JPS6261411A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
- Publication number
- JPS6261411A JPS6261411A JP20123685A JP20123685A JPS6261411A JP S6261411 A JPS6261411 A JP S6261411A JP 20123685 A JP20123685 A JP 20123685A JP 20123685 A JP20123685 A JP 20123685A JP S6261411 A JPS6261411 A JP S6261411A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- stub
- impedance
- harmonic signal
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
この発明は増幅回路に関し、さらに詳細にいえば、バイ
ポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ（以下ＦＥ
Ｔと略称する）等の半導体素子を用いて高周波電力の増
幅を行なう増幅回路に関する。
ポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ（以下ＦＥ
Ｔと略称する）等の半導体素子を用いて高周波電力の増
幅を行なう増幅回路に関する。
〈従来の技術〉
従来からバイポーラトランジスタ、ＦＥＴ等の半導体素
子を用いて高周波電力の増幅を行なうようにした増幅回
路が提供されており、所望の周波数帯域において最大利
得等所要の特性を得ることができるようにするために、
入出力端子側にマイクロストリップ線路を用いたインピ
ーダンス整合回路が挿入されている。
子を用いて高周波電力の増幅を行なうようにした増幅回
路が提供されており、所望の周波数帯域において最大利
得等所要の特性を得ることができるようにするために、
入出力端子側にマイクロストリップ線路を用いたインピ
ーダンス整合回路が挿入されている。
例えば、第３図に示すように、半導体増幅素子（２１）
の入出力端子に伝送線路（２２）（２３）を接続し、各
伝送線路（２２）（２３）の所定位置にそれぞれスタブ
線路（２４）（２５）を接続する構成の増幅回路が採用
されており、半導体増幅素子（２１）により増幅される
所定の周波数の信号に対するインピーダンスを、信号源
側のインピーダンス、負荷回路側のインビ−ダンスとそ
れぞれ整合させるようにしている。
の入出力端子に伝送線路（２２）（２３）を接続し、各
伝送線路（２２）（２３）の所定位置にそれぞれスタブ
線路（２４）（２５）を接続する構成の増幅回路が採用
されており、半導体増幅素子（２１）により増幅される
所定の周波数の信号に対するインピーダンスを、信号源
側のインピーダンス、負荷回路側のインビ−ダンスとそ
れぞれ整合させるようにしている。
〈発明が解決しようとする問題点〉
上記従来の増幅回路は、半導体素子により増幅される所
定の周波数の信号に対する入出力インピーダンスを、信
号源側のインピーダンス、負荷側のインピーダンスとそ
れぞれ整合させることができるのであるが、高周波電力
を増幅するものであるから、上記所定の周波数の信号の
ｎ倍（但しｎは正の整数）に相当する高調波信号が発生
し、出力されることになる。
定の周波数の信号に対する入出力インピーダンスを、信
号源側のインピーダンス、負荷側のインピーダンスとそ
れぞれ整合させることができるのであるが、高周波電力
を増幅するものであるから、上記所定の周波数の信号の
ｎ倍（但しｎは正の整数）に相当する高調波信号が発生
し、出力されることになる。
これらの高調波信号は、上記所定の周波数の信号に対し
ては不要信号であるから、信号純度を劣化させることに
なり、ひいては次段以降に接続される回路、およびその
出力信号特性に悪影響を及ぼすことになるという問題が
ある。
ては不要信号であるから、信号純度を劣化させることに
なり、ひいては次段以降に接続される回路、およびその
出力信号特性に悪影響を及ぼすことになるという問題が
ある。
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
高周波電力の増幅を行なった場合における、高調波信号
出力レベルを低減させることができる増幅回路を提供す
ることを目的としている。
高周波電力の増幅を行なった場合における、高調波信号
出力レベルを低減させることができる増幅回路を提供す
ることを目的としている。
く問題点を解決するための手段〉
上記の目的を達成するための、この発明の増幅回路は、
伝送線路の所定位置に接続された、所定の入力信号周波
数の高調波信号周波数近傍で短絡インピーダンスを有す
る第１のスタブ線路と、上記所定位置において伝送線路
