JP2005534014A5 - - Google Patents

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Description

共通の基準レッグを備えた可変抵抗センサ
発明の分野
この発明は抵抗センサに関し、より特定的には、流体の質量流量を検出することができ、共通の基準レッグ（leg）のうち少なくとも一部分を共有する別個の上流および下流の回路を有する質量流量センサに関する。
関連技術の説明
質量流量センサは、気体または他の流体の質量流量を測定する多種多様な応用例において用いられる。質量流量センサを用いることのできる一応用例には質量流量コントローラがある。従来の質量流量コントローラにおいては、主要な流体の流路内に流れる流体の質量流量は、質量流量センサの一部を形成する典型的にはより小さな導管へと逸らされる流体の一部分の質量流量に基づいて調節または制御される。主要な流路およびセンサの導管の両方に層流があると仮定すれば、主要な流路内に流れる流体の質量流量は、センサの導管を通って流れる流体の質量流量に基づいて決定（および調節または制御）され得る。
２つの異なる種類の質量流量センサ、すなわち定電流質量流量センサおよび定温度質量流量センサがこれまで用いられてきた。定電流質量流量センサの一例が図１に示される。図１においては、流体がセンサ管または導管内を矢印Ｘの方向に流れる。大きな熱抵抗率を有する発熱抵抗器または「コイル」Ｒ1およびＲ2がセンサ導管の下流部分と上流部分との上においてセンサ導管の周りに配置され、当該発熱抵抗器または「コイル」Ｒ1およびＲ2には定電流源９０１から定電流Ｉが供給される。定電流ＩがコイルＲ1およびＲ2を通って流れた結果、これらのコイルにわたって電圧Ｖ1およびＶ2が発生する。電圧Ｖ1とＶ2との差（Ｖ1−Ｖ2）は差動増幅器９０２から取出されるが、その増幅器９０２の出力はセンサ導管を通る流体の流量に比例している。
０の流量では、図１の回路は、コイルＲ1の抵抗値（と、これにより温度と）がコイルＲ2の抵抗値（および温度）に等しく、かつ増幅器９０２の出力が０となるように構成される。流体がセンサ導管内を流れると、コイルＲ2によって生成されて流体に伝えられる熱がＲ1の方に運ばれる。この流体が流れた結果、コイルＲ2の温度が低下し、コイルＲ1の温度が上昇する。これらの抵抗器の各々にわたって下げられた電圧がそれぞれの温度に比例しているので、電圧Ｖ1は流体の流量の増加にともなって上昇し、電圧Ｖ2は、センサ導管を通る流体の質量流量に比例している電圧の差にともなって減少する。
定電流質量流量センサの利点は、それが広範囲の温度にわたって動作可能であり、構造が比較的単純であり、センサ導管に入る流体の周囲温度の変化に対し敏感に反応することである。センサ導管に入る流体の周囲温度が変化すると、コイルＲ1およびＲ2の各々の抵抗も変化する。しかしながら、コイルＲ1およびＲ2の温度（ならびに、これにより抵抗）が流体の流量の変化に応じて安定するのに比較的長い時間がかかる。
頻繁に用いられる他の種類の質量流量センサは定温度質量流量センサであり、その例が図２〜図４に示される。図２の定温度質量流量センサに示されるように、発熱抵抗器または「コイル」Ｒ1AおよびＲ1Bはセンサ導管の下流部分および上流部分のまわりにそれぞれ配置され、流体がそこを通って矢印Ｘの方向に流れる。図１の定電流質量流量センサと同
様に、下流のコイルＲ1Aおよび上流のコイルＲ1Bの各々は大きな熱抵抗率を有する。コイルＲ1A、Ｒ1Bの各々の抵抗（と、これにより温度と）は、別個の独立した回路によって、抵抗器Ｒ2A、Ｒ3A、Ｒ4A、およびＲ2B、Ｒ3B、Ｒ4Bの値でそれぞれ調整される所定の同じ値に定められる。制御回路は、センサ導管を通る流体の流量とは無関係な同じ所定の値の抵抗（および、これにより温度）でコイルＲ1A、Ｒ1Bの各々を維持するために設けられる。
流体の流れがない場合、図２の回路は、下流のコイルＲ1Aおよび上流のコイルＲ1Bの各々の抵抗（および温度）が同じ所定の値に設定され、回路の出力が０となるように構成される。流体がセンサ導管に流れると、上流のコイルＲ1Bからの熱がＲ1Aの方に伝えられる。結果として、下流のコイルＲ1Aを一定の温度で維持するのに必要なエネルギは、上流のコイルＲ1Bを同じ一定の温度で維持するのに必要とされるエネルギよりも少なくてすむ。所定の温度でコイルＲ1A、Ｒ1Bの各々を維持するのに必要なエネルギの差が測定されるが、これは、センサ導管を通って流れる流体の質量流量に比例している。
図２に関連して記載される定温度質量流量センサも構築が比較的簡単である。加えて、図２の回路は、センサ導管に入る流体の質量流量の変化に応じて、図１に関連して記載される定電流質量流量センサよりも速やかに安定する。しかしながら、コイルＲ1AおよびＲ1Bの各々がセンサ導管に流入する流体の周囲温度から独立した所定の温度で設定および維持されるので、センサ導管に流入する流体の周囲温度が上昇すると問題が生じる。特に、センサ導管に流れる流体の周囲温度が上流のコイルおよび下流のコイルによって維持される所定の温度に近づくと、回路が流体の流量における差を識別する能力を失い、流体の周囲温度がこの所定の温度を超えて上昇すると、センサが動作不能にされる。
これらの不利点を克服するために、いくつかの代替的な定温度質量流量センサが提供されてきた。たとえば、図３の回路は、気体または流体の周囲温度の変化に少なくともある程度まで反応することができる定温度質量流量センサを提供する。さらに、Ｒ1BおよびＲ2Bは、大きな抵抗の温度係数を有する下流および上流の温度検知コイルである。しかしながら、図２の回路と同様に所定の一定の値でコイルの温度を維持するのではなく、図３の回路は、センサ導管に流入する流体の周囲温度を上回る温度でセンサコイルＲ1B、Ｒ2Bの温度を維持する。これは、下流の回路および上流の回路の各々においてセンサコイルＲ1B、Ｒ2Bの抵抗係数に類似した抵抗係数を有する付加的なコイルＲ3B、Ｒ4Bを挿入することによって達成される。流体の周囲温度が変化するので、コイル抵抗Ｒ3B、Ｒ4Bを温度設定抵抗器Ｒ5B、Ｒ6Bに直列に追加することにより、上流の抵抗コイルおよび下流の抵抗コイルがセンサ導管に流入する流体の周囲温度よりも高く維持される程度にまで当該温度を上昇させることとなる。図２の回路と同様に、コイルＲ1B、Ｒ2Bの温度を同じ温度で維持するために下流の回路および上流の回路の各々によって供給されるエネルギの差は、センサ導管を通る流体の質量流量に比例している。
当業者には認識されるはずであるように、図３の回路が適切に動作するためには、下流の回路における各素子の値および熱特性が上流の回路における対応する素子の値および熱特性に整合することが重要である。したがって、下流のコイルＲ1Bおよび上流のコイルＲ2Bの抵抗は同じ値と同じ熱抵抗率とを持たなければならない。加えて、抵抗器Ｒ3Bは抵抗器Ｒ4Bと同じ値および同じ（理想的には大きな）熱抵抗率を持たなければならず、抵抗器Ｒ5Bは抵抗器Ｒ6Bと同じ値および同じ（理想的には０の）熱抵抗率を持たなければならず、抵抗器Ｒ7Bは抵抗器Ｒ10Bと同じ値および同じ（理想的には０の）熱抵抗率を持たなければならず、抵抗器Ｒ9Bは抵抗器Ｒ8Bと同じ値および同じ（理想的には０の）熱抵抗率を持たなければならず、増幅器９１１と増幅器９１２とは同じ動作特性および同じ温度特性を持たなければならない。
抵抗器Ｒ3BおよびＲ4Bを追加したにもかかわらず、図３の回路が持つ問題は、センサ導管に流入する流体の周囲温度が上昇すると、周囲流体の温度に対する上流のコイルと下流のコイルとの間の比例した温度差がより小さくなるのでセンサの精度がより低くなることである。さらに、ある一つの温度でセンサを較正することにより、何らかの補償回路もなしにそのセンサを他の周囲温度で使用することが必ずしも可能となるわけではないという点で、ずれのために問題が生じる。
上述の問題のうちいくつかを解決するために、米国特許第５，４０１，９１２号は（周囲を上回る）定温度上昇質量流量センサを提案しており、その一例が図４に示される。図４の回路は、センサ導管に流入する流体の周囲温度を超える所定の値で上流のセンサコイルＲ2および下流のセンサコイルＲ1を維持するよう作動する。図４の回路は、熱抵抗率が本質的に０である図２の固定値の抵抗器Ｒ3AおよびＲ3Bが、大きな特定の値の熱抵抗率を有する抵抗器Ｒ5およびＲ6とそれぞれ交換されるという点を除いては、図２の回路と同一である。これらの変化の結果、図４の回路は、センサ導管に流入する流体の周囲温度を上回る定温度の上昇を意図的に維持する。したがって、図４に示されるような質量流量センサは、（周囲を上回る）定温度差または（周囲を上回る）定温度上昇質量流量センサと称される。
上述の定温度質量流量センサの各々は、別個の独立した上流の回路および下流の回路を利用して、上流のコイルおよび下流のコイルの温度をある特定の値に、またはセンサ導管に流入する流体の周囲温度を上回る特定の値に設定する。これらの各回路の不利点は、それら回路が上流の回路および下流の回路において対応する回路素子（すなわち、抵抗器、コイルおよび増幅器）の緊密な整合を必要とすることである。
発明の概要
この発明の一局面に従うと、第１の可変抵抗器を有する第１の抵抗ブリッジ回路と、第２の可変抵抗器を有する第２の抵抗ブリッジ回路とを含むセンサが提供される。一実施例に従うと、第１の抵抗ブリッジ回路および第２の抵抗ブリッジ回路は、第１の可変抵抗器と第２の可変抵抗器との抵抗を設定する共通の基準レッグを共有する。共通の基準レッグは、代替的には、第１の抵抗ブリッジ回路および第２の抵抗ブリッジ回路のうちの１つに切換可能に接続される。別の実施例に従うと、第１の抵抗ブリッジ回路および第２の抵抗ブリッジ回路は、第１の可変抵抗器および第２の可変抵抗器の抵抗を設定する基準レッグの一部分しか共有しない。この実施例では、第１の可変抵抗器および第２の可変抵抗器の抵抗を設定する共通の基準レッグの当該部分は、代替的には、第１の抵抗ブリッジ回路および第２の抵抗ブリッジ回路のうちの１つに切換可能に接続される。
一実施例に従うと、センサは第１の回路、第２の回路、電圧分割器および少なくとも１つのスイッチを含む。第１の回路は、物理的な特性の変化に応じて変化する第１の抵抗を有する第１の抵抗器を含む。第２の回路は、物理的な特性の変化に応じて変化する第２の抵抗を有する第２の抵抗器を含む。少なくとも１つのスイッチは第１の状態および第２の状態を有する。少なくとも１つのスイッチの第１の状態は、電圧分割器を第１の回路に電気的に接続して第１の抵抗器の抵抗を設定し、少なくとも１つのスイッチの第２の状態は、電圧分割器を第２の回路に電気的に接続して第２の抵抗器の抵抗を設定する。
