JP6398007B2 - 交流モータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流モータの制御装置に関するものであり、特に交流モータのトルク脈動を低減させる制御技術に関する。

交流モータのトルク脈動は、振動・騒音の観点から、小さいことが望ましい。しかし、交流モータに電力を供給するインバータは、可変速制御を実現するため、スイッチング素子（半導体素子）によるスイッチング動作を伴う（ＰＷＭ制御）。これにより、高調波電圧が発生し、これが交流モータに印加されると、高調波電流が流れ、トルク脈動および振動・騒音の原因となる。

特許文献１では、スイッチング制御において、そのＯＦＦ区間の幅は、基本波電圧位相０ｄｅｇから９０ｄｅｇに向けて単調減少し、さらに、高調波電流が最小化されるように最適化される。ここで、基本波電圧位相０ｄｅｇとは、インバータの基本波電圧（正弦波）が負から正へ変わるときの位相である。特許文献２では、基本波電圧位相１８０ｄｅｇを中心とする幅±１８０ｄｅｇの区間において、半波対称性を失うようにスイッチング制御し、高調波電流を低減する。

特開２０１０−１５４７３５ ＷＯ１４／０２４４０２

特許文献１では、インバータの電圧波形が対称性を有しており、基本波電圧位相および高調波電圧位相が全てゼロに固定されることである。このため、高調波電流を最小化することは可能であるが、その位相をオフセット調整し、トルク軸から回避させることはできない。すなわち、高調波電流の内、トルク脈動に寄与する成分は、その直交成分に対して重点的には低減されない。

特許文献２では、半波対称がないため、高調波電流位相をオフセット調整することが可能である。しかし、半波対称が失われると、偶数次の高調波電圧および高調波電流が発生することが知られており、これによるトルク脈動が発生する。

本発明の課題は、偶数次の高調波電圧・電流の発生を抑制し、トルク脈動に寄与する高調波電流成分をその直交成分よりも重点的に低減することである。

上記課題を解決するための本発明の特徴は、例えば以下の通りである。

スイッチング素子を備えるインバータと、スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、交流モータの回転子位相を検出する位相検出手段と、を備え、スイッチング制御手段は、インバータの電圧波形が、基本波電圧位相１８０ｄｅｇを中心とする幅±１８０ｄｅｇの区間において、半波対称性を有するようにスイッチング素子を制御し、スイッチング制御手段は、インバータの高調波電圧位相が、基本波電圧位相と交流モータの回転子位相との差分である基本波電圧・回転子位相差に基づいて可変となるようにスイッチング素子を制御し、スイッチング制御手段は、インバータの各次数の高調波電圧振幅が、次数に対して逆比例するようにスイッチング素子を制御する交流モータの制御装置。

本発明により、偶数次の高調波電圧・電流の発生を抑制し、トルク脈動に寄与する高調波電流成分をその直交成分よりも重点的に低減できる。また、その効果は、交流モータの運転状況によらず、保持される。上記した以外の課題、構成及び効果は以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１における交流モータの制御装置の構成図。 電圧・電流のベクトル図。 回転位相およびＵ相電圧の波形図。 スイッチング制御手段の構成図。 従来技術によるインバータの電圧波形図。 本発明によるインバータの電圧波形図。 従来技術と本発明の比較結果。 従来技術とパラメータＱの低減を用いた場合の本発明の比較結果。 本発明による交流モータの制御装置を備えた電動車両駆動システムの構成図。 本発明による交流モータの制御装置を備えた圧縮機の構成図。

発明の実施するための最良の形態

以下、図面等を用いて、本発明の実施形態について説明する。以下の説明は本発明の内容の具体例を示すものであり、本発明がこれらの説明に限定されるものではなく、本明細書に開示される技術的思想の範囲内において当業者による様々な変更および修正が可能である。また、本発明を説明するための全図において、同一の機能を有するものは、同一の符号を付け、その繰り返しの説明は省略する場合がある。

