JP2513146B2 - 高効率増幅回路 - Google Patents
高効率増幅回路Info
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- JP2513146B2 JP2513146B2 JP5233010A JP23301093A JP2513146B2 JP 2513146 B2 JP2513146 B2 JP 2513146B2 JP 5233010 A JP5233010 A JP 5233010A JP 23301093 A JP23301093 A JP 23301093A JP 2513146 B2 JP2513146 B2 JP 2513146B2
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- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 6
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 claims 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- PNEYBMLMFCGWSK-UHFFFAOYSA-N aluminium oxide Inorganic materials [O-2].[O-2].[O-2].[Al+3].[Al+3] PNEYBMLMFCGWSK-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
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- 125000005842 heteroatom Chemical group 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、増幅回路に関し、特に
高調波処理回路を用いた高効率増幅回路に関するもので
ある。
高調波処理回路を用いた高効率増幅回路に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】トランジスタ増幅器の電力効率を向上さ
せることは、システム構築上非常に重要である。特に電
池を電源とする携帯装置や、衛星／宇宙通信装置におい
て、その必要性は顕著である。トランジスタをＢ級にバ
イアスしたときの出力電流は、基本波以外には偶数次高
調波成分しか存在しない。したがって電圧波形に偶数次
高調波成分を含ませないようにし、奇数次高調波成分の
みを含ませるようにすると、高調波における電力損失が
起こらずに増幅回路を高効率化できることが従来より知
られている。
せることは、システム構築上非常に重要である。特に電
池を電源とする携帯装置や、衛星／宇宙通信装置におい
て、その必要性は顕著である。トランジスタをＢ級にバ
イアスしたときの出力電流は、基本波以外には偶数次高
調波成分しか存在しない。したがって電圧波形に偶数次
高調波成分を含ませないようにし、奇数次高調波成分の
みを含ませるようにすると、高調波における電力損失が
起こらずに増幅回路を高効率化できることが従来より知
られている。
【０００３】言い換えると、トランジスタの出力端子に
おいて、偶数次高調波における負荷インピーダンスを零
とすれば、電圧の偶数次高調波成分は必然的に存在しな
いことになる。また奇数次高調波のインピーダンスを無
限大として電圧成分を存在させても、もともと奇数次の
電流成分は存在しないので問題はない。すなわち、トラ
ンジスタのインピーダンス整合の条件は、基本波に対し
て整合、奇数次高調波に対して開放、偶数次高調波に対
して短絡が高効率化に有効であることが知られている。
おいて、偶数次高調波における負荷インピーダンスを零
とすれば、電圧の偶数次高調波成分は必然的に存在しな
いことになる。また奇数次高調波のインピーダンスを無
限大として電圧成分を存在させても、もともと奇数次の
電流成分は存在しないので問題はない。すなわち、トラ
ンジスタのインピーダンス整合の条件は、基本波に対し
て整合、奇数次高調波に対して開放、偶数次高調波に対
して短絡が高効率化に有効であることが知られている。
【０００４】このような原理に基づいて、特開昭６４−
４４６１１号公報の図１〜図５に示すような高効率増幅
回路が従来より使用されていた。この従来例を、図６を
用いて説明する。図６において、トランジスタ３１の出
力端子３４に、基本波に対して８分の１波長（λ／８）
の線路３３を接続すると、第２高調波に対して先端開放
の４分の１波長（λ／４）線路となる。このため第２高
調波短絡が実現される。しかしながら、基本波における
先端開放８分の１波長線路３３は容量性スタブとなるた
め、トランジスタ１の出力インピーダンスは素子本来の
