JP2954224B2 - 受信方法及びその方法を行うための受信アンテナ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は複数の個別受信アンテナを備えてなる受信方
法に関し、この方法では位相変調はアンテナ出力信号に
重畳され、複数のアンテナ信号は加算され、加算信号は
振幅復調される。また、本発明は複数の個別受信アンテ
ナと、位相変調器と、加算回路と、振幅復調器と、を備
えてなる上記方法を行うための受信アンテナシステム
（装置）に関する。

移動受信、例えば、自動車内でのラジオおよび／また
はテレビジョン送信の受信においては、受信をかなり妨
害する受信妨害が発生する。そのような受信妨害は、２
つ以上の方法からアンテナ上にラジオまたはテレビジョ
ン波が発生するためである。このいわゆる多経路受信の
おきる理由は、ラジオまたはテレビジョン波は送信機か
らアンテナに直接到達するだけでなく、例えば、建物で
反射され、また他の経路に沿って受信アンテナに到達す
るからである。受信アンテナにより受信された複数の信
号に対する受信経路は長さが異なっており、そのためラ
ジオおよびテレビジョン信号、特に周波数変調搬送波を
もつものにおいては干渉がおこり、それによって、その
結果としての搬送波は、振幅復調と位相復調とをうけ
る。それで、後者は、うるさい受信妨害を与え、それは
受信をかなり傷つけまた物理的要因により、テレスコー
プ式アンテナであれ、電子短棒アンテナであれ、あるい
は電子ウィンドスクリーンアンテナであれ、使用するア
ンテナの形式に関係なしに発生する。エヌ・テー・ツェ
ット（NTZ）,1958年No.6,315〜319頁に記載のエル・ハ
イデシュテルならびにケー・フォーグトの論文におい
て、例えば、複数の移動受信用個別受信アンテナを備え
た多経路受信により発生するこの干渉を低減させるため
の受信アンテナ方式が述べられている。この既知の装置
においては各個別アンテナに関連するものとして、それ
ぞれの個別アンテナの各個別信号の振幅が連続的に決定
され、かつ監視される受信機を用いる。決定された振幅
は比較されて、個別アンテナのそれぞれの最強の信号
が、受信信号として使用される。しかし、この形式のダ
イバーシティ方式、またパラレルまたは受信機ダイバー
シティ方式とも呼ばれる、では各アンテナ毎に受信機を
備えなければならないので、非常に高価で、かつ回路技
術が複雑である。なお、最強アンテナ信号を供給し、前
記の規準にしたがってラジオ受信機に接続された個別ア
ンテナが必ずしも最良信号を供給することは確かではな
く、このことは周波数変調信号について特に当てはま
る。

EPO 201977 A2,DE 3,334,735 A2および「フンクシャ
ウ」誌、1986年、42〜45頁に、例えば、始めに述べた形
式のもう一つの受信アンテナ方式が開示されており、こ
の方式では、一個のアンテナから他のアンテナへの、ま
たはアンテナ電圧の一個のリニアコンビネーション（一
次結合）から他のリニアコンビネーションへの切換え
が、受信品質が所定のしきい値以下に低下した時に行わ
れる。この方法つまり走査ダイバーシティまたはアンテ
ナ選択ダイバーシティ方式として知られているものに
は、しかし、妨害がおきた時だけしかこの切換動作が始
まらないという利点な点がある。使用者にとって満足で
き、かつ彼が聞くことができないように、アンテナ間の
またはリニアコンビネーションのアンテナ電圧間の切換
を達成するためには、切換えはきわめて速くおこらなけ
ればならずかつ回路技術の点からみてこれは困難であ
り、非常に複雑で、制限された範囲でしかできない。こ
の受信方式のもう一つの実質的な不利は、他のアンテナ
が妨害のより少ないよりよい受信信号を供給しているの
に、相対的に良くない信号を供給するアンテナが切換え
しきい値の丁度下で動作を続ける点にある。さらに、た
またま作動されるアンテナに妨害がおきた時は、それも
また妨害されたり、または前述のように、切換えしきい
値の丁度下にあるかもしれない任意に選択された次のア
ンテナまたはアンテナのリニアコンビネーションの電圧
に切換わる結果となる。それゆえに、このダイバーシテ
ィ方式の受信の性質は、満足すべきものではない。

DE 3,610,580 A1に、受信信号の位相が任意にまた統
計的に急変し、かつその結果の振幅変化が測定されると
言うアンテナ受信方法または方式が開示されている。こ
の場合における最適位相位置の設定は、数段階での「試
行錯誤」による。このようにして、位相変化が始めら
れ、かつ、この結果がより良いか、またはより悪い合計
振幅になるかどうかが決定される。その結果は、各々の
場合に、処理装置（プロセッサ）内に格納される。この
ような「試行錯誤」方法もまた時々、受信条件の悪化を
もたらす結果となる可能性がある。

US−PS 4,079,318には、位相変調器により位相変調が
アンテナ出力信号に重畳されるところの複数の個別受信
アンテナを備えた既知の受信方法が開示されている。加
算回路では、位相変調された出力信号が、位相変調され
ていない他のアンテナ出力信号に加算される。従来の受
信回路で周波数変換ならびに中間周波増幅を行った後、
加算信号は次の振幅検出器と同期検出器とにおいて振幅
復調される。これが、加算回路の入力信号が均一な位相
位置におかれるように位相回転要素を連続的に調整する
ところの制御信号を提供する。

この既知の方法の意図するものは、マイクロ波範囲に
おける送信に対していわゆるフェーディング効果を低減
し、マイクロ波送信方式が２つ以上のアンテナで単一電
磁信号を受信することである。この既知の受信方式は、
このように指向性のラジオリンクを、そして固定アンテ
ナを意図している。この既知の制御方法により、指向性
ラジオアンテナの受信ローブは、固定受信アンテナで最
適受信を得るべく追跡するようにされる。追跡は数分ま
たは数時間でおこる。すなわち、相対的にゆっくりして
いる。受信ローブは、前述したように、前記の期間でゆ
っくりしか変化できないので、高速の追跡装置を備える
必要はない。この既知の方法の、自動車ラジオ（移動無
線）、特に40Hzの最低送信周波数での自動車内でのVHF
ラジオ受信への応用には、移動（自動車）受信では20ミ
リ秒以下の追跡時間が必要となるので、不可能である。
自動車受信での追跡時間は、このように数桁も速い。そ
の上、その既知の方法に存在するかなり長い追跡時間
は、DE 3,510,580 A1から知られる従来の技術に関して
以下に詳細に説明するような可聴範囲の雑音を発生する
可能性がある。

自動車ラジオダイバーシティ方式で生じる理由から必
要であるような高速自動制御は、固定ダイバーシティ方
式では必要がないだけでなく、妨害が発生するのでそこ
では不可能である。US 4,079,318から知られる方法で
は、一個のアンテナ出力信号は低周波信号で位相変調さ
れる。それゆえ、制御は必然的にゆっくり行われねばな
らない。なぜならば、この低周波変調では、妨害量の変
動によって相対的に低速度になる可能性があるだけであ
る。この理由からも、この既知の固定ダイバーシティ受
信方法は、自動車ラジオダイバーシティ受信には適して
いない。