に接続され、かつ第１のスタブ線路と反対側に配設され
た第２のスタブ線路とで出力整合回路が構成されている
ものである。
伝送線路の所定位置に接続された、所定の入力信号周波
数の高調波信号周波数近傍で短絡インピーダンスを有す
る第１のスタブ線路と、上記所定位置において伝送線路
に接続され、かつ第１のスタブ線路と反対側に配設され
た第２のスタブ線路とで出力整合回路が構成されている
ものである。
但し、上記高調波信号周波数が第２次高調波信号周波数
であってもよく、第３次以上の高調波信号であってもよ
い。
であってもよく、第３次以上の高調波信号であってもよ
い。
く作用〉
上記の構成の増幅回路であれば、半導体増幅素子により
高周波電力を増幅する場合において、第１のスタブ線路
が高調波信号周波数近傍で短絡インピーダンスを有して
いるので、この高調波信号の出力レベルを低減させるこ
とができ、所定の入力信号周波数に対しては、第１のス
タブ線路、および第２のスタブ線路が並列に接続された
状態で所定のインピーダンス（負荷側のインピーダンス
と整合するインピーダンス）を有するので、所定の入力
信号周波数の信号出力レベルの低減を抑制することがで
きる。
高周波電力を増幅する場合において、第１のスタブ線路
が高調波信号周波数近傍で短絡インピーダンスを有して
いるので、この高調波信号の出力レベルを低減させるこ
とができ、所定の入力信号周波数に対しては、第１のス
タブ線路、および第２のスタブ線路が並列に接続された
状態で所定のインピーダンス（負荷側のインピーダンス
と整合するインピーダンス）を有するので、所定の入力
信号周波数の信号出力レベルの低減を抑制することがで
きる。
上記高調波信号としては、第２次高調波信号であっても
、第３次以上の高調波信号であっても、同様に、基本波
信号レベルの低減を抑制した状態で特定の高調波信号レ
ベルを低減させ、高調波信号による悪影響を低減させる
ことができる。
、第３次以上の高調波信号であっても、同様に、基本波
信号レベルの低減を抑制した状態で特定の高調波信号レ
ベルを低減させ、高調波信号による悪影響を低減させる
ことができる。
〈実施例〉
以下、実施例を示す添付図面によって詳細に説明する。
第１図はこの発明の増幅回路の一実施例を示す電気回路
図であり、半導体増幅素子（１）の入力端子（′２Ｊ、
および出力端子（３）にそれぞれ伝送線路（４１（５１
を接続し、各伝送線路＋４１ ＋５１の所定位置に、互
に反対方向を向くスタブ線路（６）（刀ｆ８１ ＋９１
を接続している。
図であり、半導体増幅素子（１）の入力端子（′２Ｊ、
および出力端子（３）にそれぞれ伝送線路（４１（５１
を接続し、各伝送線路＋４１ ＋５１の所定位置に、互
に反対方向を向くスタブ線路（６）（刀ｆ８１ ＋９１
を接続している。
そして、上記スタブ線路（６１（８１は、半導体増幅素
子（１）により増幅すべき信号の周波数の近傍において
短絡インピーダンスを有するものである。
子（１）により増幅すべき信号の周波数の近傍において
短絡インピーダンスを有するものである。
第２図は出力側の伝送線路（５）、およびスタブ線路＋
８１ ＋９１の関係を詳細に説明するための図であり、
図中暢は負荷回路を示している。
８１ ＋９１の関係を詳細に説明するための図であり、
図中暢は負荷回路を示している。
先ずインピーダンス整合回路の所要特性は使用する半導
体増幅素子のＳパラメータによって決定されることが知
られている。
体増幅素子のＳパラメータによって決定されることが知
られている。
例えば、安定指数Ｋが１よりも大きい半導体増幅素子に
おいて、最大利得Ｇ ｏ＋ａｘを得るための、半導体増
幅素子からみた入力電源側インピーダンスＲＨＳと、負
荷側インピーダンスＲＨＬとは、Ｇｎ＋ａｘ−Ｉｓ ２
１ ＩＫ−４（Ｋ２−１） １ＲＨ６−ＣＩ ＊（８１
−Ｊ（Ｂｌ ２−４１ ＣＩ ＋２＞）／２＋ＣＩ＋
２ ＲＨＬ＝０２＊（Ｂ２−ｒ（Ｂ２２−４１Ｃ２＋２＞）
で表される。
おいて、最大利得Ｇ ｏ＋ａｘを得るための、半導体増
幅素子からみた入力電源側インピーダンスＲＨＳと、負
荷側インピーダンスＲＨＬとは、Ｇｎ＋ａｘ−Ｉｓ ２
１ ＩＫ−４（Ｋ２−１） １ＲＨ６−ＣＩ ＊（８１
−Ｊ（Ｂｌ ２−４１ ＣＩ ＋２＞）／２＋ＣＩ＋
２ ＲＨＬ＝０２＊（Ｂ２−ｒ（Ｂ２２−４１Ｃ２＋２＞）
で表される。
ここで、
に＝（１＋ｌΔｌ −１８１１１２−１８２２１２）
／２１５１２Ｓ２１１ 。
／２１５１２Ｓ２１１ 。
Δ＝ Ｓ Ｉｔｓ ２２− Ｓ １２３２１゜Ｃｌ−８
１１−Δ・Ｓ ２２＊。
１１−Δ・Ｓ ２２＊。
Ｂ１−１＋１Ｓ１１＋ １８２２１ −１Δ１２゜
Ｃ２−８２２−Δ・３１１＊。
Ｃ２−８２２−Δ・３１１＊。
Ｂ２−１＋１Ｓ２２１２−１ｓＩＩＩ２−１Δ１２但し
、＊は共役複素数を表している。
、＊は共役複素数を表している。
また、特に説明はしないが、任意の利得を得るための所
要のインピーダンスも同様にして表される。
要のインピーダンスも同様にして表される。
