JP2020048327A - インバータ制御方法、モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータが回転するときの径方向の応力を軽減する。【解決手段】モータの回転速度ωｍが速度ｖ５であるときの振幅｜Ｖｓ｜は、第１の電圧値に第１の比を乗じた値を有する。回転速度ωｍが速度ｖ６であるときの振幅｜Ｖｓ｜は、第２の電圧値に第２の比を乗じた値を有する。第１の電圧値は、速度ｖ５で所定のトルクをモータが出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値である。第２の電圧値は、速度ｖ６で所定のトルクをモータが出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値である。速度ｖ６は速度ｖ５よりも大きく、第２の比は第１の比よりも小さい。【選択図】図３

Description

本開示はインバータを制御する技術とモータを制御する技術とに関する。

特許文献１では、三相同期電動機の径方向電磁加振力の時間２次成分による振動を低減する技術が提案される。ここで「径方向電磁加振力の時間２次成分」とは、モータに流れる電流の基本波周波数の２倍である径方向電磁加振力であると説明されている。そして径方向電磁加振力の時間２次成分による振動は三相同期電動機の楕円状の変形や、正方形状の変形モードを発生させることが説明されている。当該技術では、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスが異なるモータに対して、ｑ軸電流の増大と共に負のｄ軸電流を増大させる。

特開２０１５−２１１５６１号公報

特許文献１では径方向電磁加振力の時間２次成分に着目している。よってモータのシャフトが、これを回転自在に支持する軸受けに対して与える径方向の応力が、特定の回転角度において強くなる、いわゆる「片当たり」についての明確な言及はない。片当たりは軸受を損傷させる原因となる。本開示はモータが回転するときにシャフトが発生する径方向の応力を軽減する技術を提供する。

この開示のインバータ制御方法は、シャフト（１０）の回転を用いて負荷（２０）を駆動するモータ（１）に印加される電圧である印加電圧（Ｖｓ）を出力するインバータ（２１０ｂ）を制御する方法である。

インバータ制御方法の第１の態様では、第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸ）よりも小さい振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω_ＭＡＸ）で前記モータを回転して所定の前記負荷を駆動する。第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω３）の振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω３）で前記モータを回転して前記所定の前記負荷を駆動する。前記第２の速度（ω３）は前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）よりも小さい。

前記第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸ）は、前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）で前記所定の前記負荷を前記モータが駆動するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値である。前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）は、前記モータが前記所定の前記負荷を駆動するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）の最大値である。

前記第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω３）は、前記第２の速度（ω３）で前記所定の前記負荷を前記モータが駆動するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値である。

インバータ制御方法の第２の態様では、前記モータが所定のトルクを出力するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）が、前記モータが前記所定のトルクを出力するときの前記モータの基底速度（ωｂ）以上であるとき、第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）に第１の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω１）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させる。第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）に第２の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω２）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させる。

前記第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）は、前記第１の速度（ω１）で前記所定のトルクを前記モータが出力するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値である。前記第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）は、前記第２の速度（ω２）で前記所定のトルクを前記モータが出力するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値である。

前記第２の速度（ω２）は前記第１の速度（ω１）よりも大きく、前記第２の比は前記第１の比よりも小さい。

この開示のインバータ制御方法の第３の態様は、その第２の態様であって、前記第２の速度は、前記モータが前記所定のトルクを出力するときに採り得る前記速度（ω_ｍ）の最大値（ω_ｍａｘ）である。

この開示のモータ制御装置は、シャフト（１０）の回転を用いて負荷（２０）を駆動するモータ（１）に印加される電圧たる印加電圧（Ｖｓ）を出力するインバータ（２１０ｂ）と、前記インバータの動作を制御する制御器（２０９）とを備える。

モータ制御装置の第１の態様では、前記制御器は、第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸ）よりも小さい振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω_ＭＡＸ）で前記モータを回転して所定の前記負荷を駆動し、第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω３）の振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω３）で前記モータを回転して前記所定の前記負荷を駆動する。前記第２の速度（ω３）は前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）よりも小さい。

前記第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸ）は、前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）で前記所定の前記負荷を前記モータが駆動するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）は、前記モータが前記所定の前記負荷を駆動するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）の最大値である。

前記第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω３）は、前記第２の速度（ω３）で前記所定の前記負荷を前記モータが駆動するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値である。

モータ制御装置の第２の態様では、前記モータが所定のトルクを出力するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）が、前記モータが前記所定のトルクを出力するときの前記モータの基底速度（ωｂ）以上であるとき、前記制御器は、第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）に第１の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω１）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させ、第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）に第２の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω２）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させる。

前記第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）は、前記第１の速度（ω１）で前記所定のトルクを前記モータが出力するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、前記第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）は、前記第２の速度（ω２）で前記所定のトルクを前記モータが出力するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値である。

前記第２の速度（ω２）は前記第１の速度（ω１）よりも大きく、前記第２の比は前記第１の比よりも小さい。

この開示のモータ制御装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記第２の速度は、前記モータが前記所定のトルクを出力するときに採り得る前記速度（ω_ｍ）の最大値（ω_ｍａｘ）である。

本開示のインバータ制御方法およびモータ制御装置は、モータが回転するときにシャフトが軸受に対して与える径方向の応力を軽減する。

圧縮機の構造を例示する断面図である。 モータと、モータを駆動するモータ駆動装置の構成とを示すブロック図である。 実施の形態において採用される制御と回転速度との関係を実線で示すグラフである。 制御器による出力回路の制御を示すフローチャートである。 回転速度を助変数とし、軸偏倚と駆動電圧との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として電流振幅と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と電流振幅との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として電流ベクトルの位相と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と位相との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数としてｄ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数としてｑ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度とｑ軸電流との関係を示すグラフである。 界磁磁束ベクトル、電機子反作用による磁束ベクトル、一次磁束ベクトルの関係を示すベクトル図である。 回転速度を助変数としてＴ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度とＴ軸電流との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として一次磁束と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と一次磁束との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として負荷角と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と負荷角との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として瞬時実電力と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と瞬時実電力との関係を示すグラフである。 制御器の第１の変形を示すブロック図である。 制御器の第２の変形を示すブロック図である。

図１は冷凍回路、例えばヒートポンプで採用される圧縮機１００の構造を例示する断面図である。圧縮機１００は圧縮機構２０、モータ１、軸受１４、ケーシング１５を備える。圧縮機構２０は冷媒（図示省略）を圧縮する。圧縮機構２０には例えばスイング方式が採用され、シャフト１０によってモータ１から伝達される回転によって冷媒を圧縮する。圧縮機構２０はモータ１が駆動する負荷である。

モータ１は固定子１１と回転子１２を備える。例えば固定子１１と回転子１２はそれぞれ電機子、界磁子で実現される。例えばモータ１はインナーロータ型の埋込磁石同期モータであって、回転子１２は界磁磁束を発生する永久磁石（図示省略）を有する。

シャフト１０は回転子１２に取り付けられ、軸受１４によって回転自在にケーシング１５に取り付けられる。

回転子１２の、シャフト１０に沿った方向（以下「軸方向」）の圧縮機構２０側に、バランスウェイト１３ａが設けられる。回転子１２の、軸方向の圧縮機構２０とは反対側に、バランスウェイト１３ｃが設けられる。構造の説明の便宜のため、図１において、断面図の上には、回転子１２の上面図（軸方向に沿って圧縮機構２０とは反対側から回転子１２を見た図）が、回転子１２の断面に対して四本の仮想線たる鎖線で結合して示される。