別の実施例に従うと、センサは第１の増幅器と第２の増幅器とを含み、各増幅器は、第１の入力、第２の入力および出力、第１の抵抗器および第２の抵抗器、ならびに電圧分割器を有する。第１の抵抗器は、第１の増幅器の出力と基準端子との間で第１の可変抵抗器と直列に電気的に接続され、第１の抵抗器は第１の増幅器の第１の入力と第１の増幅器の
出力との間で電気的に接続されており、第１の可変抵抗器は第１の抵抗器と基準端子との間で電気的に接続されている。第２の抵抗器は、第２の増幅器の出力と基準端子との間で第２の可変抵抗器と直列に電気的に接続され、第２の抵抗器は第２の増幅器の第１の入力と第２の増幅器の出力との間で電気的に接続されており、第２の可変抵抗器は第２の抵抗器と基準端子との間で電気的に接続されている。電圧分割器は、第１の増幅器の出力と第２の増幅器の出力とのうちの１つに切換可能に接続されている入力と、第１の増幅器の第２の入力と第２の増幅器の第２の入力とのうちの１つに切換可能に接続されている出力とを有する。電圧分割器の出力は、電圧分割器の入力が第１の増幅器の出力に接続され、電圧分割器の出力が第１の増幅器の第２の入力に接続されるとき第１の可変抵抗器の抵抗を設定し、電圧分割器の入力が第２の増幅器の出力に接続され、電圧分割器の出力が第２の増幅器の第２の入力に接続されるとき第２の可変抵抗器の抵抗を設定する。
この発明の別の局面に従うと、１対のブリッジ回路で用いるための方法が提供される。各ブリッジ回路は、固定抵抗器および可変抵抗器を含むセンサレッグと、可変抵抗器の抵抗を設定する基準レッグとを有する。当該方法は、可変抵抗器の抵抗を整合させるために第１の回路と第２の回路との間で基準レッグの少なくとも一部分を共有する動作を含む。
この発明の別の局面に従うと、流体の流量を測定するためのフローセンサが提供される。当該フローセンサは、第１の可変抵抗器と、流体が第１の方向に流れる場合に第１の可変抵抗器の下流に配置される第２の可変抵抗器と、第１の可変抵抗器に電気的に結合され、第１の可変抵抗器に供給される電力を示す第１の信号を供給する第１の回路と、第２の可変抵抗器に電気的に結合され、第２の可変抵抗器に供給される電力を示す第２の信号を供給する第２の回路と、第１の信号および第２の信号を受信し、第１の信号と第２の信号との差を示す出力信号を供給する第３の回路とを含む。流体が第１の方向に流れる場合の出力信号の範囲は、流体が第１の方向とは逆の第２の方向に流れる場合の出力信号の範囲と対称的である。
この発明のさらなる局面に従うと、流体の流量を測定するためのフローセンサが提供される。当該フローセンサは、第１の可変抵抗器、第２の可変抵抗器、第１の回路、第２の回路、第３の回路、および電源回路を含む。第１の回路は第１の可変抵抗器に電気的に結合されて、第１の可変抵抗器に供給される電力を示す第１の信号を供給する。第２の回路は第２の可変抵抗器に電気的に結合されて、第２の可変抵抗器に供給される電力を示す第２の信号を供給する。第３の回路は第１の信号および第２の信号を受信し、第１の信号と第２の信号との差を示す出力信号を供給する。電源回路は第１の回路および第２の回路のうち少なくとも１つに電気的に接続されて、流体の流量に依存して第１の回路および第２の回路のうち少なくとも１つに可変量の電力を供給する。
この発明のさらに別の局面に従うと、フローセンサにおける高フロー条件を検出する方法が提供される。当該方法は、フローセンサの現在の動作温度で予想される０のフロー信号を決定する動作と、予想される０のフロー信号に基づいてしきい値を決定する動作と、フローセンサの現在の動作温度でフローセンサによって測定される実際のフロー信号を決定する動作と、フローセンサによって測定された実際のフロー信号をしきい値と比較する動作と、実際のフロー信号がしきい値を超える場合に高フロー条件が存在すると判断する動作とを含む。
この発明の例示的で非限定的な実施例が添付の図面に関連して例示のために説明される。
詳細な説明
この発明の実施例は、添付の図面に関連して読まれるべきである以下の詳細な説明を通じてより完全に理解されるだろう。
図５、図６、図７および図８は、この発明のさまざまな実施例に従ったいくつかの異なった質量流量センサを示す。図５、図６、図７および図８の各々においては、参照符号ＲUは上流のコイルまたは抵抗器を表わし、参照符号ＲDは下流のコイルまたは抵抗器を表わす。先行技術のセンサ回路と同様に、コイルＲUおよびＲDは、流体が流れるセンサ導管（図示せず）の周りに、間隔をあけた位置に配置される。この明細書中に規定されるように、流体という用語は、固体、液体または気体の状態のいかなる材料または材料の組合せをも含む。
コイルＲUおよびＲDの各々は、各コイルＲU、ＲDの抵抗が温度によって異なるように、大きくて実質的に同一の熱抵抗率を有する。上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDはこの明細書中において「コイル」と称されるが、この発明がそのように限定されないことが理解されるべきである。たとえば、上流のコイルおよび下流のコイルはセンサ導管の外周に巻付けられるコイルでなくてもよいが、センサ導管の外側に単に取付けられる熱に敏感な抵抗器から形成され得る。このような熱に敏感な抵抗器は、蛇行した形またリボン状の形であり得るのでコイル状の形をしていなくてもよい。さらに、上流のコイルおよび下流のコイルはセンサ導管の外側上に配置されなくてもよい。というのも、空気などの何らかの流体に対しては、コイルはセンサ導管内に配置され得るからである。加えて、この発明の実施例は質量流量センサの点で記載されるが、この発明はそれに限定されない。というのも、この発明の局面が、抵抗ブリッジ回路のレッグの抵抗の変動が抵抗によって異なる特性の変化を示している他の応用例において用いられ得るからである。
この発明の実施例に従った質量流量センサは、別個の上流の抵抗ブリッジ回路と下流の抵抗ブリッジ回路とを用いて、上流のコイルおよび下流のコイルの温度と抵抗とを同じ値に設定するが、上流の回路および下流の回路は共通の基準レッグのうち少なくとも一部分を共有する。結果として、この発明の実施例は、図２〜図４の別個の上流の回路および下流の回路において必要とされる構成要素の値および特性の緊密な整合を必要としない。さらに、基準レッグの共有および共通の部分がプログラム可能な電圧分割器を含んでいるような実施例においては、上流のコイルおよび下流のコイルが設定される抵抗の範囲は、広範囲の周囲温度に対応するよう変えられ得る。
図５は、この発明の一実施例に従った質量流量センサの簡略化した概略図を示す。センサ回路は、上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDの抵抗と、これにより温度とをそれぞれ設定するのに用いられる上流の抵抗ブリッジ回路１０および下流の抵抗ブリッジ回路２０を含む。上流の回路１０および下流の回路２０は、図５に示される実施例において直列に接続される抵抗器Ｒ1およびＲ2を含む共通の基準レッグ３０を共有する。
上流の回路１０は、第１の増幅器Ｕ1と、第１の増幅器Ｕ1の出力と基準端子との間で電気的に接続される第１の抵抗器ＲURと第１の可変抵抗器ＲU（上流のコイル）との直列接続とを含む。抵抗器ＲU2およびキャパシタＣU2の直列接続は、第１の増幅器Ｕ1の出力と第１の増幅器Ｕ1の反転（−）入力との間で電気的に接続される。第１の抵抗器ＲURおよび第１の可変抵抗器ＲUの中間点と第１の増幅器Ｕ1の反転入力との間で別の抵抗器ＲU1が電気的に接続される。比較的大きな値のキャパシタＣU1は、第１の増幅器Ｕ1の非反転（＋）入力と基準端子との間で電気的に接続される。キャパシタＣU1は、共通の基準レッグ３０が下流の回路２０に電気的に接続されるとき、第１の増幅器Ｕ1の非反転入力に存在する電圧を維持する。
下流の回路２０は上流の回路１０に類似している。下流の回路２０は、第２の増幅器Ｕ
2と、第２の増幅器Ｕ2の出力と基準端子との間で接続される第２の可変抵抗器ＲDと直列な第２の抵抗器ＲDRの直列接続とを含む。第２の増幅器Ｕ2の反転（−）入力は、第２の抵抗器ＲDRと第２の可変抵抗器ＲDとの直列接続の中間点に抵抗器ＲD1を介して電気的に接続され、キャパシタＣD2と直列な抵抗器ＲD2は、第２の増幅器Ｕ2の出力と第２の増幅器Ｕ2の反転入力との間で電気的に接続される。第２の増幅器Ｕ2の非反転（＋）入力は、基準端子に接続される大きな値のキャパシタＣD1に電気的に接続される。
図５に図示のとおり、回路はさらに、上流の回路１０および下流の回路２０の各々に切換可能に接続され、第２の抵抗器Ｒ2と直列に電気的に接続される第１の抵抗器Ｒ1を含む共通の基準レッグ３０を含む。共通の基準レッグＲ1、Ｒ2は、上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDが設定されるべき抵抗の値を設定し、電圧分割器として作動する。スイッチ１Aおよび２Aは、直列接続Ｒ1およびＲ2によって形成される電圧分割器の入力と、第１の増幅器Ｕ1および第２の増幅器Ｕ2の出力との間にそれぞれ接続される。スイッチ１Bおよび２Bは各々、電圧分割器の出力と、第１の増幅器Ｕ1および第２の増幅器Ｕ2の非反転入力とにそれぞれ接続される。スイッチ１Aおよび１Bならびにスイッチ２Aおよび２Bは、スイッチ１Aおよび１Bならびにスイッチ２Aおよび２Bがともに同時に開かれるかまたは閉じられるようにタンデムに働く。
動作中に、スイッチ１A、１Bおよびスイッチ２A、２Bは交互に開閉して、上流の回路１０および下流の回路２０のうちの１つに共通の基準レッグ３０を接続する。共通の基準レッグが上流の回路に接続されていない時間間隔中（すなわち、スイッチ１A、１Bが開いているとき）に、キャパシタＣU1は第１の増幅器Ｕ1の非反転入力において電圧レベルを維持する。同様に、共通の基準レッグが下流の回路に接続されていない時間間隔中（すなわち、スイッチ２Aおよび２Bが開いているとき）に、キャパシタＣD1は、第２の増幅器Ｕ2の非反転入力端子において電圧レベルを維持する。
