JP2017112559A - 負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過電流の誤検出を抑制しつつ、従来よりも過電流の検出開始を早めることができる負荷駆動装置を提供すること。
【解決手段】駆動ＩＣは、ソレノイドの通電経路上に設けられた放電スイッチのドレイン電圧Ｖｄｓを検出する。また、ドレイン電圧を微分して電圧微分値Ｖｄｓ’を算出する。そして、放電スイッチがオンしてから電圧微分値が閾値電圧Ｖｔｈ１を下回り、その後、電圧微分値が閾値電圧Ｖｔｈ１を上回ると過電流の検出を開始し、スイッチのオフに応じて過電流の検出を停止する。
【選択図】図４

Description

この明細書における開示は、誘導性負荷を駆動する負荷駆動装置に関する。

誘導性負荷を駆動する負荷駆動装置は、誘導性負荷の通電経路上に設けられ、オンすることで誘導性負荷に電流を流すスイッチを備えている。特許文献１には、スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出可能に構成された負荷駆動装置（異常検出装置）が開示されている。

この負荷駆動装置では、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）を検出する。そして、ドレイン電圧が閾値電圧を超えると、ＭＯＳＦＥＴに過電流が流れたと判断し、ＭＯＳＦＥＴを強制的にオフさせる。また、ＭＯＳＦＥＴのオンオフタイミングに応じてドレイン電圧変化をマスクし、マスク期間を除いて過電流を検出する。

特開２０１３−２５５３０４号公報

ところで、ＭＯＳＦＥＴをオフすると通電経路が遮断されてドレイン電圧が上昇し、ドレイン電圧が閾値電圧よりも高い値を示すため、過電流の誤検出が生じる。

これに対し、上記した負荷駆動装置によれば、たとえばＭＯＳＦＥＴを駆動させるＰＷＭ信号のオフからオンへの切り替わりタイミング（立ち上がりタイミング）から所定時間をマスク期間とすることができる。そして、マスク期間が終了すると過電流の検出を開始し、ＰＷＭ信号のオンからオフへの切り替わりタイミング（立ち下がり）に応じて過電流の検出を停止することができる。

上記マスク期間は、過電流の誤検出を防ぐのに十分な時間となるように、事前に計算を行って決定される。具体的には、ＭＯＳＦＥＴの動作遅延、ＭＯＳＦＥＴを動作させるためのＩＣ内部の動作遅延などのワースト値をそれぞれ見積もり、各値を加算した時間に所定のマージンを加味することで決定される。

このようにして決定されるマスク期間は実際の平均的な駆動状態において必要な長さよりも長いため、ＭＯＳＦＥＴがオンしてから比較的早いタイミングで過電流異常が発生した場合など、早いタイミングで閾値を超えるような大電流がＭＯＳＦＥＴに流れる場合であっても、マスク期間が終了するまでは過電流が生じていると判定できない。その間、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流値は上昇し続け、ＭＯＳＦＥＴに発生する熱量も大きくなる。したがって、耐熱性を満足するために、大型のＭＯＳＦＥＴを用いなければならない。

本開示はこのような課題に鑑みてなされたものであり、過電流の誤検出を抑制しつつ、従来よりも過電流の検出開始を早めることができる負荷駆動装置を提供することを目的とする。

本開示は、上記目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。なお、括弧内の符号は、ひとつの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、技術的範囲を限定するものではない。

本開示のひとつは、誘導性負荷（１００ａ）を駆動する負荷駆動装置であって、
誘導性負荷の通電経路上に設けられ、オンすることで誘導性負荷に電流を流すスイッチ（Ｑ１）と、
スイッチにおいて通電経路を形成する端子間の電圧である端子間電圧を検出する電圧検出部（３０）と、
検出された端子間電圧を微分して電圧微分値を算出する演算部（３２）と、
端子間電圧に基づいてスイッチに流れる過電流を検出するものであり、スイッチがオンしてから電圧微分値が第１閾値を下回り、その後、電圧微分値が第１閾値を上回ると過電流の検出を開始し、スイッチのオフに応じて過電流の検出を停止する過電流検出部（３４）と、
を備える。