さらに、既知の方法では、基本帯域信号用の周波数帯
域幅もまた制限され、かつ低周波変調信号であるため、
最低周波数範囲が利用できない。この理由からも、既知
の受信方法は自動車ラジオダイバーシティ受信には適し
ていない。マイクロ波範囲内の固定ダイバーシティ受信
方式では、その時始動する制御動作による位相のずれは
相対的に小さく、かつ90゜の位相ずれを超えない。その
結果、制御信号もまた狭い信号または電圧範囲内にとど
まるだけである。制御信号は常に位相ずれに対して比例
を保つ。非常に大きい位相ずれでおきる制御信号の低
下、および180゜の位相ずれでおきる無反応範囲、とい
う結果は生じない。これと対照的に、移動ダイバーシテ
ィ方式では、大きい位相ずれ、および360゜の全位相範
囲にわたるジャンプ、および高変化率（レーレイ・フェ
ーディング）を予期しなければならない。この場合、固
定ダイバーシティ方式についてのEP−02 27 015 A2にて
述べられたような制御方法は、応答が遅い理由で、また
は無反応がおきた時にさらに遅くなるだろうとの理由
で、使用できないであろう。固定指向性のラジオ送信用
のダイバーシティ受信方法と自動車内での移動受信との
間のもう一つの基本的な相違は何かと言うと、特に例え
ば、自動車における移動無線ダイバーシティアンテナと
対照的な指向性ラジオ装置における個別アンテナは常に
信号を受信するが、これに反して、移動無線では、非常
に多様な入射角度と特性のために、各アンテナは、いか
なる位相と振幅の位置においても信号が完全になくなる
までそれを受信できる、という点にもある。このように
して、受信ローブ付きの光学的な整列用固定アンテナは
相対的にゆっくりと追跡するだけでよいがこれとは反対
に、移動ダイバーシティ方式の場合には、きわめて広い
範囲内で、位相変化のみならず、また振幅変化をも検出
して処理することが必要である。これはEP 02 27 015 A
2から知られる受信方法では不可能である。

それ故に、本発明は移動無線、特に自動車ラジオ受信
に適しており、かつ個別アンテナにより受信される信
号、例えばVHF信号の、広い変化範囲にわたる位相と振
幅の両者に関して、非常に速い変化を検出して処理する
ことができ、かつこのようにして再生された情報をダイ
バーシティ受信の最適化に利用することができる、と言
う受信方法および受信アンテナ方式を提供するという課
題にもとづいている。

US 4,079,318によって知られた受信方法からすすめて
来たこの課題は本発明によれば解決される。本発明で
は、補助変調信号により、補助変調が位相および／また
は振幅変調の形態で個別アンテナ出力信号に重畳され、
受信回路で増幅され選択された加算信号は、大きさ、お
よび周波数および／または位相に関して周波数振幅復調
器で復調され、補助変調信号が復調信号から濾波して取
り出され、かつ同期復調器の助けにより、個別アンテナ
信号の実数部と虚数部が加算信号に関して、決定され、
それから加算信号に関して個別信号の位相位置と振幅寄
与分が得られ、高周波の個別信号の位相および／または
振幅が最適の振幅寄与の方向に向かって、決定された位
相位置および／または決定された振幅寄与分によって各
々変化する。補助変調を個別アンテナ電圧に重畳し、そ
の後すべてのアンテナ電圧を加算し、そしてできた加算
信号を受信回路に供給するところの本発明による手順に
もとづいて、その復調の上への加算信号の与えた変調を
評価することによって、加算信号の位相位置に関する個
別アンテナ信号の位相位置および／または加算信号の振
幅に対する個別信号の振幅寄与を決定することが可能で
ある。このようにして得られた情報によって、以後の制
御または切換え動作を行い、個別信号または受信機でさ
らに処理される信号を最適化することができる。補助変
調であるから、本発明においては、受信機を一台だけ備
えるだけで十分である。それにもかかわらず、制御およ
び切換え動作を最適化するために、すべてのアンテナ電
圧に関する情報が利用でき、その情報がいつでも使用で
きる。

本発明による受信方法のもう一つの利点は、特にま
た、最適状態からのずれに対して、かつ妨害がすでに発
生した時だけでなく、多かれ少なかれ連続的に反応する
ことにある。このようにして、妨害の発生を待つ必要が
ある場合よりも、実質的に多くの時間を、最適化のた
め、および制御または切換え動作のために利用できる。

もう一つの利点は、この受信方式は常に、開始条件と
は関係なく最小の妨害の信号に合わされることである。
すなわち、この受信方式は、従来の方法のように、切換
しきい値の丁度下にあるある一定の受信信号またはリニ
アコンビネーション（一次結合）の受信信号で留まって
はいない。反応に、より良いアンテナまたはより良いリ
ニアコンビネーションの個別アンテナに連続的に設定す
ることが行われ、かつその結果、受信品質をかなり向上
することができる。本発明による受信方法においては、
個別アンテナ信号の同相的加算がおこるので、すべての
個別アンテナの信号エネルギーを利用できる。

なぜなら、すべてのアンテナ信号の和は、それによっ
て各個別信号よりも良く、かつ特に、個別アンテナの干
渉が、この観点からもかなり改善された受信品質が得ら
れるように、統計的に平均されるからである。本発明に
従った受信方法では、周波数選択的妨害が発生した場合
に、複数の妨害された個別信号から、組合された妨害さ
れない受信信号を発生することもまた可能である。また
本発明による受信方法は、フェーディングとして知られ
ているところの、進行動作中のシェーディングによる選
択減衰とは無関係に動作することである。

個別アンテナ出力信号の補助変調は、他の信号と無関
係に各々の場合に各信号ごとに評価しなければならな
い。それによって、個別アンテナ出力信号の変調を、時
間的に連続して行うことができる。しかし、異なる周波
数の個別アンテナ出力信号について補助変調を行うこと
もまた可能であり、かつその変調はおそらく同時に行う
ことができる。

このようにして、本発明によるダイバーシティ受信方
法では、加算信号に関して振幅のみならずまた量および
位相についても復調されるので、位相位置および振幅寄
与の両者に関して加算信号が調整または制御ができる。
さらに、それぞれの個々のアンテナ信号の実数部と虚数
部の両者が加算信号に関して決定されるので、振幅およ
び位相とは別に、符号も得られる。その結果、位相回転
のみならずまたレーレイのフェーディングについて代表
的な零点通過に含まれるような反対位相へのジャンプ
を、単一の切換動作で確実に検出して、補償することが
できる。