動作においては、センサ回路は、共通の基準レッグを共有する２つの定温度ドライバ回路として動作する。スイッチ１およびスイッチ２は高速で切換えられて、基準レッグ３０（Ｒ1およびＲ2）を上流の回路と下流の回路とに交互に接続する。ＣU1およびＣD1は、対応するスイッチが開いているときに、サンプリングされた基準フィードバックを保持する。第１の増幅器Ｕ1は、ＲU／ＲUR＝Ｒ2／Ｒ1となるようにサーボ制御する。第２の増幅器Ｕ2は、ＲD／ＲDR＝Ｒ2／Ｒ1となるようにサーボ制御する。（図５には図示されない）他の増幅器が、第１の抵抗器ＲURと第１の可変抵抗器ＲUとの直列接続の間における上流の電圧レベルＶUと、第２の抵抗器ＲDRと第２の可変抵抗器ＲDとの直列接続の間における下流の電圧レベルＶDとを選び取る（pick off）。次いで、電圧レベルＶUおよびＶDを用いて、導管を通る流体の流量を示す信号を供給し得るが、上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDが当該導管に、または当該導管の周りに配置される。たとえば、一実施例においては、ＶU−ＶD／ＶDの比率が、流体の流量を示す信号をもたらすが、ただし、代替的には、電圧レベルＶUおよびＶDの他の比較がさらに以下で詳細に述べられるとおりに用いられてもよい。図５に示される残りの構成要素、すなわちＲU1、ＲU2、ＣU2、ＲD1、ＲD2およびＣD2は、第１の増幅器Ｕ1および第２の増幅器Ｕ2を安定させるのに用いられる。
上流の回路１０および下流の回路２０が同一の構成要素を含む共通の基準レッグ３０を共有するので、図５のセンサ回路がこれらの構成要素を緊密に整合させる必要性を無くすことが理解されるべきである。すなわち、上流の回路および下流の回路がともに基準レッグの同じ構成要素を共有するので、それらの構成要素が必然的に整合される。したがって、図５の回路においては、ＲUR対ＲDRの比率は安定しているはずであり、ＲURおよびＲDRの抵抗は好ましくは同じ値を有しているが、それらが全く同様に整合される必要はない。図５の概略図において、スイッチ１およびスイッチ２が、共通の基準レッグによって形成される電圧分割器が安定する機会を持った後にのみ閉じられるべきであることも理解され
るべきである。図５に示されるセンサ回路がいくらかのスイッチングノイズを有する可能性があるが、このスイッチングノイズは、当業者には公知であるように、適切な周波数で、たとえば、電圧レベルＶUおよびＶDを受信する（図示されない）Ａ−Ｄ変換器（ここではこのようなＡ−Ｄ変換器が用いられる）のナイキストレート以下の周波数で、スイッチを切換えることによって適切に制御され得る。
図５の簡略化した概略図はセンサ回路の動作を機能的に示すが、当該回路はさまざまな方法で変形可能であることがさらに理解されるべきである。たとえば、高出力増幅器は、上流のコイルおよび下流のコイルに適量の電流を供給することが必要とされるかもしれない。代替的には、第１の増幅器Ｕ1および第２の増幅器Ｕ2の出力は、適量の電流を供給するために大出力トランジスタに電気的に接続され得る。さらに、この発明は４つのスイッチ１A、１Bおよびスイッチ２A、２Bを用いることに限定されない。というのも、より少ない数のスイッチが用いられ得るからである。さまざまな実現例においては、Ｒ1およびＲ2によって形成される共通の基準レッグ３０がプログラム可能な電圧分割器と置換えられ得ることがさらに理解されるべきである。したがって、プログラム可能な電圧分割器を適切に制御すると、プログラム可能な温度上昇センサドライバがもたらされ得る。プログラム可能な電圧分割器を含むフローセンサの実施例が、図６に関連してここで説明される。
図６は、大出力トランジスタ６０、６１が第１の増幅器Ｕ1および第２の増幅器Ｕ2の各々の出力にそれぞれ設けられている、この発明の別の実施例に従った質量流量センサを示す。図６の回路はまた、より広い範囲を電圧信号ＶUおよびＶDに与えるのに用いられ得る増幅器または範囲回路４０を含む。図６に示される実施例においては、電圧信号ＶUおよびＶDはＡ−Ｄ変換器５０に供給される。
図５の実施例とは対照的に、図６のセンサは２つのスイッチ、すなわちスイッチＡおよびスイッチＢしか含まず、これらのスイッチＡおよびスイッチＢを用いて、上流の回路１０および下流の回路２０のどちらか一方に（抵抗器Ｒ1およびＲ2によって形成される）共通の基準レッグ３０を切換可能に接続する。図６に示される位置においては、スイッチＡおよびスイッチＢはともに上流の回路１０に接続されるが、ただし、それらのスイッチＡおよびスイッチＢは別々の時間に切換えられて下流の回路２０に接続され得る。
さらに、共通の基準レッグ３０を形成する固定電圧分割器を含んだ図５のセンサ回路とは対照的に、図６の回路はプログラム可能な電圧分割器を含む。具体的には、図６に示されるように、温度信号は、電圧分割器の出力と基準端子との間で１つ以上の抵抗器を接続する第３のスイッチＣに供給される。スイッチＣが閉じられた状態にある（すなわち、Ｒ2'およびＲ2"と示される抵抗器間の中間点に接続される）場合、電圧分割器の出力によって供給される電圧はＲ2'／（Ｒ1＋Ｒ2'）に比例しているが、スイッチＣが開いた位置にあるかまたはキャパシタＣD1に接続される場合、電圧分割器の出力は（Ｒ2'＋Ｒ2"）／（Ｒ1＋Ｒ2'＋Ｒ2"）に比例している。パルス幅変調信号をスイッチＣに供給することにより、これらの２つの値の間である電圧分割器からの出力電圧が供給され得、その分割比はパルス幅変調信号の周波数および期間によって調整されている。図５に関連して上述された実施例と同様に、ＲUR対ＲDRの比率は安定しているはずであり、ＲURおよびＲDRの抵抗は好ましくは同じ値を有しているが、それらが全く同様に整合される必要はない。
図７は、この発明の実施例に従った質量流量センサの具体的な一実現例を示す概略図である。図７においては、図５および図６に関連して上述される類似の機能を実行する回路の部分が同じ参照符号で示される。たとえば、図７においては、第１の増幅器Ｕ1は、増幅器Ｕ５３−Ａ、キャパシタＣ７１、抵抗器Ｒ１５９、トランジスタＱ１および抵抗器Ｒ１５３の組合せによって形成され得る。下流の増幅器Ｕ2は、増幅器Ｕ５３−Ｂ、キャパシタＣ１０５、抵抗器Ｒ１６０、トランジスタＱ２、ならびに抵抗器Ｒ１６３およびＲ１
５４の組合せから同様に形成される。
図７においては、抵抗器ＲURは、対応する抵抗器ＲDRのように、抵抗値の所望の精度を達成するために、いくつかの同様の値の抵抗器を並列に組合せることによって形成される。この発明の実施例が図示の特定の実現例に限定されないので、これらの抵抗器を設ける他の方法が提供され得ることが理解されるべきである。
図７における共通の基準レッグはまた、Ｒ1およびＲ2の直列の組合せによって形成される。しかしながら、図７の概略図においては、電圧分割器の出力は、広範囲の値を与えるよう設定され得る。具体的には、トランジスタＱ３に供給される粗抵抗調整信号ＰＷＭ＿ＩＣＯＡＲＳＥと、トランジスタＱ４に供給される微抵抗調整信号ＰＷＭ＿ＩＦＩＮＥとに基づいて、抵抗値の範囲が抵抗器Ｒ2に与えられ得る。したがって、トランジスタＱ3およびＱ4に供給される粗調整信号および微調整信号を周波数および期間の点で適切に変調することによって、抵抗値の範囲が与えられ得る。
スイッチ１Aおよび２Aは、抵抗器Ｒ1およびＲ2の直列の組合せによって形成される電圧分割器の入力を上流の回路および下流の回路のうちの１つに接続するのに用いられるが、スイッチ１Bおよびスイッチ２Bは、電圧分割器の出力を第１の増幅器Ｕ1および第２の増幅器Ｕ2のうちの１つの増幅器の非反転（＋）入力に接続するのに用いられる。スイッチ１Bが閉じられている期間中にキャパシタＣU1がＶUの値にまで充電され、スイッチ２Bが閉じられている期間中にキャパシタＣD1がＶDの値にまで充電される。電圧分割器の入力を第１の増幅器および第２の増幅器のうちの一方の出力に選択的に接続する信号に対して時間が遅延しているサンプリング信号を供給することにより、電圧分割器は、上流の電圧レベルＶUおよび下流の電圧レベルＶDのサンプリング前に安定する時間が許容される。
図８は、この発明の実施例に従った質量流量センサの別の具体的な実現例を示す概略図である。図８には、図５、図６および図７に関連して上述される類似の機能を実行する回路の部分が、同じ参照符号で示される。たとえば、図８においては、第１の増幅器Ｕ1は、増幅器Ｕ５３−Ａ、キャパシタＣ７１、抵抗器Ｒ１５９およびキャパシタＣ１４６、トランジスタＱ１ならびに抵抗器Ｒ１５３の組合せによって形成され得る。下流の増幅器Ｕ2は、増幅器Ｕ５３−Ｂ、キャパシタＣ１０５、抵抗器Ｒ１６０およびキャパシタＣ１４７、トランジスタＱ２ならびに抵抗器Ｒ１５４の組合せから同様に形成される。図７の実施例と同様に、トランジスタＱ１およびＱ２は、上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDの各々に十分な電流を供給するのに用いられる。図８においては、抵抗器ＲURおよびＲDRの各々はまた、図７に類似の態様で、抵抗値の所望の精度を達成するためにいくつかの同様の値の抵抗器を並列に組合せることによって形成される。この発明の実施例が図示の特定の実現例に限定されないので、これらの抵抗器を設ける他の方法が提供され得ることが理解されるべきである。
図７の実施例と類似の態様で、図８の共通の基準レッグ３０が、広範囲の抵抗値と、これにより分割比とを与えるのに用いることのできるプログラム可能な電圧分割器を含む。しかしながら、プログラム可能な電圧分割器の出力が別個のトランジスタＱ３およびＱ４に供給されるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号ＰＷＭ＿ＩＣＯＡＲＳＥおよびＰＷＭ＿ＩＦＩＮＥに従って変化する図７の実施例とは対照的に、単一の積算デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器回路が用いられる。図８においては、Ｄ／Ａ変換器回路はＵ５０−Ｂ、Ｕ４、Ｕ１３−ＡおよびＣ１０９を含む。図示される実施例においては、Ｕ４は、電圧レベルを電流に変換する１６ビットの積算Ｄ／Ａ変換器である。当該電流は、Ｄ／Ａ変換器Ｕ４の出力に結合される増幅器Ｕ１３−Ａを用いることによって可変出力電圧に変換される。Ｄ／Ａ変換器回路は、Ｒ２７、Ｒ１３９およびＲ１６６ならびにバッファ増幅器Ｕ５０−Ａを含む単一の基準分割器を与える。サンプル・ホールド回路（Ｕ３２−Ａ、Ｒ１５５
