JP2022024572A - 上アーム駆動回路、上アーム駆動回路の制御方法 - Google Patents

上アーム駆動回路、上アーム駆動回路の制御方法 Download PDF

Info

Publication number
JP2022024572A
JP2022024572A JP2020127242A JP2020127242A JP2022024572A JP 2022024572 A JP2022024572 A JP 2022024572A JP 2020127242 A JP2020127242 A JP 2020127242A JP 2020127242 A JP2020127242 A JP 2020127242A JP 2022024572 A JP2022024572 A JP 2022024572A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
upper arm
switching element
capacitor
drive circuit
arm drive
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2020127242A
Other languages
English (en)
Other versions
JP7403404B2 (ja
Inventor
聡 家坂
Satoshi Yasaka
健司 桜井
Kenji Sakurai
智哉 谷口
Tomoya Taniguchi
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Power Semiconductor Device Ltd
Original Assignee
Hitachi Power Semiconductor Device Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Power Semiconductor Device Ltd filed Critical Hitachi Power Semiconductor Device Ltd
Priority to JP2020127242A priority Critical patent/JP7403404B2/ja
Priority to US17/331,685 priority patent/US11735997B2/en
Priority to DE102021207090.6A priority patent/DE102021207090A1/de
Priority to KR1020210088263A priority patent/KR102577722B1/ko
Priority to CN202110853998.XA priority patent/CN114006519A/zh
Publication of JP2022024572A publication Critical patent/JP2022024572A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7403404B2 publication Critical patent/JP7403404B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0038—Circuits or arrangements for suppressing, e.g. by masking incorrect turn-on or turn-off signals, e.g. due to current spikes in current mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