回転子１２の回転（以下、モータ１の回転と称すこともある）により、バランスウェイト１３ａ，１３ｃにはそれぞれ遠心力Ｆ_Ａ，Ｆ_Ｃが働く。シャフト１０には不均衡磁気吸引力Ｆ_Ｂが働く。不均衡磁気吸引力Ｆ_Ｂは、固定子１１と回転子１２との間の磁気吸引力の不均衡に起因した、径方向、即ち軸方向と直交する方向の成分である。ここで当該成分のみに着目したのは、遠心力Ｆ_Ａ，Ｆ_Ｃが径方向に働き、これらと共にシャフト１０に対して径方向にかかる応力で発生する撓み量（以下「軸偏倚」と称す）を検討するからである。ここでは便宜状、不均衡磁気吸引力Ｆ_Ｂは回転子１２の軸方向中央におけるシャフト１０の位置Ｂに働くとして図示した。

モータ１が回転する速度（以下、「回転速度」とも称す）が大きいほど遠心力Ｆ_Ａ，Ｆ_Ｃは大きい。回転速度が高いほど、軸偏倚が大きい。軸偏倚はシャフト１０から軸受１４に対して与える径方向の応力が特定の回転角度において強くなる、いわゆる片当たりの要因である。

冷凍回路の能力を高める観点からは、回転速度が大きいことが望ましい。換言すれば、軸偏倚が小さいことは冷凍回路の能力を向上する点で有利である。

以下の実施の形態では軸偏倚を低減するためのモータの駆動技術を紹介する。図２はモータ１と、モータ１を駆動するモータ制御装置２００の構成とを示すブロック図である。ここではモータ１が三相の埋込磁石形同期モータ（図ではＩＰＭＳＭと表記）である場合を例示する。モータ制御装置２００はモータ１に流れる三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、ｄ軸成分（以下「ｄ軸電流」）ｉ_ｄ、ｑ軸成分（以下「ｑ軸電流」）ｉ_ｑに変換してベクトル制御を行う。ここで「ｄ軸」、「ｑ軸」は、それぞれモータ１の界磁磁束と同相およびこれに対して９０度で進相する座標軸を示す。ｄ軸電流ｉ_ｄは界磁磁束に寄与し、ｑ軸電流ｉ_ｑはモータ１が出力するトルクに寄与する。

モータ制御装置２００は、出力回路２１０と、出力回路２１０の動作を制御する制御器２０９とを備える。出力回路２１０は、モータ１に印加される印加電圧Ｖｓをモータ１に出力する。モータ１は印加電圧Ｖｓによって、例えば回転速度が制御されて駆動される。例えば出力回路２１０は直流電圧ＶdcをＤＣ／ＡＣ変換して三相の印加電圧Ｖｓをモータ１に出力する。出力回路２１０はモータ１に三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給する。

出力回路２１０はパルス幅変調回路（図中「ＰＷＭ回路」と表示）２１０ａと電圧制御型のＰＷＭインバータ２１０ｂとを含む。パルス幅変調回路２１０ａは三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を入力し、ＰＷＭインバータ２１０ｂの動作を制御するゲート信号Ｇを生成する。ただし、ＰＷＭインバータ２１０ｂに替えて、他の変調方式のインバータを採用することもできる。

ＰＷＭインバータ２１０ｂには直流電源から直流電圧Ｖdcが供給される。ＰＷＭインバータ２１０ｂはゲート信号Ｇによって制御される動作を行い、直流電圧Ｖdcを印加電圧Ｖｓに変換し、モータ１に印加する。三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはＰＷＭインバータ２１０ｂからモータ１に供給される。電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は印加電圧Ｖｓの指令値である。

図２では直流電圧Ｖdcを供給する電源はモータ制御装置２００の外部に設けているが、モータ制御装置２００に含めてもよい。当該電源は例えばＡＣ／ＤＣコンバータで実現することができる。

制御器２０９は例えば、電流指令生成部２１１、電流制御器２１２，座標変換器２１３，２１４、位置検出器２１５、乗算器２１６、速度演算器２１７を備える。

電流検出器２１８ｕ，２１８ｖは、それぞれ交流電流Ｉｕ，Ｉｖを検出する。制御器２０９が電流検出器２１８ｕ，２１８ｖを備えてもよい。位置検出器２１５はモータ１の回転位置をその機械角での回転角度θ_ｍとして検出する。乗算器２１６は回転角度θ_ｍに極対数Ｐｎを乗算し、電気角としての回転角度θを求める。座標変換器２１４は交流電流Ｉｕ，Ｉｖの値および回転角度θを入力し、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑを求める。

速度演算器２１７は回転角度θ_ｍから機械角での回転速度ω_ｍを求める。電流指令生成部２１１は、トルク指令τ^＊、あるいは回転速度ω_ｍおよびその指令値ω_ｍ ^＊とを入力し、これらからｄ軸電流ｉ_ｄの指令値ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸電流ｉ_ｑの指令値ｉ_ｑ ^＊を求める。トルク指令τ^＊はモータ１が出力するトルクτの指令値である。

電流制御器２１２は、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびその指令値ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸電流ｉ_ｑおよびその指令値ｉ_ｑ ^＊から、ｄ軸電圧ｖ_ｄの指令値ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧ｖ_ｑの指令値ｖ_ｑ ^＊を求める。例えばｄ軸電流ｉ_ｄとその指令値ｉ_ｄ ^＊との偏差、ｑ軸電流ｉ_ｑとその指令値ｉ_ｑ ^＊との偏差を零に近づけるフィードバック制御によって指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊が求められる。

座標変換器２１３は、ｄ軸電圧ｖ_ｄの指令値ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧ｖ_ｑの指令値ｖ_ｑ ^＊と回転角度θとから、三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を生成する。

本実施の形態において、必ずしも位置検出器２１５は要しない。交流電流Ｉｕ，Ｉｖと印加電圧Ｖｓから回転角度θ_ｍを求める、いわゆるセンサレス方式を採用してもよい。

図３は本実施の形態において採用される制御と回転速度ω_ｍとの関係を実線で示すグラフである。図３（ａ），（ｂ），（ｃ）のいずれにおいても横軸に回転速度ω_ｍを採り、トルク指令τ^＊をある一定値に揃えている。

図３（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ縦軸に印加電圧Ｖｓの振幅｜Ｖｓ｜、軸偏倚δ_Ｃ、ｄ軸電流ｉ_ｄを採用している。ここでは、軸偏倚δ_Ｃはシャフト１０の、軸方向におけるバランスウェイト１３ｃ側の端部の位置Ｃ（図１）での軸偏倚とする。

回転速度ω_ｍが回転速度ｖ１（単に「速度ｖ１」とも称す：他の回転速度についても同様）以下では、回転速度ω_ｍが大きいほど、振幅｜Ｖｓ｜は大きい。例えばこのような制御としては最大トルク／電流制御や最大効率制御を採用することができる。図３では回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下では最大トルク／電流制御が行われる場合を例示した。そして回転速度ω_ｍが速度ｖ１であるときの振幅｜Ｖｓ｜を電圧値Ｖmaxとして示した。

回転速度ω_ｍが速度ｖ２以上では、振幅｜Ｖｓ｜を電圧値Ｖmax未満とする。速度ｖ２は速度ｖ１以上である。このような制御を本実施の形態では便宜的に「電圧低下制御」と仮称する。図３（ａ）ではその例として、ｖ２＞ｖ１であって、回転速度ω_ｍが大きいほど振幅｜Ｖｓ｜が小さい場合が示されている。