これによれば、検出された端子間電圧の電圧微分値を用いて過電流の検出開始タイミングを判断する。したがって、スイッチの動作遅延などを考慮して安全サイドで設定されるマスク期間後の開始タイミングに較べて、過電流の検出開始タイミングを早めることができる。また、スイッチのオフに応じて過電流の検出を停止し、電圧微分値が第１閾値を下回った後、第１閾値を上回るまでは過電流の検出を開始しないため、端子間電圧の誤検出を抑制することもできる。

第１実施形態に係る電子制御装置の概略構成を示す図である。 制御回路が実行する過電流検出処理を示すフローチャートである。 過電流異常が生じていない通常駆動時のタイミングチャートである。 過電流異常が生じた場合のタイミングチャートである。 参考例において、過電流異常が生じていない通常駆動時のタイミングチャートである。 参考例において、過電流異常が生じた場合のタイミングチャートである。

図面を参照しながら、複数の実施形態を説明する。複数の実施形態において、機能的に及び／又は構造的に対応する部分には同一の参照符号を付与する。

（第１実施形態）
先ず、図１に基づき、本実施形態に係る電子制御装置の概略構成を説明する。図１に示す電子制御装置１０は、車両のエンジンルームに配置されており、エンジン（内燃機関）の各気筒に設けられたインジェクタ１００の駆動を制御する。電子制御装置１０は、エンジンＥＣＵとして構成されている。インジェクタ１００は、直噴型ガソリンエンジンの燃焼室内に、直接、燃料を噴射するインジェクタである。図１では、便宜上、各気筒に対応する複数のインジェクタ１００のうち、１つのみを示している。

インジェクタ１００は、ソレノイド１００ａ（コイル）を有している。ソレノイド１００ａが誘導性負荷に相当し、電子制御装置１０が負荷駆動装置に相当する。インジェクタ１００は、ソレノイド１００ａの通電時には該ソレノイド１００ａが生じる電磁力によって開放され、燃料を噴射するようになっている。また、ソレノイド１００ａへの非通電時には、インジェクタ１００に設けられた図示しないバネの付勢力により閉鎖されるようになっている。ソレノイド１００ａの上流側は、電子制御装置１０の端子Ｐ１に接続され、下流側は端子Ｐ２に接続されている。

電子制御装置１０は、昇圧回路２０、放電スイッチＱ１、定電流スイッチＱ２、ローサイドスイッチＱ３、電流検出用抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１，Ｄ２、マイコン２２、及び駆動ＩＣ２４を備えている。

昇圧回路２０は、電子制御装置１０の端子Ｐ３を介して入力されるバッテリ電圧ＶＢを昇圧し、所定の昇圧電圧ＶＢｓｔ（たとえば６５Ｖ）を生成する。このような昇圧回路２０としては、たとえば昇圧用のコイル、コイルへの通電を制御するスイッチ、逆流阻止用のダイオード、コンデンサを備えた公知の構成を採用することができる。

放電スイッチＱ１は、ソレノイド１００ａの上流側であって、昇圧回路２０（コンデンサ）と端子Ｐ１との間に配置されている。放電スイッチＱ１は、オンすることで、昇圧電圧Ｖｂｓｔを端子Ｐ１を介してソレノイド１００ａに印加するスイッチである。本実施形態では、放電スイッチＱ１として、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴを採用している。放電スイッチＱ１のドレインは、昇圧回路２０（コンデンサの正極）に接続されている。

定電流スイッチＱ２は、ソレノイド１００ａの上流側であって、端子Ｐ１と端子Ｐ３の間に配置されている。定電流スイッチＱ２は、オンすることで、端子Ｐ１を介してソレノイド１００ａにバッテリ電圧ＶＢを供給するスイッチである。本実施形態では、定電流スイッチＱ２として、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴを採用している。定電流スイッチＱ２のドレインは端子Ｐ３に接続されており、ソースは、逆流阻止用のダイオードＤ１及び端子Ｐ１を介して、ソレノイド１００ａの上流側に接続されている。

ダイオードＤ１のアノードは、定電流スイッチＱ２のソースに接続され、カソードは放電スイッチＱ１のソースに接続されている。ダイオードＤ１と放電スイッチＱ１の接続点とグランドとの間には、還流用のダイオードＤ２がアノードをグランド側にして配置されている。