前記DE 3,510,580とは対照的に、本発明によるこの方
法では、加算信号に関して個別信号位相および振幅の両
者が一意的に測定され、かつそれによって、位相要素を
特に正確に規定して設定することが行われる。作業手順
の数は、それによりかなり低減される。これにより、本
発明においては、対応して必要な切換えが減少し、かく
して切換えにより発生する僅かの妨害もまた実質的に低
減するという利点をもつ。既知の装置において十分速く
反応するためには、速い自動車走行、例えば、時速150k
mの場合、最も好ましい場合におけるVHF範囲内での２つ
の連続した受信最小値の時間間隔が1.5メートル/150k/
h、すなわち36ミリ秒である時は、もしダイバーシティ
方式が４つのアンテナを持つならば、時間が36ミリ秒/4
＝アンテナあたり９ミリ秒を超えてはならない。最小値
を避けるためには少なくとも４回の測定が必要である。
すなわち、測定時間は2.25ミリ秒の大きさの程度であ
る。すなわち、440ヘルツの周波数（頻度）内にある。
しかしこの周波数（頻度）は正確に耳の最大感度の範囲
内にあり、そこで既知の回路における頻繁な切換えによ
る雑音が無視できず、かつ得られる可能性のあるいかな
る受信の改善も、切換えによるこの雑音により相殺され
る。補助周波数は、使用されない測定チャンネルにある
ので、有用な信号は、測定によって全く影響されない。

DE 3,510,580 A1から知られる回路装置の本方法との
間の基本的な相違点は、特にまた、アンテナ信号が、そ
こで使用されるミキサ内で、異なる周波数に変換される
ことにもある。これと対照的に、本発明におけるアンテ
ナ信号は、もとの周波数位置にとどまり、追加成分がそ
れに加算されるだけである。このことは、既知の方法で
使用される加算器においては、加算は本発明の場合のよ
うな高周波範囲内でなく中間周波範囲内で行われること
を意味する。明らかに、既知の方法の下記の中間周波増
幅器には、受信回路、例えば、無線周波回路やミクサの
周波数設定に必要な部品が欠けている。それらの部品
は、各アンテナに対して別々に存在しなければならず、
且つこのことは回路にかなり費用がかかることをあらわ
している。これとは対照的に、本発明においては、信号
が、受信回路の前の高周波側に加算され、従って、ダイ
バーシティ方式に対して非常にわずかな適応性しかない
通常のラジオ受信機が使用できる。

さらに、DE 3,510,580 A1による回路装置における増
幅されかつ選択された加算信号は、合計の信号として、
振幅復調器により復調される。

本発明においては、増幅されかつ選択された加算信号
は、補助変調成分の大きさおよび／または位相に関して
復調される。既知の回路装置とは対照的に、位相情報
は、多経路受信でおきる妨害振幅変調によってはわずか
しか影響されない。その結果、情報は、実質的により高
品質のものが得られる。

EP 02 27 015 A2に記述されたダイバーシティ方式
は、２個の受信アンテナを備えている。３個以上の受信
アンテナを使用する時は、すべての微分位相を測定せね
ばならない。これにはｎ（ｎ−１）個の測定装置、すな
わち、かなりの装置費用が必要である。それに対照して
本発明においては、加算信号に関して個別の信号の位相
分離は常に明瞭でかつ最適を指す方向になされる。装置
費用は、アンテナ数と共に直線的に増加する多数の振幅
変調器と位相回転要素によりきまる。しかし評価手段自
体は常に一度だけしか現れない。

振幅及び周波数又は位相に関して復調された信号は、
補助変調信号でコヒーレントに復調されることが好まし
い。復調された信号の混合から補助信号が選別される。
それによって、補助変調の同相成分は移相補助変調信号
の実数部及び虚数部に該当する。たとえば、もし補助変
調が振幅変調ならば、同期的に復調された復調検波器の
出力信号は実数部を供給する。周波数変調復調器は微分
位相変調信号を供給する。これから、同期復調の助けを
かりて、位相において90゜までシフトされた虚数部を得
る。

前述の場合と反対に、もし複数の同期復調器が90゜ま
で移相された補助変調信号で駆動されると、理想的部
品、すなわち、例えば処理された信号のいかなる歪又は
他の妨害ももたらさない部品を有する回路構成において
は、その出力信号は消失するはずである。通常、本発明
による受信方式で使用するためのラジオ受信器は予め決
められている、すなわち既存のものである。しかしなが
ら、そのようなラジオ受信器は、理想的部品でない部品
で構成されている。したがって、出力信号が消失すると
ころの上記理想状態は、達成することができない。本発
明のさらなる発展によれば、復調信号は、90゜まで移相
された補助信号と、そして、その受信方法を与えるため
に必要な非理想的な部品を通して生じる妨害を補償する
ために用いられるこの方法で得られる信号とで付加的
に、コヒーレントに復調される。

本発明のさらなる展開によれば補助変調が有効信号に
よって制御された振幅位相両変調形式の間の比である振
幅変調及び位相変調であるときが特に有利である。この
方法において、瞬間的な信号状態による妨害の影響を補
償することができる。

本発明のさらなる実施例は、高周波個別信号の位相及
び振幅が予め決められた位相においてだけ決定された位
相位置及び／又は決定された振幅寄与及び／又は振幅状
態に依存して変化することに存する。

ある好ましく、そして、特に都合の良い状態が予め決
定され、それが位相位置及び／又は決定された振幅寄与
に対応するよう選択され且つ設定され又は活性化される
というように定められる。このようにして、また、特に
都合良くそして明瞭な状態だけが選択され設定されるこ
とが保証される。

この点に関しては、一方向だけのパターンが発生する
ように高周波個別信号の位相を変更することが特に有利
である。これは多経路受信の可能性をさらに少なくす
る。

補助変調として、位相と振幅変調の両方が、またこれ
らの２つの形式の組合せも同じように可能である。

本発明による受信方法の特に好ましい実施例は、特定
の評価された高周波個別信号が加算信号の位相の方向に
回転させられる点にある。実施例を参照して下記に詳細
に述べるように、この態様において受信回路のための入
力信号を連続的に最適化することが、多経路受信への妨
害が特にうまく微小化されるという意味で達成される。

受信方法のこの実施例において、各高周波個別信号は
高周波加算信号の位相の方向に回転される、すなわち、
高周波個別信号の位相は、加算信号の位相位置や振幅に
関連して高周波個別信号の位相が加算電圧の位相に合う
ように、個別信号の位相位置及び／又は振幅寄与の情報
を含む信号に依存して制御され変化される。この方法に
おいて、最適な妨害抑制が、受信器において評価される
受信信号について得られる。

各高周波個別信号の位相を変更するについては、それ
らが可能な限り単一なパターンフォームを有する、実質
的に円形のパターン（複数）であるように選択すること
がアンテナパターンとして有利である。このようにし
て、最適方向のパターンを合成することができる。

もし補助変調が、予め決められたクロックシーケンス
において個別アンテナ出力信号上に連続して重畳される
ならば、それが有利である。このクロックシーケンス
は、VHF帯、すなわち100MHz帯において、150km/hの車速
で1/4波長進行距離当り複数のサンプリングができるよ
うに、ミリ秒の大きさの程度のものであることが好まし
い。

本発明のまた別の実施例は、クロックシーケンスが車
の速度によって制御されることに存しており、クロック
シーケンスを制御するためのその信号は好ましくは車の
タコメータからもたらされるものである。車速に依存す
るクロックシーケンスを調整することによって、個別信
号の変調クロックシーケンスは、さらに一層最適なもの
とすることができる。