実施例１について、図１〜図８を用いて説明する。図１は、実施例１における交流モータの制御装置の構成図である。

交流モータ１は、インバータ２より三相交流電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）が印加されることで、三相交流電流（Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ）が流れ、モータトルクが発生する。本発明において、Ｕ相電圧Ｖｕとは、インバータ２のＵ相から出力される電圧そのものであり、これに含まれる基本波成分および高調波成分とは区別する。Ｖ相、Ｗ相に関しても同様である。

交流モータ１の状態量について説明する。図２は、電圧・電流のベクトル図である。Ｕ軸は、交流モータ１のＵ相コイルが発生する磁束方向を示す。α軸は、Ｕ軸よりも９０ｄｅｇ遅れた軸である（反時計方向：進み、時計方向：遅れ）。ｑ軸は、α軸よりも回転子位相θｑだけ進んだ軸であり、交流モータ１のトルク軸を表す。すなわち、この軸に平行な電流成分は、モータトルクに寄与する。ｄ軸は、ｑ軸よりも９０ｄｅｇ遅れた軸である。δ軸は、インバータ２の基本波電圧Ｖ１ｖｅｃのベクトル方向を表す軸である。基本波電圧Ｖ１ｖｅｃのＵ軸成分がＵ相基本波電圧Ｖｕ１である。δ軸とα軸の位相差は、基本波電圧位相θｖ、δ軸とｑ軸の位相差は、基本波電圧・回転子位相差φとする（φ＝θｖ−θｑ）。

交流モータ１の動作一例について説明する。図３は、回転位相およびＵ相電圧の波形図である。時刻ｔ＝０において、出力電圧基本波位相θｖはゼロであり、時間の経過とともに増加し、周期Ｔにてゼロに戻る。このとき、Ｕ相基本波電圧Ｖｕ１、Ｖ相基本波電圧Ｖｖ１、Ｗ相基本波電圧Ｖｗ１は、（数１）で表わされる。

回転子位相θｑは、基本波電圧位相θｖを基本波電圧・回転子位相差φだけ遅れた状態で追従する。基本波電圧・回転子位相差φは、交流モータ１の特性および運転条件などによって決定される値であり、定常的動作であれば、基本波電圧・回転子位相差φは一定値である。回転子位相θｑの増加は、交流モータ１の回転を意味し、回転子位相θｑの時間微分は、交流モータ１の回転速度ωである。以上が交流モータ１の説明である。

図１のインバータ２は、スイッチング素子を備え、直流電圧ＶＤＣをスイッチングにより三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、交流モータ１に印加する。

位相検出手段３は、交流モータ１の回転子位相θｑを検出し、後述するスイッチング制御手段４へ出力する。

スイッチング制御手段４は、回転子位相θｑに基づいて、ゲート信号Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎを出力する。それらのゲート信号は、インバータ２のスイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦさせる。つまり、スイッチング制御手段４は、スイッチング素子を制御する。

スイッチング制御手段４の詳細について説明する。図４は、スイッチング制御手段４の構成図である。スイッチング制御手段４は、基本波電圧手段４１、除算手段４２、スイッチング位相記憶手段４３、ゲート信号出力手段４４を備える。

基本波電圧手段４１は、ベクトル制御あるいはＶ／ｆ制御などに基づいて、基本波電圧振幅Ｖ１および基本波電圧位相θｖを演算する。

除算手段４２は、基本波電圧振幅Ｖ１を直流電圧の半分の値ＶＤＣ／２で除算し、変調率Ｋｈを出力する。

スイッチング位相記憶手段４３は、基本波電圧・回転子位相差φ、変調率Ｋｈおよびパルス数Ｎｐに基づいて、スイッチング位相θｓｗを出力する。パルス数Ｎｐとは、Ｕ相電圧Ｖｕの１周期あたりのパルスの個数である。

図５に従来技術によるインバータの電圧波形図を示す。ここで、従来技術とは、特許文献１のように電圧波形が対称となるものを示す（特許文献２については後述）。図５では、１周期内にＮｏ．１〜Ｎｏ．５のパルスがあることから、パルス数Ｎｐは５である。線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）で見ると、半周期内に５個のパルス数が存在し、１周期内では１０個のパルス数が存在するが、以下の説明では、Ｕ相電圧Ｖｕでのパルス数Ｎｐを用いる。図４のスイッチング位相θｓｗとは、スイッチングが発生するときの基本波電圧位相θｖであり、図５のように添え字を付けてθｓｗ１〜θｓｗｎで区別する。