ローサイドスイッチＱ３は、ソレノイド１００ａに対応して設けられるとともに対応するソレノイド１００ａの下流側に配置されている。ローサイドスイッチＱ３は、オンすることで、対応するソレノイド１００ａの下流側をグランドに接続させる。このため、ローサイドスイッチは、気筒選択スイッチとも称される。本実施形態では、ローサイドスイッチＱ３として、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴを採用している。ローサイドスイッチＱ３のソースは、電流検出用抵抗Ｒ１を介してグランドに接続されており、ドレインは、端子Ｐ２を介してソレノイド１００ａの下流側に接続されている。

マイコン２２及び駆動ＩＣ２４は、昇圧回路２０の昇圧動作を制御する。また、放電スイッチＱ１のオンオフ、定電流スイッチＱ２のオンオフ、及びローサイドスイッチＱ３のオンオフを制御する。図１では、便宜上、駆動ＩＣ２４と、定電流スイッチＱ２及びローサイドスイッチＱ３との接続を省略している。後述する噴射信号ＴＱの電圧レベルがＨレベルの期間、すなわち通電期間において、初期の放電期間では、放電スイッチＱ１及びローサイドスイッチＱ３をオンする。そして、ソレノイド１００ａに流れる駆動電流を電流検出用抵抗Ｒ１の両端電圧にて検出し、駆動電流が目標ピーク電流値に達すると、放電スイッチＱ１をオフさせる。放電スイッチＱ１をオフさせてから通電期間が終了するまでの定電流期間では、駆動電流が目標ピーク電流値よりも低い所定の電流値となるように、たとえば定電流スイッチのオンオフを制御する。

マイコン２２は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、レジスタ、及びＩ／Ｏポートなどを備えて構成されたマイクロコンピュータである。たとえば、マイコン２２は、エンジンが出力すべき目標トルクを算出する。また、エンジンが要求される目標トルクを生じるために、図示しないスロットルバルブを適切な開度に制御するとともに、エンジンの燃料噴射量及び点火タイミングを制御する。

マイコン２２は、エンジン回転数、アクセル開度など、図示しない各種センサにて検出されるエンジンの運転情報に基づいて、インジェクタ１００に対応する噴射信号ＴＱを生成し、駆動ＩＣ２３に出力する。マイコン２２は、開弁を指示する期間において、噴射信号ＴＱとして電圧レベルがＨレベルの信号を出力し、閉弁を指示する期間において、噴射信号ＴＱとしてＬレベルの信号を出力する。

駆動ＩＣ２３は、電位差検出回路３０、微分回路３２、制御回路３４、及びゲート駆動回路３６を有している。

電位差検出回路３０は、放電スイッチＱ１におけるソレノイド１００ａの通電経路を形成する端子間の電位差、すなわちドレイン−ソース間の電位差（以下、ドレイン電圧Ｖｄｓと示す）を検出する。電位差検出回路３０が電圧検出部に相当する。

微分回路３２は、ドレイン電圧Ｖｄｓを微分して、電圧微分値Ｖｄｓ’を算出する。微分回路３２としては、抵抗及びコンデンサを有する公知の構成を採用することができる。このため、微分回路８の特性（時定数）は、主として抵抗及びコンデンサにより決定される。微分回路３２が演算部に相当する。

制御回路３４は、第１比較回路４０、第２比較回路４２、ゲート駆動タイミング生成回路４４、及びゲート駆動マスク回路４６を有している。制御回路３４が過電流検出部に相当する。

第１比較回路４０は、ドレイン電圧Ｖｄｓと予め設定された閾値電圧Ｖｔｈ２とを比較し、その比較結果を示す信号Ｓ１（以下、比較結果Ｓ１と示す）をゲート駆動マスク回路４８に出力する。閾値電圧Ｖｔｈ２が第２閾値に相当する。第１比較回路４０は、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２以下の場合、比較結果として電圧レベルがＬレベルの信号を出力し、閾値電圧Ｖｔｈ２を上まわると、比較結果として電圧レベルがＨレベルの信号を出力する。

第２比較回路４２は、電圧微分値Ｖｄｓ’と予め設定された閾値電圧Ｖｔｈ１とを比較する。そして、放電スイッチＱ１がオンされてから電圧微分値Ｖｄｓ’が閾値電圧Ｖｔｈ１を下回り、その後、閾値電圧Ｖｔｈ１を上回ると、過電流の検出開始を示すパルス信号をゲート駆動マスク回路４６に出力する。

