JP2016201646A - 半導体装置、車載用バルブシステム及びソレノイドドライバ - Google Patents

半導体装置、車載用バルブシステム及びソレノイドドライバ Download PDF

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Abstract

【課題】車両に搭載されるソレノイドに温度変化の影響を受けることなく電流を供給すること。【解決手段】出力駆動回路２は、車両に組み込まれるソレノイド１０１に、出力端子ＯＵＴを介して出力電流Ｉｏｕｔを出力する。検出抵抗Ｒｓは、出力端子ＯＵＴと出力駆動回路２との間に接続される。増幅部４１は、検出抵抗Ｒｓの両端間の電圧を増幅したアナログ検出信号ＶＤＥＴを出力する。電流生成回路３は、参照電流Ｉｒｅｆを出力する。基準抵抗Ｒｒｅｆは、電流生成回路３とグランドとの間に挿入される。Ａ／Ｄ変換器４２は、基準電圧Ｖｒｅｆを基準として、アナログ検出信号ＶＤＥＴをデジタル検出信号ＩＦＢに変換する。制御回路１は、デジタル検出信号ＩＦＢに応じて、出力駆動回路２が出力する出力電流Ｉｏｕｔを制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、半導体装置、車載用バルブシステム及びソレノイドドライバに関し、例えば自動車などの車両に搭載されるソレノイドバルブを制御する半導体装置、車載用バルブシステム及びソレノイドドライバに関する。
近年、自動車においては、搭載されるパワートレーンの動作を制御するために、ソレノイドバルブが使用されている。例えば、エンジンからトランスミッションに駆動力を伝達するクラッチの位置をソレノイドバルブで調整することで、トランスミッション変速時の駆動力伝達を制御する手法が知られている。
ソレノイドバルブは、一般的に、ソレノイドに電流を供給し、又は遮断することで開閉が制御される。よって、ソレノイドバルブを好適に制御するには、ソレノイドへ入力する電流を精度よく検出することが求められる。そのために、ソレノイドへ入力する電流を検出する電流制御用半導体素子が提案されている（特許文献１）。
特開２０１１−９７４３４号公報
自動車用途の半導体装置は温度変化の大きな環境で使用される。半導体装置は温度特性を有するため、ソレノイドへ出力される電流を精度よく検出するのが困難である。そのため、ソレノイドへ出力される電流を所望の値に補正しきれないおそれがある。この場合、自動車のシフトチェンジの制御に温度変化によるバラつきが生じ、シフトチェンジ時のショック増大や乗り心地の悪化といった事態を招来することとなる。
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
一実施の形態によれば、半導体装置は、車両に搭載されるソレノイドバルブのソレノイドに出力電流を出力する出力駆動回路と、出力端子と前記出力駆動回路との間に接続される検出抵抗と、前記検出抵抗の両端間の電圧を増幅したアナログ検出信号を出力する増幅部と、参照電流を出力する電流生成回路と、前記電流生成回路とグランドとの間に挿入される基準抵抗と、基準電圧を基準として前記アナログ検出信号をデジタル検出信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル検出信号に応じて、前記出力電流を制御する制御回路と、を備えるものである。
一実施の形態によれば、車載用バルブシステムは、ソレノイドを有し、車両に搭載されるソレノイドバルブと、前記ソレノイドを制御するソレノイドドライバと、を備え、前記ソレノイドドライバは、前記ソレノイドに電流を供給する半導体装置と、前記半導体装置を制御するマイクロコンピュータと、を備え、前記半導体装置は、
前記ソレノイドに出力電流を出力する出力駆動回路と、出力端子と前記出力駆動回路との間に接続される検出抵抗と、前記検出抵抗の両端間の電圧を増幅したアナログ検出信号を出力する増幅部と、参照電流を出力する電流生成回路と、前記電流生成回路とグランドとの間に挿入される基準抵抗と、基準電圧を基準として前記アナログ検出信号をデジタル検出信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル検出信号に応じて、前記出力電流を制御する制御回路と、を備えるものである。
一実施の形態によれば、ソレノイドドライバは、車両に搭載されるソレノイドバルブのソレノイドに電流を供給する半導体装置と、前記半導体装置を制御するマイクロコンピュータと、を備え、前記半導体装置は、前記ソレノイドに出力電流を出力する出力駆動回路と、前記出力端子と前記出力駆動回路との間に接続される検出抵抗と、前記検出抵抗の両端間の電圧を増幅したアナログ検出信号を出力する増幅部と、参照電流を出力する電流生成回路と、前記電流生成回路とグランドとの間に挿入される基準抵抗と、基準電圧を基準として前記アナログ検出信号をデジタル検出信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル検出信号に応じて、前記出力電流を制御する制御回路と、を備えるものである。
一実施の形態によれば、車両に搭載されるソレノイドに温度変化の影響を受けることなく電流を供給することができる。