およびＣ１１１（ＣU1）；Ｕ３２−Ｂ、Ｒ１５６およびＣ１１２（ＣD1））の各々は、プログラム可能な電圧分割器の出力に切換可能に接続される。図５および図６を参照すると、抵抗器Ｒ1はＲ１６６に対応し得、抵抗器Ｒ2はＲ１３９、Ｒ２７およびＤ／Ａ変換器回路の組合せに対応し得る。
図８の実施例は、各実施例が上流の回路と下流の回路との間で完全に共有される共通の基準レッグ３０を含むという点で、図７の実施例と同じ多くの利点を共有することが理解されるべきである。上流における直列の抵抗器（Ｒ１６８〜Ｒ１７１）と下流における直列の抵抗器（Ｒ１７２〜Ｒ１７５）とが等しいと仮定すると、実施例はともに、上流のコイル抵抗と下流のコイル抵抗との間に非常に良好な整合をもたらす。しかしながら、図８の実施例は図７の実施例よりも極めて高速である。たとえば、一実現例においては、図７の実施例は（流体パルスの立上がりエッジ上で２％〜９８％まで測定された）約１１０ｍｓの補償された立上がり時間を示すが、２％ポイントが流体パルスの立上がりエッジから約３０ｍｓだけ遅延していたことが示された。この遅延は、約５０ｕｓの時定数を有する図７のサンプル・ホールド回路（すなわち、Ｕ３２−Ａ、Ｒ１５５およびＣ１１１（ＣU1）；Ｕ３２−Ｂ、Ｒ１５６およびＣ１１２（ＣD1））に組込まれたＲＣフィルタの時定数のためであると考えられている。対照的に、図８の実施例の実現例は、（流体パルスの立上がりエッジ上で２％〜９８％まで測定された）約１００ｍｓの補償された立上がり時間を示したが、流体パルスの立上がりエッジから２％のポイントにまで遅延が実質的に減っている。この遅延の減少は、約０．３３ｕｓの時定数を有する図８の実施例におけるサンプル・ホールド回路（すなわち、Ｕ３２−Ａ、Ｒ１５５およびＣ１１１（ＣU1）；Ｕ３２−Ｂ、Ｒ１５６およびＣ１１２（ＣD1））に組込まれたＲＣフィルタの時定数の減少に起因すると考えられている。図８の実施例は図７の実施例よりも極めて高速であるが、図７の実施例は、図８の実施例に対するより低価格の代替品を提供する。さらに、図７の実施例の応答時間が依然として従来の質量流量センサの応答時間の約２倍であることが理解されるべきである。
図９Ａおよび図９Ｂは、基準レッグの一部分だけが上流の回路１０および下流の回路２０の両方に共通している、この発明の別の局面に従った質量流量センサを示す。図５、図６、図７および図８の各々と同様に、参照符号ＲUは上流のコイルまたは抵抗器を表わし、参照符号ＲDは下流のコイルまたは抵抗器を表わす。前述のように、コイルＲUおよびＲDは、たとえば、流体が中を流れるセンサ導管（図示せず）の周りに、間隔をあけた位置に配置されてもよく、各コイルＲUおよびＲDは、各コイルＲU、ＲDの抵抗が温度によって変わるように、大きくて実質的に同一の熱抵抗率を有する。上流のコイルおよび下流のコイルは「コイル」と称されるが、この発明がそのように限定されないことも理解されるべきである。さらに、この発明の実施例は質量流量センサの点で説明されるが、この発明はそのようには限定されない。というのも、この発明の局面が、抵抗ブリッジ回路のレッグの抵抗の変動が抵抗によって異なる特性の変化を示している他の応用例において用いられ得るからである。
図９Ａは、基準レッグの一部分だけが別個の上流の回路と下流の回路との間で共有されている質量流量センサの簡略化した概略図を示す。当該センサは、上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDの抵抗と、これにより温度とをそれぞれ設定するのに用いられる上流の抵抗ブリッジ回路１０および下流の抵抗ブリッジ回路２０を含む。
上流の回路１０は、第１の増幅器Ｕ1と、第１の増幅器Ｕ1の出力と基準端子との間で電気的に接続される第１の抵抗器ＲURおよび第１の可変抵抗器ＲU（上流のコイル）の直列接続とを含む。キャパシタＣU2および抵抗器ＲU2の直列接続は、第１の増幅器Ｕ1の出力と第１の増幅器Ｕ1の反転（−）入力との間で電気的に接続される。第１の抵抗器ＲURおよび第１の可変抵抗器ＲUの中間点と、第１の増幅器Ｕ1の反転入力との間で別の抵抗器Ｒ
U1が電気的に接続される。比較的大きな値のキャパシタＣU1が、第１の増幅器Ｕ1の非反転（＋）入力と基準端子との間で電気的に接続される。抵抗器Ｒ2Uは、第１の増幅器Ｕ1の非反転（＋）入力と基準端子との間でキャパシタＣU1と並列に接続される。抵抗器Ｒ2Uは、上流の回路１０の基準レッグの一部分を形成する。
下流の回路２０は上流の回路１０に類似している。下流の回路２０は、第２の増幅器Ｕ2と、第２の増幅器Ｕ2の出力と基準端子との間で接続される第２の可変抵抗器ＲD（下流のコイル）と直列な第２の抵抗器ＲDRの直列接続とを含む。第２の増幅器Ｕ2の反転（−）入力は、第２の抵抗器ＲDRと第２の可変抵抗器ＲDとの直列接続の中間点に抵抗器ＲD1を介して電気的に接続され、抵抗器ＲD2と直列なキャパシタＣD2は、第２の増幅器Ｕ2の出力と第２の増幅器Ｕ2の反転入力（−）との間で電気的に接続される。第２の増幅器Ｕ2の非反転（＋）入力は、基準端子に接続される大きな値のキャパシタＣD1に電気的に接続され、抵抗器Ｒ2Dは、第２の増幅器Ｕ2の非反転（＋）入力と基準端子との間でキャパシタＣD1と並列に接続される。抵抗器Ｒ2Dは下流の回路２０の基準レッグの一部分を形成する。
図９Ａに図示のとおり、回路はさらに、上流の回路１０および下流の回路２０のうちの１つに、それぞれのスイッチ１Aおよび２Aを介して切換可能に接続される共通の抵抗器Ｒ1を含む。共通の抵抗器Ｒ1は、スイッチ１Bおよび２Bを介して抵抗器Ｒ2UまたはＲ2Dのうちの１つと直列に電気的に接続されて、上流の回路１０および下流の回路２０の各々の基準レッグを形成する。Ｒ2UおよびＲ2Dのうちの１つとＲ1を直列接続することによって形成される基準レッグは、上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDが設定されるべき抵抗の値を設定し、電圧分割器として作動する。図示のとおり、スイッチ１Aおよび２Aは、Ｒ1とＲ2UおよびＲ2Dのうちの１つとの直列接続によって形成される電圧分割器の入力と、第１の増幅器Ｕ1および第２の増幅器Ｕ2のそれぞれの出力との間で接続される。スイッチ１Bおよび２Bは各々、電圧分割器の出力と、第１の増幅器Ｕ1および第２の増幅器Ｕ2のそれぞれの非反転入力とにそれぞれ接続される。スイッチ１Aおよび１Bならびにスイッチ２Aおよび２Bは、スイッチ１Aおよび１Bならびにスイッチ２Aおよび２Bがともに同時に開かれるかまたは閉じられるようにタンデムに働く。
動作中に、スイッチ１A、１Bおよびスイッチ２A、２Bは、交互に開閉して、共通の抵抗器Ｒ1を上流の回路１０および下流の回路２０のうちの１つに接続する。共通の抵抗器Ｒ1が上流の回路１０に接続されていない時間間隔中（すなわち、スイッチ１A、１Bが開いているとき）に、キャパシタＣU1は第１の増幅器Ｕ1の非反転入力において電圧レベルを維持する。同様に、共通の抵抗器Ｒ1が下流の回路２０に接続されていない時間間隔中（すなわち、スイッチ２Aおよび２Bが開いているとき）に、キャパシタＣD1は、第２の増幅器Ｕ2の非反転入力端子において電圧レベルを維持する。
動作においては、センサは、基準レッグの一部分を共有する２つの定温度ドライバ回路として作動する。スイッチ１およびスイッチ２は高速で切換えられて、基準レッグ（Ｒ1およびＲ2UまたはＲ2Dのうちの１つ）を上流の回路と下流の回路とに交互に接続する。ＣU1およびＣD1は、対応するスイッチが開いているときに、サンプリングされた基準フィードバックを保持する。第１の増幅器Ｕ1は、ＲU／ＲUR＝Ｒ2U／Ｒ1となるようにサーボ制御する。第２の増幅器Ｕ2は、ＲD／ＲDR＝Ｒ2D／Ｒ1となるようにサーボ制御する。（図９Ａには図示されない）他の増幅器が、第１の抵抗器ＲURと第１の可変抵抗器ＲUとの直列接続の間における上流の電圧レベルＶUと、第２の抵抗器ＲDRと第２の可変抵抗器ＲDとの直列接続の間における下流の電圧レベルＶDとを選び取る（pick off）。次いで、電圧レベルＶUおよびＶDを用いて、導管を通る流体の流量を示す信号を供給し得るが、上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDが当該導管に、または当該導管の周りに配置される。たとえば、ある実施例においては、（ＶU−ＶD）／ＶDまたは（ＶU−ＶD）／ＶUの比率を用
いて、流体の流量を示す信号を供給し得る。以下により十分に記載される他の実施例においては、電圧レベルＶUおよびＶDが組合わされて（ＶU−ＶD）／（ＶU＋ＶD）の比率を与え得るが、この（ＶU−ＶD）／（ＶU＋ＶD）の比率はまた、流体の流量を示すが、（たとえば、上流のコイルから下流のコイルへの、または下流のコイルから上流のコイルへの）流体の流れの方向から独立した対称的な範囲を有する信号を供給する。図９Ａに示される残りの構成要素、すなわちＲU1、ＲU2、ＣU2、ＲD1、ＲD2およびＣD2を用いて、第１の増幅器Ｕ1および第２の増幅器Ｕ2を安定させる。
図９Ａの回路が本質的に機能的であり、さまざまな方法で変形可能であることが理解されるべきである。たとえば、高出力増幅器は、上流のコイルおよび下流のコイルに適量の電流を供給するのに用いられてもよい。代替的には、第１の増幅器および第２の増幅器の出力は、適量の電流を供給するために大出力トランジスタに電気的に接続されてもよい。さらに、この実施例は４つのスイッチ１A、１Bおよびスイッチ２A、２Bを用いることに限定されない。というのも、より少ない数のスイッチが用いられ得るからである。さまざまな実現例においては、Ｒ1とＲ2UおよびＲ2Dのうちの１つとによって形成される基準レッグがプログラム可能な電圧分割器と置換えられ得ることも理解されるべきである。したがって、プログラム可能な電圧分割器を適切に制御すると、プログラム可能な温度上昇センサドライバがもたらされ得る。プログラム可能な電圧分割器を含むフローセンサの実施例が、図９Ｂに関連してここで説明される。
図９Ｂは、別個の上流の回路および下流の回路がこの発明の実施例に従った基準レッグの一部分しか共有していない質量流量センサの具体的な実現例の概略図を示す。図９Ｂにおいては、図９Ａに関連して上述される類似の機能を実行する回路の部分は、同じ参照符号で示される。たとえば、図９Ｂにおいては、第１の増幅器Ｕ1は、増幅器Ｕ５３−Ａ、キャパシタＣ７１、抵抗器Ｒ１５９およびキャパシタＣ１４６、トランジスタＱ１ならびに抵抗器Ｒ１５３の組合せによって形成され得る。下流の増幅器Ｕ2は、増幅器Ｕ５０−Ａ、キャパシタＣ１０５、抵抗器Ｒ１６０およびキャパシタＣ１４７、トランジスタＱ２ならびに抵抗器Ｒ１５４の組合せから同様に形成される。図７および図８の実施例と同様に、トランジスタＱ１およびＱ２を用いて、上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDの各々に十分な電流を供給する。