【課題】上下アームで構成されるブリッジ回路を有する電力変換装置において、小型・軽量化及び高信頼化の両立が可能な上アーム駆動回路及びその制御方法を提供する。【解決手段】上アーム駆動回路は、電力変換装置の上アームスイッチング素子６を駆動制御する上アーム駆動回路１において、上アームスイッチング素子のゲートと電力変換装置の出力端子１３との間に接続されるコンデンサ２と、電力変換装置の電源８とコンデンサ２との間に接続され、電源側に接続された第１の端子３６側からコンデンサ２側に接続された第２の端子３７側には電流を流し、第２の端子側から第１の端子側への電流の逆流を防止する逆流防止回路３と、電源とコンデンサ２との間に逆流防止回路の第１の端子３６側または第２の端子３７側と直列に接続され、上アームスイッチング素子６をオンさせる指令信号３０に同期してオンするコンデンサ充電用スイッチング素子４とを有する。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置（インバータ）を駆動制御する駆動回路の構成とその制御に係り、特に、電力変換装置の上アーム駆動回路に適用して有効な技術に関する。
世界的な環境保全に対する意識の高まりから、省エネルギーに対する要求が一段と高まっており、様々な分野において電力変換装置（インバータ）が広く採用されている。そして、鉄道車両やエアコン等の駆動システムに搭載される電力変換装置（インバータ）では、高性能化、高効率化と共に、小型・軽量化、高信頼化が重要な課題となっている。
電力変換装置（インバータ）の小型・軽量化を実現するためには、低損失なパワーデバイスの適用が重要であり、Ｓｉ（シリコン）を基材とするパワーデバイスに代わり、ＳｉＣ（炭化ケイ素）を用いた低損失なパワーデバイスの適用が拡大してきている。また、パワーデバイスの冷却効率を改善する冷却方式の開発や、インバータ内部の部品点数の削減による小型・軽量化の取り組みも進められている。
本技術分野の背景技術として、例えば、特許文献１のような技術がある。特許文献１には「電位の基準となる電極が共通電位に接続され、この電位基準電極と制御電極との間に導通用信号を入力する期間、電位基準電極と主電極との間が導通状態となる１または複数の可制御半導体素子と、一極が共通電位と所定の高電位との間で変動する外部回路の所定の部位に接続され、この二電位間の電圧より低い電圧を持つ直流電源と、この直流電源の他極に一端を接続され、他端を１対１で前記可制御半導体素子の主電極に接続された１または複数の負荷抵抗と、前記直流電源のもとで作動するロジック回路とを備え、前記の各可制御半導体素子の制御電極にそれぞれパルス状の導通用信号を入力し、このときの各当該の可制御半導体素子の前記導通によってこの可制御半導体素子に対応する前記負荷抵抗に生ずるパルス状の電圧降下を信号として前記ロジック回路に伝えるレベルシフト回路において、各可制御半導体素子の電位基準電極と共通電位との間にそれぞれ電流負帰還用の抵抗を挿入し、各可制御半導体素子の導通時における制御電極と共通電位との間の電圧を前記直流電源の電圧より小さい所定値とするようにしたレベルシフト回路」が開示されている。
特開２００５－５１８２１号公報
上述したように、鉄道車両やエアコン等の駆動システムに搭載される電力変換装置（インバータ）においては、小型・軽量化、高信頼化が重要な課題となっている。
上記特許文献１によれば、高耐圧トランジスタのドレイン・ソース（又はコレクタ・エミッタ）間電圧に無関係に、小さく且つ差の少ないドレイン（又はコレクタ）電流を流すことが可能となり、電位変動する回路部分の電位の高低に関わらず、負荷抵抗の電圧降下を適切に保って、安定な信号の伝達を行うことができるとしているが、ＲＳラッチを用いているため、ＲＳラッチへのパルス信号（オン信号２５，オフ信号２６）を生成するためのパルス信号生成回路やＲＳラッチへのリセット信号を生成するためのリセット信号生成回路（リセット端子２１）を設ける必要があり、回路規模を小さくすることができず、電力変換装置（インバータ）の小型・軽量化には不利である。また、ノイズ等の誤信号が入力されてＲＳラッチが反応した場合、意図する状態とは異なる状態を保持してしまい、電力変換装置の誤動作に繋がる可能性がある。
そこで、本発明の目的は、上下アームで構成されるブリッジ回路を有する電力変換装置において、ラッチ回路を用いることなく上アームスイッチング素子のゲート電圧を保持可能であり、電力変換装置の小型・軽量化及び高信頼化の両立が可能な上アーム駆動回路及びその制御方法を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明は、電力変換装置の上アームスイッチング素子を駆動制御する上アーム駆動回路において、前記上アームスイッチング素子のゲートと前記電力変換装置の出力端子との間に接続されるコンデンサと、前記電力変換装置の電源と前記コンデンサとの間に接続され、前記電源側に接続された第１の端子側から前記コンデンサ側に接続された第２の端子側には電流を流し、前記第２の端子側から前記第１の端子側への電流の逆流を防止する逆流防止回路と、前記電源と前記コンデンサとの間に前記逆流防止回路の前記第１の端子側または前記第２の端子側と直列に接続され、前記上アームスイッチング素子をオンさせる指令信号に同期してオンするコンデンサ充電用スイッチング素子と、を有することを特徴とする。
また、本発明は、電力変換装置の上アームスイッチング素子を駆動制御する上アーム駆動回路の制御方法において、（ａ）電力変換装置の電源をオンするステップ、（ｂ）前記電力変換装置の上アームスイッチング素子をオンさせる指令信号に同期して前記上アームスイッチング素子のゲートと前記電力変換装置の出力端子との間に接続されたコンデンサを充電するステップ、（ｃ）前記電力変換装置の上アームスイッチング素子がオン状態の間、前記コンデンサと前記電力変換装置の電源との間に接続された逆流防止回路により前記コンデンサから前記電力変換装置の電源側への放電を抑制しつつ、前記電力変換装置の上アームスイッチング素子のオン状態を保持するステップ、（ｄ）前記上アームスイッチング素子をオフさせる指令信号に同期して前記コンデンサの電荷を放電させるステップ、を有することを特徴とする。
本発明によれば、上下アームで構成されるブリッジ回路を有する電力変換装置において、ラッチ回路を用いることなく上アームスイッチング素子のゲート電圧を保持可能であり、電力変換装置の小型・軽量化及び高信頼化の両立が可能な上アーム駆動回路及びその制御方法を実現することができる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本発明の実施例１に係る上アーム駆動回路の概略構成を示す図である。 本発明の実施例１に係る上アーム駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。 図１の上アーム駆動回路の具体例を示す図である。（具体例１） 図１の上アーム駆動回路の具体例を示す図である。（具体例２） 図１の上アーム駆動回路の具体例を示す図である。（具体例３） 図１の上アーム駆動回路の具体例を示す図である。（具体例４） 本発明の実施例２に係る上アーム駆動回路の概略構成を示す図である。 本発明の実施例２に係る上アーム駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。 図７の上アーム駆動回路の具体例を示す図である。（具体例５） 図７の上アーム駆動回路の具体例を示す図である。（具体例６） 図７の上アーム駆動回路の具体例を示す図である。（具体例７） 本発明の実施例３に係る上アーム駆動回路の概略構成を示す図である。 本発明の実施例３に係る上アーム駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。 図１２の上アーム駆動回路の具体例を示す図である。（具体例８） 従来の上アーム駆動回路の概略構成を示す図である。 従来の上アーム駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図面において同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。