回転速度ω_ｍが速度ｖ１よりも大きく速度ｖ２以下であるとき、振幅｜Ｖｓ｜は回転速度ω_ｍに依らずに速度ｖ１における振幅｜Ｖｓ｜（＝Ｖmax）と等しい。このとき、モータ１に対してはいわゆる弱め磁束制御が行われる。ｖ１＝ｖ２であれば回転速度ω_ｍが速度ｖ１よりも大きく速度ｖ２以下である事象は発生せず、弱め磁束制御が行われない。

制御器２０９は、このような印加電圧Ｖｓの回転速度ω_ｍに対する依存性で、出力回路２１０に印加電圧Ｖｓを出力させる。具体的には回転速度ω_ｍに応じた_{印加電圧Ｖｓ}を出力回路２１０が出力するような電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を、制御器２０９が生成し、これを出力回路２１０に出力する。

図４は制御器２０９による出力回路２１０の制御を示すフローチャートである。当該フローチャートは印加電圧Ｖｓを制御するルーチンであり、当該ルーチンは例えば不図示のメインルーチンに対する割り込み処理であり、割り込み処理によって開始し、当該ルーチンの終了により処理は当該メインルーチンに復帰する。当該ルーチンは、例えば当該メインルーチンと共に、制御器２０９で行われる。

ステップＳ４０１において回転速度ω_ｍと速度ｖ１，ｖ２との比較が行われる。ステップＳ４０１においてω_ｍ≦ｖ１と判断されれば処理はステップＳ４０２に進む。ステップＳ４０１においてｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２と判断されれば処理はステップＳ４０３に進む。ステップＳ４０１においてｖ２＜ω_ｍと判断されれば処理はステップＳ４０４に進む。

ステップＳ４０２では最大トルク／電流制御が行われる。あるいは最大トルク／電流制御に代えてステップＳ４０２で最大効率制御が行われてもよい。あるいはステップＳ４０２において最大トルク／電流制御と最大効率制御とが切り替えて行われてもよい。

ステップＳ４０３では振幅｜Ｖｓ｜として電圧値Ｖmaxが採用され、例えば弱め磁束制御が行われる。ステップＳ４０４では電圧低下制御が行われ、振幅｜Ｖｓ｜として電圧値Ｖmax未満の値が採用される。

図３において破線は本実施の形態との比較のため、「電圧低下制御」を採用せずに回転速度ω_ｍが速度ｖ２よりも大きい場合でも弱め磁束制御を維持した場合を示す。最大トルク／電流制御、最大効率制御、弱め磁束制御のいずれを採用しても回転速度ω_ｍが大きいほど軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図３では軸偏倚δ_Ｃの上限値δ_Ｃｏを示した。最大トルク／電流制御、最大効率制御、あるいは弱め磁束制御によって軸偏倚δ_Ｃが上限δ_Ｃｏを採る速度ｖ２を予め実測若しくは計算して求めておく。ここでは回転速度ω_ｍが上昇し、速度ｖ１を超えて最大トルク／電流制御から弱め磁束制御に制御が移っても、速度ｖ２以下では軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏ未満である場合が例示されている。つまり速度ｖ２以下では振幅｜Ｖｓ｜がその電圧値Ｖmaxを維持しても軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏ未満である場合が例示されている。

回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えると、振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmax未満の値を採る。これにより回転速度ω_ｍが大きくても、軸偏倚δ_Ｃを上限値δ_Ｃｏ以下に抑えることができる。

例えば電圧値ＶmaxはＰＷＭインバータ２１０ｂが直流電圧Ｖdcから変換できる交流電圧の最大値である。ここでは最大トルク／電流制御が採用されるので、振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖmaxとなる速度ｖ１は基底速度と一致する。ここで基底速度とは、最大トルク／電流制御でモータ１にトルクτを発生させることができる、モータ１の回転速度の最大値である。最大効率制御が採用される場合、速度ｖ１は基底速度よりも大きい。

図５は、回転速度ω_ｍを助変数とし、軸偏倚δ_Ｃと振幅｜Ｖｓ｜との関係を示すグラフである。図３と図５とは同じトルク指令値τ^＊を用いた場合を示した。以下、図５を用いて、電圧低下制御によって軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏ以下に抑えられる理由を説明する。

図５では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７（但しｖ１＜ｖ２＜ｖ５＜ｖ６＜ｖ７）を採るときの軸偏倚δ_Ｃと振幅｜Ｖｓ｜との関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための振幅｜Ｖｓ｜が大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図５では回転速度ω_ｍが速度ｖ３，ｖ４，ｖ２（但しｖ３＜ｖ４＜ｖ１＜ｖ２）を採るときに最大トルク／電流制御と弱め磁束制御で採用される振幅｜Ｖｓ｜での軸偏倚δ_Ｃの値も追加してプロットした。図５における太線は、それに付記された矢頭の向きに沿って、回転速度ω_ｍの上昇に伴って本実施の形態で採用される振幅｜Ｖｓ｜が変化することを示す。

回転速度ω_ｍが速度ｖ３，ｖ４，ｖ１と上昇するに従って振幅｜Ｖｓ｜および軸偏倚δ_Ｃが上昇する。そして回転速度ω_ｍが速度ｖ１まで到達したときには振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxに到達する。よってこれ以上に回転速度ω_ｍを上昇させるときでも振幅｜Ｖｓ｜はこれ以上には増大しない。

そして回転速度ω_ｍが速度ｖ２に到達するまで振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを維持する（太線矢印は図５において縦軸に平行に下から上へ向かう）。このとき弱め磁束制御が行われ、軸偏倚δ_Ｃは上昇する。

そして回転速度ω_ｍが速度ｖ２に到達すると軸偏倚δ_Ｃは上限値δ_Ｃｏに到達し、回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えると電圧低下制御が行われる。これにより回転速度ω_ｍが大きくても軸偏倚δ_Ｃは上限値δ_Ｃｏに維持される。

もちろん、振幅｜Ｖｓ｜が低下しても、必ずしも軸偏倚δ_Ｃは上限値δ_Ｃｏに維持されるものでもない。しかし電圧値Ｖmaxよりも振幅｜Ｖｓ｜が低下すれば、振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖmaxに維持される場合よりも軸偏倚δ_Ｃは軽減される。図３（ｂ）に即して言えば、電圧低下制御が採用されるとき、実線で示された曲線は破線で示された曲線よりも必ず下方にある。換言すればモータ１が回転しているときの、特定の回転角度における径方向の応力が軽減される。これは軸受１４に対するシャフト１０による片当たりの軽減に資する。

上述のように振幅｜Ｖｓ｜が低下して、軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏよりも小さくなってもよい。例えば電圧低下制御における振幅｜Ｖｓ｜は図３（ａ）の実線で示された電圧値よりも低い一定値を採ることもできる。

図３（ｃ）では、電圧低下制御においても弱め磁束制御と同様に、ｄ軸電流ｉ_ｄが低下（ｄ軸電流ｉ_ｄは負値であるので、その絶対値は増加）する。ただし、回転速度ω_ｍの上昇に対してｄ軸電流ｉ_ｄが低下する傾きは、弱め磁束制御よりも電圧低下制御でより顕著となる。