実施の形態１にかかる半導体装置が組み込まれる自動車の駆動系の例を模式的に示す図である。 実施の形態１にかかる半導体装置の構成を模式的に示すブロック図である。 実施の形態１にかかる半導体装置の出力駆動回路の構成を模式的に示す要部回路図である。 実施の形態１にかかる半導体装置の出力駆動回路において、ＨＳＤ（ハイサイドドライバ）がＯＮ、ＬＳＤ（ローサイドドライバ）がＯＦＦの場合の電流の流れを示す要部回路図である。 実施の形態１にかかる半導体装置の出力駆動回路において、ＨＳＤ（ハイサイドドライバ）がＯＦＦ、ＬＳＤ（ローサイドドライバ）がＯＮの場合の電流の流れを示す要部回路図である。 実施の形態１にかかる半導体装置の出力電流及び制御信号を示すグラフである。 実施の形態１にかかる半導体装置の増幅部の温度特性を示すグラフである。 実施の形態１にかかる半導体装置のＡ／Ｄ変換器の温度特性を示すグラフである。 実施の形態１にかかる半導体装置のデジタル検出信号の温度特性の一例を示すグラフである。 検出抵抗及び基準抵抗の配置例を模式的に示す平面図である。 実施の形態２にかかる半導体装置２００の構成を模式的に示すブロック図である。 実施の形態２にかかる半導体装置での温度特性補正の手順を示すフローチャートである。 実施の形態２にかかる初期測定におけるデジタル検出信号の温度特性を示す図である。 ステップＳ２及びＳ３での温度特性調整を示すグラフである。 実施の形態２にかかる半導体装置の制御回路が認識する出力電流の値と現実の出力電流の値とのずれの例を示すグラフである。 実施の形態３にかかる半導体装置の構成を模式的に示すブロック図である。 実施の形態３にかかる半導体装置の増幅部の構成を模式的に示す回路図である。 実施の形態４にかかる半導体装置の構成を模式的に示すブロック図である。 実施の形態４にかかる半導体装置の出力駆動回路の構成を模式的に示す要部回路図である。 実施の形態４にかかる半導体装置の増幅部の構成を模式的に示す回路図である。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。
実施の形態１
実施の形態１にかかる半導体装置１００について説明する。ここでは、まず、半導体装置１００の使用態様の例について説明する。半導体装置１００は、シリコン基板や化合物半導体基板上に掲載された電子回路として構成され、例えば車両に搭載されるソレノイドバルブを駆動するソレノイドドライバに組み込まれる。このソレノイドドライバは、例えば自動車に搭載される車載用ＩＣに組み込まれる。
図１は、実施の形態１にかかる半導体装置１００が組み込まれる自動車の駆動系の例を模式的に示す図である。自動車の駆動系１０００は、駆動輪１００１及び１００２、車輪１００３及び１００４、シャフト１０１１〜１０１４、トランスミッション１０２０、ディファレンシャルギア１０３１及び１０３２、エンジン１０４０、クラッチ１０５０、ソレノイドバルブ１０６０、ソレノイドドライバ１０７０を有する。ソレノイドドライバ１０７０は、例えば電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）に組み込み可能に構成される。
エンジン１０４０は、駆動力を発生する各種のエンジンを用いることができる。エンジン１０４０は、発生させた駆動力を、クラッチ１０５０を介してトランスミッション１０２０に伝達する。トランスミッション１０２０は、ディファレンシャルギア１０３１及びシャフト１０１１を介して駆動輪１００１に駆動力を伝達し、ディファレンシャルギア１０３１及びシャフト１０１２を介して駆動輪１００２に駆動力を伝達する。また、車輪１００３は、シャフト１０１３を介してディファレンシャルギア１０３２と結合され、車輪１００４は、シャフト１０１４を介してディファレンシャルギア１０３２と結合される。
ＥＣＵ１０７０は、エンジン１０４０及びソレノイドバルブ１０６０を制御する装置である。ＥＣＵ１０７０は、ソレノイドドライバＩＣとして機能する半導体装置１００、及び、半導体装置１００を制御するマイクロコンピュータ（ＭＣＵ）１０７１を有する。半導体装置１００は、ソレノイドバルブ１０６０のソレノイドに与える電流を制御することで、ソレノイドバルブ１０６０の開閉を制御する。この例では、ソレノイドバルブ１０６０の開閉によって、クラッチ１０５０の位置を変動させることができる。つまり、半導体装置１００は、ソレノイドバルブ１０６０の開閉を制御することで、エンジン１０４０からトランスミッション１０２０への駆動力の伝達を制御できる。
以下、半導体装置１００について説明する。図２は、実施の形態１にかかる半導体装置１００の構成を模式的に示すブロック図である。半導体装置１００は、制御回路１、出力駆動回路２、電流生成回路３及び電流検出回路４を有する。
制御回路１は、装置側電源ＶＣＣ（第１の電源とも称する）から電源供給を受け、電流検出回路４での検出結果であるデジタル検出信号ＩＦＢに応じて、制御信号ＣＯＮ１及びＣＯＮ２により出力駆動回路２を、制御信号ＣＯＮ３により電流生成回路３を制御する。具体的には、制御回路１は、デジタル検出信号ＩＦＢに応じて、出力駆動回路２が出力する出力電流Ｉｏｕｔの値、及び、電流生成回路３が出力する参照電流Ｉｒｅｆの値を制御可能に構成される。