先ず、図１５及び図１６を参照して、上述した従来の電力変換装置（インバータ）における課題について詳しく説明する。図１５は、従来の電力変換装置の上アーム駆動回路の概略構成を示す図であり、図１６は、その動作を示すタイミングチャートである。
なお、以降の説明では、電力変換装置として、スイッチング素子及びそれと逆並列に接続された還流ダイオードにより構成されるアームを上下に持つレグが１つだけで構成されるハーフブリッジ回路の例を用いて説明するが、本発明の対象はこれに限定されるものではなく、ハーフブリッジ回路のレグをもう１つ接続してフルブリッジ構成とし、それぞれのレグの中性点に負荷を接続して構成されるＨブリッジ回路や、さらにレグをもう１つ接続し、それぞれのレグの中性点に三相交流の各出力端子（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）を接続して構成される三相フルブリッジ回路の電力変換装置にも適用可能である。
図１５において、スイッチング素子６は、電力変換装置の上アームスイッチング素子である。
図１５に示すように、従来の電力変換装置では、上アーム駆動回路は一般的に、制御回路用電源２５と、ダイオード２６と、コンデンサ２７と、ラッチ回路２８と、バッファ２９で構成されている。ダイオード２６は、制御回路用電源２５とコンデンサ２７の間に接続されている。コンデンサ２７、ラッチ回路２８の電源端子、バッファ２９の電源端子が互いに並列に接続されている。ラッチ回路２８の出力はバッファ２９の入力に接続されている。バッファ２９の出力は、スイッチング素子６のゲートに接続されている。
また、コンデンサ２７、ラッチ回路２８の電源端子、バッファ２９の電源端子は、電力変換装置の上アーム５と下アーム１０の相互接続点（中性点）を介して、電力変換装置の出力端子１３に接続されている。上アーム５は、スイッチング素子６及びそれと逆並列に接続された還流ダイオード７で構成され、下アーム１０は、スイッチング素子１１及びそれと逆並列に接続された還流ダイオード１２で構成されている。
出力端子１３には負荷（コイル）１４が接続されている。電力変換装置の主電源８は、スイッチング素子６のコレクタ端子に接続されている。
図１６に示すように、従来の電力変換装置の上アーム駆動回路では、先ず、制御回路用電源２５がオンして、ダイオード２６を通してコンデンサ２７が充電され、コンデンサ充電電圧ＶＣＢが制御回路用電源電圧ＶＣＣまで上昇する。
次に、電力変換装置の主電源８がオンし、上アームＯＮパルス信号３４がラッチ回路２８に入力され、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥがコンデンサ充電電圧ＶＣＢに昇圧されて、スイッチング素子６がオンし、その状態を保持する。
スイッチング素子６がオン状態の間、電力変換装置の出力端子１３から出力端子電圧ＶＯＵＴとして、主電源８の電源電圧ＶＳが出力される。この間、コンデンサ２７の正極側電圧（対ＧＮＤ電位）ＶＢは、コンデンサ充電電圧ＶＣＢから出力端子電圧ＶＯＵＴの上昇分（電源電圧ＶＳ分）だけ持ち上げられて電源電圧ＶＳとコンデンサ充電電圧ＶＣＢの和となる。
続いて、上アームＯＦＦパルス信号３５がラッチ回路２８に入力され、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥが０Ｖになり、スイッチング素子６がオフし、その状態を保持する。このとき、出力端子電圧ＶＯＵＴは０Ｖに戻り、コンデンサ２７の正極側電圧（対ＧＮＤ電位）ＶＢもコンデンサ充電電圧ＶＣＢに戻る。
上記の通り、従来の電力変換装置の上アーム駆動回路では、上アームＯＮパルス信号３４及び上アームＯＦＦパルス信号３５の保持にラッチ回路２８を用いており、ラッチ回路２８へのパルス信号を生成するためのパルス信号生成回路を設ける必要がある。また、ノイズ等の誤信号が入力されてラッチ回路２８が反応した場合、意図する状態とは異なる状態を保持してしまい、電力変換装置の誤動作に繋がる可能性がある。
図１から図６を参照して、本発明の実施例１の上アーム駆動回路の構成とその動作（制御方法）について説明する。図１は、本実施例の上アーム駆動回路の概略構成を示す図であり、図２は、その動作を示すタイミングチャートである。図３から図６は、図１に示す上アーム駆動回路を実現するための４つの具体例を示している。
本実施例の上アーム駆動回路１は、図１に示すように、コンデンサ２と、逆流防止回路３と、コンデンサ２の充電用スイッチング素子であるスイッチング素子４で構成されている。コンデンサ２は、上アーム５のスイッチング素子６のゲートと出力端子１３との間に接続されている。なお、コンデンサ２は、個別の素子で構成してもよいし、スイッチング素子６の寄生容量を利用して構成してもよい。逆流防止回路３は、電力変換装置の主電源８とコンデンサ２との間に接続されており、主電源８側に接続された第１の端子３６側からコンデンサ２側に接続された第２の端子３７側には電流を流す一方、コンデンサ２側に接続された第２の端子３７側から主電源８側に接続された第１の端子３６側への電流の逆流を防止する。
コンデンサ２の充電用スイッチング素子であるスイッチング素子４は、主電源８とコンデンサ２との間に接続されており、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６をオンさせる指令信号（上アームＯＮ信号３０）に同期してスイッチング素子４がオンし、主電源８からの給電によりコンデンサ２が充電される。
また、コンデンサ２と逆流防止回路３の間には、コンデンサ２の放電用スイッチング素子であるスイッチング素子９が接続されており、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６をオフさせる指令信号（上アームＯＦＦ信号３１）に同期してスイッチング素子９がオンし、コンデンサ２が放電される。
なお、図１において電力変換装置を構成する上アーム５及び下アーム１０の構成は、図１５に示した従来の電力変換装置と同様であるため、詳細な説明は省略する。
図２を用いて、図１の上アーム駆動回路１の動作を説明する。先ず、主電源８がオンする。次に、スイッチング素子６をオンさせる指令信号（上アームＯＮ信号３０）がスイッチング素子４に入力され、逆流防止回路３を通してコンデンサ２が充電される。
スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥ（すなわち、コンデンサ２の充電電圧ＶＣ）がスイッチング素子６のしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１以上になると、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６がオンする。
この際、コンデンサ２は、逆流防止回路３により、スイッチング素子４を経由したコンデンサ２から主電源８側への放電が阻止され、コンデンサ２の充電電圧ＶＣが保持される。そして、スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥが保持されるため、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６のオン状態が保持される。
スイッチング素子６がオン状態の間、電力変換装置の出力端子１３から出力端子電圧ＶＯＵＴとして、主電源８の電源電圧ＶＳが出力される。この間、コンデンサ２の正極側電圧（対ＧＮＤ電位）ＶＣＰは、電源電圧ＶＳとスイッチング素子６のしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１の和以上の電圧となる。
その後、スイッチング素子６をオフさせる指令信号（上アームＯＦＦ信号３１）がコンデンサ２の放電用スイッチング素子であるスイッチング素子９に入力されてスイッチング素子９がオンし、コンデンサ２が放電される。そして、スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥがしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１以下まで減少し、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６がオフする。
以上説明した本実施例の上アーム駆動回路とその動作（制御方法）によれば、上アーム駆動回路にラッチ回路を設けることなく、上アームスイッチング素子のゲート電圧を保持することが可能となる。
これにより、ラッチ回路及びラッチ回路へのパルス信号を生成するための回路の設置が不要となり、電力変換装置内部の回路規模を小さくできるため、電力変換装置の小型・軽量化が図れると共に、ノイズ等の誤信号によりラッチ回路が反応して意図する状態とは異なる状態を保持することによる電力変換装置の誤動作を防止することができ、高信頼化が実現できる。
なお、図１では、スイッチング素子４を逆流防止回路３よりも主電源８側へ接続しているが、スイッチング素子４を逆流防止回路３とコンデンサ２の間に接続することも可能である。つまり、コンデンサ２と主電源８の間に接続される逆流防止回路３とスイッチング素子４の順序はどちらでもよい。
以上のように、図１に示す本実施例の上アーム駆動回路１は、上アームスイッチング素子６のゲートと電力変換装置の出力端子１３との間に接続されるコンデンサ２と、電力変換装置の主電源８とコンデンサ２との間に接続され、主電源８側に接続された第１の端子３６側からコンデンサ２側に接続された第２の端子３７側には電流を流し、第２の端子３７側から第１の端子３６側への電流の逆流を防止する逆流防止回路３と、主電源８とコンデンサ２との間に逆流防止回路３の第１の端子３６側または第２の端子３７側と直列に接続され、上アームスイッチング素子６をオンさせる指令信号（上アームＯＮ信号３０）に同期してオンするコンデンサ充電用スイッチング素子４を有している。
図３から図６を用いて、図１に示す上アーム駆動回路を実現するための４つの具体例を説明する。
図３は、逆流防止回路３として、ダイオード１５を用いた場合を示している。逆流防止回路３にダイオードを用いることで、上アーム駆動回路１を簡単な構成で、かつ低コストに構成することができる。なお、図３では、１つのダイオードを逆流防止回路３として用いているが、主電源８とコンデンサ２の間に複数のダイオード１５を直列に接続してもよい。直列に接続された複数のダイオードを逆流防止回路３として用いることで、逆流防止回路３の信頼性が向上する。
図４は、逆流防止回路３として、ＭＯＳトランジスタを有する場合を示している。逆流防止用スイッチング素子であるスイッチング素子１６にＭＯＳトランジスタを採用して、ＭＯＳトランジスタのドレインを第１の端子３６側に接続し、ソースを第２の端子３７側に接続し、ゲートとドレインを接続し、ＭＯＳトランジスタのバックゲート（すなわち、サブストレート）を電力変換装置の出力端子１３に電気的に接続することで逆流防止機能を実現できる。
なお、ＭＯＳトランジスタをスイッチング素子１６として使用する場合、ＭＯＳトランジスタのバックゲート（サブストレート）をソース以外に接続する必要がある。ソースに接続した場合、電流の逆流防止ができない。
図５は、図４の変形例であり、逆流防止回路３として、電力変換装置の主電源８とコンデンサ２との間に接続された第１のＭＯＳトランジスタであるスイッチング素子１６（図４のスイッチング素子１６に相当）と、主電源８と電力変換装置の出力端子１３の間に接続された第２のＭＯＳトランジスタであるスイッチング素子１７と抵抗１８を有する場合を示している。
電力変換装置の主電源８とコンデンサ２との間に接続するスイッチング素子１６、主電源８と電力変換装置の出力端子１３の間に接続するスイッチング素子１７に、それぞれＭＯＳトランジスタを採用する。第１のＭＯＳトランジスタ（１６）は、ドレインを第１の端子３６側に接続し、ソースを第２の端子３７側に接続する。また、第２のＭＯＳトランジスタ（１７）は、ドレインを第１の端子３６側に接続し、ソースを抵抗１８を介して電力変換装置の出力端子１３に接続する。そして、第１のＭＯＳトランジスタ（１６）のゲートとドレインを接続し、バックゲート（サブストレート）を抵抗１８を介して電力変換装置の出力端子１３に電気的に接続することで逆流防止機能を実現できる。
さらに、第２のＭＯＳトランジスタ（１７）のドレインを第１のＭＯＳトランジスタ（１６）のドレインとゲートに接続し、ゲートをコンデンサ２とスイッチング素子６のゲートの間に接続し、ソースとバックゲート（サブストレート）を抵抗１８を介して電力変換装置の出力端子１３に接続することで、第１のＭＯＳトランジスタ（１６）のバックゲート（サブストレート）の電圧を制御し第１のＭＯＳトランジスタ（１６）の電流能力向上が可能となる。
なお、この場合も、スイッチング素子１６の第１のＭＯＳトランジスタのバックゲート（サブストレート）をソース以外に接続する必要がある。ソースに接続した場合、電流の逆流防止ができない。
図６は、図４の変形例であり、逆流防止回路３として、ＭＯＳトランジスタ（図４のスイッチング素子１６に相当）と抵抗とコンデンサを有する場合を示している。