値よりさらに低下する。３２は、このように低下した出
力インピーダンスを、伝送路３５の特性インピーダンス
ＺO に整合させる基本波整合回路である。
４４６１１号公報の図１〜図５に示すような高効率増幅
回路が従来より使用されていた。この従来例を、図６を
用いて説明する。図６において、トランジスタ３１の出
力端子３４に、基本波に対して８分の１波長（λ／８）
の線路３３を接続すると、第２高調波に対して先端開放
の４分の１波長（λ／４）線路となる。このため第２高
調波短絡が実現される。しかしながら、基本波における
先端開放８分の１波長線路３３は容量性スタブとなるた
め、トランジスタ１の出力インピーダンスは素子本来の
値よりさらに低下する。３２は、このように低下した出
力インピーダンスを、伝送路３５の特性インピーダンス
ＺO に整合させる基本波整合回路である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】高出力トランジスタで
は、電流容量を大きくとるため微小素子を多並列させて
いるので、素子インピーダンスは非常に低い。このよう
な低インピーダンス素子に更に容量を付加すると一層低
インピーダンス化され、整合回路による損失増大を招く
ばかりでなく、広帯域整合が行えないなどのデメリット
が生ずる。
は、電流容量を大きくとるため微小素子を多並列させて
いるので、素子インピーダンスは非常に低い。このよう
な低インピーダンス素子に更に容量を付加すると一層低
インピーダンス化され、整合回路による損失増大を招く
ばかりでなく、広帯域整合が行えないなどのデメリット
が生ずる。
【０００６】本発明の目的は、素子近傍のインピーダン
スを低下させることなく、第２次高調波短絡、第３次高
調波開放の条件を満足させる高効率増幅回路を提供する
ことにある。
スを低下させることなく、第２次高調波短絡、第３次高
調波開放の条件を満足させる高効率増幅回路を提供する
ことにある。
【０００７】本発明の他の目的は、素子近傍のインピー
ダンスを低下させることなく、任意のｎ次高調波までに
対して完全な高効率動作条件を満たす高効率増幅回路を
提供することにある。
ダンスを低下させることなく、任意のｎ次高調波までに
対して完全な高効率動作条件を満たす高効率増幅回路を
提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の高効率増幅回路
は、特性インピーダンスＺO の伝送路で用いられる高出
力トランジスタの素子インピーダンスＺTrに対する高効
率インピーダンス整合回路において、前記高出力トラン
ジスタの端子と前記伝送路との間に特性インピーダンス
ＺTo≒（ＺTrＺO ）1/2 で長さが４分の１波長の伝送線
路が設けられ、この伝送線路が前記伝送路に接続される
位置に、並列接続されたｎ本の先端開放並列スタブから
成る高調波処理回路が設けられ、前記並列スタブの長さ
Ｌは、波長をλとしたとき、
は、特性インピーダンスＺO の伝送路で用いられる高出
力トランジスタの素子インピーダンスＺTrに対する高効
率インピーダンス整合回路において、前記高出力トラン
ジスタの端子と前記伝送路との間に特性インピーダンス
ＺTo≒（ＺTrＺO ）1/2 で長さが４分の１波長の伝送線
路が設けられ、この伝送線路が前記伝送路に接続される
位置に、並列接続されたｎ本の先端開放並列スタブから
成る高調波処理回路が設けられ、前記並列スタブの長さ
Ｌは、波長をλとしたとき、
【０００９】
【数２】
【００１０】であることを特徴とする。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明の第１の実施例の高効率増幅
回路を示す。
回路を示す。
【００１２】この高効率増幅回路は、トランジスタ１の
出力端子６に、長さ４分の１波長（λ／４），特性イン
ピーダンスＺTo≒（ＺTrＺO ）1/2 の線路２が直列に接
続され、特性インピーダンスＺO の伝送路７と線路２と
が接続される点５には、特性インピーダンスＺT1＝６０
Ωの８分の１波長（λ／８）先端開放線路３と、特性イ
ンピーダンスＺT2＝６０Ωの１２分の１波長（λ／１
２）先端開放線路４とが設けられている。
出力端子６に、長さ４分の１波長（λ／４），特性イン
ピーダンスＺTo≒（ＺTrＺO ）1/2 の線路２が直列に接
続され、特性インピーダンスＺO の伝送路７と線路２と
が接続される点５には、特性インピーダンスＺT1＝６０
Ωの８分の１波長（λ／８）先端開放線路３と、特性イ
ンピーダンスＺT2＝６０Ωの１２分の１波長（λ／１
２）先端開放線路４とが設けられている。
【００１３】８分の１波長線路３により接続点５におい
て、第２高調波は短絡となり、１２分の１波長線路４に
より接続点５において第３高調波も短絡となる。４分の
１波長線路２は、第２高調波に対して２分１の波長とな