ただし電圧低下制御では、単なる弱め磁束制御とは異なり、振幅｜Ｖｓ｜がその最大値よりも低い値を採る。

以下、数式を用いて、軸偏倚δ_Ｃを上限値δ_Ｃｏ以下にするためのｄ軸電流ｉ_ｄについて説明する。

軸偏倚δ_Ｃは、梁の撓みの弾性方程式から式（１）で表現できる。

モータ１の電機子が備える電機子巻線は、各相毎に複数のコイルが直列に接続されている場合を例に採る。この場合、不均衡磁気吸引力Ｆ_Ｂは式（２）で表される。

そして遠心力Ｆ_Ａ，Ｆ_Ｃは式（３）で表され、式（１），（２），（３）から式（４）が導出される。

ｑ軸電流ｉ_ｑを一定とする場合、値ａ，ｂのみならず値ｃも一定となる。よって式（４）においてδ_Ｃ＝δ_Ｃｏとおいて得られる式（５）に示される関係から、回転速度ω_ｍの２乗はｄ軸電流ｉ_ｄの二次式に正比例することがわかる。即ち回転速度ω_ｍに応じてｄ軸電流ｉ_ｄを式（５）で決定することにより、軸偏倚δ_Ｃを上限値δ_Ｃｏ以下にすることができる。

式（５）から理解されるように、ｄ軸電流ｉ_ｄが値（−ｂ／２ａ）よりも大きいときにはｄ軸電流ｉ_ｄが小さいほど軸偏倚δ_Ｃも小さい。そしてｄ軸電流ｉ_ｄが値（−ｂ／２ａ）よりも小さいときにはｄ軸電流ｉ_ｄが小さいほど軸偏倚δ_Ｃは大きい。よって軸偏倚δ_Ｃを最も低減する観点ではｄ軸電流ｉ_ｄが値（−ｂ／２ａ）を採ることが望ましい。

図６は回転速度ω_ｍを助変数として電流振幅ｉａ（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。ここでｉａ＝［ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２］^１／２であり、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電流ベクトルＩａとして表した場合の、電流ベクトルＩａの振幅である。

図６では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと電流振幅ｉａとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための電流振幅ｉａが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図６では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される電流振幅ｉａでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、電流振幅ｉａは後述のように求められる値ｉａ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに電流振幅ｉａは値ｉａ０を採る。

図７はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと電流振幅ｉａ（任意単位：但し図６と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、電流振幅ｉａが弱め磁束において採用される値（これは値ｉａ＾よりも大きい）よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器２０９は出力回路２１０に、電流振幅ｉａが弱め磁束制御において採用される値（これは値ｉａ＾よりも大きい）よりも大きい電流振幅ｉａの電流ベクトルＩａが得られる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる。

電流振幅ｉａが弱め磁束制御において採用される値は以下のようにして求めることができる。電気角としての回転速度ω、トルクτ（これはトルク指令値τ^＊で代用してもよい）、モータ１のｄ軸インダクタンスＬ_ｄ、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑ、モータ１が有する界磁子の永久磁石によって発生する界磁磁束Ψ_ａ、モータ１の電気抵抗Ｒ_ａ、ｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑ（これらはそれぞれの指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊で代用してもよい）、微分演算子ｐを導入して、式（６），（７），（８），（９）が成立する。

回転速度ωは回転速度ω_ｍと極対数Ｐ_ｎとの積で求められるので、ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（９）を連立させて得られる電流振幅ｉａが、弱め磁束制御において採用される電流振幅ｉａの値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（９）を連立させて得られる電流振幅ｉａが値ｉａ０である。

図８は回転速度ω_ｍを助変数として電流ベクトルＩａのｑ軸に対する位相βと軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。ここで式（１０）の関係がある。

図８では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと位相βとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための位相βが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図８では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される位相βでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、位相βは後述のように求められる値β＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに位相βは値β０を採る。

図９はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと位相βとの関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、位相βが弱め磁束において採用される値（これは値β＾よりも大きい）よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器２０９は出力回路２１０に、位相βが弱め磁束制御において採用される値よりも大きい位相βが得られる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる。

ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（１０）を連立させて得られる位相βが、弱め磁束制御において採用される位相βの値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１０）を連立させて得られる位相βが値β０である。

図１０は回転速度ω_ｍを助変数としてｄ軸電流ｉ_ｄ（＜０；任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。

図１０では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃとｄ軸電流ｉ_ｄとの関係が示される。ただしトルクτを一定とした。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するためのｄ軸電流ｉ_ｄが大きいほど（絶対値が小さいほど）、軸偏倚δ_Ｃは大きい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図１０では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用されるｄ軸電流ｉ_ｄでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、ｄ軸電流ｉ_ｄは後述のように求められる値ｉ_ｄ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときにｄ軸電流ｉ_ｄは値ｉ_ｄ０を採る（図３（ｃ）も参照）。

よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、ｄ軸電流ｉ_ｄが弱め磁束制御において採用される値（これは値ｉ_ｄ＾よりも小さい）よりも小さい値（絶対値が大きい値）を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器２０９は出力回路２１０に、ｄ軸電流ｉ_ｄが弱め磁束制御において採用される値よりも小さい値のｄ軸成分を有する交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる。

図１１は回転速度ω_ｍを助変数としてｑ軸電流ｉ_ｑ（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。

図１１では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するためのｑ軸電流ｉ_ｑが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図１１では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用されるｑ軸電流ｉ_ｑでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、ｑ軸電流ｉ_ｑは後述のように求められる値ｉ_ｑ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときにｑ軸電流ｉ_ｑは値ｉ_ｑ０を採る。

よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、ｑ軸電流ｉ_ｑが弱め磁束において採用される値（これは値ｉ_ｑ＾よりも小さい）よりも小さい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

図１２はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍとｑ軸電流ｉ_ｑ（任意単位：但し図１１と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器２０９は出力回路２１０に、ｑ軸電流ｉ_ｑが弱め磁束制御において採用される値よりも小さい値のｑ軸成分を有する交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる。

ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８）を連立させて得られるｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑがそれぞれ弱め磁束制御において採用されるｄ軸電流、ｑ軸電流である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８）を連立させて得られるｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑがそれぞれ値ｉ_ｄ０，ｉ_ｑ０である。

図１３は、界磁磁束ベクトルΨ_ａ、電機子反作用による磁束ベクトルΨ_ｂ、一次磁束ベクトルλ_０の関係を示すベクトル図である。図１３ではこれらの磁束ベクトルΨ_ａ，Ψ_ｂ，λ_０がベクトルであることを明示するために、それぞれの記号に矢印を載せている。ただし、本実施の形態の説明ではこれらのベクトルの振幅についても重複した記号を用いて、界磁磁束Ψ_ａ、磁束Ψ_ｂ、一次磁束λ_０と称する。

一次磁束ベクトルλ_０は磁束ベクトル（−Ψ_ｂ）と界磁磁束ベクトルΨ_ａとの合成である。負荷角δ_０は一次磁束ベクトルλ_０の界磁磁束ベクトルΨ_ａに対する位相である。一次磁束λ_０は式（１１）で表される。一次磁束λ_０と負荷角δ_０との間には式（１２）の関係がある。

α軸、β軸はモータ１における固定座標系の座標軸である。ｄ軸、ｑ軸は回転座標系の座標軸であり、それぞれの意味は上述した。界磁磁束ベクトルΨ_ａとｄ軸とは同相であってベクトル図において方向が互いに一致する。Ｍ軸、Ｔ軸はそれぞれ一次磁束ベクトルλ_０と同相およびこれに対して９０度で進相する座標軸を示す。一次磁束ベクトルλ_０とＭ軸とはベクトル図において方向が互いに一致する。以下、モータ１に流れる三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのＭ軸成分をＭ軸電流ｉ_Ｍ、Ｔ軸成分をＴ軸電流ｉ_Ｔとも称す。Ｔ軸電流ｉ_Ｔは式（１３）で表される。