ゲート駆動タイミング生成回路４４は、図示しないクロック発生回路により生成される所定周波数のクロックと、マイコン２２から入力される噴射信号ＴＱとに基づき、所定周波数及び所定デューティのＰＷＭ信号を生成する。ゲート駆動タイミング生成回路４４は、生成したＰＷＭ信号を、ゲート駆動マスク回路４６に出力する。

ゲート駆動マスク回路４６は、第１比較回路４０の出力する比較結果Ｓ１、第２比較回路４２の出力信号、及びゲート駆動タイミング生成回路４４の出力信号に基づいて、ドレイン電圧Ｖｄｓによる過電流の検出を無効化する期間（以下、マスク期間と示す）を決定するとともに、ゲート駆動回路３６にオン／オフタイミングの制御信号を出力する。

ゲート駆動マスク回路４６は、ＰＷＭ信号がオフからオンに切り替わるタイミング（立ち上がり）後、第２比較回路４２から上記した過電流の検出開始を示すパルス信号が入力されるまでは、マスク期間として、第１比較回路の比較結果Ｓ１を無効とする。すなわち、上記パルス信号が入力されると、比較結果Ｓ１に基づく過電流の検出を開始する。過電流異常が生じない場合、ゲート駆動マスク回路４６は、ＰＷＭ信号がオンからオフに切り替わるタイミング（立ち下がり）を検出し、このオフタイミングに応じて過電流の検出を停止する。すなわち、オフタイミングに応じてマスク期間を設定する。本実施形態では、オフタイミングが検出されてから上記パルス信号が入力されるまでの期間がマスク期間となる。したがって、パルス信号が入力されてからＰＷＭ信号がオフとなるまでの期間が、過電流検出期間となる。

過電流検出期間において、比較結果Ｓ１がＨレベルにならない場合、すなわち過電流が検出されない場合、ゲート駆動マスク回路４６は、制御信号としてＰＷＭ信号を出力する。一方、過電流が検出されると、ＰＷＭ信号のオフタイミングを待たずに、放電スイッチＱ１をオフさせるように制御信号を出力する。これにより、通常時よりも放電スイッチＱ１のオフタイミングが早まる。また、放電スイッチＱ１のオフにより、通常時よりもマスク期間の開始タイミングが早まる。

ゲート駆動回路３６は、ゲート駆動マスク回路４６から出力された制御信号に基づいて、放電スイッチＱ１のゲートにゲート駆動信号Ｓ２を出力する。ゲート駆動回路３６は、駆動部に相当する。

なお、駆動ＩＣ２４は、上記以外にも、昇圧回路２０によってバッテリ電圧ＶＢが目標電圧（６５Ｖ）まで昇圧されるように、昇圧回路２０の動作を制御する。

次に、図２に基づき、制御回路３４が実行する過電流検出処理について説明する。制御回路３４は、電子制御装置１０の電源が投入された状態で、図２に示す処理を繰り返し実行する。電子制御装置１０の電源が投入されると、制御回路３４は初期的にマスク期間を設定する。

先ずステップＳ１０では、放電スイッチＱ１の通電開始タイミングか否かを判定し、通電開始タイミングであると判定すると、ステップＳ２０の処理を実行する。ステップＳ２０では、ゲート駆動回路３６に、放電スイッチＱ１をオンさせるべく制御信号を出力する。これにより、ゲート駆動回路３６からゲート駆動信号としてＨレベルの信号が出力され、放電スイッチＱ１がオンされる。ステップＳ２０の処理が終了すると、ステップＳ３０の処理を実行する。

ステップＳ３０ではドレイン電圧Ｖｄｓを検出する。続くステップＳ４０では、検出したドレイン電圧Ｖｄｓを微分して、電圧微分値Ｖｄｓ’を算出し、算出後、ステップＳ５０の処理を実行する。ステップＳ５０では、算出した電圧微分値Ｖｄｓ’と閾値電圧Ｖｔｈ１とを比較し、電圧微分値Ｖｄｓ’が閾値電圧Ｖｔｈ１未満か否かを判定する。電圧微分値Ｖｄｓ’が閾値電圧Ｖｔｈ１未満の場合、ステップＳ６０に進み、閾値電圧Ｖｔｈ１以上の場合、ステップＳ３０に戻る。