電力変換装置の主電源８とコンデンサ２との間に接続するスイッチング素子１６にＭＯＳトランジスタを採用して、ＭＯＳトランジスタのゲートとドレインを接続し、バックゲート（サブストレート）を抵抗１８を介して電力変換装置の出力端子１３に電気的に接続し、さらにＭＯＳトランジスタのバックゲート（サブストレート）とコンデンサ２の間にコンデンサ２とは異なる別のコンデンサ１９を電気的に接続することで、逆流防止機能を実現でき、さらにＭＯＳトランジスタのバックゲート（サブストレート）をコンデンサ１９と抵抗１８で構成されるハイパスフィルタにより制御することでＭＯＳトランジスタの電流能力向上が可能となる。
なお、この場合も、ＭＯＳトランジスタのバックゲート（サブストレート）をソース以外に接続する必要がある。ソースに接続した場合、電流の逆流防止ができない。
図７から図１１を参照して、本発明の実施例２の上アーム駆動回路の構成とその動作（制御方法）について説明する。図７は、本実施例の上アーム駆動回路の概略構成を示す図であり、図８は、その動作を示すタイミングチャートである。図９から図１１は、図７に示す上アーム駆動回路を実現するための３つの具体例を示している。
本実施例の上アーム駆動回路１は、図７に示すように、実施例１（図１）の構成に加えて、コンデンサ２と上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６のゲートとの間に遅延回路２０が接続されている。その他の構成は、実施例１（図１）と同様である。なお、実施例２では、コンデンサ２の位置ではスイッチング素子６の寄生容量は見えないので、個別の素子でコンデンサ２を構成する。
図８を用いて、図７の上アーム駆動回路１の動作を説明する。先ず、主電源８がオンする。次に、スイッチング素子６をオンさせる指令信号（上アームＯＮ信号３０）がスイッチング素子４に入力され、逆流防止回路３を通してコンデンサ２が充電される。
この際、遅延回路２０がコンデンサ２の充電電圧ＶＣからスイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥへの電圧の伝達を遅らせる。コンデンサ２の充電は、スイッチング素子６がオンするまでの間において行われるので、この遅延ＤＴにより、コンデンサ２の充電量は、遅延ＤＴが無い場合、すなわち実施例１（図１）と比較して多くなる。
スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥがスイッチング素子６のしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１以上になると、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６がオンする。
この際、コンデンサ２は、逆流防止回路３により、スイッチング素子４を経由したコンデンサ２から主電源８側への放電が阻止され、コンデンサ２の充電電圧ＶＣが保持される。そして、遅延回路２０によりコンデンサ２の充電電圧ＶＣからスイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥへの電圧の伝達が遅延し、スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥが遅れてコンデンサ２の充電電圧ＶＣと同電圧になる。スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥが保持されるため、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６のオン状態が保持される。
スイッチング素子６がオン状態の間、電力変換装置の出力端子１３から出力端子電圧ＶＯＵＴとして、主電源８の電源電圧ＶＳが出力される。この間、コンデンサ２の正極側電圧（対ＧＮＤ電位）ＶＣＰは、電源電圧ＶＳとスイッチング素子６のしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１の和以上の電圧となる。
その後、スイッチング素子６をオフさせる指令信号（上アームＯＦＦ信号３１）がコンデンサ２の放電用スイッチング素子であるスイッチング素子９に入力されてスイッチング素子９がオンし、コンデンサ２が放電される。そして、スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥがしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１以下まで減少し、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６がオフする。
以上説明した本実施例の上アーム駆動回路とその動作（制御方法）によれば、遅延回路２０がコンデンサ２の充電電圧ＶＣからスイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥへの電圧の伝達を遅らせるため、コンデンサ２の充電量が、遅延が無い場合（実施例１；図１）と比較して多くなり、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６により高いゲート電圧を印加することができる。
これにより、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６のゲート電圧を高く保持できるのでスイッチング素子６のオン電圧が低減され、発生損失を低減することが可能となる。
図９から図１１を用いて、図７に示す上アーム駆動回路を実現するための３つの具体例を説明する。
図９は、遅延回路２０として、抵抗２１を用いた場合を示している。遅延回路２０に抵抗素子を用いることで、上アーム駆動回路１を簡単な構成で、かつ低コストに構成することができる。
図１０は、遅延回路２０として、遅延回路用スイッチング素子であるスイッチング素子２２にＭＯＳトランジスタを用いた場合を示している。遅延回路２０にＭＯＳトランジスタを用いて、外部からの遅延信号によりオン・オフ制御する。遅延回路２０を外部からの遅延信号により制御できるため、制御精度と制御性（制御の自由度）が向上する。
図１１は、遅延回路２０として、抵抗と、遅延回路用スイッチング素子であるスイッチング素子２２にＭＯＳトランジスタを有する場合を示している。コンデンサ２と上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６のゲートとの間に抵抗２１を接続し、さらにスイッチング素子６のゲートと電力変換装置の出力端子１３の間にＭＯＳトランジスタを接続し、外部からの遅延信号によりオン・オフ制御する。遅延回路２０を、抵抗２１と外部からの遅延信号により制御可能なＭＯＳトランジスタで構成することで、より確実に遅延回路の効果を享受でき、なおかつ、制御精度と制御性（制御の自由度）も向上する。
図１２から図１４を参照して、本発明の実施例３の上アーム駆動回路の構成とその動作（制御方法）について説明する。図１２は、本実施例の上アーム駆動回路の概略構成を示す図であり、図１３は、その動作を示すタイミングチャートである。図１４は、図１２に示す上アーム駆動回路を実現するための１つの具体例を示している。