この発明に係る受信方法のさらなる発展は、補助変調
が個別のアンテナの出力信号に好ましく連続して重畳さ
れるところの開始瞬間が有効信号（useful sugnal）自
体により制御されるというところにある。これはクロッ
クシーケンスが有効信号の零点通過の生起によりトリガ
ーされるときに特に有効である。このようにして、加算
信号の位相位置に関しての個別信号の位相位置および／
または加算信号の振幅に対する個別信号の振幅寄与につ
いての対応する測定が伝送チャンネルにおける同一の周
波数において常に行われることが保証される。その結
果、有効信号の異なる周波数または振幅にもとづく測定
誤差が生じることはありえない。

この発明に係る受信方法の特に有効な、さらなる発展
は、リニアコンビネーションズ（一次結合）がアンテナ
出力信号から形成され、それに対して補助変調が重畳さ
れるところにある。これは、補助変調がアンテナ出力信
号に重畳されるのではなく、リニアコンビネーションズ
に重畳されるということを意味する。アンテナ出力信号
のリニアコンビネーションズの使用は受信システムにお
ける妨害抑制をさらに改善することを可能にする。

個別アンテナパターンは少なくともほぼ円形パターン
であるという、すでに説明した実施例におけるように、
同じ理由により、リニアコンビネーションズにより形成
されたアンテナパターンが、もし少なくともほぼ円形パ
ターンであるならば、ここでもまた有効である。

特に、この発明に係る方法のさらなる発展は、変調さ
れたアンテナ出力信号の変調パラメータが、補助変調周
波数が伝送チャンネルの未使用周波数領域において生ず
るように選択されるならば大変有効である。従って、こ
れは変調された加算信号にも適用される。このように、
信号自身はここで述べた方法による変調によっては乱さ
れないことが保証される。

この発明は、ステレオ多重信号の受信に有効に適用す
ることができる。この場合、アンテナ信号またはリニア
コンビネーションズに対し補助変調により付加されたス
ペクトル成分は、有効領域の範囲外の周波数領域、すな
わち57KHz以上および／または17および／または21KHzあ
たりに位置すべきである。

この発明のさらなる発展は、例えば特に評価された高
周波個別信号を加算信号の位相の方向に回転させるため
のコントロールまたはスイッチング信号としてデジタル
信号を用いることにある。この目的のためにこの発明に
よれば各個別信号と加算信号との間の位相差および又は
加算信号の振幅に対する個別信号の振幅寄与はデジタル
信号に変換される。

位相の量子化は所望するように選択してもよいであろ
う。しかし、±90゜又は±45゜の角度に対応して２ビッ
ト又は３ビットの位相の量子化を選択することが好まし
い。それゆえアナログ−デジタル変換は回路構成をより
簡単にするような簡単なしきい値検出に限定することが
できる。それより高いビットの量子化は実際問題として
受信の質に何も評価できるほどの改良も与えない。スイ
ッチング角±180゜の１ビットの量子化でさえ、すでに
受信の質において評価できるほどの改良を与えている。

この発明のさらに有効な実施例によれば、個別受信ア
ンテナは加算信号に対する個別信号の振幅寄与が所定の
しきい値以下に低下したときアクテイブでなくなる。こ
れは、個別信号の振幅上の情報によって行なわれ、例え
ばこの情報によって上述したように個別信号がアクテイ
ブでなくなるように、又はさらに付加的に他のスイッチ
ングステップが働かされるようにされる。しかしながら
微小な受信信号成分をもつ個別アンテナをアクテイブで
なくするための振幅についてこの情報の使用が特に有利
である。というのは、微小振幅成分をもつようなアンテ
ナは実質的にはシステム全体へのノイズ寄与をするにす
ぎず、それゆえ実効上不利となる。しかし、もしこのア
ンテナの無搬送波両側波帯変調信号が加算信号に供給さ
れたならば、そのような接続切離しアンテナ（disconne
cting antenna）の受信信号を依然として連続的に測定
されることができる。

この発明のさらに好ましい実施例は、補助変調が有効
信号の期間ごとの所定の時間間隔中にそれぞれの個別信
号に重畳されるということにある。このようにして、そ
れぞれの個別信号上への補助変調の重畳はある規定され
た時点になされること、好ましくは、前記所定の時点に
おいてあらかじめ定められた一定の振幅が存在する時に
なされるということが保証される。この実施例は、有効
信号がビデオ信号であり、補助変調がそれぞれの個別信
号の線又はフレーム帰線消去期間中において重畳される
時に特に有利である。線又はフレーム帰線消去期間は各
期間において実質的に同一の振幅を有する。その結果、
一定の規定された状態が得られ、そしてもしも補助変調
が実際のビデオ情報が異なった振幅で伝送されているで
あろうような時間中に（interval）重畳されたならば、
その場合に起こりうるであろうところのいろいろな異な
ったレベルのせいによるシステムの測定誤差が生じな
い。このさらなる特徴を通じて、個別信号の変調は所定
時間内に一種の時多重方法が結果として生ずるような時
間条件に従う。

この発明のさらなる実施例はまた、制御信号に従って
受信方法が全体に又は部分的にアクティブでなくされた
りまたはアクテイブにされたりすることを提供する。も
ちろん、例えばバックミラー調整のためあるいはウイン
ドウスクリーンワイパー用の電気的な補助モーターがス
イッチオンしたときに相対的に強い妨害信号が発生す
る。それに従って、個別アンテナを非アクテイブにする
こと、あるいはシステム全体に影響を及ぼす他の方法を
とることができる。

さらなる発展によると、所定の妨害しきい値を超えた
時だけ受信方法をアクテイブにすることも可能である。
例えば、妨害レベルが所定のしきい値をうわまわったか
どうかを決定するために妨害検出器を設けてもよい。

実際の受信回路の伝送形態は位相及び又は振幅プロフ
ァイルに関して理想的ではなく、それ故、加算又は合成
信号の位相及び振幅に関する個別信号の位相位置及び振
幅寄与分の決定の際、エラーが起こり得る。これらのエ
ラーを補償するために、キャリブレーションのための加
算信号についての更なる本発明の実施例によれば、もし
キャリブレーション信号の手段によってさらなる予め定
められた規定の補助変調が重畳されるならばそれが有利
である。従ってキャリブレーション信号の助けによるこ
の追加の特徴で、受信回路のキャリブレーションが行わ
れ、信号の伝送にネガテイブに影響を与えるであろう受
信回路のエラーが補償され得る。そのキャリブレーショ
ン信号は、個別アンテナ出力信号のための補助変調のた
めに用意された方法に類似した方法で処理でき、その結
果、先に述べた実施例をまた本キャリブレーション信号
に適用することができる。

後者の実施例に関連して、その更なる補助変調が個別
アンテナ出力信号に重畳されるところの補助変調と同一
であることは有利なことである。

本発明の更なる展開によればキャリブレーションのた
めに使用される更なる補助変調はアンテナ出力信号のサ
ブセットから形成される加算信号の上に重畳され、そし
てその加算信号は測定された個別信号の相及び又は振幅
の変化後生じる加算信号に多分もっとも近くなる。この
実施例によって、得られる最適の加算信号にもっと急速
に近づくことが可能である。なぜならばリファレンス信
号を形成するために使用されるアンテナ出力信号のサブ
セット中に変化を受ける個別信号が含まれていないから
である。もし例えば、インタフイアレンス検出器の助け
によって、個別アンテナ出力信号が特に乱れていると判
明すれば、それらの信号もまたリファレンス信号の構成
から除外することができる。