上記実施例においては、所要インピーダンス特性を実現
するためにマイクロストリップ線路を使用している。そ
して、上記スタブ線路（８１ｆ９）の電気長をそれぞれ
θ１．θ２で表し、半導体増幅素子（１）の出力端子（
３）とスタブ線路接続点との間の伝送線路（９の電気長
短をθ３で表せば、これら各電気長θ１．θ２．θ３を
適切に選択することにより、所定の周波数ｆ１における
所要インピーダンス特性を実現することができる。
するためにマイクロストリップ線路を使用している。そ
して、上記スタブ線路（８１ｆ９）の電気長をそれぞれ
θ１．θ２で表し、半導体増幅素子（１）の出力端子（
３）とスタブ線路接続点との間の伝送線路（９の電気長
短をθ３で表せば、これら各電気長θ１．θ２．θ３を
適切に選択することにより、所定の周波数ｆ１における
所要インピーダンス特性を実現することができる。
以下、詳述する。
簡単のために、伝送線路（５）、およびスタブ線路（８
１＋９１の特性インピーダンスをＺＯとし、負荷回路色
の特性インピーダンスもＺＯとすれば、半導体増幅素子
（１）の出力端子（３）から、スタブ線路＋８１ ＋９
１を含めて負荷回路側をみたインピーダンスＹ１（２０
で正規化したもの、以下同じ）は、Ｙｌ−１＋ｊｙ１ で表される。
１＋９１の特性インピーダンスをＺＯとし、負荷回路色
の特性インピーダンスもＺＯとすれば、半導体増幅素子
（１）の出力端子（３）から、スタブ線路＋８１ ＋９
１を含めて負荷回路側をみたインピーダンスＹ１（２０
で正規化したもの、以下同じ）は、Ｙｌ−１＋ｊｙ１ で表される。
但し、ｌ −ｔａｎθ１ ＋ ｔａｎθ２である。
また、半導体増幅素子（１）の出力端子（３）からみた
所要負荷インピーダンス特性がＩＲ−（ｌ Ｒ１，ＩＲ
）で表されるとすれば、 ｙ１＝±２１Ｒ１，＃（１−ＩＲＩ２）θ３−／ｒＯ−
（／Ｒ±π） で表される。ここで復号は、ＺＲ＞Ｏのとき負、ＩＲく
０のとき正である。
所要負荷インピーダンス特性がＩＲ−（ｌ Ｒ１，ＩＲ
）で表されるとすれば、 ｙ１＝±２１Ｒ１，＃（１−ＩＲＩ２）θ３−／ｒＯ−
（／Ｒ±π） で表される。ここで復号は、ＺＲ＞Ｏのとき負、ＩＲく
０のとき正である。
したがって、
／「０−±π／２− ｔａｎ−’（ｙｌ ／２）となる
ようにθ１．θ２．θ３を選択することにより、所要の
インピーダンス特性を得ることができる。
ようにθ１．θ２．θ３を選択することにより、所要の
インピーダンス特性を得ることができる。
但し、復号は、ｙ＞Ｏのとき正、ｙ＜Ｏのとき負である
。
。
さて、高調波信号の出力レベルを極力抑制しようとすれ
ば、半導体増幅素子（１）の出力端子（３）から負荷回
路側をみた、当該高調波信号周波数における反射係数の
絶対値がほぼ１になればよい。
ば、半導体増幅素子（１）の出力端子（３）から負荷回
路側をみた、当該高調波信号周波数における反射係数の
絶対値がほぼ１になればよい。
半導体増幅素子（１）の出力端子（３）から負荷回路側
をみた上記高調波信号周波数におけるインピーダンスＹ
２、および反射係数「０′は、 Ｙ２−１＋ｊｙ２ 「０゛−−ｊｙ２／（２＋ｊｙ２） で表される。
をみた上記高調波信号周波数におけるインピーダンスＹ
２、および反射係数「０′は、 Ｙ２−１＋ｊｙ２ 「０゛−−ｊｙ２／（２＋ｊｙ２） で表される。
したがって、反射係数「０゛の絶対値が１になるために
はｙ２′、±■となることが必要であり、上記実施例に
おけるスタブ線路（８） （９１の何れかの電気長が当
該高調波信号周波数においてπ／２になることが必要で
ある。
はｙ２′、±■となることが必要であり、上記実施例に
おけるスタブ線路（８） （９１の何れかの電気長が当
該高調波信号周波数においてπ／２になることが必要で
ある。
例えば、第２次高調波信号出力レベルを抑制する場合に
ついてみれば、第２次高調波信号周波数においてπ／２
に相当するスタブ線路の電気長は、基本周波数において
はπ／４に相当し、その正規化アドミッタンスは１．０
になる。
ついてみれば、第２次高調波信号周波数においてπ／２
に相当するスタブ線路の電気長は、基本周波数において
はπ／４に相当し、その正規化アドミッタンスは１．０
になる。
したがって、基本周波数で所要負荷インピーダンスＲを
実現し、第２次高調波信号周波数で完全反射インピーダ
ンスを実現するスタブ線路＋８１ （９１の物理的線路
長１１． ＋ ２は、 １１−θ１／２π＝λＱ／８ １２−θ２／２π −（λＣＪ ｔａｎ” （Ｖｌ −１＞ ） ／２π＝
［λｇｊａｎ（±２１ Ｒｌ ／Ｊ （１−ＩＲＩ２＞
−１）］／２π＋ｎλＧ／２ 但し、ｎ＝ｏ、１．２．３．・・・である。
実現し、第２次高調波信号周波数で完全反射インピーダ
ンスを実現するスタブ線路＋８１ （９１の物理的線路
長１１． ＋ ２は、 １１−θ１／２π＝λＱ／８ １２−θ２／２π −（λＣＪ ｔａｎ” （Ｖｌ −１＞ ） ／２π＝
［λｇｊａｎ（±２１ Ｒｌ ／Ｊ （１−ＩＲＩ２＞