ステップＳ６０では、再度、ドレイン電圧Ｖｄｓを検出し、続くステップＳ７０では、電圧微分値Ｖｄｓ’を算出する。ステップＳ７０が終了すると、次いでステップＳ８０では、算出した電圧微分値Ｖｄｓ’と閾値電圧Ｖｔｈ１とを比較し、電圧微分値Ｖｄｓ’が閾値電圧Ｖｔｈ１よりも大きいか否かを判定する。電圧微分値Ｖｄｓ’が閾値電圧Ｖｔｈ１より大きい場合、ステップＳ９０に進み、閾値電圧Ｖｔｈ１以下の場合、ステップＳ６０に戻る。

電圧微分値Ｖｄｓ’が閾値電圧Ｖｔｈ１を下回った後、閾値電圧Ｖｔｈ１を上回ったため、ステップＳ９０では、過電流の検出を開始する。すなわち、マスク期間を終了（マスクオフ）とする。

次いで、ステップＳ１００ではドレイン電圧Ｖｄｓを検出し、ステップＳ１１０では、検出したドレイン電圧Ｖｄｓと閾値電圧Ｖｔｈ２とを比較して、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２よりも大きいか否か、すなわちドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を上回ったか否かを判定する。ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２よりも大きい場合、ステップＳ１２０に進み、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２以下の場合、ステップＳ１３０に進む。

ステップＳ１１０で過電流が検出されたため、ステップＳ１２０では、ＰＷＭ信号のオフタイミングを待たずに、放電スイッチＱ１を強制的にオフさせるべく、ゲート駆動回路３６に制御信号を出力する。これにより、ゲート駆動回路３６からゲート駆動信号としてＬレベルの信号が出力され、放電スイッチＱ１がオフされる。したがって、放電スイッチＱ１のオフタイミングが通常時よりも早まる。ステップＳ１２０の処理が終了すると、ステップＳ１５０に進む。

ステップＳ１１０で過電流が検出されない場合に実行されるステップＳ１３０では、放電スイッチＱ１の通電期間が終了したか否かを判定する。本実施形態では、ソレノイド１００ａに流れる駆動電流が目標ピーク電流値に達すると、放電スイッチＱ１の通電期間が終了となる。昇圧電圧Ｖｂｓｔが６５Ｖの場合、放電スイッチＱ１の通電期間は、たとえば３００μｓ〜３５０μｓ程度である。通電期間が終了した場合、ステップＳ１４０に進み、通電期間が終了していない場合、ステップＳ１００に戻る。

ステップＳ１４０では、放電スイッチＱ１をオフさせるべく、ゲート駆動回路３６に制御信号を出力する。そして、ステップＳ１５０に進む。ステップＳ１５０では、過電流の検出を停止する。すなわち、マスク期間を開始（マスクオン）とする。このように、過電流異常が生じてステップＳ１２０で放電スイッチＱ１を強制的にオフさせる場合、通電期間が終了となりステップＳ１４０で放電スイッチＱ１をオフさせる場合のいずれについても、放電スイッチＱ１のオフに応じて過電流の検出を停止する。そして、一連の処理を終了する。

なお、ステップＳ１２０，Ｓ１４０において、放電スイッチＱ１とともにローサイドスイッチＱ３をオフしてもよい。

図３は、過電流異常が生じていない通常駆動時のタイミングチャートを示している。図４は、過電流異常が生じた場合のタイミングチャートを示している。また、図５及び図６は従来のマスク処理を行った場合の参考例である。図５は、過電流異常が生じていない通常駆動時のタイミングチャートを示し、図６は、過電流異常が生じた場合のタイミングチャートを示している。図３〜図６では、明確化のため、放電スイッチＱ１の発熱量にハッチングを施している。

先ず、本実施形態の通常駆動時について説明する。図３に示すように、噴射信号ＴＱがＬレベルからＨレベルに立ち上がると、わずかに遅れて、ゲート駆動回路から出力されるゲート駆動信号Ｓ２も時刻ｔ１で立ち上がる。

ゲート駆動信号Ｓ２が立ち上がると、わずかに遅れて放電スイッチＱ１がオン状態となり、ドレイン電圧Ｖｄｓが急峻に低下する。このため、電圧微分値Ｖｄｓ’も急峻に低下する。閾値電圧Ｖｔｈ１は、電圧微分値Ｖｄｓ’が放電スイッチＱ１のオン直後に初期的にとり得る値（０Ｖ付近の値）と、ドレイン電圧Ｖｄｓの急峻な低下にともない取り得る最小値との間に設定されている。このため、ドレイン電圧Ｖｄｓの低下にともない、電圧微分値Ｖｄｓ’は閾値電圧Ｖｔｈ１を下回る。