先に述べた本発明の特徴に関連して、もし変化させら
れるアンテナ出力信号以外の個別アンテナ出力信号上に
補助変調が、補助変調信号による位相及び／又は振幅変
調の形で重畳され、しかも同時に変化させられるアンテ
ナ出力信号上に補助変調が反対の符号で重畳されれば、
そのことは更に有利である。この実施例により、変化さ
せられるアンテナ出力信号の有効な変調深さ（depth）
を単一アンテナ信号だけによる変調で達成される変調深
さに比較して２倍にすることが可能である。これによ
り、同じ変調歪み（distortion）で高い信号／雑音比を
達成することも可能とする。

更なる本発明の有利な展開は、加算信号の変調が全て
のアンテナ出力信号の同時の変調によってもたらされる
ということに存する。このことは、キャリブレーション
のための加算信号上に更なる予め定められた規定の補助
変調がキャリブレーション信号によって重畳されている
ところのあの実施例に代るものである。

後者の場合、すなわちキャリブレーションのための加
算信号上に更なる予め定められた規定の補助変調がキャ
リブレーション信号によって重畳されている時には、加
算器（summator）と受信回路の間に変調器を備えること
が有利である。

本発明に依れば次の特徴を有する受信アンテナ装置に
よっても又設定された課題が解決される： すなわち、各個別アンテナに続いて、各個別アンテナ
出力信号の上に補助変調信号（S_H）により補助変調を重
畳する一つの変調器；受信回路によって増幅され選択さ
れた加算信号を量及び／又は周波数及び／又は位相に関
して復調する一つの復調器；復調された信号から補助変
調信号を濾波する一つのフィルター；加算信号に関して
各個別アンテナ信号の実数部及び虚数部を決定しかつそ
れらから位相位置及び振幅寄与分を引き出す同期復調
器；及び同期復調器の出力信号にもとづき制御される位
相及び／又は振幅設定器。

特に経済的なタイプでは、復調器は周波数又は振幅復
調器のみによる構成もできる。このために、ラジオセッ
ト中の復調器を使用してもよい。

補助復調信号でのコヒーレントな復調のための復調器
の後に同期復調器が接続されることは有利である。既に
記述したように、このようにして、実数部及び虚数部に
よって選択を行い、よって符号の決定をすることが可能
であり、その結果、加算信号に関する位相位置及び振幅
寄与分が明確に決定され得る。

本発明の特に有利な実施例によれば、各々の復調器及
び加算回路の間に、相及び／又は振幅コントロールエレ
メントが設けられる。復調器の出力信号が相コントロー
ルエレメントに供給され、特定の評価された高周波個別
信号が加算信号の位相方向に回転され得る。これは妨害
低減に関して有効な信号の連続的で急速な最適化をもた
らす。

復調器と各移相エレメントとの間にアナログ／ディジ
タルコンバータを設けることは特に有益である。こうす
ることにより、各位相エレメントの制御は復調器の出力
信号に基づいてディジタル的になされるので回路構成は
簡単になる。

アンテナ出力に接続された変調器はクロックジェネレ
ータによって連続的に駆動されるのが好ましい。上記ク
ロックジェネレータはクロック周波数を固定しても良い
が、復調器出力信号による制御もしくは他の制御を行っ
ても良い。

本発明の他の構成によれば、時間順次式に行う代り
に、各信号に異なる周波数を用いて各アンテナ出力信号
もしくはアンテナ出力信号の各リニアコンビネーション
のための計測を行うことが可能であり、その場合は従っ
て、補助周波数ジェネレータ及び周期復調器の双方が必
要となる。

本発明のさらに発展的なものとして、変調器の前段に
アンテナ出力信号からリニアコンビネーションズを形成
するマトリックス回路を設けたものがある。実際のアン
テナ出力信号のリニアコンビネーションズによって、組
合せた信号の非相関及び正規化が達成され、こうして本
発明によれば受信特性のさらなる改良と受信アンテナ装
置の妨害抑制とを達成する。

復調器は振幅復調器を含むことが好都合である。特
に、振幅復調器が準同期復調器であることは有益であ
る。この態様では、復調は、補助変調を用いて振幅変調
された受信信号の再生信号搬送波と混合することによっ
て行われる。信号搬送波は、受信信号を振幅制限するこ
とによって再生される。その結果として、例えばFMラジ
オ受信レンジにおける共通チャンネル干渉の場合、その
瞬間のより強い受信信号の量のみが計測される。その結
果、ある送信機から他の送信機に代ると、加算信号はそ
の変調がなされる前よりも強くなり得る。

以下、本発明を音声ラジオ受信機の実施例を例にとっ
て説明する。図において： FIG.1は本発明による受信アンテナ方法又は方式を説
明するための回路構成を概略的に示す。

FIG.2は本発明による方法及び方式の操作モードを説
明するためのベクトル表記での記号の図である。

個別のアンテナ１−1,1−2,1−3,1−４を介して、ア
ンテナ出力がマトリックス回路２に与えられ、その出力
において、アンテナ入力信号のそれぞれのリニアコンビ
ネーションズが得られる。そのようなマトリックス回路
は一般に知られていて例えばEP 0 201 977 A2に詳述さ
れているので、ここでは詳しく述べる必要はない。マト
リックス回路２はそれぞれ振幅変調器３の入力に接続さ
れている。以下に、さらに詳しく説明するように、補助
変調は、振幅変調器３の入力に与えられる信号に連続的
に重畳され、タイムクロックシーケンスは、クロック信
号入力によって制御され、クロック信号が印加されると
ころのクロック信号入力に依存して、対応する入力信号
が振幅変調器３の関連する出力に振幅変調を生じるよう
にする。図ではアレイとして模式的に示した振幅変調器
３は、各々がマトリックス回路の出力信号の１つを受け
とるところの４つの別々の振幅変調段を有する。個々の
別々の振幅変調段はクロック信号に依存して時間順次的
に駆動され、対応して振幅変調された高周波入力信号を
時間順次的に対応して供給する。

振幅変調器３の後には移相エレメント４が続き、これ
は振幅変調された高周波の各入力信号に対してクロック
信号を介して、これまた振幅変調器３に供給される同一
のクロック信号から、入力信号ごとに連続的に生じる位
相回転をもたらす。以下に詳しく説明するように、位相
回転を制御する信号は移相エレメント４に供給される。
移相エレメント４は、各々振幅変調器３のそれぞれの出
力と関連し且つ上記クロック信号に対応して連続的に駆
動される４つの別々の移相エレメントからなる。移相エ
レメント４の出力信号は加算回路５において加算され、
受信回路７を備えたラジオ受信機６の入力側に供給され
る。ステレオ受信の場合は、出力信号Ｒ及びＬが対応す
るラインを介してそれぞれのラウドスピーカーに至る。

受信回路７の、リミッタ段の前の該回路から引出され
た中間周波出力信号は、増幅及びフィルタ段８を介して
それぞれ周期復調器11及び12を後段に備えた振幅及び周
波数復調器９及び10へ送られる。これらの復調器9,10,1
1及び12は当業者にはおなじみの回路である。振幅及び
周波数復調器９及び10に続く同期復調期11及び12の出力
信号は、アナログ／ディジタルコンバータ13へ送られ、
その出力は移相エレメント４の制御入力へ接続される。

