 보조변조와 일치하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  24. 제22항에 있어서, 측정용으로 사용되는 추후 보조변조가 안테나 출력 신호의 한 부분으로부터 형성되고 개별 신호의 위상 및/또는 진폭 변화 후 생기는 가산 신호에 가장 근사한 가산 신호와 겹쳐지는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  25. 제1항에 있어서, 안테나 출력 신호는 변경된 보조변조로 변조되는데 상기 안테나 출력 신호는 상기 변경된 보조변조 신호로 결정된 양을 위상변위되도록 나타나는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  26. 제1항에 있어서, 상기 가산신호를 모든 안테나 출력 신호의 동시 변조로 변조시키는 단계를 추가로 포함하는데, 상기 가산 신호의 변조가 수신기 회로의 측정을 조정하는 측정 신호로서 사용되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  27. 각각의 안테나로부터의 신호가 위상 변위된 보조변조 신호에 의해 변조되고, 응집되어 복조되는 무선 수신기에서 증폭되고 선택된 가산 회로로 조합되며, 그에따라 합성 신호 가산이 최상의 수신을 위해 최대화되는 각각의 안테나 출력 신호를 발생시키는 위상변위의 양을 제어하기 위해 사용되는 복수의 수신 안테나를 사용하는 무선신호의 다이버시티 수신 안테나 시스템에 있어서, 복수개의 수신 안테나(1-1,1-2,1-3,1-4)와; 상기 수신 안테나(1-1,1-2,1-3,1-4)와 결합되고, 각각의 변조된 신호가 보조변조 성분을 갖도록 상기 수신 안테나로부터의 각각의 신호를 보조변조 신호(SH)로 변조하는 변조기(3)와; 상기 변조기(3)에 결합되고, 상기 변조기(3)로부터 각각의 변조된 신호를 위상변위하는데 적합한 위상 세팅 부재(4)와; 상기 위상 세팅 부재(4)에 결합되고, 가산 신호가 위상변위된 안테나 신호와 보조변조 성분으로 구성되도록 상기 위상 세팅 부재(4)로부터의 변조 및 위상변위된 신호를 가산 신호와 가산하는 가산 회로(5)와; 상기 가산 회로(5)에 결합되고, 그것으로부터 가산 신호를 증폭하고 선택하는데 적합한 수신 회로(7)와; 상기 수신 회로(7)에 결합되고, 가산 신호로부터 보조변조 성분을 여과하는 필터(8)와; 상기 필터(8)에 결합되고, 상기 가산 신호의 보조변조 성분을 복조하는 제1 및 제2복조기(9,10)와; 상기 제1 및 제2복조기에 결합되고, 보조변조 성분으로부터 가산 신호에 관한 상기 수신 안테나(1-1,1-2,1-3,1-4)로부터의 각각의 위상위치 및 진폭 부과가 유도되는 제1 및 제2동기 복조기(11,12)와; 상기 동기 복조기(11,12)에 결합되고, 상기 위상 세팅 부재(4)를 제어하기 위해 각각의 안테나 신호에 대한 위상위치 및 진폭 부과를 제어 신호로 변환하여, 최대 진폭 및 최상의 수신에 대한 가산 신호를 최적화하도록 개별 안테나 신호가 위상변위되도록 하는 위상 제어기를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신 안테나 시스템.
  28. 제27항에 있어서, 상기 위상 제어기는 아날로그/디지탈 변환기인 것을 특징으로 하는 수신 안테나 시스템.
  29. 제27항에 있어서, 변조기(3)가 클럭 발생기(14)에 의해 연속적으로 작용되는 것을 특징으로 하는 수신 안테나 시스템.
  30. 제27항에 있어서, 각각의 안테나 출력 신호를 갖는 분리형 보조변조 신호 발생기가 각각 다른 주파수를 가지고 각 경우에 대해 분리형 동기 복조기들이 연관되어 있어서, 각 분리형 동기 복조기가 각각의 보조변조 신호와 연관된 각각의 안테나 출력 신호의 실제 및 가상 부분을 결정하는 것을 특징으로 하는 수신 안테나 시스템.
  31. 제27항에 있어서, 개별 수신 안테나(1-1,1-2,1-3,1-4)와 상기 변조기(3) 사이에 결합되고 보다 균등한 안테나 수신 패턴 또는 안테나 출력 신호의 개량된 가산에 따라 안테나 출력 신호의 선형조합을 형성하는 매트릭스 회로(2)를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 안테나 시스템.
  32. 제27항에 있어서, 상기 제1 및 제2복조기(9,10)가 진폭 및 주파수 복조기로 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 안테나 시스템.
  33. 제32항에 있어서, 진폭 복조기(9,11)가 거의 동기 복조기인 것을 특징으로 하는 수신 안테나 시스템.
  34. 제27항에 있어서, 가산 회로(5)와 수신 회로(7) 사이에 결합되고 보조변조 신호(SH)를 갖는 가산 신호를 변조시키는 보조변조기(16)에 결합되는 포스트 가산 변조기(18)를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 안테나 시스템.
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