図１４は回転速度ω_ｍを助変数としてＴ軸電流ｉ_Ｔ（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。

図１４では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_ＣとＴ軸電流ｉ_Ｔとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するためのＴ軸電流ｉ_Ｔが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図１４では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用されるＴ軸電流ｉ_Ｔでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、Ｔ軸電流ｉ_Ｔは後述のように求められる値ｉ_Ｔ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときにＴ軸電流ｉ_Ｔは値ｉ_Ｔ０を採る。

よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、Ｔ軸電流ｉ_Ｔが弱め磁束において採用される値（これは値ｉ_Ｔ＾よりも大きい）よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

図１５はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍとＴ軸電流ｉ_Ｔ（任意単位：但し図１４と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を用いた場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御が、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を採用した場合が示される。

つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器２０９は出力回路２１０に、その速度で弱め磁束制御を実施した場合においてモータ１に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのＴ軸成分（Ｔ軸電流ｉ_Ｔ）の値よりも大きい値のＴ軸成分を有する交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる。

ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（１２），（１３）を連立させて得られるＴ軸電流ｉ_Ｔが、弱め磁束制御を実施した場合のＴ軸電流ｉ_Ｔの値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１２），（１３）を連立させて得られるＴ軸電流ｉ_Ｔが値ｉ_Ｔ０である。

図１６は回転速度ω_ｍを助変数として一次磁束λ_０（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。

図１６では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと一次磁束λ_０との関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための一次磁束λ_０が大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図１６では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される一次磁束λ_０での軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、一次磁束λ_０は後述のように求められる値λ_０＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに一次磁束λ_０は値λ_００を採る。

よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、弱め磁束制御を実施した場合の一次磁束の値よりも小さい値を採る一次磁束λ_０を発生させることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

図１７はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと一次磁束λ_０（任意単位：但し図１６と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器２０９は出力回路２１０に、弱め磁束制御を実施した場合の一次磁束の値よりも小さい一次磁束λ_０をモータ１に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１に流させる。

ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（１１）を連立させて得られる一次磁束λ_０が、弱め磁束制御を実施した場合の一次磁束λ_０の値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１１）を連立させて得られる一次磁束λ_０が値λ_００である。

図１８は回転速度ω_ｍを助変数として負荷角δ_０と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクを一定とした。

図１８では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと負荷角δ_０との関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための負荷角δ_０が大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図１８では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される負荷角δ_０での軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、負荷角δ_０は後述のように求められる値δ_０＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに負荷角δ_０は値δ_００を採る。

よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、負荷角δ_０は弱め磁束制御を実施した場合の負荷角の値よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

図１９はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと負荷角δ_０との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器２０９は出力回路２１０に、弱め磁束制御を実施した場合の負荷角の値よりも大きい負荷角δ_０をモータ１に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流させる。

ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（１２）を連立させて得られる負荷角δ_０が、弱め磁束制御を実施した場合の負荷角δ_０の値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１２）を連立させて得られる負荷角δ_０が値δ_００である。

図２０は回転速度ω_ｍを助変数として瞬時実電力Ｐｏ（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクを一定とした。

図２０では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと瞬時実電力Ｐｏとの関係が示される。瞬時実電力Ｐｏは出力回路２１０がモータ１へ供給する瞬時実電力である。瞬時実電力Ｐｏはモータ１が発生する瞬時実電力であるとも言える。Ｐｏ＝ｖｄ・ｉｄ＋ｖｑ・ｉｑであり、例えば指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を用いてｖ_ｄ ^＊・ｉ_ｄ＋ｖ_ｑ ^＊・ｉ_ｑで計算できる。

トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための瞬時実電力Ｐｏが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

図２０では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される瞬時実電力Ｐｏでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、瞬時実電力Ｐｏは値Ｐｏ＾（＝ｖ_ｄ ^＊・ｉ_ｄ＾＋ｖ_ｑ ^＊・ｉ_ｑ＾）を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに瞬時実電力Ｐｏは値Ｐｏ０（＝ｖ_ｄ ^＊・ｉ_ｄ０＋ｖ_ｑ ^＊・ｉ_ｑ０）以下となる。

よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、瞬時実電力Ｐｏは弱め磁束制御を実施した場合の瞬時実電力の値よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

図２１はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと瞬時実電力Ｐｏ（任意単位：但し図２０と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器２０９は出力回路２１０に、弱め磁束制御を実施した場合の瞬時実電力の値よりも大きい瞬時実電力Ｐｏをモータ１へ出力させる。

図２２は制御器２０９の第１の変形を示すブロック図である。第１の変形では図２に示された電流指令生成部２１１と電流制御器２１２の近傍のみを抽出して示している。第１の変形では制御器２０９において電流指令生成部２１１と電流制御器２１２との間にリミッタ２１９が設けられ、ｄ軸電流ｉ_ｄの指令値ｉ_ｄ ^＊を上限値ｉ_ｄｌｉｍ以下に制限する。具体的には電流指令生成部２１１から得られた指令値ｉ_ｄ ^＊が上限値ｉ_ｄｌｉｍを超えていれば、リミッタ２１９は指令値ｉ_ｄ ^＊として上限値ｉ_ｄｌｉｍを電流制御器２１２へ入力する。

第１の変形では制御器２０９において、更に上限値算出部２２０が設けられる。上限値算出部２２０はｑ軸電流ｉ_ｑの指令値ｉ_ｑ ^＊と、回転速度ω_ｍの指令値ω_ｍ ^＊と、軸偏倚δ_Ｃの上限値δ_Ｃｏとを用いて上限値ｉ_ｄｌｉｍを算出する。式（５）を変形して式（１４）が得られる。

式（１４）において回転速度ω_ｍとして指令値ω_ｍ ^＊を採用して得られるｄ軸電流ｉ_ｄの値として上限値ｉ_ｄｌｉｍが算出できる。

上述のように、軸偏倚δ_Ｃを最も低減する観点ではｄ軸電流ｉ_ｄが値（−ｂ／２ａ）を採ることが望ましい。よってｉ_ｄｌｉｍ＜（−ｂ／２ａ）とならないようにすることが望ましい。ｉ_ｄｌｉｍ＜（−ｂ／２ａ）となる場合には例えば指令値ω_ｍ ^＊を低下させる制御（垂下制御）を採用することが望ましい。

図２３は制御器２０９の第２の変形を示すブロック図である。第２の変形は一次磁束λ_０を制御する、いわゆる一次磁束制御に採用することができる。

制御器２０９は例えば、電圧指令生成部２２１、座標変換器２２３，２２４、角度演算部２２７を備える。

角度演算部２２７は、電気角としての回転速度ωの指令値ω^＊と、Ｔ軸電流ｉ_Ｔとから、公知の手法を用いてＭ軸の回転速度ω_ＯＣを求め、更にＭ軸の位置θ_ＯＣを得る。座標変換器２２４は交流電流Ｉｕ，Ｉｖの値と位置θ_ＯＣとから、Ｍ軸電流ｉ_Ｍ、Ｔ軸電流ｉ_Ｔを求める。