−１）］／２π＋ｎλＧ／２ 但し、ｎ＝ｏ、１．２．３．・・・である。
また、λｑは基本周波数における線路波長である。
以上の説明から明らかなように、＋ １． ＋ ２の線
路長を有するスタブ線路（８１＋９１を、半導体増幅素
子（１）の出力端子（３）からθ３の電気長の位置に接
続することにより、第２次高調波成分を抑制した高周波
増幅用の増幅回路を構成することができる。
路長を有するスタブ線路（８１＋９１を、半導体増幅素
子（１）の出力端子（３）からθ３の電気長の位置に接
続することにより、第２次高調波成分を抑制した高周波
増幅用の増幅回路を構成することができる。
〈発明の効果〉
以上のようにこの発明は、所定の入力周波数成分には影
響を及ぼすことなく、所定の高調波信号周波数の出力レ
ベルを抑制して、信号純度の劣化を抑制することができ
るという特有の効果を奏する。
響を及ぼすことなく、所定の高調波信号周波数の出力レ
ベルを抑制して、信号純度の劣化を抑制することができ
るという特有の効果を奏する。
第１図はこの発明の増幅回路の一実施例を示す電気回路
図、 第２図は動作を説明するための図、 第３図は従来の増幅回路を示す電気回路図。
図、 第２図は動作を説明するための図、 第３図は従来の増幅回路を示す電気回路図。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、マイクロストリップ線路を用いた出力整合回路と、
半導体増幅素子とから構成される増幅回路において、伝
送線路の所定位置に接続された、所定の入力信号周波数
の高調波信号周波数近傍で短絡インピーダンスを有する
第１のスタブ線路と、上記所定位置において伝送線路に
接続され、かつ第１のスタブ線路と反対側に配設された
第２のスタブ線路とで出力整合回路が構成されているこ
とを特徴とする増幅回路。 ２、高調波信号周波数が第２次高調波信号周波数である
上記特許請求の範囲第１項記載の増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20123685A JPS6261411A (ja) | 1985-09-11 | 1985-09-11 | 増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20123685A JPS6261411A (ja) | 1985-09-11 | 1985-09-11 | 増幅回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6261411A true JPS6261411A (ja) | 1987-03-18 |
Family
ID=16437593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20123685A Pending JPS6261411A (ja) | 1985-09-11 | 1985-09-11 | 増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6261411A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0794974A (ja) * | 1993-09-20 | 1995-04-07 | Nec Corp | 高効率増幅回路 |
| WO2001097323A1 (fr) * | 2000-06-14 | 2001-12-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Circuit d'adaptation d'impedance |
| US7762748B2 (en) | 2006-12-04 | 2010-07-27 | Mitsubishi Materials Corporation | Drill |
-
1985
- 1985-09-11 JP JP20123685A patent/JPS6261411A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0794974A (ja) * | 1993-09-20 | 1995-04-07 | Nec Corp | 高効率増幅回路 |
| WO2001097323A1 (fr) * | 2000-06-14 | 2001-12-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Circuit d'adaptation d'impedance |
| US7762748B2 (en) | 2006-12-04 | 2010-07-27 | Mitsubishi Materials Corporation | Drill |
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