クロック信号発生器14は、発振器回路の形で、振幅変
調器３及び移相エレメント４な連続的駆動のために上記
回路のクロック信号入力に供給される既述のクロック信
号S_Tを発生する。クロック信号発生器14はそのスタート
の瞬間に関しては、トリガ回路15を介した周波数復調器
10の出力信号をもって制御可能である。

補助変調信号発生器16は振幅変調器３のそれぞれの、
クロックすなわち駆動入力に、各々高周波の個々の信号
の連続的変調のため、補助変調信号S_Hを供給する。上記
補助変調信号S_Hもまた振幅復調器９に続く同期復調器11
に送られ、また移相器17においてもたらされる90゜の位
相のシフトをもって、周波数復調器10に続く同期復調器
12に送られる。

図示した実施例の動作の態様を第２図を参照して以下
に説明する。

補助変調信号S_Hは、アンテナ１−1,1−2,1−3,1−４
の出力信号又はクロック信号によって、規定されたクロ
ックシーケンスに対応して、マトリックス回路で発生し
たアンテナ出力信号のリニアコンビネーションズに重畳
される。好ましくは、変調パラメータは、得られたスペ
クトラムがステレオマルチプレックス信号の不使用範
囲、例えば62KHzに来るように選ばれる。振幅変調器３
の出力信号すなわち変調された個別信号は、どの場合も
移相エレメント４を経て、個別信号から加算信号を作る
ところの加算回路へと進み、その加算信号は、すでに述
べたように受信回路７から中間周波信号として得られ、
そして増幅器及びフィルタの段８で増幅され濾波されて
いる。

振幅及び周波数復調器９及び10において、混合信号は
２個の検波器により振幅と位相に関して復調される。そ
の後同期復調器11及び12によって、補助変調信号の実数
部及び虚数部とその符号が決定される。同期復調器11及
び12の出力信号は、実数部及び虚数部として、加算信号
の振幅に対する個別信号の振幅寄与に関する情報及び加
算信号の位相位置に関係する個別信号位相位置を含む。
これらの信号は、アナログ／デジタルコンバータ13にお
いて例えば２ビットで量子化されて対応する位相回転を
させる移相エレメント４に進む。

上述のように、同期復調器11及び12の出力信号は加算
信号の位相位置に関する個別信号の位相位置に関する情
報を含み、それによって移相エレメントは、測定された
個別信号についての瞬間的に存在する位相位置及び加算
信号に対する振幅寄与にもとづいて、第２図を用いて下
に説明する態様でその位相を、変えるよう制御される。

第２図において個別信号の位相位置は実線ベクトル
V₁、V₂、V₃、V₄によって表され、これらは点線で示され
た和ベクトルV_Sを形成する。例えば個別信号Ｖのための
同期信号復調器11及び12の出力信号の中には、加算信号
Ｖからの上記信号の位相差の大きさに関する情報が含ま
れている。従って、アナログデジタルコンバーター13に
おいてデジタル化されたこの信号は、現在の変調された
入力信号について、移相エレメント４を上記の位相差だ
け移相させ、それは本例の場合の量子化では２ビットで
90゜であり、このようにして個別信号V₁のベクトルの位
相角を加算信号V_Sと揃えさせる。移相されたこの個別信
号V₁はベクトルＶ′_１によって表される。

移相の量子化をより細かくすれば残りのベクトルにつ
いても同様の態様で加算信号S_Sの移相に適応できるだろ
う、しかしながら本件で記述したように90゜のステップ
に関しては、個別信号V₁だけが位相回転されている、な
ぜならばそれは加算信号V_Sの位相角から45゜をこえて離
れているからである。しかし移相された個別信号V₁を有
して新しい加算信号Ｖ′_Ｓについての第２図から明らか
なように、２ビットでの位相の量子化で、大部分の場合
は十分である。

第２図において個別信号ベクトルV₁の矢の終端におい
て補助振幅変調V_mのためのベクトル（複数）が示されて
いる。本ケースにおいては個別信号V₁の位相は加算信号
V_Sに関して約90゜に亘って回転している。その結果振幅
変調は位相変調に変換される。

上記のように、同期復調器11及び12の出力信号はまた
加算信号の振幅に対する個別信号の振幅寄与に関する情
報を含んでいるので、この情報は又さまざまな制御及び
切り変え操作に使用することができる。例えばある特定
のアンテナによって受信された個別信号の振幅量が加算
信号にほんのわずかしか寄与しないとき、上記の信号に
よってその特定の個別アンテナを非アクティブ化するこ
とが有利である。このようにこの個別信号の全体の信号
に対するノイズ寄与は支配的であるから合計信号にとっ
て有害であるにすぎない。

一つのアンテナ出力信号又は一つのリニアーコンビネ
ーションから次のアンテナ出力信号又は振幅変調のため
の出力信号の次のリニアーコビネーションへと切換える
ためのクロックシーケンス、すなわちクロック信号S₁の
周波数は必要に応じて選択することができ、又一定にす
ることもできる。図示された実施例においてはこのクロ
ックシーケンスは有効信号自体によってトリガー回路15
を経て制御され、それ故アンテナ出力信号又はアンテナ
出力信号のリニアーコンビネーションの引続く変調のた
めの最適な開始瞬間が得られ、またそれと共に対応する
高周波個別信号のための移相エレメントの対応するアク
ティブ化も得られる。

本発明は４個のアンテナを有する実施例の好適な例に
ついて記述されている。しかしこの方法及び装置は４個
のアンテナより多いか又は少ないものにも適用できる。
例えば遅延部材を経て移相エレメント４にクロック信号
S_Tを供給することも利点があり、そうすれば移相エレメ
ント４は測定が完了するまで切換えられない。

有利なことに、補助変調信号発生器16の信号は遅延部
材を経て同期復調器11及び12に供給される。このことは
受信回路７、増幅器及びフィルター回路８及び復調器９
〜12による遅延を補償することを可能にする。

本発明が解決しようとする課題は、下記の諸態様によ
り解決される。

（１）位相変調がアンテナ出力信号に重畳されそのアン
テナ信号が加算され、そして加算された信号の振幅が変
調されるところの個別の受信アンテナを複数個備えた受
信方法であって、 各アンテナ出力信号に補助変調信号によって位相及び
／又は振幅変調の形で補助変調が重畳され、 一つの受信回路において増幅され選択された加算信号
が周波数及び振幅変調回路において振幅及び周波数及び
／又は位相に関して復調され、 補助変調信号が復調信号から濾波され、そして同期復
調器の助けによって個別アンテナ信号の実数部と虚数部
が加算信号に関して決定され、その中から個別信号の加
算信号に関する位相位置及び振幅寄与が引出され、そし
て 高周波個別信号の位相及び／又は振幅は夫々決定され
た位相位置及び／又は決定された振幅寄与に基づいて最
適の振幅寄与に向う方向に夫々変化せしめられる、 ことを特徴とする受信方法。

（２）復調された信号が補助変調信号とコヒーレントで
あるように復調されることを特徴とする前記（１）項に
よる受信方法。

（３）復調された信号がさらに90゜移相された補助変調
信号とコヒーレントであるように復調され且つこのよう
にして得られた信号がこの受信方法の実施のために必要
な非理想的部品を通して発生する妨害を補償するために
使用されることを特徴とする前記（１）項又は（２）項
による受信方法。