ドレイン電圧Ｖｄｓは、時刻ｔ２で閾値電圧Ｖｔｈ２を下回る。すなわち、比較結果Ｓ１は、時刻ｔ２までＨレベルを示す。しかしながら、マスク期間であるため、時刻ｔ２までの過電流の検出は無効となる。時刻ｔ２の後、ドレイン電圧Ｖｄｓは最小値（０Ｖ付近の値）となり、その後、通電期間においてドレイン電流Ｉｄ同様、単調増加する。このため、電圧微分値Ｖｄｓ’は閾値電圧Ｖｔｈ１を下回って最小値となると、一転増加に転じる。このとき、主として抵抗及びコンデンサにより決定される時定数で増加する。そして、時刻ｔ３で閾値電圧Ｖｔｈ１を上回る。したがって、時刻ｔ３でマスク期間が終了し、過電流の検出を開始する。なお、電圧微分値Ｖｄｓ’は、最終的に０Ｖ付近で落ち着く。

通常駆動時の場合、図３に示すように、過電流の検出開始後において、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を上回ることはない。ソレノイド１００ａに流れる駆動電流が目標ピーク電流値に到達すると、制御回路３４は、放電スイッチＱ１をオフさせるタイミングと判断し、時刻ｔ４でゲート駆動信号Ｓ２を立ち下げる。これにより、放電スイッチＱ１もオフとなる。また、放電スイッチＱ１をオフさせる時刻ｔ４で、過電流の検出も停止となり、マスク期間が開始となる。

放電スイッチＱ１をオフすると、ドレイン電圧Ｖｄｓが急峻に増加する。上昇の過程で、時刻ｔ５においてドレイン電圧Ｖｄｓは閾値電圧Ｖｔｈ２を上回るが、過電流検出期間が終了し、マスク期間となっているため、過電流の検出は無効となる。

放電スイッチＱ１には、ドレイン電圧Ｖｄｓと、放電スイッチＱ１に流れるドレイン電流Ｉｄとの積に比例した熱が生じる。特に、放電スイッチＱ１をオフ（ターンオフ）する際に、駆動時に較べて大きな熱が発生する。図３でハッチングを施した部分（面積）が、総発熱量に相当する。

図４も、時刻ｔ３までは、図３と同じである。過電流異常発生の場合、図４に示すようにドレイン電流Ｉｄとして大電流が流れるため、時刻ｔ３から所定時間が経過した時刻ｔ６で、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を上回る。

上記したように、時刻ｔ６でドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を上回ると、比較結果Ｓ１はＨレベルからＬレベルに切り替わる。時刻ｔ３ですでに過電流検出が開始となっているため、比較結果Ｓ１がＬレベルに切り替わることにより、過電流異常が生じたことを検出する。過電流異常を検出すると、制御回路３４は、時刻ｔ４を待たずに、放電スイッチＱ１をオフさせるように制御信号を出力する。これにより、時刻ｔ７でゲート駆動信号Ｓ２は立ち下がる。そして、放電スイッチＱ１がオフされる。また、過電流検出期間が終了し、マスク期間となる。なお、図４に示す例では、時刻ｔ３からｔ７までの時間が、２μｓ程度である。

図４に示すように、過電流異常が生じると、放電スイッチＱ１をオフする際の電流量が通常駆動時より多くなるため、通常駆動時よりも発熱量が大きくなる。しかしながら、本実施形態では、過電流の検出開始タイミングを従来よりも早めることができるため、後述する比較例に較べて、発熱量を低減することができる。

図５に示す参考例の通常駆動時も、時刻ｔ２までは、図３と同じである。時刻ｔ１，ｔ２，ｔ４，ｔ５のタイミングは、図３と同じである。時刻ｔ３のタイミングが異なる。

図５に示すように、従来のマスク処理では、時刻ｔ１から所定時間Ｔが経過するまでがマスク期間となる。所定時間Ｔは、過電流の誤検出を防ぐのに十分な時間となるように、事前に計算を行って決定される。具体的には、放電スイッチＱ１の動作遅延、駆動ＩＣ内部の動作遅延など各遅延のワースト値をそれぞれ見積もり、各値を加算した時間に所定のマージンを加味することで決定されている。このため、所定時間Ｔは、たとえば８μｓ程度となる。