本実施例の上アーム駆動回路１は、図１２に示すように、実施例１（図１）の構成に加えて、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６のゲートと電力変換装置の出力端子１３との間に、コンデンサ２と並列に接続された電圧制限回路２３が接続されている。その他の構成は、実施例１（図１）と同様である。コンデンサ２についても、実施例１と同様に、個別の素子で構成してもよいし、スイッチング素子６の寄生容量を利用して構成してもよい。
図１３を用いて、図１２の上アーム駆動回路１の動作を説明する。先ず、主電源８がオンする。次に、スイッチング素子６をオンさせる指令信号（上アームＯＮ信号３０）がスイッチング素子４に入力され、逆流防止回路３を通してコンデンサ２が充電される。
スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥ（すなわち、コンデンサ２の充電電圧ＶＣ）がスイッチング素子６のしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１以上になると、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６がオンする。
この際、スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥは、電圧制限回路２３により、所定の電圧値（電圧制限回路の制限電圧：ＶＬ）以下となる。コンデンサ２は、逆流防止回路３により、スイッチング素子４を経由したコンデンサ２から主電源８側への放電が阻止され、コンデンサ２の充電電圧ＶＣが保持される。そして、スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥが保持されるため、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６のオン状態が保持される。
スイッチング素子６がオン状態の間、電力変換装置の出力端子１３から出力端子電圧ＶＯＵＴとして、主電源８の電源電圧ＶＳが出力される。この間、コンデンサ２の正極側電圧（対ＧＮＤ電位）ＶＣＰは、電源電圧ＶＳとスイッチング素子６のしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１の和以上の電圧、かつ、電圧制限回路２３の制限電圧ＶＬ以下の電圧となる。
その後、スイッチング素子６をオフさせる指令信号（上アームＯＦＦ信号３１）がコンデンサ２の放電用スイッチング素子であるスイッチング素子９に入力されてスイッチング素子９がオンし、コンデンサ２が放電される。そして、スイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥがしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１以下まで減少し、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６がオフする。
以上説明した本実施例の上アーム駆動回路とその動作（制御方法）によれば、電圧制限回路２３によりコンデンサ２の充電電圧ＶＣからスイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥへ過剰に電圧が印加されるのを防ぐことができ、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６の故障を防止することができる。
図１４に、図１２に示す上アーム駆動回路を実現するための１つの具体例を示す。図１４は、電圧制限回路２３として、ツェナーダイオード２４を用いた場合を示している。電圧制限回路２３にツェナーダイオードを用いることで、上アーム駆動回路１を簡単な構成で、かつ低コストに構成することができる。
なお、上記の各実施例は、コンデンサ２と逆流防止回路３とコンデンサ充電用スイッチング素子であるスイッチング素子４が上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６と同じ半導体チップ上に形成されたワンチップのインバータＩＣとして構成してもよい。また、遅延回路２０や電圧制限回路２３、コンデンサ放電用スイッチング素子であるスイッチング素子９、電力変換機能を有するその他の素子等の一部または全部を同じ半導体チップ上に形成することも可能である。
或いは、上記の各実施例は、コンデンサ２と逆流防止回路３とコンデンサ充電用スイッチング素子であるスイッチング素子４が、上アームスイッチング素子であるスイッチング素子６が形成された半導体チップとは別の半導体チップ上に形成されたマルチチップタイプのインバータを構成するためのインバータ制御ＩＣとして構成してもよい。また、遅延回路２０や電圧制限回路２３、コンデンサ放電用スイッチング素子であるスイッチング素子９等の一部または全部をコンデンサ２、逆流防止回路３、スイッチング素子４と同じ半導体チップ上に形成することも可能である。
また、上記の各実施例で説明した逆流防止回路３において逆方向に微小なリーク電流が存在した場合、コンデンサ２の電荷を恒久的に保持することが困難となる。このような場合、スイッチング素子６をオンさせる指令信号（上アームＯＮ信号）にデューティ制限を行い、リーク電流によりコンデンサ２が放電しスイッチング素子６のゲート電圧ＶＧＥがしきい値電圧ＶＴＨ＿ＳＷ１まで減少する前にスイッチング素子６をオフし、再度オンさせることで逆流防止回路３のリーク電流の影響を排除することが可能となる。
また、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記の実施例は本発明に対する理解を助けるために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
１…上アーム駆動回路
２…コンデンサ
３…逆流防止回路
４…スイッチング素子（コンデンサ充電用スイッチング素子）
５…上アーム
６…スイッチング素子（上アームスイッチング素子）
７…還流ダイオード
８…主電源
９…スイッチング素子（コンデンサ放電用スイッチング素子）
１０…下アーム
１１…スイッチング素子（下アームスイッチング素子）
１２…還流ダイオード
１３…出力端子
１４…負荷（コイル）
１５…ダイオード
１６…スイッチング素子（逆流防止用スイッチング素子）
１７…スイッチング素子（逆流防止用スイッチング素子）
１８…抵抗
１９…コンデンサ
２０…遅延回路
２１…抵抗
２２…スイッチング素子（遅延回路用スイッチング素子）
２３…電圧制限回路
２４…ツェナーダイオード
２５…制御回路用電源
２６…ダイオード
２７…コンデンサ
２８…ラッチ回路
２９…バッファ
３０…上アームＯＮ信号
３１…上アームＯＦＦ信号
３２…インバータ出力段
３３…遅延信号
３４…上アームＯＮパルス信号
３５…上アームＯＦＦパルス信号
３６…第１の端子
３７…第２の端子
ＶＣＣ…制御回路用電源電圧
ＶＳ…電源電圧
ＶＣ…コンデンサ充電電圧
ＶＣＢ…コンデンサ充電電圧
ＶＣＰ…コンデンサ２の正極側電圧（対ＧＮＤ電位）
ＶＧＥ…（スイッチング素子６の）ゲート電圧
ＶＯＵＴ…出力端子電圧
ＶＢ…コンデンサ２７の正極側電圧（対ＧＮＤ電位）
ＶＴＨ＿ＳＷ１…（スイッチング素子６の）しきい値電圧
ＶＬ…電圧制限回路の制限電圧
ＩＳＷ３…（スイッチング素子４の）通電電流
ＩＳＷ４…（スイッチング素子９の）通電電流