（４）補助変調が振幅及び位相変調であるとき、２つの
変調形式の間の比が有効信号によって制御されることを
特徴とする前記（１）項又は（２）項のいずれか一つに
よる受信方法。

（５）高周波個別信号の位相があらかじめ定められた位
相状態において決められた位相位置にもとづいて変化さ
せられることを特徴とする前記（１）項から（４）項の
いずれか一つによる受信方法。

（６）高周波個別信号の位相が単方向指向性パターンの
みが生ずるように定めらされた位相位置にもとづいて変
化せしめられることを特徴とする前記（５）項による受
信方法。

（７）特定の評価された高周波個別信号が加算信号の位
相の方向に回転するようを特徴とする前記（１）項から
（６）項のいずれか一つによる受信方法。

（８）個別のアンテナパターンが少なくとも近似的に円
形のパターンであることを特徴とする前記（７）項によ
る受信方法。

（９）補助変調が所定のクロックシーケンスにおいて個
別アンテナ出力信号に連続的に重畳されることを特徴と
する前記（１）項から（８）項の一つによる受信方法。

（10）クロック信号のクロックシーケンスがミリ秒のオ
ーダーの大きさであることを特徴とする前記（９）項に
よる受信方法。

（11）クロック信号のクロックシーケンスが移動体の速
度に依存することを特徴とする前記（９）項又は（10）
項のいずれか一つによる受信方法。

（12）クロック信号のクロックシーケンスを制御する信
号が移動体の回転計から得られることを特徴とする前記
（11）項による受信方法。

（13）クロック信号のクロックシーケンスが有効信号に
よって制御されることを特徴とする前記（９）項から
（12）項のいずれか一つによる受信方法。

（14）クロック信号のクロックシーケンスが有効な信号
の零点通過の生起によってトリガーされることを特徴と
する前記（13）項による受信方法。

（15）アンテナ出力信号からリニアーコンビネーション
（一次結合）が形成され、それに補助変調が重畳される
ことを特徴とする前記（１）項から（14）項のいずれか
一つによる受信方法。

（16）リニアーコンビネーションによって形成されたア
ンテナパターンが少なくとも近似的に円形のパターンで
あることを特徴とする前記（15）項による受信方法。

（17）変調されたアンテナ出力信号の変調パラメーター
は、補助変調周波数が伝送帯の使用されない周波数範囲
において生起するように選択されていることを特徴とす
る前記（１）項から（16）項のいずれか一つによる受信
方法。

（18）アンテナ出力信号は周波数変調されたステレオマ
ルチプレックス信号を含み、しかも補助変調によって変
調されたアンテナ出力信号は57kHz及び／又はステレオ
マルチプレックス信号の約17及び／又は21KHzの周波数
範囲における補助変調を含むことを特徴とする前記
（１）項から（17）項のいずれか一つによる受信方法。

（19）それぞれの個別信号と加算信号間の位相差、及び
／又は加算信号の振幅に対する個別信号の振幅寄与がデ
ジタル信号に変換されることを特徴とする前記（１）項
から（18）項のいずれか一つによる受信方法。

（20）位相差が２又は３ビットで量子化されることを特
徴とする前記（19）項による受信方法。

（21）ある個別信号の加算信号に対する振幅寄与が所定
のしきい値以下に低下した時個別の受信アンテナが動作
しないようにされることを特徴とする前記（１）項から
（20）項のいずれか一つによる受信方法。

（22）有効信号の規定時間間隔中に補助変調がそれぞれ
の個別信号に重畳されることを特徴とする前記（１）項
から（21）項のいずれか一つによる受信方法。

（23）有効信号がビデオ信号であり且つ補助変調はそれ
ぞれの個別信号のライン又はフレームのブランキング期
間中に重畳されることを特徴とする前記（22）項による
受信方法。

（24）制御信号によって受信手段が全体的に又は部分的
に起動され又は停止されることを特徴とする前記（１）
項から（23）項のいずれか一つによる受信方法。

（25）所定の妨害しきい値を越える時受信手段が起動さ
れ又は停止されることを特徴とする前記（24）項による
受信方法。

（26）較正のための加算信号の上にさらにあらかじめ定
められた規定の補助変調が較正信号によって重畳される
ことを特徴とする前記（１）項から（25）項のいずれか
一つによる受信方法。

（27）さらなる補助変調が個々のアンテナ出力信号に重
畳される補助変調に等しいことを特徴とする前記（１）
項から（26）項のいずれか一つによる受信方法。

（28）較正のために使用されたさらなる補助変調が、ア
ンテナ出力信号のサブセットからなり、且つそれは個別
信号の位相及び／又は振幅の変化の後生じている加算信
号に最も近ずくところの加算信号の上に重畳されること
を特徴とする前記（１）項から（27）項のいずれか一つ
による受信方法。

（29）変化させられるアンテナ出力信号以外の個別アン
テナ出力信号の上に、補助変調信号による位相及び／又
は振幅変調の形で補助変調が重畳され、且つ同時に変化
されられるアンテナ出力信号の上に補助変調が反対の符
号で重畳されることを特徴とする前記（１）項から（2
8）項のいずれか一つによる受信方法。

（30）加算信号の変調はすべてのアンテナ出力信号の同
時変調によって達っせられることを特徴とする前記
（１）項から（29）項のいずれか一つによる受信方法。

（31）前記（１）項から（30）項のいずれかの方法を行
なうための方法であって、複数の受信アンテナと、一つ
の位相変調器と、一つの加算回路と、一つの振幅復調器
とを備え、更に 各個別アンテナ（１−1,1−2,1−3,1−４）に従続
し、各個別アンテナ信号に補助変調信号（S_H）により補
助変調を重畳する変調器（３）、 一つの受信回路（７）によって増幅され選択された加
算信号を、量及び／又は周波数及び／又は位相に関して
復調する復調器（9,10）、 復調された信号から補助変調信号を濾波する一つのフ
ィルター（８）、 加算信号に関して各個別アンテナ信号の実数部及び虚
数部を決定し且つそれらから位相位置及び振幅寄与分を
引出す同期復調器（11,12）、及び 同期復調器（11,12）の出力信号にもとづき制御され
る位相及び／又は振幅設定器（４）、 を有することを特徴とする受信アンテナ装置。

（32）同調復調器（11,12）が補助変調信号（S_H）によ
るコヒーレント復調のために復調器（9,10）の後に接続
されていることを特徴とする前記（31）項による受信ア
ンテナ装置。

（33）位相及び／又は振幅制御部材（４）が位相エレメ
ント（４）であることを特徴とする前記（31）項又は
（32）項による受信アンテナ装置。

（34）復調器（9,10,又は11,12）と移相エレメント
（４）との間にアナログ／デジタル変換器が設けられて
いることを特徴とする前記（33）項による受信アンテナ
装置。