図５では、所定時間Ｔが経過すると、マスク期間が終了し、過電流の検出を開始する時刻ｔ３となる。通常駆動時の場合、図３同様、過電流の検出開始後において、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を上回ることはない。時刻ｔ４でゲート駆動信号Ｓ２が立ち下がると、放電スイッチＱ１もオフとなる。また、放電スイッチＱ１をオフさせる時刻ｔ４で、過電流の検出も停止となり、マスク期間が開始となる。

図６に示す参考例の過電流異常発生時も、時刻ｔ２までは、図４と同じである。時刻ｔ１，ｔ２，ｔ６のタイミングは、図４と同じである。時刻ｔ３，ｔ７のタイミングが異なる。

図５同様、図６でも、時刻ｔ１から所定時間Ｔ経過後が、マスク期間が終了する時刻ｔ３となる。このため、図４同様、時刻ｔ６で、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を上回っても、マスク期間中であり、過電流の検出が無効となる。すなわち、制御回路３４は、ゲート駆動回路３６に対して放電スイッチＱ１のオンを継続させるべく制御信号を出力する。

時刻ｔ３になると、マスク期間が終了し、過電流の検出が可能となる。このため、比較結果Ｓ１がＨレベルを示すことにより、制御回路３４は、過電流異常が生じていることを検出する。過電流異常を検出すると、制御回路３４は、時刻ｔ４を待たずに、放電スイッチＱ１をオフさせるように制御信号を出力する。これにより、時刻ｔ７でゲート駆動信号Ｓ２は立ち下がる。そして、放電スイッチＱ１がオフされる。また、過電流検出期間が終了し、マスク期間となる。

上記したように、過電流の検出タイミングが図４に較べて遅くなる分、放電スイッチＱ１をオフさせる際の電流量も多くなる。したがって、図６に示すように、本実施形態よりも発熱量が大きくなる。

次に、本実施形態に係る電子制御装置１０の効果について説明する。

本実施形態では、放電スイッチＱ１のドレイン電圧Ｖｄｓと閾値電圧Ｖｔｈ２との比較により、過電流を検出することができる。

また、ドレイン電圧Ｖｄｓの電圧微分値Ｖｄｓ’を用いて、過電流の検出開始タイミングを判断する。ドレイン電圧Ｖｄｓは放電スイッチＱ１のオンにより急峻に低下し、閾値電圧Ｖｔｈ２を下回って最小値となった後、単調増加する。このため、電圧微分値Ｖｄｓ’も急峻に低下して閾値電圧Ｖｔｈ１を下回り、ドレイン電圧Ｖｄｓが最小値となるタイミングにわずかに遅れて最小値となる。そして、その後は、所定の時定数で増加する。

このように、電圧微分値Ｖｄｓ’は、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を下回った時刻ｔ２から大きく遅れることなく、閾値電圧Ｖｔｈ１を上回る。よって、マスク期間の終了タイミング、すなわち過電流の検出開始タイミングは、時刻ｔ２から大きく遅れることはない。これに対し、従来のマスク処理では、放電スイッチＱ１の動作遅延などを考慮して安全サイドでマスク期間が設定されるため、マスク期間の終了タイミングが時刻ｔ２から比較的大きく遅れる。したがって、本実施形態によれば、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を下回ったことを確実に検出しつつ、過電流の検出開始タイミングを早めることができる。すなわち、放電スイッチＱ１のオフにともなう過電流の誤検出を抑制しつつ、過電流の検出開始タイミングを早めることができる。

過電流の検出開始タイミングを早めることができるため、図４及び図６に示したように、従来マスク期間のタイミングで生じた過電流を早期に検出し、これにより放電スイッチＱ１を早期にオフさせ、放電スイッチＱ１の発熱量を抑制することができる。すなわち、放電スイッチＱ１を過電流から保護することができる。

なお、放電スイッチＱ１のオンした後にドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を下回ると過電流の検出開始とすることも考えられる。しかしながら、この場合、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を下回る前に過電流異常が生じると、ドレイン電圧Ｖｄｓが閾値電圧Ｖｔｈ２を下回ることなく増加するため、マスク期間が解除されず、過電流を検出することができない。これに対し、本実施形態によれば、このような場合でも、電圧微分値Ｖｄｓ’は、閾値電圧Ｖｔｈ１を下回った後、閾値電圧Ｖｔｈ１を上回るため、過電流の検出開始タイミングを早めることができる。