電圧指令生成部２２１は、Ｍ軸電流ｉ_Ｍ、Ｔ軸電流ｉ_Ｔおよび一次磁束λ_０の指令値λ_０ ^＊、回転速度ω_ＯＣからＴ軸電圧ｖ_Ｔの指令値ｖ_Ｔ ^＊、Ｍ軸電圧ｖ_Ｍの指令値ｖ_Ｍ ^＊を求める。

座標変換器２２３では、指令値ｖ_Ｔ ^＊，ｖ_Ｍ ^＊と位置θ_ＯＣとから三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を生成する。

制御器２０９は更に、リミッタ２２９、上限値算出部２２０，２２５を備える。リミッタ２２９は一次磁束λ_０の指令値λ_０ ^＊を上限値λ_０ｌｉｍ以下に制限する。具体的には指令値λ_０ ^＊が上限値λ_０ｌｉｍを超えていれば、リミッタ２２９は指令値λ_０ ^＊として上限値λ_０ｌｉｍを電圧指令生成部２２１へ入力する。

上限値算出部２２０においては、式（１４）において回転速度ω_ｍとして指令値ω_ｍ ^＊を、ｑ軸電流ｉ_ｑとしてその推定値ｉ_ｑｅを、それぞれ採用して得られるｄ軸電流ｉ_ｄの値として上限値ｉ_ｄｌｉｍが算出できる。

上限値算出部２２５は、式（１１）においてｉ_ｄ＝ｉ_ｄｌｉｍ，ｉ_ｑ＝ｉ_ｑｅを採用して得られる一次磁束λ_０の値として上限値λ_０ｌｉｍが算出できる。

式（１２）を変形して式（１５）が得られる。式（４），（１５）から式（１６）が得られる。式（１６）から、負荷角δ_０および軸偏倚δ_Ｃが一定値であれば、回転速度ω_ｍの２乗は一次磁束λ_０の二次式に正比例することがわかる。

上限値λ_０ｌｉｍは、式（１６）を用いて、δ_Ｃ＝δ_Ｃｏ、ω_ｍ＝ω_ｍ ^＊として求めてもよい。

上記に説明したように、モータ制御装置２００は、ＰＷＭインバータ２１０ｂと制御器２０９とを備える。ＰＷＭインバータ２１０ｂは、モータ１に印加される印加電圧Ｖｓをモータ１に出力する。制御器２０９はＰＷＭインバータ２１０ｂの動作を制御する。モータ１は、その負荷たる圧縮機構２０を、シャフト１０の回転を用いて駆動する。ＰＷＭインバータ２１０ｂは出力回路２１０に含まれる。

上述した実施の形態では例えば、所定のトルクτをモータ１から出力させるとき、
(i)回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるとき、回転速度ω_ｍが大きいほど振幅｜Ｖｓ｜が大きく（例えば最大トルク／電流制御、最大効率制御）；
(ii)回転速度ω_ｍが速度ｖ２（≧ｖ１）よりも大きいときの振幅｜Ｖｓ｜が、速度ｖ１における振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖmax未満であり（電圧低下制御）；
(iii)回転速度ω_ｍが速度ｖ１よりも大きく速度ｖ２以下であるときの振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖmaxである（例えば弱め磁束制御）。

例えば電圧低下制御において、回転速度ω_ｍが速度ｖ２よりも大きいとき、回転速度ω_ｍが大きいほど振幅｜Ｖｓ｜は小さい。

モータ１に所定のトルクτを発生させる場合に、回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、制御器２０９はＰＷＭインバータ２１０ｂに、例えば：
(iia)その速度において弱め磁束制御を適用した際にモータ１に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相βよりも大きい位相βの交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる；
(iib)その速度において弱め磁束制御を適用した際にモータ１に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流ベクトルＩａの電流振幅ｉａよりも大きい電流振幅ｉａの電流ベクトルＩａが得られる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる；
(iic)その速度において弱め磁束制御を適用した際にモータ１に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのｄ軸成分（ｄ軸電流ｉ_ｄの値ｉ_ｄ）よりも小さいｄ軸成分（ｄ軸電流ｉ_ｄ）の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる；
(iid)その速度において弱め磁束制御を適用した際にモータ１に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのｑ軸成分（ｑ軸電流ｉ_ｑの値ｉ_ｑ）よりも小さいｑ軸成分（ｑ軸電流ｉ_ｑ）の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる；
(iie)その速度において弱め磁束制御を適用した際にモータ１に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのＴ軸成分（Ｔ軸電流ｉ_Ｔの値ｉ_Ｔ）よりも大きいＴ軸成分（Ｔ軸電流ｉ_Ｔ）の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる；
(iif)その速度において弱め磁束制御を適用した際にモータ１に発生する一次磁束（より正確にはその振幅の値λ_０）よりも小さい振幅の一次磁束λ_０をモータ１に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１へ流させる；
(iig)その速度において弱め磁束制御を適用した際にモータ１に発生する一次磁束λ_０の負荷角δ_０よりも大きい負荷角δ_０の一次磁束λ_０をモータ１に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ１に流させる；あるいは
(iih)その速度において弱め磁束制御を適用した際にモータ１に発生する瞬時実電力Ｐｏよりも大きい瞬時実電力Ｐｏをモータ１へ出力させる。

必ずしも最大トルク／電流制御、最大効率制御、弱め磁束制御が採用される必要はない。一般的に、製品システムに採用されるモータの回転速度の最大値は、その製品システムに依存して決まる。ここで製品システムとは、実施の形態に即して言えば、モータ１、モータ制御装置２００、およびモータ１が駆動する圧縮機構２０を含む。振幅｜Ｖｓ｜の最大値は回転速度ω_ｍに依存する。

以下、説明の便宜状、諸量を定義する。製品システムに依存して決まるモータ１の回転速度ω_ｍの最大値を速度ω_ＭＡＸとする。モータ１が速度ω_ＭＡＸで回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸとする。モータ１が速度ω_ＭＡＸよりも小さい速度ω３で回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３とする。

上述のように、回転速度が高いほど軸偏倚δ_ｃが大きく、振幅｜Ｖｓ｜を小さくして軸偏倚δ_ｃを小さくできる。よってモータ１が速度ωＭＡＸで回転するとき、電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸよりも小さい印加電圧Ｖｓが、ＰＷＭインバータ２１０ｂから出力されることが望ましい。

他方、消費する電流を低減する観点では、振幅｜Ｖｓ｜は、モータ１が回転するときに採り得る最大値を採ることが望ましい。よって少なくともある一つの速度ω３において、振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３である印加電圧Ｖｓが、ＰＷＭインバータ２１０ｂから出力されることが望ましい。

これらを纏めると、以下のように表現できる：
(a)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸよりも小さい振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ２１０ｂに出力させて、速度ω_ＭＡＸでモータ１を回転して負荷（例えば圧縮機構２０）を駆動し；
(b)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３の振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ２１０ｂに出力させて、速度ω３（＜ω_ＭＡＸ）でモータ１を回転して負荷を駆動する：ここで、
(c)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸは、速度ω_ＭＡＸで負荷をモータ１が駆動するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
(d)速度ωＭＡＸは、モータ１が負荷を駆動するときの回転速度ω_ｍの最大値であり；
(e)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３は、速度ω３で負荷をモータ１が駆動するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
(f)速度ω３は速度ω_ＭＡＸよりも小さい（速度ω_ＭＡＸよりも小さい全ての回転速度ω_ｍにおいて上記条件が成立する必要はない）。

換言すれば：
(g)速度ω_ＭＡＸにおいて、振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸに対する比は１より小さく；
(h)速度ω_ＭＡＸよりも小さいある速度ω３において、振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３に対する比は１に等しい。