ゲート信号出力手段４４は、スイッチング位相θｓｗに基づいて、ゲート信号Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎを出力する。

実施例１における構成要素は、以上である。次に、本発明の特徴的手段および動作原理について述べる。

本発明の特徴的手段は、スイッチング制御手段４が、Ｕ相電圧Ｖｕの波形図が非対称となるようにインバータ２のスイッチング素子を制御することである。具体的には、スイッチング位相記憶手段４３が、そのようなスイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎを記憶することである。

図６に本発明によるインバータの電圧波形図を示す。パルス数Ｎｐおよびスイッチング位相θｓｗの個数は、図５（従来技術によるインバータ）と同じであり、本発明の適用により、インバータ２のスイッチング損失は増加しない。従来技術と本発明で異なるのは、図６において、パルスＮｏ．１の幅が、Ｎｏ．２の幅よりも広い点である（図５では同じ）。また、パルスＮｏ．４の位置が、基本波電圧位相２７０ｄｅｇからずれている点も異なる。

図７に従来技術と本発明の比較結果を示す。従来技術では、Ｕ相電圧Ｖｕの波形図において、半波対称性および奇対称性を両方とも有する。半波対称性とは、基本波電圧位相１８０ｄｅｇを中心とする幅±１８０ｄｅｇの対称性であり、（数２）で表される。

また、奇対称性とは、基本波電圧位相０ｄｅｇを中心とする幅±９０ｄｅｇの対称性であり、（数３）で表される。

図７のＦＦＴ解析結果において、普遍的性質として、以下の（１）〜（３）が成り立つ。
（１）（数２）が成り立つならば、偶数次の高調波電圧は、ゼロである。
（２）（数３）が成り立つならば、高調波電圧位相は、ゼロまたは±１８０ｄｅｇである。
（３）交流モータ１およびインバータ２が三相平衡であれば、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの３ｎ次の高調波電圧は、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕとしては打ち消し合うから、仮想的には、ゼロとみなせる（交流モータ１のコイルに印加されるのは、相間ではなく、線間電圧）。

（１）〜（３）の性質から、従来技術におけるＵ相電圧ＶｕのＦＦＴ解析結果は、１次および（６ｎ±１）次しか存在せず、かつ、それらの位相は、全てゼロとなる（ただし、図７では、１次、５次および７次のみ図示）。よって、例えば、Ｕ相基本波電圧Ｖｕ１およびＵ相５次高調波電圧Ｖｕ５の波形図をプロットすると、それらは、共に原点を通る。

一方、本発明では、Ｕ相電圧Ｖｕの波形図において、半波対称性は有するが、奇対称性は有さない。このとき、ＦＦＴ解析結果において、偶数次の高調波電圧は発生しないまま、（６ｎ±１）次高調波電圧位相φ_６ｎ±１はゼロからずれる。よって、Ｕ相基本波電圧Ｖｕ１およびＵ相５次高調波電圧Ｖｕ５の波形図をプロットすると、後者は、原点から５次高調波電圧位相φ_５だけずれる。

本発明において、（６ｎ±１）次高調波電圧位相φ_６ｎ±１のずれによって、トルク脈動が低減されることを示すため、まずは、トルク脈動すなわち高調波電流のｑ軸成分の発生原理について説明する。Ｕ相５次高調波電圧Ｖｕ５、Ｖ相５次高調波電圧Ｖｖ５、Ｗ相５次高調波電圧Ｖｗ５、Ｕ相７次高調波電圧Ｖｕ７、Ｖ相７次高調波電圧Ｖｖ７およびＷ相７次高調波電圧Ｖｗ７は、（数１）より（数４）、（数５）で表される。