図９Ｂにおいては、抵抗器ＲURおよびＲDRの各々は、図７および図８と類似の態様で、抵抗値の所望の精度を達成するためにいくつかの同様の値の抵抗器を並列に組合せることによって形成される。しかしながら、この発明の実施例が図示の特定の実現例に限定されないので、これらの抵抗器を設ける他の方法が提供され得ることが理解されるべきである。
図９Ｂの実施例においては、上流の回路および下流の回路の各々に共通している共有抵抗器Ｒ1は可変抵抗器であり、これを用いて、抵抗値の範囲と、これにより分割比とを可能にするよう、上流の回路のＲ2Uと下流の回路のＲ2Dとを組合せてプログラム可能な電圧分割器を形成することができる。たとえば、図９Ｂの実施例によって提供され得る基準レッグの分割比は約０．７７０〜０．８３４であり得る。図示される実施例においては、共通の共有抵抗器Ｒ1は、Ｕ４、Ｕ１３−Ａ、Ｕ１３−Ｂ、Ｃ１０９、ならびに抵抗器Ｒ１１０およびＲ１１３を含む積算デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器回路を含む。Ｕ４は、電圧レベルを電流に変換する１６ビットの積算Ｄ／Ａ変換器である。Ｄ／Ａ変換器によって供給される電流は、増幅器Ｕ１３−ＡおよびＵ１３−Ｂならびに抵抗器Ｒ１１０およびＲ１１３を用いることによって可変出力電圧に変換される。共通の共有抵抗器Ｒ1は１対のスイッチ（Ｕ６−Ａ、Ｕ６Ｂ）として図示されるセレクタスイッチに接続され、これが共有抵抗器Ｒ1を上流の駆動信号および下流の駆動信号（たとえば、以下「駆動電圧」と称されるＱ１およびＱ２のエミッタにおける駆動電圧信号）に交互に接続する。駆動信
号の上流源と下流源との間での切換えの際に、キャパシタＣ１０７を用いて狭い電圧スパイクをなくす。
図５〜図８の前述された各々の実施例とは対称的に、図９Ｂの上流の回路および下流の回路の各々は、基準レッグのそれ自体の部分も含む。上流の回路のために、（図９ＡにおいてＲ2Uと示される）基準レッグのこの部分は抵抗器Ｒ１６６、Ｒ１３９およびＲ２７を含み、下流の回路のために、（図９ＡにおいてＲ2Dと示される）基準レッグのこの部分はＲ１２７、Ｒ１３６およびＲ１１４を含む。これらの基準レッグ部分の各々は、それぞれのサンプル・ホールド回路（上流におけるＵ３２−Ａ、Ｒ１５５、Ｃ１１１（ＣU1）およびＵ５３Ｂ；ならびに下流におけるＵ３２−Ｂ、Ｒ１５６、Ｃ１１２（ＣD1）およびＵ５０−Ｂ）によって共通の共有抵抗器Ｒ1に切換可能に接続される。前述の実施例と同様に、基準レッグが上流の回路に接続されていない時間間隔中（すなわち、スイッチ１A、１Bが開いているとき）に、ホールドキャパシタＣU1（Ｃ１１１）は第１の増幅器Ｕ1の非反転入力において電圧レベルを維持する。同様に、基準レッグが下流の回路に接続されていない時間間隔中（すなわち、スイッチ２Aおよび２Bが開いているとき）に、ホールドキャパシタＣD1は第２の増幅器Ｕ2の非反転入力端子において電圧レベルを維持する。
上流のセンサコイルＲUおよび下流のセンサコイルＲDの各々がブリッジ回路の１本のレッグであることを想起すると、図９Ｂのセンサ回路は以下の態様で動作する。関連する上流のドライバ増幅器および下流のドライバ増幅器（Ｕ1、Ｕ2）は、ブリッジへの駆動電圧を変えることによって、その関連するセンサコイルＲUおよびＲDの抵抗（と、これによりその温度と）を制御する。駆動電圧を上げることにより、センサコイルを通る電流が増大し、これによりセンサコイルがウォームアップすることとなる。各ブリッジは、いくらか温度依存の分割比を与える基準レッグ（Ｒ1およびＲ2Uの直列の組合せ、またはＲ1およびＲ2Dの直列の組合せ）と、センサコイル・プラス・リード線Ｒｃおよび直列の抵抗器Ｒｓ（すなわち、ＲURまたはＲDR）を含むセンサレッグとを含む。上流の回路１０のために、センサレッグは上流のコイルＲUプラスそのリード線および抵抗器ＲURを含み、下流の回路のために、センサレッグは下流のコイルＲDプラスそのリード線および抵抗器ＲDRを含む。センサレッグがＲｃ／（Ｒｃ＋Ｒｓ）の分割比を有しており、駆動増幅器が連続的にサーボ制御して、その分割比を、Ｒ1およびＲ2Uの直列の組合せまたはＲ1およびＲ2Dの直列の組合せによって形成される基準レッグの分割比と整合させるよう試みる。Ｄ／Ａ変換器回路（Ｕ４、Ｕ１３−Ａ、Ｕ１３−Ｂ、Ｃ１０９、Ｒ１１０およびＲ１１３）は、各々の側の駆動電圧のプログラム可能部分を、そちら側のサンプル・ホールド回路（上流におけるＵ３２−Ａ、Ｒ１５５、Ｃ１１１およびＵ５３Ｂ；下流におけるＵ３２−Ｂ、Ｒ１５６、Ｃ１１２およびＵ５０−Ｂ）に供給する。
図９Ｂに示される抵抗値を有する理想的な回路であり、理想的な増幅器などであると仮定すれば、Ｄ／Ａ変換器が０に設定される場合、Ｕ１３−Ｂの出力における電圧は０である。したがって、両方のサンプル・ホールド回路はそれらの出力（上流のＵ５３−Ｂ、下流のＵ５０−Ｂ）において０Ｖを生成する。各駆動増幅器（Ｕ1、Ｕ2）の非反転入力（＋）は、０．７７０３２倍の対応する駆動電圧を認識し、センサコイル＋リード線の抵抗を３．３５３９倍の対応するＲｓに設定するようサーボ制御する。Ｄ／Ａ変換器が１に設定される場合、各サンプル・ホールド回路の出力における電圧は対応する駆動電圧に等しい。各駆動増幅器（Ｕ1、Ｕ2）の非反転（＋）入力は、０．８３３９８倍の対応する駆動電圧を認識し、センサコイル＋リード線の抵抗を５．０２３５倍の対応するＲｓに設定するようサーボ制御する。中間のＤ／Ａ設定により、Ｄ／Ａ設定に線形に比例した中間のセンサコイル＋リード線の抵抗が与えられる。
図９Ｂのセンサ駆動回路が従来のセンサ駆動回路に勝るいくつかの利点を提供することが理解されるべきである。たとえば、駆動電圧が変化すると、駆動増幅器（Ｕ1、Ｕ2）の
非反転（＋）入力における電圧は直ちに最終的な変更の大部分を認識する。Ｄ／Ａ設定が０の場合、それは全体的な変化を直ちに認識し、Ｄ／Ａ設定が１．０の場合、それは、全体的な変化のうち９２％（０．７７０３２／０．８３３９８）までを直ちに認識する。残りの８％は、変化がサンプル・ホールド回路の中を伝搬すると、次の数百マイクロ秒にわたって現れる。さらに、駆動増幅器（Ｕ1、Ｕ2）の非反転入力が、駆動電圧における変化をほぼ即座に認識するので、これは、応答時間に悪影響を及ぼすことなくサンプル・ホールド回路の各々において時定数を上げることを可能にする。現在の実現例においては、サンプル・ホールド回路の時定数が約４０ｕｓにまで上げられているが、これらの値はさらに大きくすることができると考えられている。サンプル・ホールド回路の時定数を増すことにより、基準レッグにおける高周波ノイズがサンプル・ホールド回路に大きな影響を及ぼさないようにされることが理解されるべきである。これにより、信号ＶUおよびＶDから形成される結果として生じるフロー信号のノイズレベルが劇的に減じられる。加えて、サンプルスイッチ（すなわち、スイッチ１Bおよび２B）が開くときにホールドキャパシタ（すなわち、ＣU1およびＣD1）上に残されるいかなる残留ノイズも、駆動増幅器への非反転（＋）入力における電圧に対してもはや大きな影響を及ぼさない。具体的には、図９Ｂに示される構成要素の値で、ホールドキャパシタ上の１ｍＶの誤差が駆動増幅器の非反転（＋）入力において６４ｕＶ未満の誤差になる。これはまた、結果として生じるフロー信号におけるノイズレベルを実質的に減ずるのに役立つ。
図９Ｂの実施例の具体的な実現例の最初のテストの際に、（流体パルスの立上がりエッジ上で２％〜９８％まで測定された）約６０ｍｓの補償された立上がり時間が、過剰なドライバ遅延なしに繰返し得られた。さらに、図９Ｂに示される実施例の実現例が質量流量コントローラに組込まれた場合、所望の最終値の２％以内である１００〜１３０ｍｓの整定時間が得られた。上述の結果は、従来の質量流量コントローラの整定時間の約８分の１の整定時間に対応することが理解されるべきである。
図９Ｂに示される実施例に戻ると、この実施例は、これまで詳細に記載されていなかったいくつかの構成要素を含む。たとえば、抵抗器Ｒ１５９およびＲ１６０を設けて、ドライバ増幅器（Ｕ1，Ｕ2）の出力が実質的な量だけ（Ｑ１およびＱ２のコレクタにおける）センサ供給電圧を超える場合に、スタートアップおよびオーバーフローの状態の間に出力トランジスタＱ１およびＱ２におけるトランジスタベース電流を制限する。駆動増幅器Ｕ５３−ＡおよびＵ５０−Ａ（Ｕ1、Ｕ2）の出力が何らかの理由で負の供給レールに向かう場合、逆並列のダイオードＣＲ１４およびＣＲ１５がＱ１およびＱ２のベースエミッタ接合へのダメージを防ぐ。キャパシタＣ１４６およびＣ１４７は現在用いられないが、将来、変更を実現するために用いられるかもしれない。抵抗器Ｒ１５３およびＲ１５４は起動時に小量のセンサ電流を供給することにより、負電圧に駆動しようとする駆動電圧器に増幅器のオフセットがかからないことを確実にする。Ｕ３３およびＵ３４は、単一のパルス列（ＰＷＭ＿ＦＬＯＷ）を、スイッチ１Aおよび２Aならびに１Bおよび２B（Ｕ６およびＵ３２）を駆動するのに用いられる適切に位相調整された信号ＵＳｅｌｅｃｔ、ＵＳａｍｐｌｅ、ＤＳａｍｐｌｅに変換する。
抵抗器Ｒ１４０およびＲ１４１ならびにキャパシタＣ１２４およびＣ１２５を用いて、ある状況下で高速応答をもたらす。特に、抵抗器Ｒ２７およびＲ１１４が直接グラウンドに接続された初期の試作品においては、回路は安定させるのが難しく、ドライバ補償回路（上流におけるＣ７１、Ｃ１０６、Ｒ２２およびＲ２０；ならびに下流におけるＣ１０５、Ｃ１０８、Ｒ５７およびＲ２１）において極めて低いＡＣゲインを必要とした。高いＡＣゲインを用いること（Ｒ２７／Ｒ２０、Ｒ１１４／Ｒ２１）により、レール間で１８０°位相がずれてスラミングする両方のドライバ増幅器で発振が生成された。抵抗器Ｒ１４０およびＲ１４１、ならびにキャパシタＣ１２４およびＣ１２５を追加することにより、駆動電圧の全体的な変化が駆動増幅器の非反転（＋）入力に直ちに現れるのを妨げる。値