図３は、実施の形態１にかかる半導体装置１００の出力駆動回路２の構成を模式的に示す要部回路図である。出力駆動回路２は、出力端子ＯＵＴを介して、車両に搭載されるソレノイドバルブのソレノイド１０１に出力電流Ｉｏｕｔを出力する。この例では、ソレノイド１０１は、出力端子ＯＵＴと駆動系グランドとの間に接続される。
出力駆動回路２は、ハイサイドドライバ（ＨＳＤ）２１、ローサイドドライバ（ＨＳＤ）２２及び検出抵抗Ｒｓを有する。この例では、ハイサイドドライバ（ＨＳＤ）２１、ローサイドドライバ（ＬＳＤ）２２は、それぞれＮＭＯＳ（N-channel Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタで構成される。ＨＳＤ２１を構成するＮＭＯＳトランジスタのドレインは、駆動系電源Ｖｂ（第２の電源とも称する）と接続される。ＨＳＤ２１を構成するＮＭＯＳトランジスタのソースは、ＬＳＤ２２を構成するＮＭＯＳトランジスタのドレインと接続される。ＬＳＤ２２を構成するＮＭＯＳトランジスタのソースは、駆動系グランドに接続される駆動系グランド端子ＰＧと接続される。ＨＳＤ２１を構成するＮＭＯＳトランジスタのゲートには、制御回路１からの制御信号ＣＯＮ１が入力される。ＬＳＤ２２を構成するＮＭＯＳトランジスタのゲートには、制御回路１からの制御信号ＣＯＮ２が入力される。
ＨＳＤ２１及びＬＳＤ２２は、制御回路１によるＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御によって、相補的に開閉（ＯＮ／ＯＦＦ）するように制御される。図４は、実施の形態１にかかる半導体装置１００の出力駆動回路２において、ＨＳＤ２１がＯＮ、ＬＳＤ２２がＯＦＦの場合の電流の流れを示す要部回路図である。ＨＳＤ２１がＯＮ、ＬＳＤ２２がＯＦＦの場合、電流は駆動系電源Ｖｂから、値が上昇しながらソレノイド１０１へ流れこむ方向に出力される。図５は、実施の形態１にかかる半導体装置１００の出力駆動回路２において、ＨＳＤ２１がＯＦＦ、ＬＳＤ２２がＯＮの場合の電流の流れを示す要部回路図である。ＨＳＤ２１がＯＦＦ、ＬＳＤ２２がＯＮの場合、電流は、駆動系グランドから駆動系グランド端子ＰＧを介して、値が減少しながらソレノイド１０１へ流れ込む向に出力される。
図６は、実施の形態１にかかる半導体装置１００の出力電流及び制御信号を示すグラフである。後述するように、制御回路１は、検出抵抗Ｒｓの両端の電圧をモニタすることで出力駆動回路２の出力電流Ｉｏｕｔをモニタする。そして、制御回路１は、モニタ結果に応じてＨＳＤ２１及びＬＳＤ２２をＰＷＭ制御することにより、ＨＳＤ２１及びＬＳＤ２２は相補的にＯＮ／ＯＦＦされ、出力電流Ｉｏｕｔは目標値に収束するように制御される。
電流生成回路３は、装置側電源ＶＣＣから電源供給を受け、制御回路１による制御に応じた値の参照電流Ｉｒｅｆを、電流検出回路４へ出力する。本実施の形態では、参照電流Ｉｒｅｆは、温度に依らず一定の値の電流である。
電流検出回路４は、出力駆動回路２の出力電流Ｉｏｕｔを検出し、検出結果を制御回路１に出力する。電流検出回路４は、増幅部４１、Ａ／Ｄ変換器４２、検出抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒｒｅｆを有する。検出抵抗Ｒｓの一端はＨＳＤ２１を構成するＮＭＯＳトランジスタのドレイン及びＬＳＤ２２を構成するＮＭＯＳトランジスタのソースと接続され、他端は半導体装置１００の出力端子ＯＵＴと接続される。増幅部４１の端子ＳＰは検出抵抗Ｒｓの高電位側端（すなわち、ＨＳＤ２１及びＬＳＤ２２側端）と接続され、端子ＳＭは検出抵抗Ｒｓの低電位側端（すなわち、出力端子側端）と接続される。これにより、増幅部４１は、検出抵抗Ｒｓの両端間の電圧を増幅したアナログ検出信号ＶＤＥＴを出力する。
基準抵抗Ｒｒｅｆは、電流生成回路３と装置側グランドＧＮＤとの間に接続される。基準抵抗Ｒｒｅｆに電流生成回路３からの参照電流Ｉｒｅｆが流れることで、基準抵抗Ｒｒｅｆの高電位側端には基準電圧Ｖｒｅｆが現れる。Ａ／Ｄ変換器４２は、アナログ検出信号ＶＤＥＴを、基準電圧Ｖｒｅｆを基準としてＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換されたデジタル検出信号ＩＦＢは、制御回路１へ出力される。
続いて、半導体装置１００の動作について説明する。図７は、実施の形態１にかかる半導体装置１００の増幅部４１の温度特性を示すグラフである。図７に示すように、温度が上昇すると、同じ値の出力電流（図７でのＩｃ）に対する検出抵抗Ｒｓの抵抗値は増大する。したがって、増幅部４１が出力するアナログ検出信号ＶＤＥＴも増大する。つまり、増幅部４１は、正の温度特性を有する。
図８は、実施の形態１にかかる半導体装置１００のＡ／Ｄ変換器４２の温度特性を示すグラフである。図８に示すように、温度が上昇すると、基準抵抗Ｒｒｅｆの抵抗値が増大するので、基準電圧Ｖｒｅｆも増大することとなる。上述の通り、Ａ／Ｄ変換器４２は、基準電圧Ｖｒｅｆを基準としてＡ／Ｄ変換する。よって、この場合、同じ値のアナログ検出信号ＶＤＥＴ（図８でのＶｃ）に対するデジタル検出信号ＩＦＢは、減少することとなる。つまり、Ａ／Ｄ変換器４２は、負の温度特性を有する。