るため、トランジスタ１の出力端子６において第２高調
波のインピーダンスは零である。また４分の１波長線路
２は、第３高調波に対して４分の３波長線路となるた
め、出力端子６における第３高調波のインピーダンスは
無限大となっている。
て、第２高調波は短絡となり、１２分の１波長線路４に
より接続点５において第３高調波も短絡となる。４分の
１波長線路２は、第２高調波に対して２分１の波長とな
るため、トランジスタ１の出力端子６において第２高調
波のインピーダンスは零である。また４分の１波長線路
２は、第３高調波に対して４分の３波長線路となるた
め、出力端子６における第３高調波のインピーダンスは
無限大となっている。
【００１４】一方、基本波におけるトランジスタの出力
インピーダンスは、３０ＧＨｚ帯１Ｗ級トランジスタで
３．２−ｊ２．３（Ω）となるため、特性インピーダン
スＺTo＝１３Ωの４分の１波長線路２により、ほぼ５０
Ωにインピーダンス変換が行える。このインピーダンス
変換が行われた後に、８分の１波長線路３および１２分
の１波長線路４による容量が付加される。
インピーダンスは、３０ＧＨｚ帯１Ｗ級トランジスタで
３．２−ｊ２．３（Ω）となるため、特性インピーダン
スＺTo＝１３Ωの４分の１波長線路２により、ほぼ５０
Ωにインピーダンス変換が行える。このインピーダンス
変換が行われた後に、８分の１波長線路３および１２分
の１波長線路４による容量が付加される。
【００１５】以上のことを、図２に示すスミスチャート
を用いて説明する。トランジスタ１の出力インピーダン
ス３．２−ｊ２．３（Ω）は、５０Ωで規格化されたス
ミスチャート上では、０．０６４−ｊ０．０４６（Ω）
として表示される。この規格化素子インピーダンスを、
１３Ωの特性インピーダンスの４分の１波長直列伝送線
路２を介して見込むと、０．６２５＋ｊ０．３５（Ω）
となる。これはアドミタンスで１．１８−ｊ０．７（Ω
-1）に相当する。特性インピーダンスが６０Ωで長さが
８分の１波長の先端開放のスタブ３の入力インピーダン
スは−ｊ１．２（アドミタンスで＋ｊ０．８４）とな
り、同様に１２分の１波長の先端開放スタブの入力イン
ピーダンスは−ｊ２．０（アドミタンスで＋ｊ０．５）
となる。したがって総合アドミタンスは、 １．１８−ｊ０．７＋ｊ０．８４＋ｊ０．５＝１．１８
＋ｊ０．６４（Ω-1）となる。これはインピーダンスで
０．６６−ｊ０．３２（Ω）となる。規格化を解くと３
３−ｊ１６（Ω）となり、ほぼ５０Ω系への整合がとれ
ている（定在波比（ＶＳＷＲ）＝１．８）。
を用いて説明する。トランジスタ１の出力インピーダン
ス３．２−ｊ２．３（Ω）は、５０Ωで規格化されたス
ミスチャート上では、０．０６４−ｊ０．０４６（Ω）
として表示される。この規格化素子インピーダンスを、
１３Ωの特性インピーダンスの４分の１波長直列伝送線
路２を介して見込むと、０．６２５＋ｊ０．３５（Ω）
となる。これはアドミタンスで１．１８−ｊ０．７（Ω
-1）に相当する。特性インピーダンスが６０Ωで長さが
８分の１波長の先端開放のスタブ３の入力インピーダン
スは−ｊ１．２（アドミタンスで＋ｊ０．８４）とな
り、同様に１２分の１波長の先端開放スタブの入力イン
ピーダンスは−ｊ２．０（アドミタンスで＋ｊ０．５）
となる。したがって総合アドミタンスは、 １．１８−ｊ０．７＋ｊ０．８４＋ｊ０．５＝１．１８
＋ｊ０．６４（Ω-1）となる。これはインピーダンスで
０．６６−ｊ０．３２（Ω）となる。規格化を解くと３
３−ｊ１６（Ω）となり、ほぼ５０Ω系への整合がとれ
ている（定在波比（ＶＳＷＲ）＝１．８）。
【００１６】図３は、図１の高効率増幅回路の具体的構
成を示す第１の例である。３０μｍ厚の半絶縁性ＧａＡ
ｓチップ２９上に、１Ｗ級高出力ヘテロバイポーラトラ
ンジスタ（ＨＢＴ）素子２１、ならびにＨＢＴ素子の出
力側に特性インピーダンス１３Ωで長さが２６ＧＨｚに
おいて４分の１波長となる伝送線路２２が設けられ、Ｈ
ＢＴ素子２１の入力側には特性インピーダンス７Ωで２
６ＧＨｚにおいて４分の１波長となる伝送線路２５が設
けられている。
成を示す第１の例である。３０μｍ厚の半絶縁性ＧａＡ
ｓチップ２９上に、１Ｗ級高出力ヘテロバイポーラトラ
ンジスタ（ＨＢＴ）素子２１、ならびにＨＢＴ素子の出
力側に特性インピーダンス１３Ωで長さが２６ＧＨｚに
おいて４分の１波長となる伝送線路２２が設けられ、Ｈ
ＢＴ素子２１の入力側には特性インピーダンス７Ωで２
６ＧＨｚにおいて４分の１波長となる伝送線路２５が設
けられている。
【００１７】伝送線路２２はボンディング線６１により
０．２５ｍｍ厚のアルミナ基板３０上に設けられ、８分
の１波長並列スタブ２３、１２分の１波長並列スタブ２
４を備えた５０Ωマイクロストリップ線路２６と接続さ
れている。
０．２５ｍｍ厚のアルミナ基板３０上に設けられ、８分
の１波長並列スタブ２３、１２分の１波長並列スタブ２