（数４）、（数５）に従って、図２に５次高調波電圧Ｖ５ｖｅｃおよび７次高調波電圧Ｖ７ｖｅｃのベクトルを示す。５次高調波電圧Ｖ５ｖｅｃは、−α軸を基準として、位相（５θｖ＋５φ_５）だけ時計方向に回転している。同様に、７次高調波電圧Ｖ７ｖｅｃは、α軸を基準として、位相（７θｖ＋７φ_７）だけ反時計方向に回転している。（数４）、（数５）を三相二相変換すると、５次高調波電圧ｄ軸成分Ｖｄ５および５次高調波電圧ｑ軸成分Ｖｑ５は（数６）、７次高調波電圧ｄ軸成分Ｖｄ７および７次高調波電圧ｑ軸成分Ｖｑ７は（数７）で表わされる。

（数６）に従うと、図２の５次高調波電圧Ｖ５ｖｅｃは、−ｑ軸を基準として、位相（６θｖ＋５φ_５−φ）だけ時計方向に回転している。また、（数７）に従うと、７次高調波電圧Ｖ７ｖｅｃは、ｑ軸を基準として、位相（６θｖ＋７φ_７＋φ）だけ反時計方向に回転している。（数６）および（数７）を交流モータ１の簡易的な高調波モデルである（数８）に代入すると、（数９）、（数１０）、（数１１）を得る。

（数９）に従うと、図２の５次高調波電流Ｉ５ｖｅｃのベクトルは、ｄ軸を基準として、位相（６θｖ＋５φ_５−φ）だけ時計方向に回転している。また、その振幅は、「Ｉ５＝Ｖ５／（５ωＬ）」であり、その内のｑ軸成分は、Ｉｑ５である。また、（数１０）に従うと、７次高調波電流Ｉ７ｖｅｃのベクトルは、ｄ軸を基準として、位相（６θｖ＋７φ_７＋φ）だけ反時計方向に回転している。また、その振幅は、「Ｉ７＝Ｖ７／（７ωＬ）」であり、その内のｑ軸成分は、Ｉｑ７である。５次高調波電流ｑ軸成分Ｉｑ５と７次高調波電流ｑ軸成分Ｉｑ７の和が、トルク脈動の原因となる。

トルク脈動をゼロにするには、図２において、５次高調波電流Ｉ５ｖｅｃおよび７次高調波電流Ｉ７ｖｅｃが、ｄ軸（一点鎖線）を軸として、同じ振幅で対称的に回転すればよい。この場合、高調波電流のｑ軸成分は打ち消され、その条件は、（数１２）、（数１３）で表わされる。

（数１２）、（数１３）は、５次・７次に関しての関係式であるが、これは、同様の導出手順により、（数１４）、（数１５）の（６ｎ±１）次に拡張できる。

図７の従来技術において、５次高調波電圧振幅Ｖ５および７次高調波電圧振幅Ｖ７を調整すれば、すなわち、図５のスイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎを調整すれば、（数１４）は満たされる。一方、（数１５）は、必ずしも成り立たない。図７の従来技術では、５次高調波電圧位相φ_５および７次高調波電圧位相φ_７は、ゼロまたは±１８０ｄｅｇに固定され、また、基本波電圧・回転子位相差φは、交流モータ１の運転状況に依存して可変となるからである。（数１５）が成り立つのは、基本波電圧・回転子位相差φが、少なくとも１８０ｄｅｇの整数倍になる場合に限られる。

図７の本発明では、従来発明と同様に（数１４）は満たされる。また、図７の本発明では、５次高調波電圧位相φ_５および７次高調波電圧位相φ_７はゼロまたは±１８０ｄｅｇに固定されず、スイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎに依存して可変となる。ゆえに、スイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎを基本波電圧位相φに基づいて調整すれば、（数１５）は満たされる。このとき、図２の５次高調波電流ｑ軸成分Ｉｑ５と７次高調波電流ｑ軸成分Ｉｑ７は打ち消し合い、トルク脈動はゼロとなる。これが、本発明の動作原理であり、まとめると、以下の条件を必要とする。
（１）インバータ２の電圧波形は、基本波電圧位相１８０ｄｅｇを中心とする幅±１８０ｄｅｇの区間において、半波対称性を有する（図７）。なお、Ｕ相電圧Ｖｕの電圧波形を元に説明したが、他の相あるいは線間電圧Ｖｕｖなどでも同様である。
（２）インバータ２の電圧波形は、基本波電圧位相０ｄｅｇを中心とする幅±９０ｄｅｇの区間において、奇対称性を有さない（図７）。
（３）インバータ２の高調波電圧位相は、基本波電圧位相と交流モータ１の回転子位相との差分である基本波電圧・回転子位相差φに基づいて可変となる。理想的には、（６ｎ±１）次高調波電圧位相φ_６ｎ±１は、（数１５）を満たす。
（４）インバータ２の各次数の高調波電圧振幅が、その次数に対して逆比例する。理想的には、（６ｎ±１）次高調波電圧振幅Ｖ_６ｎ±１は、（数１４）を満たす。