が示され、Ｄ／Ａが０に設定されると、約９８．５％の最終的な変化が直ちに起こり、残りの１．５％が５００ｕｓまでの時定数で到達する。非反転（＋）入力信号におけるこのごく僅かな遅れによって、ドライバを不安定にさせずに駆動増幅器におけるＡＣゲインをより一層高くすることが可能となり、こうして、流れの変化に一層速く応じることが可能となる。
図９Ｂに示される特定の構成要素の値が質量流量センサの所望の動作特性と、それに従って動作するよう意図された条件の範囲とに特有であることが当然理解されるべきである。したがって、異なる流量および／または異なる動作条件のために設計されたセンサについては、図９Ｂに示される構成要素の値はそれに応じて調整可能であることが理解されるべきである。図９Ｂに示される実現例に対する他の変更も容易に想定可能であることも理解されるべきである。たとえば、より低コストの実現例のために、（Ｕ４、Ｕ１３Ａ、Ｕ１３−Ｂ、Ｃ１０９、ならびに抵抗器Ｒ１１０およびＲ１１３を含む）図９Ｂの積算Ｄ／Ａ変換器回路は、図７のそれと類似のＤ／Ａ変換器回路と置換えられてもよく、この場合、パルス幅変調制御信号を用いて、電圧分割器によって供給される出力電圧を変える。
上述の図５〜図９Ｂの実施例の各々においては、ＲUR対ＲDRの比率は安定しているはずであり、ＲURおよびＲDRの抵抗は好ましくは同じ値を有しているが、これらが全く同様に整合される必要はない。したがって、上述の図５〜図９Ｂに関連して説明される実施例の各々では、図２〜図４の回路が必要とする構成要素の値と特性とに緊密に整合する必要性はない。
この発明の別の局面に従うと、増幅器回路が、センサによって供給される第１の信号および第２の信号を増幅するために設けられる。増幅器回路は、センサの向きから独立した対称的な範囲を有する出力信号を供給する。有利には、この発明のこの局面は、上述の図５〜図９に関連して記載される実施例の各々で用いることができる。
図５〜図９に戻ると、上流のコイルＲUおよび下流のコイルＲDは構成、電気的特性および熱的特性において類似しているが、センサ回路の動作は流れの方向に応じて異なり得ることが理解されるべきである。すなわち、流れを検出するのに用いられる上流の電圧レベルおよび下流の電圧レベル（Ｖu、Ｖd）の特定の組合せに応じて、センサドライバは、流れの方向が逆にされ、「上流の」コイルが「下流の」コイルとして用いられ、「下流の」コイルが「上流の」コイルとして用いられる場合、全く異なる様に実行し得る。たとえば、質量流量センサを通る流体の流量を示すフロー信号が以下の式に基づいて計算される。
Flow=K*(Vu-Vd)/Vd （１）
フロー信号の範囲は、コイルＲUおよびＲDのどちらが上流のコイルとして用いられ、どちらが下流のコイルとして用いられるかに応じて異なり得る。このフロー信号は（温度依存の流体およびセンサの材料の熱特性を無視して）周囲温度から（の第１の近似に対して）独立しているが、上流のコイルおよび下流のコイルに供給される電流は流れの関数として変化する。結果として、流体の質量流量が式１に基づいて計算される場合、結果として得られるフロー信号は極めて非対称的であり、（たとえば、流れが上流のコイルから下流のコイルに向かう場合）一方向が他方向よりも実質的に大きな線形の範囲を有している。
しかしながら、この発明のさらなる局面に従うと、式１に基づいて流体の質量流量を計算するのではなく、流量は以下のように計算され得る。
Flow=K*(Vu-Vd)/(Vu+Vd) （２）
流体の流量の上述の定義はまた、（温度依存の流体およびセンサの材料の熱特性を無視して）温度から独立している。しかしながら、（Ｖｕ−Ｖｄ）および（Ｖｕ＋Ｖｄ）がと
もに流れの対称関数であるので、フロー信号も対称的である。この対称性により、センサドライバ回路が十分に等しい両方向への流れで実行することが可能となる。したがって、「上流の」コイル（ＲU）が「下流の」コイル（ＲD）の下流に向けられている逆の向きにセンサを使用することが望ましい場合、センサを物理的に逆にするか、または逆方向の流れを補償するために電子機器を変える必要はない。その代わりに、センサ回路によって供給された出力信号が、出力信号を処理するデジタル信号プロセッサ（図示せず）の内部で単に反転させられるだけでよい。流れの対称関数である流量の別の定義は、上流の電圧と下流の電圧との差、すなわちＶｕ−Ｖｄである。ある実施例においては、この後者の流量の定義は、上述の２つの式で述べられた定義よりも好ましい可能性がある。というのも、それは、どちらのコイルがもう一方のコイルの上流に向けられるかに依存しないが、ノイズにあまり影響を受けず、より低い周囲温度で高い感度をもたらすからである。
図１０を参照すると、センサの向きから独立した対称的な範囲を有する出力信号を供給する増幅器回路が説明される。増幅器回路は、１対の増幅器Ｕ３０およびＵ１７−Ｂを含んでおり、各々はセンサ回路から出力信号ＶUおよびＶDを受信する。増幅器回路は、Ｋ１＊（Ｖｕ−Ｖｄ）に等しい差動の分子信号（「ＤＥＬＴＡＶ＋」および「ＤＥＬＴＡＶ−」と明示された信号間の差）を与える。この差動の分子信号は、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）の差動信号入力に与えられてもよく、このＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）が、質量流量コントローラ（図示せず）のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）による後続の処理のためにこの信号をデジタル値に変換する。増幅器回路はまた、Ｋ２＊（Ｖｕ＋Ｖｄ）に等しく、かつＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）のシングルエンドの基準入力に与えられ得る（「ＶＤ＋ＶＵ」と明示される）シングルエンドの分母信号を供給する。こうして、Ａ／Ｄ変換器の出力は、質量流量コントローラのＤＳＰによってさらに処理され得る、Ｋ＊（Ｖｕ−Ｖｄ）／（Ｖｕ＋Ｖｄ）に等しいデジタル出力信号を供給する。
図１０の増幅器回路は、図５〜図９に関連して上述されたセンサ回路の実施例のいずれかで用いることができる。というのも、これらの回路の各々は、上流のコイルおよび下流のコイルにわたる電圧を表わすセンサ出力信号ＶUおよびＶDを供給することができるからである。たとえば、図７においては、「フローセンサアンプ」と示される回路の右下部分は、センサの向きから独立した対称的な範囲を有するフロー信号を供給するために、図１０に示される増幅器回路と置き換えられてもよい。さらに、図１０に示される実現例とは異なる他の増幅器回路が用いられてもよいことが理解されるべきであるが、それは、この発明がそのように限定されないからである。実際、増幅器回路の出力が上流のコイルおよび下流のコイルに与えられた電圧（または電流）の差を示す信号を供給する限り、かつ、センサを通る流体の流れの方向から独立したこれらの信号の何らかの組合せが用いられてそれらの差が検出される限り、フロー信号の範囲は、センサの向きから独立して対称的であるだろう。センサの向きから独立したフロー信号の対称性が必要とされない場合、（ＶU−ＶD）／ＶUおよび（ＶU−ＶD）／ＶDを含むセンサ出力信号ＶUおよびＶDのさまざまな組合せが用いられてもよい。
この発明のさらなる局面に従うと、センサ回路が用いる電力の量を調整することのできる可変出力電源が設けられる。可変出力電源が質量流量センサ回路とともに用いられる一実施例に従うと、可変出力電源は、低い流量の場合よりも高い流量でより多くの電力が質量流量センサ回路に供給されるように、検出された流量に応じて異なる出力を供給することができる。従来の質量流量センサ回路においては、低い流量では質量流量センサに供給される電力の５０％ほどが浪費されることが理解されるべきである。別の実施例に従うと、可変出力電源は、可変出力電源によって供給される電力量が極めて高い流量で過剰に増えるのを防ぐことができ、質量流量センサ回路に関連付けられる制御システムにおける位相反転および起こり得るラッチアップを防ぎ得る。有利には、これらの局面はともに、単一の可変出力電源に組込まれてもよい。このような実施例がここで図１１に関連して説明
される。
可変出力電源１１００は、（「７Ｖ制御」と示される）制御回路１１２０によって制御され、可変出力電圧を供給する部分的に絶縁されたスイッチング電源１１１０を含む。部分的に絶縁されたスイッチング電源１１１０の正の出力（「＋７Ｖ」と明示される信号）は、両方のセンサ駆動回路トランジスタ（すなわち、図７、図８および図９ＢのトランジスタＱ１およびＱ２）に電力を供給する。センサからのリターン電流は、「ＣＡＢＬＥ＿ＳＥＮＳＥ」線（図８および図９Ｂにおけるセンサ上のピン３）を通り、部分的に絶縁されたスイッチング電源１１１０へと逆流する。センサの共通点（図８および図９Ｂにおけるセンサのピン９）への別個のリード線は、可変出力電源１１００にグラウンド基準を与える。
可変出力電源１１００は、（駆動トランジスタＱ１、Ｑ２のいずれかのエミッタにおいて電圧として上述で規定され、上流または下流のセンサコイル電圧ＶuまたはＶdではない）「＋７Ｖ」線上において最大のセンサ駆動電圧よりも１Ｖ大きな電圧を供給する。これにより、両方の駆動トランジスタ（図７、図８および図９ＢにおけるＱ１およびＱ２）上においてコレクタとエミッタ（Ｖｃｅ）との間に最低限の１Ｖの差がもたらされて、どちらかのトランジスタの飽和を防ぐのに十分な駆動電流が供給されるが、駆動トランジスタ内の多量の電力を浪費することはない。
Ｕ８−Ａと二重ダイオードＣＲ６の右半分との動作をしばらくの間無視して、二重ダイオードＣＲ５および抵抗器Ｒ６０が、最高の「駆動電圧」未満の、大体１つのダイオード電圧降下分の（ＣＲ５のピン３における）電圧を生成する。二重ダイオードＣＲ６の左半分および抵抗器Ｒ５９がこのバックアップを１回分のダイオード電圧降下に変換して、ＣＲ６のピン３において最高の「駆動電圧」にほぼ等しい電圧を生成する。次いで、増幅器Ｕ８−Ｂおよびその関連する受動素子がこの電圧を変換して、ＣＲ６のピン３における電圧よりも１ボルト大きな（「＋７Ｖ」線上の）出力電圧を供給する。