４を備えた５０Ωマイクロストリップ線路２６と接続さ
れている。
【００１８】伝送線路２５は０．２５ｍｍ厚のアルミナ
基板７０上に構成された５０Ωマイクロストリップ線路
２７にボンディング線６２により接続されている。
基板７０上に構成された５０Ωマイクロストリップ線路
２７にボンディング線６２により接続されている。
【００１９】図４は、本発明の高効率増幅回路の具体的
構成を示す第２の例である。図３との相違点は高調波ト
ラップ用の並列スタブ２３および２４を分割して各々２
本ずつとしている点である。その他の構成は同じである
ので、同一の構成要素には同一の参照番号を付して示し
てある。
構成を示す第２の例である。図３との相違点は高調波ト
ラップ用の並列スタブ２３および２４を分割して各々２
本ずつとしている点である。その他の構成は同じである
ので、同一の構成要素には同一の参照番号を付して示し
てある。
【００２０】このように、高調波処理用並列スタブを左
右２本ずつの構成とすることにより、回路動作上のバラ
ンスを保つことができる。
右２本ずつの構成とすることにより、回路動作上のバラ
ンスを保つことができる。
【００２１】以上の実施例は、２次，３次高調波に対し
て有効な例である。
て有効な例である。
【００２２】次に、任意のｎ次高調波に対して完全な高
効率動作条件を満たす高効率増幅回路の実施例について
説明する。
効率動作条件を満たす高効率増幅回路の実施例について
説明する。
【００２３】図５に、その実施例を示す。トランジスタ
１の出力端子６に、長さ４分の１波長（λ／４），特性
インピーダンスＺTo≒（ＺTrＺO ）1/2 の線路２が直列
に接続され、特性インピーダンスＺO の伝送路７と線路
２とが接続される点５には、ｎ本の先端開放並列スタブ
Ｓ1 ，Ｓ2 ，・・・，Ｓn が並列に接続されている。
１の出力端子６に、長さ４分の１波長（λ／４），特性
インピーダンスＺTo≒（ＺTrＺO ）1/2 の線路２が直列
に接続され、特性インピーダンスＺO の伝送路７と線路
２とが接続される点５には、ｎ本の先端開放並列スタブ
Ｓ1 ，Ｓ2 ，・・・，Ｓn が並列に接続されている。
【００２４】各並列スタブの長さＬは、
【００２５】
【数３】
【００２６】で表される。
【００２７】以上の実施例において、トランジスタ１の
出力端子６からλ／４線路側を見たインピーダンスをＺ
L 、λ／４線路の等価長，λ／４線路の電気長，周波
数，各スタブの長さは、次表のようになる。
出力端子６からλ／４線路側を見たインピーダンスをＺ
L 、λ／４線路の等価長，λ／４線路の電気長，周波
数，各スタブの長さは、次表のようになる。
【００２８】
【表１】
【００２９】各ｎ次高調波に対するインピーダンスＺL
を見ると、完全Ｆ級整合が達成されていることがわか
る。
を見ると、完全Ｆ級整合が達成されていることがわか
る。
【００３０】なお第２の実施例も、図３に示したように
実装できることは明らかである。
実装できることは明らかである。
【００３１】
【発明の効果】本発明によると、トランジスタと高調波
処理回路との間に基本波整合回路を設けることが可能と
なるため、不要なトランジスタ低インピーダンス化を避
けることができ、導体損失を減らすことができる。
処理回路との間に基本波整合回路を設けることが可能と
なるため、不要なトランジスタ低インピーダンス化を避
けることができ、導体損失を減らすことができる。
【００３２】また本発明によれば、第２次高調波短絡、
第３次高調波開放のインピーダンスがトランジスタ出力
端子において実現されるため高効率動作が可能となる。
第３次高調波開放のインピーダンスがトランジスタ出力
端子において実現されるため高効率動作が可能となる。
【００３３】さらに本発明によれば、第２，第３高調波
のみならず、任意のｎ次高調波までに対して完全な高効
率動作条件を満たす高効率増幅回路を実現できる。
のみならず、任意のｎ次高調波までに対して完全な高効
率動作条件を満たす高効率増幅回路を実現できる。
【００３４】また実装を行う場合、ＧａＡｓモノリシッ
クＩＣにより基本波整合回路までを構成し、高調波処理
回路ならびに５０Ω伝送線路をアルミナ基板上に構成す
ることも可能で、微調整の難しいモノリシックＩＣ構成
の欠点を補う回路構成の実現が可能となる。
クＩＣにより基本波整合回路までを構成し、高調波処理
回路ならびに５０Ω伝送線路をアルミナ基板上に構成す
ることも可能で、微調整の難しいモノリシックＩＣ構成
の欠点を補う回路構成の実現が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の高効率増幅回路の第１の実施例を示す
図である。
図である。
【図２】図１の実施例を説明するためのスミスチャート
である。
である。
【図３】図１の高効率増幅回路の第１の実装例を示す図
である。