特許文献２との比較について補足する。図７において、特許文献２では、半波対称性を有さないことを条件としている。このため、図６のスイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎの設計自由度は高いと考えられる。しかし、半波対称性が失われると、偶数次の高調波電圧Ｖ_２ｎが発生する問題がある。本発明では、半波対称性は保持し、奇対称性のみ保持しないことによって、その問題は解決されている。

（数１５）について補足する。（数１５）において、基本波電圧・回転子位相差φがゼロであるときに限り、高調波電圧位相φ_６ｎ±１は、ゼロでよい。すなわち、インバータ２の電圧波形は、基本波電圧位相０ｄｅｇを中心とする幅±９０ｄｅｇの区間において、奇対称性を有してもよい。もちろん、（数１５）を満たす高調波電圧位相φ_６ｎ±１の組み合わせは、無数にあるため、奇対称性は必須ではない。ただし、奇対称性を持たせることで、（数１５）を自動的に満たせるため、スイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎの設計を省略できる。

（数１４）および（数１５）の応用について説明する。（数１４）および（数１５）の両方を満たすようにスイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎを設計するのは、煩雑である。そこで、これらの式を一つにまとめる。（数９）、（数１０）より、（数１６）、（数１７）が成り立つ。

（数１６）、（数１７）は、図２において、５次高調波電流ｑ軸成分Ｉｑ５と７次高調波電流ｑ軸成分Ｉｑ７の和が、ｑ軸上で振幅Ｉｑ６、周波数６θｖで脈動することを意味する。（数１７）の６次高調波電流ｑ軸成分Ｉｑ６がゼロであれば、その脈動はなく、トルク脈動も発生しない。よって、（数１７）を低減するようにスイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎを最適化すれば、トルク脈動は低減される。理想的には、（数１７）をゼロとし、これは、（数１４）および（数１５）の両方が成り立つときと一致する。これにより、（数１４）および（数１５）の両方を満たす代わりに、（数１７）を低減するようにスイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎ最適化すればよいことが分かる。（数１７）は、（６ｎ±１）次しか考慮できないため、一般次元へ拡張すると、（数１８）を得る。

（数１１）を考慮すると、（数１８）を低減することは、（数１９）のパラメータＱを低減することと等価である。

まとめると、（数１９）のパラメータＱを低減するようにスイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎを最適化すれば、トルク脈動は低減される。理想的には、（数１９）のパラメータＱはゼロであり、このとき、トルク脈動はゼロとなる。

図８に従来技術とパラメータＱの低減を用いた場合の本発明の比較結果を示す。従来技術では、矢印Ｐ２およびＰ３で示すように（６ｎ±１）次高調波電圧位相φ_６ｎ±１は、ゼロまたは±１８０ｄｅｇとなる。一方、本発明では、矢印Ｐ４およびＰ５で示すように（６ｎ±１）次高調波電圧位相φ_６ｎ±１は、ゼロまたは±１８０ｄｅｇに限定されず、矢印Ｐ６およびＰ７で示すように６ｎ次高調波電流ｑ軸成分Ｉｑ６ｎを最小化するように最適化される（図８では、６次および１２次のみ図示）。ただし、矢印Ｐ８で示すようにに６ｎ次高調波電流ｄ軸成分Ｉｄ６ｎは増加し、その結果、矢印Ｐ１で示すように（６ｎ±１）次高調波電流Ｉ_６ｎ±１が増加する場合がある。これは、高調波電流の内、ｑ軸成分を重点的に低減した結果である。