図９は、実施の形態１にかかる半導体装置１００のデジタル検出信号ＩＦＢの温度特性の一例を示すグラフである。上記の通り、増幅部４１の温度特性とＡ／Ｄ変換器４２とは、反対方向（符号が異なる）温度特性を有するので、互いの温度特性は打消し合うこととなる。その結果、デジタル検出信号ＩＦＢに現れる温度特性を緩和し、ないしは除去することができる。
以上、本構成によれば、デジタル検出信号ＩＦＢの温度特性を抑制することで、温度が変化した場合の出力電流の変動を防止できる。その結果、温度変化に伴う車両のシフトチェンジの際のショック増大や乗り心地に悪化といった、車両の制御性が変動することを防止ることが可能となる。
本構成では、デジタル検出信号ＩＦＢに現れる温度特性を精度よく緩和ないし除去するには、検出抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒｒｅｆは、同じ種類の抵抗であることが望ましい。これにより、増幅部４１の温度特性の変化率（勾配）の絶対値と、Ａ／Ｄ変換器４２の温度特性の変化率（勾配）の絶対値とを近づけることができるので、広範囲の温度で両者を精度よくキャンセルすることが期待できる。
また、検出抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒｒｅｆは、半導体装置１００内でなるべく近接して、望ましくは隣接して配置されることが望ましい。これにより、検出抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒｒｅｆに同じ温度変化を与えることができるので、広範囲の温度で両者を精度よくキャンセルすることが期待できる。図１０は、検出抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒｒｅｆの配置例を模式的に示す平面図である。図１０における小さな四角形はそれぞれ抵抗素子Ｒを示す。検出抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒｒｅｆは、それぞれ複数の抵抗素子Ｒが並列接続されて構成される。抵抗素子Ｒは、例えば半導体基板上に設けられたポリシリコン抵抗として形成される。この例では、検出抵抗Ｒｓを流れる出力電流Ｉｏｕｔの値がなるべく降下しないように、検出抵抗Ｒｓは、面積の大きな抵抗値の小さい抵抗として構成される。よって、検出抵抗Ｒｓを構成する抵抗素子Ｒの数は、基準抵抗Ｒｒｅｆを構成する抵抗素子Ｒの数よりも大きくなる。よって、図１０に示すように、例えば基準抵抗Ｒｒｅｆを、検出抵抗Ｒｓに囲まれるように配置することで、検出抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒｒｅｆが受ける温度変化を均質化することが可能となる。これにより、広範囲の温度で増幅部４１及びＡ／Ｄ変換器４２の温度特性を精度よくキャンセルすることができる。
なお、図１０に示す検出抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒｒｅｆの配置は例示に過ぎない。例えば、基準抵抗Ｒｒｅｆを構成する抵抗素子Ｒを複数のグループに分けて、これら複数のグループを抵抗素子Ｒのマトリックス内に分散配置してもよい。
実施の形態２
実施の形態２にかかる半導体装置２００について説明する。図１１は、実施の形態２にかかる半導体装置２００の構成を模式的に示すブロック図である。半導体装置２００は、実施の形態１にかかる半導体装置１００の電流生成回路３を電流生成回路５に置換した構成を有する。
電流生成回路５は、温度特性調整部５１及び電流値調整部５２を有する。温度特性調整部５１は、制御回路１からの制御信号ＣＯＮ３に応じて、参照電流Ｉｒｅｆに温度特性を与える。電流値調整部５２は、温度特性調整部５１で温度特性が調整された後の参照電流Ｉｒｅｆの値を調整する。半導体装置２００のその他の構成は、半導体装置１００と同様であるので、説明を省略する。
実施の形態１で説明したように、増幅部４１及びＡ／Ｄ変換器４２の温度特性は互いに打ち消し合うものの、両者の温度特性の変化率（勾配）が異なる場合、デジタル検出信号ＩＦＢには温度特性が残存する場合がある。半導体装置２００は、参照電流Ｉｒｅｆに温度特性を与えることで、増幅部４１及びＡ／Ｄ変換器４２の温度特性を精度よくキャンセルし、デジタル検出信号ＩＦＢの温度特性を除去することができる。
以下、半導体装置２００の動作について説明する。図１２は、実施の形態２にかかる半導体装置２００での温度特性補正の手順を示すフローチャートである。この温度特性補正は、例えば、半導体装置２００がシステムに組み込まれる前の初期設定（例えば、出荷前のチューニングなど）として行われるものである。
ステップＳ１：初期測定
まず、参照電流Ｉｒｅｆに温度特性を与えるための準備として、初期測定では、出力電流Ｉｏｕｔを一定の値に維持した状態で、温度が変化する環境下においてＡ／Ｄ変換器４２のデジタル検出信号ＩＦＢの温度特性を測定する。この際、電流生成回路５は、参照電流Ｉｒｅｆの値が一定（図１３のＩｒｅｆ０）になるように制御する。これにより、デジタル検出信号ＩＦＢに残存している温度特性を取得することができる。図１３は、実施の形態２にかかる初期測定におけるデジタル検出信号ＩＦＢの温度特性を示す図である。この例では、図１３に示すように、デジタル検出信号ＩＦＢの温度特性が正の温度特性を有するものとして説明する。