Claims (16)

  1. 電力変換装置の上アームスイッチング素子を駆動制御する上アーム駆動回路において、
    前記上アームスイッチング素子のゲートと前記電力変換装置の出力端子との間に接続されるコンデンサと、
    前記電力変換装置の電源と前記コンデンサとの間に接続され、前記電源側に接続された第１の端子側から前記コンデンサ側に接続された第２の端子側には電流を流し、前記第２の端子側から前記第１の端子側への電流の逆流を防止する逆流防止回路と、
    前記電源と前記コンデンサとの間に前記逆流防止回路の前記第１の端子側または前記第２の端子側と直列に接続され、前記上アームスイッチング素子をオンさせる指令信号に同期してオンするコンデンサ充電用スイッチング素子と、を有することを特徴とする上アーム駆動回路。
  2. 請求項１に記載の上アーム駆動回路において、
    前記コンデンサと前記上アームスイッチング素子のゲートとの間に接続される遅延回路を有することを特徴とする上アーム駆動回路。
  3. 請求項１に記載の上アーム駆動回路において、
    前記上アームスイッチング素子のゲートと前記電力変換装置の出力端子との間に、前記コンデンサと並列に接続された電圧制限回路を有することを特徴とする上アーム駆動回路。
  4. 請求項１に記載の上アーム駆動回路において、
    前記上アームスイッチング素子をオフさせる指令信号に同期して前記コンデンサの電荷を放電させる放電回路を有することを特徴とする上アーム駆動回路。
  5. 請求項１に記載の上アーム駆動回路において、
    前記逆流防止回路は、１つまたは直列に複数接続されたダイオードであることを特徴とする上アーム駆動回路。
  6. 請求項１に記載の上アーム駆動回路において、
    前記逆流防止回路は、第１のＭＯＳトランジスタを有し、
    前記第１のＭＯＳトランジスタは、ドレインが前記第１の端子側に接続され、ソースが前記第２の端子側に接続され、ゲートとドレインが接続され、バックゲートが前記電力変換装置の出力端子と接続されていることを特徴とする上アーム駆動回路。
  7. 請求項６に記載の上アーム駆動回路において、
    前記逆流防止回路は、第２のＭＯＳトランジスタと、抵抗とを有し、
    前記第２のＭＯＳトランジスタは、ドレインが前記第１の端子側に接続され、ソースが前記抵抗を介して前記電力変換装置の出力端子に接続され、ゲートが前記コンデンサと前記上アームスイッチング素子のゲートの間に接続され、
    前記第１のＭＯＳトランジスタと前記第２のＭＯＳトランジスタは、それぞれのバックゲートが前記抵抗を介して前記電力変換装置の出力端子に接続されていることを特徴とする上アーム駆動回路。
  8. 請求項６に記載の上アーム駆動回路において、
    前記逆流防止回路は、抵抗と、前記コンデンサとは異なる別のコンデンサとを有し、
    前記第１のＭＯＳトランジスタは、前記バックゲートが前記抵抗を介して前記電力変換装置の出力端子と接続され、
    前記第１のＭＯＳトランジスタの前記バックゲートと前記コンデンサの間に前記別のコンデンサが接続されていることを特徴とする上アーム駆動回路。
  9. 請求項２に記載の上アーム駆動回路において、
    前記遅延回路は、抵抗素子であることを特徴とする上アーム駆動回路。
  10. 請求項２に記載の上アーム駆動回路において、
    前記遅延回路は、外部からの遅延信号によりオン・オフ制御されるＭＯＳトランジスタであることを特徴とする上アーム駆動回路。
  11. 請求項２に記載の上アーム駆動回路において、
    前記遅延回路は、前記コンデンサと前記上アームスイッチング素子のゲートとの間に接続された抵抗素子と、
    前記上アームスイッチング素子のゲートと前記電力変換装置の出力端子間に接続され、外部からの遅延信号によりオン・オフ制御されるＭＯＳトランジスタとを有することを特徴とする上アーム駆動回路。
  12. 請求項３に記載の上アーム駆動回路において、
    前記電圧制限回路は、ツェナーダイオードであることを特徴とする上アーム駆動回路。
  13. 請求項１に記載の上アーム駆動回路において、
    前記コンデンサと前記逆流防止回路と前記コンデンサ充電用スイッチング素子が前記上アームスイッチング素子と同じ半導体チップ上に形成されていることを特徴とする上アーム駆動回路。
  14. 請求項１に記載の上アーム駆動回路において、
    前記コンデンサと前記逆流防止回路と前記コンデンサ充電用スイッチング素子が、前記上アームスイッチング素子が形成された半導体チップとは別の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする上アーム駆動回路。
  15. 電力変換装置の上アームスイッチング素子を駆動制御する上アーム駆動回路の制御方法において、
    （ａ）電力変換装置の電源をオンするステップ、
    （ｂ）前記電力変換装置の上アームスイッチング素子をオンさせる指令信号に同期して前記上アームスイッチング素子のゲートと前記電力変換装置の出力端子との間に接続されたコンデンサを充電するステップ、
    （ｃ）前記電力変換装置の上アームスイッチング素子がオン状態の間、前記コンデンサと前記電力変換装置の電源との間に接続された逆流防止回路により前記コンデンサから前記電力変換装置の電源側への放電を抑制しつつ、前記電力変換装置の上アームスイッチング素子のオン状態を保持するステップ、
    （ｄ）前記上アームスイッチング素子をオフさせる指令信号に同期して前記コンデンサの電荷を放電させるステップ、
    を有することを特徴とする上アーム駆動回路の制御方法。
  16. 請求項１５に記載の上アーム駆動回路の制御方法において、
    前記上アームスイッチング素子をオンさせる指令信号にデューティ制限をすることを特徴とする上アーム駆動回路の制御方法。
JP2020127242A 2020-07-28 2020-07-28 上アーム駆動回路 Active JP7403404B2 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020127242A JP7403404B2 (ja) 2020-07-28 2020-07-28 上アーム駆動回路
US17/331,685 US11735997B2 (en) 2020-07-28 2021-05-27 Upper arm drive circuit having a reverse current prevention circuit disposed between a power supply of a power conversion device and a first capacitor and control method thereof
DE102021207090.6A DE102021207090A1 (de) 2020-07-28 2021-07-06 Oberzweig-Ansteuerschaltung und Steuerverfahren für Oberzweig-Ansteuerschaltung
KR1020210088263A KR102577722B1 (ko) 2020-07-28 2021-07-06 상부 암 구동 회로, 상부 암 구동 회로의 제어 방법
CN202110853998.XA CN114006519A (zh) 2020-07-28 2021-07-28 上臂驱动电路、上臂驱动电路的控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020127242A JP7403404B2 (ja) 2020-07-28 2020-07-28 上アーム駆動回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2022024572A true JP2022024572A (ja) 2022-02-09
JP7403404B2 JP7403404B2 (ja) 2023-12-22