（数１９）の応用について説明する。（数１９）の導出と同様の手順により、６ｎ次高調波電流ｄ軸成分Ｉｄ６ｎの２乗値に比例するパラメータＤを（数２０）の通りに導出できる。

（数２０）を低減するようにスイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎを最適化すれば、交流モータ１の電磁加振力を低減できる。ここでの電磁加振力とは、交流モータ１の半径方向に作用する磁気吸引力の変動であり、トルク脈動とは直交する成分である。交流モータ１の機械的構造によっては、トルク脈動よりも電磁加振力を重点的に低減する方が、振動・騒音を低減できる場合がある。この場合においては、（数２０）を低減するようにスイッチング位相θｓｗ１〜θｓｗｎを最適化することが望ましい。

以上、本発明により、偶数次の高調波電圧・電流を発生させることなく、トルク脈動に寄与する高調波電流成分をその直交成分よりも重点的に低減できる。また、その効果は、交流モータの運転状況によらず、保持される。さらに応用として、先に述べた直交成分すなわち電磁加振力に寄与する高調波電流成分を重点的に低減することもできる。

図９は、実施例２の構成図である。ただし、実施例１と同等の点については省略する。実施例２において、交流モータ１は、電動車両駆動システム６に備わる車輪５の駆動源である。

交流モータ１のトルク脈動は、車輪５および電動車両駆動システム６の振動・騒音の原因となる。本発明によれば、インバータ２のスイッチング周波数を上げることなく、交流モータ１のトルク脈動を低減できる。ゆえに、インバータ２の冷却設備を大型化することなく、車輪５および電動車両駆動システム６の振動・騒音を低減できる。

本発明は、電動車両駆動システム６の発進時、すなわち交流モータ１の高トルク・低速回転時において、特に有効である。一方、電動車両駆動システム６の高速巡行時、すなわち、交流モータ１の低トルク・高速回転時では、トルク脈動低減によるメリットは小さい。電動車両駆動システム６の高速巡行時（定常運転時）においては、トルク脈動低減よりも、高調波電流の実効値低減、すなわち、交流モータ１の効率向上が望まれるからである。

そこで、スイッチング制御手段４は、電動車両駆動システム６の運転状況に応じて、電圧波形の奇対称性有無を切り換える。例えば、電動車両駆動システム６の発進時においては、電圧波形の奇対称性を喪失させ、トルク脈動を低減させる（図８の本発明）。一方、電動車両駆動システム６の高速巡行時においては、電圧波形の奇対称性を保持し、高調波電流の実効値低減を図る（図８の従来技術）。

以上により、電動車両駆動システム６の運転状況に応じたニーズ（振動・騒音低減あるいは効率向上）に対応することができる。

図１０は、実施例３の構成図である。ただし、実施例１と同等の点については省略する。実施例３では、交流モータ１を用いて冷凍空調装置７の圧縮機装置７１を駆動する。

冷凍空調装置７は、圧縮機装置７１、配管７２、室外機７３、膨張弁７４、室内機７５を備える。それぞれの動作は、以下の通りである。

圧縮機７１は、配管６２を流れる冷媒を圧縮する。配管７２は、冷媒を循環させる。室外機７３は、冷媒の熱を外部へ放出し、冷媒を液化する。膨張弁７４は、冷媒を膨張させ、冷媒温度を下げる。室内機７５は、冷却された冷媒を用いて、外部から熱を吸収する。

以上のサイクルにより冷凍空調装置７は、冷房機能を果たす。また、サイクルを逆に実施することにより暖房機能を果たす。圧縮機装置７１は、冷凍空調装置７に必須の装置であり、これは低振動・低騒音で駆動されることが望ましい。