（35）変調器（３）がクロック発振器（14）によって連
続的に起動されることを特徴とする前記（31）項から
（34）項のいずれか一つによる受信アンテナ装置。

（36）各アンテナ出力信号又はそれぞれの場合における
アンテナ出力信号の各リニアーコンビネーションに各々
異なる周波数をもつ別々の補助変調信号発生器及び各場
合において別々の同期復調器が組合わされていることを
特徴とする前記（31）項から（35）項による受信アンテ
ナ装置。

（37）アンテナ信号（複数）からリニアーコンビネーシ
ョン（複数）を作るところの一つのマトリックス回路
（２）を備えていることを特徴とする前記（31）項から
（36）項のいずれか一つによる受信アンテナ装置。

（38）復調器（9,10）が振幅又は周波数復調器（９又は
10）であることを特徴とする前記（31）項から（37）項
のいずれか一つによる受信アンテナ装置。

（39）振幅復調器（9,11）が準同期復調器であることを
特徴とする前記（38）項による受信アンテナ装置。

（40）加算回路（５）と受信回路（７）間に変調器が設
けられたことを特徴とする前記（31）項から（39）項の
いずれか一つによる受信アンテナ装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−49728（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−224129（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−112050（ＪＰ，Ａ) 特公 昭40−1542（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 7/02 - 7/12

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数個の個別受信アンテナからの各信号
   が、振幅変調され、移相され、加算され、そして加算さ
   れた信号の振幅が復調される受信方法であって、 各アンテナ出力信号に補助変調信号によって位相及び／
   又は振幅変調の形で補助変調が重畳され、 一つの受信回路において増幅され選択された加算信号が
   周波数及び振幅変調回路において振幅及び周波数及び／
   又は位相に関して復調され、 補助変調信号が復調信号から濾波され、そして同期復調
   器の助けによって個別アンテナ信号の実数部と虚数部が
   加算信号に関して決定され、その中から個別信号の加算
   信号に関する位相位置及び振幅寄与が引出され、そして 高周波個別信号の位相及び／又は振幅は夫々決定された
   位相位置及び／又は振幅寄与に基づいて最適の振幅寄与
   に向う方向に夫々変化せしめられる、 ことを特徴とする受信方法。
2. 【請求項２】複数の受信アンテナと、少なくとも一つの
   振幅変調器と、少なくとも一つの加算回路と、少なくと
   も一つの振幅復調器とを備えた受信アンテナ装置であっ
   て、 前記振幅変調器（３）が各個別アンテナに従続接続さ
   れ、各個別アンテナで受信された信号に補助変調信号
   （S_H）により補助変調を重畳して行うよう構成され、 前記振幅復調器（9,10）が一つの受信回路（７）によっ
   て増幅され選択された加算信号を、量及び／又は周波数
   及び／又は位相に関して復調するよう構成され、さらに 復調された信号から補助変調信号を濾波する一つのフィ
   ルター（８）と、 加算信号に関して各個別アンテナ信号の実数部及び虚数
   部を決定し且つそれらから位相位置及び振幅寄与分を引
   出す同期復調器（11,12）と、 前記同期復調器（11,12）の出力信号にもとづき振幅及
   び移相が制御される位相及び／又は振幅設定器（４）
   と、 を有することを特徴とする受信アンテナ装置。
3. 【請求項３】少なくとも２つの受信アンテナを用いる無
   線信号のダイバーシティ受信方法であって、各受信アン
   テナからの出力信号が、補助変調信号により変調され、
   移相され、加算回路で組み合わされ、ラジオ受信器で増
   幅し選択され、コヒーレントに復調され、それから、最
   善の受信を得るため合成された信号合計が最大となるよ
   うに各アンテナ出力信号に対して行われる移相の量を制
   御するために復調された信号が用いられるものであり、 前記方法が、 複数のアンテナ出力信号のそれぞれを補助変調信号で変
   調する工程、 前記出力信号のそれぞれの位相が略同一となるように前
   記変調されたアンテナ出力信号のそれぞれを移相する工
   程、 前記変調され移相されたアンテナ出力信号のそれぞれを
   加算し、それにより加算信号を生成する工程、 受信回路において前記加算信号を増幅し選択することに
   より前記加算信号を受信する工程、 前記受信された加算信号を濾波する工程、 前記濾波された受信された加算信号を振幅及び周波数の
   復調器において復調する工程、 同期復調器において前記振幅と周波数の復調器からの復
   調された信号をコヒーレントに検出し、前記振幅復調器
   の出力が前記補助変調信号でコヒーレントに検出され、
   そして前記周波数復調器の出力が90度移相された前記補
   助変調信号でコヒーレントに検出され、それによって、
   前記アンテナ出力信号のそれぞれの振幅と位相の関係が
   決定され、その関係から、前記加算信号に関する前記ア
   ンテナ出力信号のそれぞれの位相位置及び振幅寄与を導
   く工程、及び 前記加算信号が最大振幅となり最善の受信となるべく最
   適化されるよう前記同期復調器から得られた情報によっ
   て前記アンテナ出力信号のそれぞれの移相を最良に調整
   する工程、 を有する無線信号のダイバーシティ受信方法。
4. 【請求項４】複数の受信アンテナを用いる無線信号のダ
   イバーシティ受信装置であって、各受信アンテナからの
   信号が、補助変調信号により変調され、移相され、加算
   回路において組み合わされ、ラジオ受信器において増幅
   し選択され、コヒーレントに復調され、それから、最善
   の受信のため合成された信号合計が最大となるように各
   アンテナ出力信号に対して行われる移相の量を制御する
   ために復調された信号が用いられるものであり、 前記装置は、 複数の受信アンテナ（１−1,1−2,1−3,1−４）、 前記受信アンテナ（１−1,1−2,1−3,1−４）に接続さ
   れ、そして補助変調信号で前記受信アンテナからの信号
   のそれぞれを変調し、その変調された信号のそれぞれが
   補助変調成分を有する変調器（３）、 前記変調器（３）に接続され、そして前記変調器（３）
   からの変調された信号のそれぞれを移相するようにされ
   た位相設定部（４）、 前記位相設定部（４）に接続され、そして前記位相設定
   部からの変調され移相された信号を加算信号に合計する
   ようにされ、その加算信号が移相されたアンテナ信号と
   補助変調要素とを含む加算回路（５）、 前記加算回路に接続され、そして前記加算信号を増幅し
   選択するようにされた受信回路（７）、 前記加算信号からの補助変調要素を濾波するため前記受
   信回路に接続されたフィルター（８）、 前記フィルター（８）に接続され、そして加算信号にお
   ける補助変調成分を復調する第１及び第２の復調器（9,
   10）、 前記第１及び第２の復調器（9,10）にそれぞれ接続さ
   れ、前記補助変調成分から加算信号に関し前記受信アン
   テナからの各信号の実数部及び虚数部を前記補助変調信
   号から決定し且つそれらから前記加算信号に対する各ア
   ンテナ信号の位相位置及び振幅寄与分を導く第１及び第
   ２の同期復調器（11,12）、及び 前記同期復調器（11,12）に接続され、そして各アンテ
   ナ信号のための位相位置及び振幅寄与分を、前記位相設
   定部（４）を制御するための制御信号に変換し、それに
   より、個別アンテナ信号が前記加算信号が最大振幅とな
   り最善の受信となるべく最適化されるよう移相される位
   相制御器、 を具備する無線信号のダイバーシティ受信装置。