ステップＳ２：温度特性の変化率調整
次いで、電流生成回路５の温度特性調整部５１は、参照電流Ｉｒｅｆがデジタル検出信号ＩＦＢと同一の温度特性を有するように、参照電流Ｉｒｅｆの温度特性を補正する。図１４は、ステップＳ２及びＳ３での温度特性の変化率調整を示すグラフである。具体的には、参照電流Ｉｒｅｆの温度に対する変化率（勾配）が、デジタル検出信号ＩＦＢの温度に対する変化率（勾配）と同一になるように調整を行う（図１４のＩｒｅｆ１）。
ステップＳ３：温度特性の絶対値調整
次いで、電流生成回路５の電流値調整部５２は、参照電流Ｉｒｅｆの温度特性の絶対値を補正する。上述の温度特性の補正により、参照電流Ｉｒｅｆの温度特性を示す直線（または曲線）は位置がずれてしまう。そこで、基準となる温度における参照電流Ｉｒｅｆの温度特性の絶対値が所定の値になるように、参照電流Ｉｒｅｆの温度特性を上下いずれかにシフトさせることで補正する。
これにより、デジタル検出信号ＩＦＢに残存している温度特性を除去し、デジタル検出信号ＩＦＢの値が温度により変動することを防止できる。
なお、デジタル検出信号ＩＦＢを補償した場合、制御回路１がデジタル検出信号ＩＦＢに基づいて認識する出力電流の値と現実の出力電流の値との間には、ずれが生じる。図１５は、実施の形態２にかかる半導体装置２００の制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃと現実の出力電流の値Ｉａｃｔとのずれの例を示すグラフである。図１５に示すように、制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃは、現実の出力電流の値Ｉａｃｔとは一致しない。なお、ここでいう現実の出力電流の値Ｉａｃｔとは、例えば半導体装置２００の外部の測定装置などによって実測された出力電流の値を指す。
制御回路１は、制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃと現実の出力電流の値Ｉａｃｔとの乖離に基づいて、制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃの変化率を、現実の出力電流の値Ｉａｃｔの変化率に一致するように調整する。具体的には、制御回路１は外部の測定装置などから現実の出力電流の値Ｉａｃｔの測定結果を受け取り、測定結果に基づいて現実の出力電流の値Ｉａｃｔの変化率を算出する。そして、制御回路１は、制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃの変化率を現実の出力電流の値Ｉａｃｔの変化率に一致させるために、制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃに乗じる係数を算出すする。そして、算出した係数を制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃに乗じることで、制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃの変化率を現実の出力電流の値Ｉａｃｔの変化率に一致させる（ゲイン調整）。その後、制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃが現実の出力電流の値Ｉａｃｔの値と一致するように、制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃの絶対値を調整する（オフセット調整）。
以上の手順により、半導体装置２００では、制御回路１が認識する出力電流の値Ｉｒｅｃと現実の出力電流の値Ｉａｃｔとの乖離が解消される。これにより、半導体装置２００は、指定された通りの値の出力電流Ｉｏｕｔを出力することが可能となる。
実施の形態３
実施の形態３にかかる半導体装置３００について説明する。図１６は、実施の形態３にかかる半導体装置３００の構成を模式的に示すブロック図である。半導体装置３００は、実施の形態１にかかる半導体装置１００の電流生成回路３及び電流検出回路４を、それぞれ電流生成回路６及び電流検出回路７に置換した構成を有する。
電流生成回路６は、参照電流Ｉｒｅｆの他に、電流Ｉｍｅａｓ（第１の電流とも称する）を電流検出回路７へ出力する。なお、電流生成回路６は、温度特性調整部６１及び電流値調整部６２を有する。温度特性調整部６１及び電流値調整部６２は、それぞれ電流生成回路５の温度特性調整部５１及び電流値調整部５２に対応する。電流生成回路６では、温度特性調整部６１は、参照電流Ｉｒｅｆ及び電流Ｉｍｅａｓの温度特性の変化率を調整可能に構成される。電流値調整部６２は、温度特性の変化率調整後の参照電流Ｉｒｅｆ及び電流Ｉｍｅａｓの温度特性の絶対値を調整可能に構成される。