圧縮機装置７１は、圧縮工程に同期して負荷トルクが脈動する。ゆえに、負荷トルクは、基本波のみではなく、高調波を含む。このとき、交流モータ１のモータトルクは、負荷トルクと比較して、各次数成分ごとに全て一致することが望ましい。モータトルクと負荷トルクが各次数ごとに打ち消し合い、圧縮機装置７１の回転速度が一定となるからである。しかし、従来技術では、基本波電圧と高調波電圧の位相が固定されているから、モータトルクの基本波と高調波は独立に調整できない。このため、圧縮機装置７１の回転速度は変動し、振動・騒音が発生するだけではなく、冷凍空調装置７の空調性能が低下する。

本発明によれば、基本波電圧と高調波電圧の位相は固定されず、負荷トルクに合わせて、調整可能である。このため、圧縮機装置７１は、一定の回転速度で安定に駆動される。

１…交流モータ ２…インバータ ３…位相検出手段 ４…スイッチング制御手段 ４１…基本波電圧演算手段 ４２…除算手段 ４３…スイッチング位相記憶手段 ４４…ゲート信号出力手段 ５…車輪 ６…電動駆動車両システム ７…冷凍空調装置 ７１…圧縮機装置 ７２…配管 ７３…室外機 ７４…膨張弁 ７５…室内機
ＶＤＣ…直流電圧 Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ…Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧 Ｖ１…基本波電圧振幅 Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ…Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流 θｖ…基本波電圧位相、θｑ…回転子位相位置 φ…基本波電圧・回転子位相差 ω…回転速度

Claims (8)

1. スイッチング素子を備えるインバータと、
   前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   交流モータの回転子位相を検出する位相検出手段と、を備え、
   前記スイッチング制御手段は、前記インバータの電圧波形が、基本波電圧位相１８０ｄｅｇを中心とする幅±１８０ｄｅｇの区間において、半波対称性を有するように前記スイッチング素子を制御し、
   前記スイッチング制御手段は、前記インバータの高調波電圧位相が、基本波電圧位相と前記交流モータの回転子位相との差分である基本波電圧・回転子位相差に基づいて可変となるように前記スイッチング素子を制御し、
   前記スイッチング制御手段は、前記インバータの各次数の高調波電圧振幅が、前記次数に対して逆比例するように前記スイッチング素子を制御する交流モータの制御装置。
2. 請求項１において、
   前記スイッチング制御手段は、前記インバータの（６ｎ−１）次高調波電圧位相φ_{（６ｎ−１）}、（６ｎ＋１）次高調波電圧位相φ_{（６ｎ＋１）}および前記基本波電圧・回転子位相差φが、（数１５）を満たすように前記スイッチング素子を制御する交流モータの制御装置。
   

   
3. 請求項１において、
   前記スイッチング制御手段は、前記インバータの（６ｎ−１）次高調波電圧振幅Ｖ_６ｎ−１、（６ｎ＋１）次高調波電圧振幅φ_６ｎ＋１が、（数１４）を満たすように前記スイッチング素子を制御する交流モータの制御装置。
   

   
4. 請求項１において、
   前記スイッチング制御手段は、前記基本波電圧・回転子位相差がゼロであるときに限り、前記インバータの電圧波形が、基本波電圧位相０ｄｅｇを中心とする幅±９０ｄｅｇの区間において、奇対称性を有するように前記スイッチング素子を制御する交流モータの制御装置。
5. 請求項１において、
   前記スイッチング制御手段は、任意の整数Ｎに関して、（数１９）のパラメータＱを低減するように前記スイッチング素子を制御する交流モータの制御装置。
   

   
6. 請求項１において、
   前記スイッチング制御手段は、任意の整数Ｎに関して、（数２０）のパラメータＤを低減するように前記スイッチング素子を制御する交流モータの制御装置。
   

   
7. 請求項１において、
   前記交流モータは、電動車両駆動システムの駆動源であり、
   前記スイッチング制御手段は、前記奇対称性の有無が、前記電動車両駆動システムの運転状況に基づいて、切り換わるように前記スイッチング素子を制御する交流モータの制御装置。
8. 請求項１において、
   前記交流モータは、圧縮機の駆動源であり、
   前記スイッチング制御手段は、圧縮機の負荷トルクの周波数成分に基づいて、前記スイッチング素子を制御する交流モータの制御装置。

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