Family

ID=79300780

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2020127242A Active JP7403404B2 (ja) 2020-07-28 2020-07-28 上アーム駆動回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11735997B2 (ja)
JP (1) JP7403404B2 (ja)
KR (1) KR102577722B1 (ja)
CN (1) CN114006519A (ja)
DE (1) DE102021207090A1 (ja)

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5629386B2 (ja) * 1973-04-07 1981-07-08
JP3635975B2 (ja) 1999-03-02 2005-04-06 富士電機デバイステクノロジー株式会社 レベルシフト回路
JP2003299345A (ja) 2002-04-01 2003-10-17 Honda Motor Co Ltd 駆動回路
DE102004007208B3 (de) * 2004-02-13 2005-05-25 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung mit einem Lasttransistor und einer Spannungsbegrenzungsschaltung und Verfahren zur Ansteuerung eines Lasttransistors
JP3900178B2 (ja) 2004-11-04 2007-04-04 富士電機デバイステクノロジー株式会社 レベルシフト回路
EP1860775A1 (en) * 2006-05-26 2007-11-28 STMicroelectronics S.r.l. Driving configuration of a switch
CN101753000A (zh) 2009-12-17 2010-06-23 东南大学 栅极浮置及电平转换的功率mos管栅极驱动电路及方法
CN102130643A (zh) 2010-12-27 2011-07-20 东南大学 开关磁阻电机电容自举式驱动电路和驱动方法
WO2013046420A1 (ja) 2011-09-30 2013-04-04 株式会社日立製作所 半導体駆動回路およびそれを用いた電力変換装置
CN103683872A (zh) 2012-09-11 2014-03-26 深圳市海洋王照明工程有限公司 一种半桥驱动电路
JP6362996B2 (ja) 2014-10-24 2018-07-25 株式会社日立製作所 半導体駆動装置ならびにそれを用いた電力変換装置
JP6950443B2 (ja) 2017-10-16 2021-10-13 株式会社Ihi 半導体スイッチング素子駆動回路及び電力変換器
JP7063233B2 (ja) 2018-10-26 2022-05-09 オムロン株式会社 スイッチング素子の駆動回路及びスイッチング回路
CN110061621A (zh) * 2019-04-16 2019-07-26 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种开关电源控制电路和方法及开关电源

Also Published As

Publication number Publication date
US11735997B2 (en) 2023-08-22
DE102021207090A1 (de) 2022-02-03
US20220037984A1 (en) 2022-02-03
JP7403404B2 (ja) 2023-12-22
KR102577722B1 (ko) 2023-09-14
KR20220014288A (ko) 2022-02-04
CN114006519A (zh) 2022-02-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI778574B (zh) 電子電路及操作一電子電路之方法
TWI782779B (zh) 共振電路及操作一共振電路之方法
JP6371053B2 (ja) 整流装置、オルタネータおよび電力変換装置
US9264022B2 (en) Level shift circuit
JP5975833B2 (ja) 電力変換装置
CN111799992A (zh) GaN半桥电路和GaN自举电源电压发生器电路
KR20150087357A (ko) 스위칭 소자 구동 회로, 파워 모듈 및 자동차
JP4313658B2 (ja) インバータ回路
JPH04502997A (ja) 整流の絶縁破壊を回避するための直列誘導子を使用しかつｍｏｓｆｅｔの代用としてｉｇｂｔを使用してスイッチング回路の機能を広げる改良式スイッチング回路
JP6065808B2 (ja) 半導体装置及び半導体モジュール
WO2015015721A1 (ja) 半導体装置、および電力変換装置
JP2020178206A (ja) ゲートドライバおよび半導体モジュール
JP4462776B2 (ja) 電力変換装置および信号レベル変換装置
Liu et al. Building blocks for future dual-channel GaN gate drivers: Arbitrary waveform driver, bootstrap voltage supply, and level shifter
KR102026929B1 (ko) 전력 스위치용 게이트 구동회로
JP2022024572A (ja) 上アーム駆動回路、上アーム駆動回路の制御方法
JP2007104739A (ja) 電力用半導体モジュールの駆動回路
JP7406520B2 (ja) 上アーム駆動回路、電力変換装置の駆動回路、電力変換装置
JP6939087B2 (ja) 集積回路装置
El-Halim et al. Performance of MOSFET Driven via a Bootstrap Capacitor for Dynamic Load Continuity Enhancement
WO2024018612A1 (ja) 半導体装置および電力変換装置
CN220022605U (zh) 驱动电路和变流器
WO2022230337A1 (ja) 半導体スイッチング素子の駆動装置およびその駆動方法、電力変換装置
JP2018528753A (ja) スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータ
CN115411711A (zh) 具有集成的失效保护下拉电路和可控关断时间的常断功率开关

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20230203

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20230831

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20230912

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20231110

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20231128

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20231212

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7403404

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150