図１７は、実施の形態３にかかる半導体装置３００の増幅部７１の構成を模式的に示す回路図である。電流検出回路７は、電流検出回路４の増幅部４１を増幅部７１に置換した構成を有する。増幅部７１は、カレントミラー７２〜７４、演算増幅器７５、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ及び抵抗Ｒ１〜Ｒ５を有する。なお、以下では、抵抗Ｒ５を第２の抵抗とも称する。抵抗Ｒ１を第２の抵抗とも称する。なお、カレントミラー７４は、第１のカレントミラーとも称する。カレントミラー７２は、第２のカレントミラーとも称する。カレントミラー７３は、第３のカレントミラーとも称する。
演算増幅器７５の出力端子は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮのゲート（制御端子）と接続される。ＮＭＯＳトランジスタＭＮのドレインは、カレントミラー７４と接続される。カレントミラー７４は、出力端子ＴＯＵＴと接続され、かつ、抵抗Ｒ５介して装置側グランドＧＮＤと接続される。カレントミラー７４は電源ＶＣＣから電源供給を受け、ＮＭＯＳトランジスタＭＮに流れる電流を複製し、複製した電流を抵抗Ｒ５へ出力する。これにより、出力端子ＴＯＵＴからは、抵抗Ｒ５の高電位側端の電圧がアナログ検出信号ＶＤＥＴとして出力される。
演算増幅器７５の非反転入力端子（第１の入力とも称する）は、抵抗Ｒ１が接続される。抵抗Ｒ１と端子ＳＰとの間には、抵抗Ｒ２が接続される。演算増幅器７５の反転入力端子（第２の入力とも称する）は、抵抗Ｒ３と、ＮＭＯＳトランジスタＭＮのソースとに接続される。
カレントミラー７２は、電源ＶＣＣから電源供給を受け、電流生成回路６から出力される電流Ｉｍｅａｓを複製する。カレントミラー７３は、駆動系電源Ｖｂから電源供給を受け、カレントミラー７２で複製された電流Ｉｍｅａｓを更に複製する。カレントミラー７３は、複製した電流を電流Ｉｏｆｆとして、抵抗Ｒ２を介して端子ＳＰに出力する。
増幅部７１では、電流Ｉｏｆｆが抵抗Ｒ２を流れることでオフセット電圧Ｖｏｆｆが生じる。これにより、演算増幅器７５の入力オフセットが補償される。抵抗Ｒ２は、検出抵抗Ｒｓ及び基準抵抗Ｒｒｅｆと同様に正の温度特性を有するので、温度変化とともにオフセット電圧Ｖｏｆｆが増大してしまう。そのため、電流検出回路７が出力されていない場合に増幅部７１が出力するアナログ検出信号ＶＤＥＴの値が変動してしまう。そこで、本実施の形態では、電流Ｉｏｆｆに温度特性を与えることで、オフセット電圧Ｖｏｆｆの値を安定化する。
具体的には、温度特性調整部６１が電流Ｉｍｅａｓに負の温度特性を与え、その後電流値調整部６２が電流Ｉｍｅａｓの絶対値を調整することで、電流Ｉｍｅａｓには所定の負の温度特性が与えられる。これにより、電流Ｉｍｅａｓを複製することで生成される電流Ｉｏｆｆも、所定の負の温度特性を有することとなる。
つまり、温度上昇に伴って抵抗Ｒ２の抵抗値が増大するのに対し、電流Ｉｏｆｆの値は減少する。よって、本構成によれば、演算増幅器７５に与えるオフセット電圧Ｖｏｆｆの温度特性を保証し、値を一定に維持することができる。これにより、電流検出回路７が出力されていない場合に、増幅部７１が出力するアナログ検出信号ＶＤＥＴの値の変動を防止することができる。
実施の形態４
実施の形態４にかかる半導体装置４００について説明する。半導体装置４００は、実施の形態３にかかる半導体装置３００の変形例である。図１８は、実施の形態４にかかる半導体装置４００の構成を模式的に示すブロック図である。半導体装置４００は、実施の形態３にかかる半導体装置３００の電流検出回路７を、電流検出回路８に置換した構成を有する。また、出力端子ＯＵＴは、ソレノイド１０１を介して、駆動系電源Ｖｂと接続される。
図１９は、実施の形態４にかかる半導体装置４００の出力駆動回路２の構成を模式的に示す要部回路図である。本実施の形態では、出力端子ＯＵＴは、ソレノイド１０１を介して駆動系電源Ｖｂと接続されるため、上述の実施の形態１〜３とは出力電流の方向が逆転する。図１９に示すように、ＨＳＤ２１がＯＦＦ、ＬＳＤ２２がＯＮの場合、出力電流は、外部の駆動系電源Ｖｂから出力端子ＯＵＴ及び駆動系グランド端子ＰＧを介して、値が上昇しながら駆動系グランドへ流れ込む。ＨＳＤ２１がＯＮ、ＬＳＤ２２がＯＦＦの場合、値が減少しながらＨＳＤ２１に接続される駆動系電源Ｖｂへ流れ込む。
電流の向きが逆転しているため、例えば実施の形態３の電流検出回路７を用いると、演算増幅器の極性が逆となってしまうので正常な増幅動作が行えない。そこで、本実施の形態では、電流検出回路８は、出力電流Ｉｏｕｔの向きによらず正常な増幅動作が可能に構成される。図２０は、実施の形態４にかかる半導体装置４００の増幅部８１の構成を模式的に示す回路図である。電流検出回路８は、実施の形態３にかかる電流検出回路７にスイッチ部８２を追加した構成を有する。
スイッチ部８２は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４（それぞれ、第１〜第４のスイッチとも称する）を有し、端子ＳＰ及びＳＭと演算増幅器７５との間に挿入される。スイッチＳＷ１は、端子ＳＰとの抵抗Ｒ２との間、換言すれば端子ＳＰと演算増幅器７５の非反転増幅端子との間に挿入される。スイッチＳＷ２は、端子ＳＰとの抵抗Ｒ４との間、換言すれば端子ＳＰと演算増幅器７５の反転増幅端子との間に挿入される。スイッチＳＷ３は、端子ＳＭとの抵抗Ｒ４との間、換言すれば端子ＳＭと演算増幅器７５の反転増幅端子との間に挿入される。スイッチＳＷ４は、端子ＳＭとの抵抗Ｒ２との間、換言すれば端子ＳＭと演算増幅器７５の非反転増幅端子との間に挿入される。