モータ１が速度ω_ＭＡＸで回転するときに限らず、回転速度ω_ｍが高いほど軸偏倚δ_ｃが大きい。そして、電圧低下制御は基底速度（最大トルク／電流制御、あるいは最大効率制御でモータ１にトルクτを発生させることができる、モータ１の回転速度の最大速度と定義する）以上の回転速度ω_ｍで行われる。よって所定のトルクτをモータ１が出力するときの基底速度ωｂ、速度ω１（≧ωｂ），ω２（＞ω１）と、速度ω１で回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１と、速度ω２で回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω２とを導入して、次の関係があってもよい。

モータ１が所定のトルクτを出力するとき、
(i)当該トルクτを出力するときの基底速度ωｂ以上の、ある速度ω１において振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１に対する比が第１の比であり；
(j)速度ω１よりも大きいある速度ω２において振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω２に対する比が第２の比であり；
(k)第２の比が第１の比よりも小さい（基底速度ωｂ以上の全ての二つの回転速度ω_ｍにおいて上記条件が成立する必要はない）。

換言すれば、モータ１が所定のトルクτを出力するときの回転速度ω_ｍが、当該トルクτを出力するときの基底速度ωｂ以上であるとき：
(l)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１に第１の比を乗じた振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ２１０ｂに出力させて、速度ω１でモータ１を回転させ、かつモータ１に当該トルクτを出力させ；
(m)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω２に第２の比を乗じた振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ２１０ｂに出力させて、速度ω２でモータ１を回転させ、かつモータ１に当該トルクτを出力させ；
(n)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１は、速度ω１で当該トルクτをモータ１が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
(o)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω２は、速度ω２で当該トルクτをモータ１が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
(p)速度ω２は速度ω１よりも大きく；
(q)第２の比は第１の比よりも小さい。

ω２＞ω１≧ωｂの関係にあるので、速度ω２はモータ１が当該トルクτを出力するときに回転速度ω_ｍが採り得る最大値ω_ｍａｘであってもよい。ω１＝ｖ１であればＶmax＝Ｖ_ｍａｘ_ω１である。

ｖ２＞ωｂであり、トルクτを維持した場合について図３を例にとって説明する。上述のようにｖ６＞ｖ５＞ｖ２である。

(l')速度ｖ５でモータ１を回転させる。このときの振幅｜Ｖｓ｜は第１の電圧値に第１の比を乗じた値を有する；
(m')速度ｖ６でモータ１を回転させる。このときの振幅｜Ｖｓ｜は第２の電圧値に第２の比を乗じた値を有する；
(n')第１の電圧値は、速度ｖ５でトルクτをモータ１が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値である；
(o')第２の電圧値は、速度ｖ６でトルクτをモータ１が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値である；
(p')速度ｖ６は速度ｖ５よりも大きく；
(q')第２の比は第１の比よりも小さい。

上述の制御によってモータ１が回転しているときの、特定の回転角度における径方向の応力が軽減される。これは軸受１４に対するシャフト１０による片当たりを軽減することに資する。

直流電圧Ｖdcを供給する電源はモータ制御装置２００の外部に設けているが、モータ制御装置２００に含めてもよい。当該電源は例えばＡＣ／ＤＣコンバータで実現することができる。以下、このような場合のＰＷＭインバータ２１０ｂが出力する印加電圧Ｖｓの振幅｜Ｖｓ｜について説明する。

当該コンバータは交流電圧Ｖinを直流電圧Ｖdcに変換する。この変換においてコンバータには交流電流Ｉinが流れ込み、直流電流Ｉdcを出力する。コンバータの入力側の力率cosΦin、コンバータの変換時の損失Ploss1を導入する。

以下の説明ではＰＷＭインバータ２１０ｂは交流電圧Ｖout、交流電流Ｉoutを出力する。ＰＷＭインバータ２１０ｂの出力側の力率cosΦout、ＰＷＭインバータ２１０ｂの変換時の損失Ploss2を導入する。

コンバータに関して、エネルギー保存則から次式（１７）が成立する。第１式の右辺第２項は変換器ロスによる電圧降下を示す。コンバータの変圧比ａを導入した。

ＰＷＭインバータ２１０ｂに関して、エネルギー保存則から次式（１８）が成立する。第１式の右辺第２項は変換器ロスによる電圧降下を示す。ＰＷＭインバータ２１０ｂの変調率ｂを導入した。

式（１７），（１８）から次式が成立する。

式（１９）から、ＰＷＭインバータ２１０ｂから出力される交流電圧Ｖoutは、コンバータが変換する交流電圧Ｖin、変圧比ａ、変調率ｂ、コンバータの損失Ploss1、ＰＷＭインバータ２１０ｂの損失Ploss2、ＰＷＭインバータ２１０ｂに入力する直流電流Ｉdc、ＰＷＭインバータ２１０ｂが出力する交流電流Ｉout、ＰＷＭインバータ２１０ｂの力率cosΦoutによって一意に定まる。なお変圧比ａ、変調率ｂ、損失Ploss1，Ploss2、直流電流Ｉdc、交流電流Ｉout、力率cosΦoutは、ＰＷＭインバータ２１０ｂから電圧が印加されるモータが採用される製品システム、当該モータのトルク、回転速度が決まれば一意に決まる。

よって上記実施の形態の振幅｜Ｖｓ｜は電源電圧、製品システム、トルクτ、回転速度ω_ｍが決まれば一意に決まる。ただし、直流電圧Ｖdcを供給する電源としてＡＣ／ＤＣコンバータで実現する場合、振幅｜Ｖｓ｜は当該コンバータに入力する交流電圧Ｖinにも依存する。

更に振幅｜Ｖｓ｜の最大値について説明する。式（１９）から、交流電圧Ｖoutは変圧比ａ、変調率ｂが最大となるときに最大値を採る。変圧比ａ、変調率ｂのそれぞれの最大値ａMAX，ｂMAXを導入すると交流電圧Ｖoutの最大値ＶoutMAXは、次式（２０）で決定される。

最大値ａMAX，ｂMAXは、いずれも製品システムごとに一意に決まる。上述のように振幅｜Ｖｓ｜は電源電圧、製品システム、トルクτ、回転速度ω_ｍが決まれば一意に決まる。よって振幅｜Ｖｓ｜の最大値も電源電圧、製品システム、トルクτ、回転速度ω_ｍが決まれば一意に決まる。例えばある製品システム、ある電源電圧において同じトルクτを維持するとき、電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１，Ｖ_ｍａｘ_ω２，Ｖ_ｍａｘ_ω３，Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸはそれぞれ速度ω１，ω２，ω３，ω_ＭＡＸによって一意に決定する。

ただし、直流電圧Ｖdcを供給する電源としてＡＣ／ＤＣコンバータで実現する場合、これらの電圧値も当該コンバータに入力する交流電圧Ｖinにも依存する。

以上、実施形態を説明したが、特許請求の範囲の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。上述の各種の実施形態および変形例は相互に組み合わせることができる。