である。
【図４】図１の高効率増幅回路の第２の実装例を示す図
である。
である。
【図５】本発明の高効率増幅回路の第２の実施例を示す
図である。
図である。
【図６】従来の高効率増幅回路を示す図である。
１ トランジスタ ２ ４分の１波長線路 ３ ８分の１波長線路 ４ １２分の１波長線路 ２９ 半絶縁性ＧａＡｓ ３０，７０ アルミナ基板 Ｓ1 ，Ｓ2 ・・・，Ｓn 並列スタブ
Claims (3)
- 【請求項１】特性インピーダンスＺO の伝送路で用いら
れる高出力トランジスタの素子インピーダンスＺTrに対
する高効率インピーダンス整合回路において、前記高出
力トランジスタの端子と前記伝送路との間に特性インピ
ーダンスＺTo≒（ＺTrＺO ）1/2 で長さが４分の１波長
の伝送線路が設けられ、この伝送線路が前記伝送路に接
続される位置に、それぞれ任意の特性インピーダンスを
有し先端が開放された８分の１波長と１２分の１波長の
長さを有する２本の並列スタブから成る高調波処理回路
が設けられていることを特徴とする高効率増幅回路。 - 【請求項２】特性インピーダンスＺO の伝送路で用いら
れる高出力トランジスタの素子インピーダンスＺTrに対
する高効率インピーダンス整合回路において、前記高出
力トランジスタの端子と前記伝送路との間に特性インピ
ーダンスＺTo≒（ＺTrＺO ）1/2 で長さが４分の１波長
の伝送線路が設けられ、この伝送線路が前記伝送路に接
続される位置に、並列接続されたｎ本の先端開放並列ス
タブから成る高調波処理回路が設けられ、前記並列スタ
ブの長さＬは、波長をλとしたとき、 【数１】 であることを特徴とする高効率増幅回路。 - 【請求項３】前記高出力トランジスタと前記伝送線路が
半絶縁性化合物半導体基板上にモノリシック集積化さ
れ、前記高調波処理回路と前記伝送路とが誘電体基板上
に構成されていることを特徴とする請求項１または２記
載の高効率増幅回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5233010A JP2513146B2 (ja) | 1993-09-20 | 1993-09-20 | 高効率増幅回路 |
| US08/309,393 US5473281A (en) | 1993-09-20 | 1994-09-20 | Amplifier circuit having impedance matching circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5233010A JP2513146B2 (ja) | 1993-09-20 | 1993-09-20 | 高効率増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0794974A JPH0794974A (ja) | 1995-04-07 |
| JP2513146B2 true JP2513146B2 (ja) | 1996-07-03 |
Family
ID=16948407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5233010A Expired - Fee Related JP2513146B2 (ja) | 1993-09-20 | 1993-09-20 | 高効率増幅回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5473281A (ja) |
| JP (1) | JP2513146B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6396348B1 (en) | 1999-10-06 | 2002-05-28 | Nec Corporation | Circuit for dealing with higher harmonics and circuit for amplifying power efficiency |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11177190A (ja) * | 1997-12-16 | 1999-07-02 | Nec Corp | プリント板 |
| CA2244507A1 (en) | 1998-09-04 | 2000-03-04 | Masahiro Kiyokawa | Method and apparatus for cascading frequency doublers |
| JP3888785B2 (ja) | 1998-09-28 | 2007-03-07 | 三菱電機株式会社 | 高周波電力増幅器 |
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