スイッチＳＷ１及びＳＷ３は、例えば制御信号ＣＯＮ４に応じて、スイッチＳＷ２及びＳＷ４に対して相補的に開閉するように構成される。本実施の形態では、図２０に示すように、スイッチＳＷ２及びＳＷ４が閉となり、スイッチＳＷ１及びＳＷ３が開となる。これにより、検出抵抗Ｒｓの高電位側端が演算増幅器７５の非反転入力端子に接続され、検出抵抗Ｒｓの低電位側端が演算増幅器７５の反転入力端子に接続される。その結果、正常な増幅動作が可能となる。
一方、電流検出回路８を上述の半導体装置１００、２００又は３００に適用する場合、スイッチＳＷ２及びＳＷ４を開、スイッチＳＷ１及びＳＷ３を閉とする。これにより、検出抵抗Ｒｓの高電位側端が演算増幅器７５の非反転入力端子に接続され、検出抵抗Ｒｓの低電位側端が演算増幅器７５の反転入力端子に接続され、正常な増幅動作が可能となる。
以上、本構成によれば、出力電流Ｉｏｕｔの方向にかかわらず、演算増幅器の入力オフセットを補償するオフセット電圧を生成し、かつ、温度変化によらずオフセット電圧を一定に維持できる半導体装置を提供することができる。
その他の実施の形態
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、実施の形態３及び実施の形態４においても、実施の形態２と同様に、参照電流Ｉｒｅｆに温度特性を与えることができることは言うまでもない。
実施の形態１及び２においても、実施の形態４と同様に、ソレノイド１０１を出力端子ＯＵＴと駆動系電源Ｖｂとの間に接続できることは言うまでもない。
上述の出力駆動回路２の構成は例示に過ぎず、ソレノイド１０１に出力電流を供給可能な他の構成を適用できることは言うまでもない。
上述の実施の形態で用いたＮＭＯＳトランジスタの一部又は全部は、ＰＭＯＳトランジスタ又は他のタイプのトランジスタに適宜置き換えることが可能である。
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。
１ 制御回路
２ 出力駆動回路
３、５、６ 電流生成回路
４、７、８ 電流検出回路
２１ ハイサイドドライバ（ＨＳＤ）
２２ ローサイドドライバ（ＬＳＤ）
４１、７１、８１ 増幅部
４２ Ａ／Ｄ変換器
５１、６１ 温度特性調整部
５２、６２ 電流値調整部
７２〜７４ カレントミラー
７５ 演算増幅器
８２ スイッチ部
１００、２００、３００、４００ 半導体装置
１０１ ソレノイド
１０００ 駆動系
１００１、１００２ 駆動輪
１００３、１００４ 車輪
１０１１〜１０１４ シャフト
１０２０ トランスミッション
１０３１、１０３２ ディファレンシャルギア
１０４０ エンジン
１０５０ クラッチ
１０６０ ソレノイドバルブ
１０７０ ソレノイドドライバ
１０７１ マイクロコンピュータ
ＣＯＮ１〜ＣＯＮ４ 制御信号
ＧＮＤ 装置側グランド
Ｉｒｅｆ 参照電流
ＩＦＢ デジタル検出信号
Ｉｍｅａｓ 電流
Ｉｏｆｆ 電流
Ｉｏｕｔ 出力電流
ＭＮ ＮＭＯＳトランジスタ
ＰＧ 駆動系グランド端子
Ｒ 抵抗素子
Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗
Ｒｒｅｆ 基準抵抗
Ｒｓ 検出抵抗
ＳＭ 端子
ＳＰ 端子
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ
ＴＯＵＴ 出力端子
Ｖｂ 駆動系電源
ＶＣＣ 電源
ＶＤＥＴ アナログ検出信号
Ｖｏｆｆ オフセット電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧

Claims (12)

  1. 車両に組み込まれるソレノイドに、出力端子を介して出力電流を出力する出力駆動回路と、
    前記出力端子と前記出力駆動回路との間に接続される検出抵抗と、
    前記検出抵抗の両端間の電圧を増幅したアナログ検出信号を出力する増幅部と、
    参照電流を出力する電流生成回路と、
    前記電流生成回路とグランドとの間に接続され、前記参照電流の応じた基準電圧を出力する基準抵抗と、
    前記基準電圧を基準として前記アナログ検出信号をデジタル検出信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
    前記デジタル検出信号に応じて、前記出力駆動回路が出力する前記出力電流を制御する制御回路と、を備える、
    半導体装置。
  2. 前記検出抵抗は、前記基準抵抗と隣接して配置される、
    請求項１に記載の半導体装置。
  3. 前記検出抵抗及び前記基準抵抗は、それぞれ複数の抵抗素子で構成され、
    前記基準抵抗を構成する複数の前記抵抗素子は、前記検出抵抗を構成する複数の前記抵抗素子に囲まれるように配置される、
    請求項２に記載の半導体装置。
  4. 前記電流生成回路は、前記参照電流及び前記出力電流を一定に保った状態で測定した前記デジタル検出信号の温度特性と同様の変化率の温度特性を、前記参照電流に与える、
    請求項１に記載の半導体装置。
  5. 前記制御回路は、外部で測定された前記出力電流の測定値と、前記デジタル検出信号が示す前記出力電流の値と、が一致するように、前記デジタル検出信号のゲイン及びオフセットを調整する、