こうして、可変出力電源がセンサ回路の適切な動作に必要とされるよりもわずかに大きな出力電圧を供給して、センサドライバ回路の実際の電力消費に応じ必要に応じてセンサ回路に供給される供給電圧を上げたり下げたりすることが理解されるべきである。この発明のこの局面が、図７、図８および図９Ｂのセンサ回路の各々に等しく適用可能であり、かつ、電力消費が問題となるときは常に他のセンサ回路とともに用いられ得ることも理解されるべきである。実際に、電力の消費が主要な問題であり、コストが検討すべき問題点ではない場合、上流のセンサ回路および下流のセンサ回路の両方に単一の出力電圧を供給するのではなく、別個の電源回路が設けられ得る。たとえば、上流のセンサドライバ回路はそれ自体の可変出力電源を有し得、下流のセンサドライバ回路はそれ自体の可変出力電源を有し得、各々は図１１に関連して上述されたものと類似している。
この発明の別の局面に従うと、可変出力電源はまた、可変出力電源によって供給される電力量が極めて高い流量で過剰に増えるのを防ぐことが可能で有り得、さらに、質量流量センサ回路に関連付けられる制御システムにおける位相反転および起り得るラッチアップを防ぎ得る。当業者には公知であるように、高い流量では、センサを通る流体の流れが速すぎて適切に加熱することができない可能性あり、これにより、上流のセンサコイルおよび下流のセンサコイルの両方から電力が吸い出されてしまう。これは２つの悪影響を及ぼすおそれがある。第一に、センサ回路の出力は、流量が増大すると減少し始め、これが大抵の制御システムにおいては位相反転に繋がり、修正されない場合、後のラッチアップに繋がる。第二に、センサ回路の電力消費は、０のフローの電力消費に比べて２倍以上となるいくつかの場合には、高い流量で劇的に増す。センサ回路の出力が極めて高い流量で減少し、これがほぼ瞬時に起り得るので、センサ回路の出力だけを監視することによって高
フロー条件を検出することは概して不可能である。
この発明の局面に従うと、質量流量センサにおける高フロー条件を検出する方法が提供される。当該方法は、現在の動作温度で予想される０のフロー信号を計算する動作と、予想される０のフロー信号に基づいてしきい値を計算する動作と、実際のフロー信号をしきい値と比較する動作と、実際のフロー信号がしきい値を超える場合に高フロー条件を検出する動作とを含む。この方法はマイクロプロセッサによって実現され得、このマイクロプロセッサは、有利には、質量流量センサ回路を含む質量流量コントローラにおいて用いられるのと同じマイクロプロセッサであり得る。
一実施例に従うと、予想される０のフロー信号は、上流のコイル電圧および下流のコイル電圧（Ｖu、Ｖd）の和掛ける定数（Ｋ）に従って計算される。すなわち、０のフローで、現在の動作温度では、以下のとおりである。
予想される０のフロー＝Ｋ＊（Ｖu＋Ｖd）
しきい値は、予想される０のフロー信号を定数（典型的には１．０５〜１．１０）倍に逓倍することによって決定される。しきい値と実際のフロー信号（Ｋ＊（Ｖu＋Ｖd））との比較に基づき、高フロー条件が存在するかどうかについて判断がなされる。高フロー条件が存在すると判断された場合、可変出力電源の＋７Ｖ線によって供給されるセンサ供給電圧は過剰に上昇しないようにされる。加えて、高フロー条件が存在すると判断された場合、示されたセンサ回路出力は高い（流れの方向に応じて正または負の）値に人為的に設定されて、関連する制御システム（典型的には、マイクロプロセッサたとえば質量流量コントローラのマイクロプロセッサによって実現される、積分（Ｉ）、比例積分（ＰＩ）、比例積分微分（ＰＩＤ）、進み遅れ（ＬＬ）、利得進み遅れ（ＧＬＬ）などの何らかの制御システム）のラッチアップを防ぐ。マイクロプロセッサは、可変出力電源によってセンサ回路に供給される供給電圧を制限するために、パルス幅変調信号（図１１におけるＰＷＭ＿ＳＵＰＰＬＹ）に変換されるデジタル出力信号を供給する。
図１１に示される実施例においては、ＰＷＭ（図示されていないパルス幅変調器）を用いて、抵抗器Ｒ３７およびキャパシタＣ３５を含むＲＣフィルタを駆動する。実際のフロー信号（Ｋ＊（Ｖｕ＋Ｖｄ））がしきい値未満であるときには常に、マイクロプロセッサによって供給される出力は最大限の値に設定される。この出力はＰＷＭに供給され、ＰＷＭの出力（ＰＷＭ＿ＳＵＰＰＬＹ）は増幅器Ｕ８−Ａの出力を強制的に高くして、二重ダイオードＣＲ６の右半分に逆バイアスをかけて、部分的に絶縁されたスイッチング電源１１１０が正常に動作することを可能にする。しかしながら、実際のフロー信号（Ｋ＊（Ｖu＋Ｖd））がしきい値を超える時には常に、マイクロプロセッサの出力が比例して減じられる。出力が下がると、増幅器Ｕ８−Ａの出力における電圧も下がる。ある時点で、二重ダイオードＣＲ６の右半分がオンにされると、ＣＲ６のピン３における電圧が正常値未満に下げられ、こうして、部分的に絶縁されたスイッチング電源１１１０の出力が減じられる。これにより、実際のフロー信号（Ｋ＊（Ｖu＋Ｖd））がさらに増大するのを妨げて、センサを人為的に冷却し、そうでない場合よりも低くセンサドライバの電力消費を実質的に下げる。
センサを通る流れが減ると、センサは、（センサに供給されている利用可能な電力が正常な動作に必要とされる電力よりも大きいので）ウォームバックアップを行い、実際のフロー信号（Ｋ＊（Ｖu＋Ｖd））が最終的にしきい値未満に下がるだろう。次いで、マイクロプロセッサが出力をその高い正常値に戻すことにより、部分的に絶縁されたスイッチング電源１１１０が正常な動作を再開することが可能となる。
この実施例をパルス幅変調器に関連して説明してきたが、他の回路素子を用いてもよい
ことが理解されるべきである。たとえば、マイクロプロセッサのデジタル出力信号をアナログ値に変換するためにＰＷＭをＤ／Ａ変換器として用いるのではなく、他の種類のＤ／Ａ変換器がまた用いられてもよい。さらに、記載される実施例はセンサ回路に供給される電圧を制限するが、代替的に供給電流を制限し得ることも理解されるべきである。加えて、比較の基準として（Ｖu＋Ｖd）の組合せを用いるのではなく、代替的には、各センサもしくは両方のセンサに供給される駆動電圧などの他の信号が監視され得るか、または、各センサもしくは両方のセンサに供給されるセンサ電流などが監視され得る。この点に関して、（Ｖu＋Ｖd）の組合せが用いられる。というのも、この信号は、図１０に示されるフローセンサ増幅器の出力から既に利用可能であるが、他の信号の組合せが用いられてもよいからである。
この発明のいくつかの実施例を詳細に説明してきたが、当業者にはさまざまな変形例および改善例が容易に見出されるだろう。このような変形例および改善例は、この発明の範囲内であることを意図するものである。特に、この明細書中に記載される実施例の多くはシステム要素または方法動作の特定の組合せを含むが、これらの要素および動作が異なる様に組合わされ得ることが理解されるべきである。したがって、一実施例のみに関連して述べられる要素、動作また特徴は、他の実施例から除外されることを意図するものではない。したがって、上述の説明は例示のみを目的としており、限定することを意図するものではない。この発明は、添付の特許請求の範囲およびその同等物によってのみ規定されるものとして限定される。
この発明の実施例は半導体製造工程に特に十分に適した質量流量センサに関して記載されてきたが、この発明の実施例が他の応用例およびプロセスにおいても用いられ得ることが理解されるべきである。たとえば、この発明の実施例は、燃焼室に搬送されるガソリンなどの流体またはディーゼル燃料または空気の量を測定するために、自動車の応用例において用いられてもよい。さらに、この発明が他のセンサおよび検出回路において用いられ得るので、この発明の実施例は質量流量センサに限定されない。たとえば、この発明の実施例は、抵抗ブリッジ回路のレッグの抵抗の変動が抵抗によって異なる特性の変化を示している熱線風速計または他のいずれかの応用例において用いるのに容易に整合され得る。
先行技術に従った定電流質量流量センサを示す図である。 先行技術に従った定温度質量流量センサを示す図である。 先行技術に従った流体の周囲温度の変化に対応することのできる定温度質量流量センサを示す図である。 先行技術に従った流体の周囲温度の変化に対応することのできる別の定温度質量流量センサを示す図である。 共通の基準レッグを共有する上流および下流の抵抗ブリッジ回路を含む、この発明の一実施例に従った定温度質量流量センサを示す概略図である。 共通の基準レッグがプログラム可能な電圧分割器を含む、この発明の別の実施例に従った定温度質量流量センサを示す概略図である。 図６に従った定温度質量流量センサの具体的な一実現例を示す詳細な概略図である。 共通の基準レッグがプログラム可能な電圧分割器を含む、定温度質量流量センサの別の具体的な実現例を示す詳細な概略図である。 上流および下流の抵抗ブリッジ回路が共通の基準レッグの一部分だけを共有する、この発明の別の実施例に従った定温度質量流量センサを示す概略図である。 図９Ａに従った定温度質量流量センサの具体的な一実現例を示す詳細な概略図である。 図５〜図９の実施例のいずれかとともに用いて、質量流量センサを通る流れの方向から独立した対称的な範囲を有するフロー信号を供給し得るフローセンサ増幅器回路を示す詳細な概略図である。 図５〜図９の実施例のいずれかと用いることのできる可変出力電源を示す詳細な概略図である。

Claims (33)

  1. 第１の抵抗素子および第２の抵抗素子において物理的な特性の差を検知するためのセンサであって、
    第１の入力、第２の入力および出力を有する第１の増幅器と、
    前記第１の増幅器の前記出力と基準端子との間で第１の抵抗素子と直列に電気的に接続される第１の抵抗器とを含み、前記第１の抵抗器は前記第１の増幅器の前記第１の入力と前記第１の増幅器の前記出力との間で電気的に接続され、前記第１の抵抗素子は前記第１の抵抗器と前記基準端子との間で電気的に接続されており、前記センサはさらに、
    第１の入力、第２の入力および出力を有する第２の増幅器と、
    前記第２の増幅器の前記出力と前記基準端子との間で第２の抵抗素子と直列に電気的に接続される第２の抵抗器とを含み、前記第２の抵抗器は前記第２の増幅器の前記第１の入力と前記第２の増幅器の前記出力との間で電気的に接続され、前記第２の抵抗素子は前記第２の抵抗器と前記基準端子との間で電気的に接続されており、前記センサはさらに、
    前記第１の増幅器の前記出力および前記第２の増幅器の前記出力のうちの１つに切換可能に接続される入力と、前記第１の増幅器の前記第２の入力および前記第２の増幅器の前記第２の入力のうちの１つに切換可能に接続される出力とを有する電圧分割器を含み、前記電圧分割器の前記出力は、前記電圧分割器の前記入力が前記第１の増幅器の前記出力に接続され、かつ前記電圧分割器の前記出力が前記第１の増幅器の前記第２の入力に接続される場合、前記第１の抵抗素子の抵抗を維持するよう作用し、前記電圧分割器の前記入力が前記第２の増幅器の前記出力に接続され、かつ前記電圧分割器の前記出力が前記第２の増幅器の前記第２の入力に接続される場合、前記第２の抵抗素子の抵抗を維持するよう作用する、センサ。