１ モータ
１０ シャフト
２０ 圧縮機構（負荷）
２０９ 制御器
２１０ｂ ＰＷＭインバータ（インバータ）

圧縮機の構造を例示する断面図である。 モータと、モータを駆動するモータ駆動装置の構成とを示すブロック図である。 実施の形態において採用される制御と回転速度との関係を実線で示すグラフである。 制御器による出力回路の制御を示すフローチャートである。 回転速度を助変数とし、軸偏倚と印加電圧の振幅との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として電流振幅と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と電流振幅との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として電流ベクトルの位相と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と位相との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数としてｄ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数としてｑ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度とｑ軸電流との関係を示すグラフである。 界磁磁束ベクトル、電機子反作用による磁束ベクトル、一次磁束ベクトルの関係を示すベクトル図である。 回転速度を助変数としてＴ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度とＴ軸電流との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として一次磁束と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と一次磁束との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として負荷角と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と負荷角との関係を示すグラフである。 回転速度を助変数として瞬時実電力と軸偏倚との関係を示すグラフである。 トルクを所定の値としたときの回転速度と瞬時実電力との関係を示すグラフである。 制御器の第１の変形を示すブロック図である。 制御器の第２の変形を示すブロック図である。

制御器２０９は、このような印加電圧Ｖｓの回転速度ω_ｍに対する依存性で、出力回路２１０に印加電圧Ｖｓを出力させる。具体的には回転速度ω_ｍに応じた印加電圧Ｖｓを出力回路２１０が出力するような電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を、制御器２０９が生成し、これを出力回路２１０に出力する。

図３では軸偏倚δ_Ｃの上限値δ_Ｃｏを示した。最大トルク／電流制御、最大効率制御、あるいは弱め磁束制御によって軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏを採る速度ｖ２を予め実測若しくは計算して求めておく。ここでは回転速度ω_ｍが上昇し、速度ｖ１を超えて最大トルク／電流制御から弱め磁束制御に制御が移っても、速度ｖ２以下では軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏ未満である場合が例示されている。つまり速度ｖ２以下では振幅｜Ｖｓ｜がその電圧値Ｖmaxを維持しても軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏ未満である場合が例示されている。

図５は、回転速度ω_ｍを助変数とし、軸偏倚δ_Ｃと振幅｜Ｖｓ｜との関係を示すグラフである。図３と図５とは同じトルク指令τ ^＊を用いた場合を示した。以下、図５を用いて、電圧低下制御によって軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏ以下に抑えられる理由を説明する。

電流振幅ｉａが弱め磁束制御において採用される値は以下のようにして求めることができる。電気角としての回転速度ω、トルクτ（これはトルク指令τ ^＊で代用してもよい）、モータ１のｄ軸インダクタンスＬ_ｄ、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑ、モータ１が有する界磁子の永久磁石によって発生する界磁磁束Ψ_ａ、モータ１の電気抵抗Ｒ_ａ、ｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑ（これらはそれぞれの指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊で代用してもよい）、微分演算子ｐを導入して、式（６），（７），（８），（９）が成立する。

インバータ制御方法の第２の態様では、前記モータは埋込磁石同期モータであり、前記モータが所定のトルクを出力するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）が、前記モータが前記所定のトルクを出力するときの前記モータの基底速度（ωｂ）以上であるとき、第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）に第１の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω１）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させる。第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）に第２の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω２）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させる。

モータ制御装置の第２の態様では、前記モータは埋込磁石同期モータであり、前記モータが所定のトルクを出力するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）が、前記モータが前記所定のトルクを出力するときの前記モータの基底速度（ωｂ）以上であるとき、前記制御器は、第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）に第１の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω１）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させ、第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）に第２の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω２）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させる。

Claims (6)

1. シャフト（１０）の回転を用いて負荷（２０）を駆動するモータ（１）に印加される電圧である印加電圧（Ｖｓ）を出力するインバータ（２１０ｂ）を制御する方法であって、
   第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸ）よりも小さい振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω_ＭＡＸ）で前記モータを回転して所定の前記負荷を駆動し、
   第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω３）の振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω３）で前記モータを回転して前記所定の前記負荷を駆動し、
   前記第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸ）は、前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）で前記所定の前記負荷を前記モータが駆動するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、
   前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）は、前記モータが前記所定の前記負荷を駆動するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）の最大値であり、
   前記第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω３）は、前記第２の速度（ω３）で前記所定の前記負荷を前記モータが駆動するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、
   前記第２の速度（ω３）は前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）よりも小さい、インバータ制御方法。
2. シャフト（１０）の回転を用いて負荷（２０）を駆動するモータ（１）に印加される電圧である印加電圧（Ｖｓ）を出力するインバータ（２１０ｂ）を制御する方法であって、
   前記モータが所定のトルクを出力するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）が、前記モータが前記所定のトルクを出力するときの前記モータの基底速度（ωｂ）以上であるとき、
   第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）に第１の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω１）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させ、
   第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）に第２の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω２）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させ、
   前記第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）は、前記第１の速度（ω１）で前記所定のトルクを前記モータが出力するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、
   前記第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）は、前記第２の速度（ω２）で前記所定のトルクを前記モータが出力するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、
   前記第２の速度（ω２）は前記第１の速度（ω１）よりも大きく、
   前記第２の比は前記第１の比よりも小さい、インバータ制御方法。
3. 前記第２の速度は、前記モータが前記所定のトルクを出力するときに採り得る前記速度（ω_ｍ）の最大値（ω_ｍａｘ）である、請求項２記載のインバータ制御方法。
4. シャフト（１０）の回転を用いて負荷（２０）を駆動するモータ（１）に印加される電圧たる印加電圧（Ｖｓ）を出力するインバータ（２１０ｂ）と、
   前記インバータの動作を制御する制御器（２０９）と
   を備え、
   前記制御器は、
   第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸ）よりも小さい振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω_ＭＡＸ）で前記モータを回転して所定の前記負荷を駆動し、
   第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω３）の振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω３）で前記モータを回転して前記所定の前記負荷を駆動し、
   前記第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸ）は、前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）で前記所定の前記負荷を前記モータが駆動するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、
   前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）は、前記モータが前記所定の前記負荷を駆動するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）の最大値であり、
   前記第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω３）は、前記第２の速度（ω３）で前記所定の前記負荷を前記モータが駆動するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、
   前記第２の速度（ω３）は前記第１の速度（ω_ＭＡＸ）よりも小さい、モータ制御装置。
5. シャフト（１０）の回転を用いて負荷（２０）を駆動するモータ（１）に印加される電圧たる印加電圧（Ｖｓ）を出力するインバータ（２１０ｂ）と、
   前記インバータの動作を制御する制御器（２０９）と
   を備え、
   前記モータが所定のトルクを出力するときの前記モータの回転の速度（ω_ｍ）が、前記モータが前記所定のトルクを出力するときの前記モータの基底速度（ωｂ）以上であるとき、
   前記制御器は、
   第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）に第１の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第１の速度（ω１）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させ、
   第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）に第２の比を乗じた振幅を有する前記印加電圧（Ｖｓ）を前記インバータ（２１０ｂ）に出力させて、第２の速度（ω２）で前記モータを回転させ、かつ前記モータに前記所定のトルクを出力させ、
   前記第１の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω１）は、前記第１の速度（ω１）で前記所定のトルクを前記モータが出力するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、
   前記第２の最大値（Ｖ_ｍａｘ_ω２）は、前記第２の速度（ω２）で前記所定のトルクを前記モータが出力するときに前記印加電圧の振幅（｜Ｖｓ｜）が採り得る値の最大値であり、
   前記第２の速度（ω２）は前記第１の速度（ω１）よりも大きく、
   前記第２の比は前記第１の比よりも小さい、モータ制御装置。
6. 前記第２の速度は、前記モータが前記所定のトルクを出力するときに採り得る前記速度（ω_ｍ）の最大値（ω_ｍａｘ）である、請求項５記載のモータ制御装置。

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