    請求項４に記載の半導体装置。
  6. 前記増幅部は、
    演算増幅器と、
    前記検出抵抗の一端と前記演算増幅器の一方の入力である第１の入力との間に接続される第１の抵抗と、を備え、
    前記電流生成回路は、前記第１の抵抗と前記演算増幅器の前記第１の入力との間に第１の電流を供給し、
    前記演算増幅器の他方の入力である第２の入力は、前記検出抵抗の他端に接続され、
    前記増幅部は、前記演算増幅器の出力からの信号に基づいて、前記アナログ検出信号を出力する、
    請求項５に記載の半導体装置。
  7. 前記増幅部は、
    制御端子が前記演算増幅器の前記出力と接続され、一端が前記演算増幅器の前記第２の入力と接続されるトランジスタと、
    一端がグランドと接続される第２の抵抗と、
    前記第２の抵抗の他端及び前記トランジスタの他端に電流を出力する第１のカレントミラーと、を備え、
    前記第２の抵抗の前記第１のカレントミラー側端の電圧が、前記アナログ検出信号として出力される、
    請求項６に記載の半導体装置。
  8. 前記増幅部は、
    第１の電源から電源供給を受けて、前記電流生成回路からの前記第１の電流を複製する第２のカレントミラーと、
    前記第１の電源と異なる第２の電源から電源供給を受けて、前記第２のカレントミラーで複製された電流を複製し、複製した電流を前記第１の抵抗と前記演算増幅器の前記第１の入力との間に出力する第３のカレントミラーと、備え、
    前記出力駆動回路及び前記演算増幅器は、前記第２の電源から電源供給を受け、
    前記前記電流生成回路、前記制御回路、前記Ａ／Ｄ変換器及び前記第１のカレントミラーは、前記第１の電源から電源供給を受ける、
    請求項７に記載の半導体装置。
  9. 前記増幅部は、
    前記検出抵抗の一端と前記第１の抵抗との間の第１の端子と、
    前記検出抵抗の他端と前記演算増幅器の前記第２の入力との間の第２の端子と、
    前記第１の端子と前記第１の抵抗との間に挿入される第１のスイッチと、
    前記第１の端子と前記演算増幅器の前記第２の入力との間に接続される第２のスイッチと、
    前記第２の端子と前記演算増幅器の前記第２の入力との間に接続される第３のスイッチと、
    前記第２の端子と前記第１の抵抗との間に挿入される第４のスイッチと、を備え、
    前記第１及び第３のスイッチは、前記第２及び第４のスイッチに対して相補的に改廃される、
    請求項８に記載の半導体装置。
  10. 前記ソレノイドが前記出力端子とグランドとの間に接続される場合、前記第１及び第３のスイッチが閉じられ、前記第２及び第４のスイッチが開放され、
    前記ソレノイドが前記出力端子と前記第２の電源との間に接続される場合、前記第１及び第３のスイッチが開放され、前記第２及び第４のスイッチが閉じられる、
    請求項９に記載の半導体装置。
  11. ソレノイドを有し、車両に搭載されるソレノイドバルブと、
    前記ソレノイドを制御するソレノイドドライバと、を備え、
    前記ソレノイドドライバは、前記ソレノイドに電流を供給する半導体装置と、
    前記半導体装置を制御するマイクロコンピュータと、を備え、
    前記半導体装置は、
    前記ソレノイドに、出力端子を介して出力電流を出力する出力駆動回路と、
    前記出力端子と前記出力駆動回路との間に接続される検出抵抗と、
    前記検出抵抗の両端間の電圧を増幅したアナログ検出信号を出力する増幅部と、
    参照電流を出力する電流生成回路と、
    前記電流生成回路とグランドとの間に接続され、前記参照電流の応じた基準電圧を出力する基準抵抗と、
    前記基準電圧を基準として前記アナログ検出信号をデジタル検出信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
    前記デジタル検出信号に応じて、前記出力駆動回路が出力する前記出力電流を制御する制御回路と、を備える、
    車載用バルブシステム。
  12. 車両に搭載されるソレノイドバルブのソレノイドに電流を供給する半導体装置と、
    前記半導体装置を制御するマイクロコンピュータと、を備え、
    前記半導体装置は、
    前記ソレノイドに、出力端子を介して出力電流を出力する出力駆動回路と、
    前記出力端子と前記出力駆動回路との間に接続される検出抵抗と、
    前記検出抵抗の両端間の電圧を増幅したアナログ検出信号を出力する増幅部と、
    参照電流を出力する電流生成回路と、
    前記電流生成回路とグランドとの間に接続され、前記参照電流の応じた基準電圧を出力する基準抵抗と、
    前記基準電圧を基準として前記アナログ検出信号をデジタル検出信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
    前記デジタル検出信号に応じて、前記出力駆動回路が出力する前記出力電流を制御する制御回路と、を備える、
    ソレノイドドライバ。
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