  2. 前記電圧分割器はプログラム可能な電圧分割器を含む、請求項１に記載のセンサ。
  3. 前記プログラム可能な電圧分割器は、前記電圧分割器の出力と前記基準端子との間に接続される複数の抵抗器を含み、前記電圧分割器の出力電圧は、前記複数の抵抗器のどれが前記電圧分割器の前記出力と前記基準端子との間で接続されるかに基づいて変えられ得る、請求項２に記載のセンサ。
  4. 前記電圧分割器の前記出力電圧はさらに、前記複数の抵抗器の各々が前記電圧分割器の前記出力と前記基準端子との間で接続される時間の量に基づいて変えられ得る、請求項３に記載のセンサ。
  5. 前記プログラム可能な電圧分割器は、前記電圧分割器の前記出力を設定する出力を有するデジタル−アナログ変換器回路を含む、請求項２に記載のセンサ。
  6. 前記デジタル−アナログ変換器回路は、
    可変量の電流を供給する出力を有するデジタル−アナログ変換器と、
    前記デジタル−アナログ変換器の前記出力に電気的に結合される入力と、前記デジタル−アナログ変換器回路の前記出力を形成し、かつ前記可変量の電流に基づいて可変出力電圧を供給する出力とを有する増幅器回路とを含む、請求項５に記載のセンサ。
  7. 前記第１の増幅器の前記第２の入力と前記基準端子との間で電気的に接続され、前記電圧分割器の前記出力が前記第２の増幅器の前記第２の入力に接続される場合、前記第１の増幅器の前記第２の入力における電圧レベルを維持する第１のキャパシタをさらに含む、請求項１から６のいずれかに記載のセンサ。
  8. 前記第２の増幅器の前記第２の入力と前記基準端子との間で電気的に接続され、前記電圧分割器の前記出力が前記第１の増幅器の前記第２の入力に接続される場合、前記第２の増幅器の前記第２の入力における電圧レベルを維持する第２のキャパシタをさらに含む、請求項７に記載のセンサ。
  9. 前記第１の増幅器および前記第２の増幅器の前記第２の入力は、開いた状態および閉じた状態を各々が有する第１のスイッチおよび第２のスイッチにそれぞれ接続され、前記第１の増幅器および前記第２の増幅器の前記第２の入力における電圧レベルは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが前記閉じた状態にある場合にサンプリングされる、請求項１から８のいずれかに記載のセンサ。
  10. 前記第１のスイッチは、前記電圧分割器の前記入力が前記第１の増幅器の前記出力に接続された後に、前記第１のスイッチを前記閉じた状態に切換える第１のスイッチング信号を受信する、請求項９に記載のセンサ。
  11. 前記第２のスイッチは、前記電圧分割器の前記入力が前記第２の増幅器の前記出力に接続された後に、前記第２のスイッチを前記閉じた状態に切換える第２のスイッチング信号を受信する、請求項９および１０のいずれかに記載のセンサ。
  12. 前記センサは質量流量センサである、請求項１から１１のいずれかに記載のセンサ。
  13. 前記質量流量センサは質量流量コントローラに含まれる、請求項１２に記載のセンサ。
  14. 前記電圧分割器は、
    前記電圧分割器の前記入力と前記出力との間で電気的に接続される第３の抵抗器を含み、前記第３の抵抗器は、前記第１の増幅器の前記出力および前記第２の増幅器の前記出力のうちの１つに切換可能に接続され、前記電圧分割器はさらに、
    前記第１の増幅器の前記第２の入力と前記基準端子との間で電気的に接続される第４の抵抗器と、
    前記第２の増幅器の前記第２の入力と前記基準端子との間で電気的に接続される第５の抵抗器とを含む、請求項１に記載のセンサ。
  15. 前記第１の増幅器の前記第２の入力と前記基準端子との間で電気的に接続され、前記電圧分割器の前記出力が前記第２の増幅器の前記第２の入力に接続される場合、前記第１の増幅器の前記第２の入力における電圧レベルを維持する第１のキャパシタをさらに含む、請求項１４に記載のセンサ。
  16. 前記第２の増幅器の前記第２の入力と前記基準端子との間で電気的に接続され、前記電圧分割器の前記出力が前記第１の増幅器の前記第２の入力に接続される場合、前記第２の増幅器の前記第２の入力における電圧レベルを維持する第２のキャパシタをさらに含む、請求項１４および１５のいずれかに記載のセンサ。
  17. 第１の抵抗素子および第２の抵抗素子において物理的な特性の差を検知するためのセンサであって、
    第１の抵抗素子を含む第１の回路と、
    第２の抵抗素子を含む第２の回路と、
    電圧分割器と、
    第１の状態および第２の状態を有する少なくとも１つのスイッチとを含み、前記少なくとも１つのスイッチの前記第１の状態は、前記第１の抵抗素子の前記抵抗を強制的に第１の所定の値にするために前記電圧分割器を前記第１の回路に電気的に接続し、前記少なくとも１つのスイッチの前記第２の状態は、前記第２の抵抗素子の前記抵抗を強制的に第２の所定の値にするために前記電圧分割器を前記第２の回路に電気的に接続する、センサ。
  18. 前記電圧分割器は入力および出力を有し、前記少なくとも１つのスイッチは、前記第１の状態および前記第２の状態を各々が有する少なくとも１つの第１のスイッチと少なくとも１つの第２のスイッチとを含み、前記少なくとも１つの第１のスイッチは、前記少なくとも１つの第１のスイッチが前記第１の状態を有するとき前記電圧分割器の前記入力を前記第１の回路に電気的に接続し、前記少なくとも１つの第１のスイッチが前記第２の状態を有するとき前記電圧分割器の前記入力を前記第２の回路に電気的に接続し、前記少なくとも１つの第２のスイッチは、前記少なくとも１つの第２のスイッチが前記第１の状態を有するとき前記電圧分割器の前記出力を前記第１の回路に電気的に接続し、前記少なくとも１つの第２のスイッチが前記第２の状態を有するとき前記電圧分割器の前記出力を前記第２の回路に電気的に接続する、請求項１７に記載のセンサ。
  19. 前記電圧分割器はプログラム可能な電圧分割器を含む、請求項１７および１８のいずれかに記載のセンサ。
  20. 前記プログラム可能な電圧分割器の前記出力は、前記第１の抵抗素子および前記第２の抵抗素子が設定される抵抗を変えるよう調整され得る、請求項１９に記載のセンサ。
  21. 前記プログラム可能な電圧分割器は、前記電圧分割器の前記出力と基準端子との間で接続される複数の抵抗器を含み、前記電圧分割器の出力電圧は、複数の抵抗器のうちのどれが前記電圧分割器の前記出力と前記基準端子との間で接続されるかに基づいて変えられ得る、請求項１９および２０のいずれかに記載のセンサ。
  22. 前記電圧分割器の前記出力電圧はさらに、前記複数の抵抗器の各々が前記電圧分割器の前記出力と前記基準端子との間で接続される時間の量に基づいて変えられ得る、請求項２１に記載のセンサ。
  23. 前記プログラム可能な電圧分割器は、前記電圧分割器の前記出力を設定する出力を有するデジタル−アナログ変換器回路を含む、請求項１９および２０のいずれかに記載のセンサ。
  24. 前記デジタル−アナログ変換器回路は、
    可変量の電流を供給する出力を有するデジタル−アナログ変換器と、
    前記デジタル−アナログ変換器の前記出力に電気的に結合される入力と、前記デジタル−アナログ変換器回路の前記出力を形成し、かつ前記可変量の電流に基づいて可変出力電圧を供給する出力とを有する増幅器回路とを含む、請求項２３に記載のセンサ。
  25. 前記第１の回路に電気的に接続され、前記少なくとも１つの第１のスイッチおよび前記少なくとも１つの第２のスイッチが前記第２の状態を有するとき前記第１の抵抗素子の前記抵抗を維持する第１のホールドキャパシタと、
    前記第２の回路に電気的に接続され、前記少なくとも１つの第１のスイッチおよび前記少なくとも１つの第２のスイッチが前記第１の状態を有するとき前記第２の抵抗素子の前記抵抗を維持する第２のホールドキャパシタとをさらに含む、請求項１８から２４のいずれかに記載のセンサ。
  26. 前記少なくとも１つの第２のスイッチは、前記少なくとも１つの第１のスイッチが前記第１の状態に切換わった後に、前記少なくとも１つの第２のスイッチを前記第１の状態に切換えるスイッチング信号を受信する、請求項１８から２５のいずれかに記載のセンサ。
  27. 前記スイッチング信号は、前記少なくとも１つの第１のスイッチが前記第２の状態に切換わった後に前記少なくとも１つの第２のスイッチを前記第２の状態に切換える、請求項２６に記載のセンサ。
  28. 前記電圧分割器は前記第１の回路と前記第２の回路との間で共有される、請求項１７から２７のいずれかに記載のセンサ。
  29. 前記電圧分割器の一部分だけが前記第１の回路と前記第２の回路との間で共有される、請求項１７から２７のいずれかに記載のセンサ。
  30. １対の抵抗ブリッジ回路で用いるための方法であって、各抵抗ブリッジ回路は、固定抵抗器および可変抵抗素子を含むセンサ部分と、前記抵抗素子の抵抗を決定する抵抗を有する基準部分とを有し、前記方法は、
    前記抵抗素子の各々の温度を強制的に実質的に同じ値にするよう前記抵抗素子の各々の前記抵抗を調整するために、前記第１の抵抗ブリッジ回路と前記第２の抵抗ブリッジ回路との間で前記基準部分の少なくとも一部を共有する動作を含む、方法。
  31. 前記共有する動作は、
    前記基準部分の前記共有された部分を前記１対のブリッジ回路の各々に別々の時間に切換可能に接続する動作を含む、請求項３０に記載の方法。
  32. 前記基準部分は固定部分と可変部分とを含み、前記共有する動作は、
    前記抵抗素子の前記抵抗を調整するために、前記第１の回路と前記第２の回路との間で前記基準部分の前記可変部分を共有する動作を含む、請求項３０に記載の方法。
  33. 前記基準部分は固定部分と可変部分とを含み、前記共有する動作は、
    前記抵抗素子の前記抵抗を調整するために、前記第１の回路と前記第２の回路との間で前記基準部分の前記可変部分と前記基準部分の前記固定部分との両方を共有する動作を含む、請求項３０に記載の方法。
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