この明細書の開示は、例示された実施形態に制限されない。開示は、例示された実施形態と、それらに基づく当業者による変形態様を包含する。たとえば、開示は、実施形態において示された要素の組み合わせに限定されない。開示は、多様な組み合わせによって実施可能である。開示される技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示されるいくつかの技術的範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内でのすべての変更を含むものと解されるべきである。

電子制御装置１０が、直噴型ガソリンエンジンに適用される例を示したが、ディーゼルエンジンにも適用できる。エンジンの気筒数も限定されない。

特に言及しなかったが、電子制御装置１０が、ローサイドスイッチＱ３がオフされたときに、対応するソレノイド１００ａに蓄積されたエネルギをコンデンサ昇圧回路２０のコンデンサに回収する回収部をさらに備えてもよい。回収部として、ダイオードやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチを採用することができる。

誘導性負荷は、エンジンの燃焼室に、直接、燃料を噴射するインジェクタ１００のソレノイド１００ａに限定されない。

放電スイッチＱ１の過電流検出について言及したが、定電流スイッチＱ２やローサイドスイッチＱ３にも適用できる。

また、制御回路３４にて過電流を検出した場合、マイコン２２にフィードバックしてもよい。過電流が生じると、たとえば１回の噴射分について噴射信号ＴＱをＬレベルにすることもできる。ゲート駆動マスク回路４６から制御信号をフィードバックしてもよいし、ゲート駆動回路３６からゲート駆動信号Ｓ２をフィードバックしてもよい。

上記したように、閾値電圧Ｖｔｈ１は、電圧微分値Ｖｄｓ’が放電スイッチＱ１のオン直後に初期的にとり得る値（０Ｖ付近の値）と、ドレイン電圧Ｖｄｓの急峻な低下にともない取り得る最小値との間に設定されればよい。たとえば、最小値に近い値を閾値電圧Ｖｔｈ１にすると、電圧微分値Ｖｄｓ’が増加に転じてすぐに過電流の検出開始とすることができる。

１０…電子制御装置、２０…昇圧回路、２２…マイコン、２４…駆動ＩＣ、３０…電位差検出回路、３２…微分回路、３４…制御回路、３６…ゲート駆動回路、４０…第１比較回路、４２…第２比較回路、４４…ゲート駆動タイミング生成回路、４６…ゲート駆動マスク回路、１００…インジェクタ、１００ａ…ソレノイド、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…端子、Ｑ１…放電スイッチ、Ｑ２…定電流スイッチ、Ｑ３…ローサイドスイッチ、Ｒ１…電流検出用抵抗

Claims (4)

1. 誘導性負荷（１００ａ）を駆動する負荷駆動装置であって、
   前記誘導性負荷の通電経路上に設けられ、オンすることで前記誘導性負荷に電流を流すスイッチ（Ｑ１）と、
   前記スイッチにおいて前記通電経路を形成する端子間の電圧である端子間電圧を検出する電圧検出部（３０）と、
   検出された前記端子間電圧を微分して電圧微分値を算出する演算部（３２）と、
   前記端子間電圧に基づいて前記スイッチに流れる過電流を検出するものであり、前記スイッチがオンしてから前記電圧微分値が第１閾値を下回り、その後、前記電圧微分値が前記第１閾値を上回ると過電流の検出を開始し、前記スイッチのオフに応じて過電流の検出を停止する過電流検出部（３４）と、
   を備える負荷駆動装置。
2. 前記過電流検出部は、過電流の検出開始後、前記端子間電圧が第２閾値を上回ると、前記スイッチに過電流が流れていると判断する請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 前記スイッチをオンオフさせる駆動部（３６）を備え、
   前記駆動部は、前記過電流検出部により過電流が流れていると判断されると、前記スイッチをオフさせる請求項２に記載の負荷駆動装置。
4. 前記誘導性負荷は、内燃機関の燃焼室に燃料を噴射する直噴インジェクタのソレノイドである請求項１〜３いずれか１項に記載の負荷駆動装置であって、
   前記スイッチは、電源電圧を昇圧して昇圧電圧を生成し、オンすることで前記ソレノイドに前記昇圧電圧を印加する放電スイッチである負荷駆動装置。

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