JP2014212394A - 誘導性負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流検出抵抗における発熱量を極力低減することができる誘導性負荷駆動装置を提供する。
【解決手段】誘導性負荷駆動装置１は、電源線２およびグランド線３の間のローサイド側に設けられたＳＷ素子５を駆動することでハイサイド側に設けられたリニアソレノイド４に流れる負荷電流Ｉｒをフィードバック制御して駆動する。シャント抵抗Ｒｓは、リニアソレノイド４の下流側端子CNLおよびグランド線３の間の電流経路に直列に介在する。ダイオード７は、リニアソレノイド４の端子間に下流側端子CNL側をアノードとして接続される。電流検出回路６は、シャント抵抗Ｒｓの端子間電圧Ｖｓに基づいてリニアソレノイド４負荷電流Ｉｒを検出する。制御回路８は、電流検出回路６の検出値が所望の目標値に一致するようにＳＷ素子５の駆動を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、一対の電源線を通じて与えられる電力を誘導性負荷に供給し、その誘導性負荷に流れる電流をフィードバック制御して誘導性負荷を駆動する誘導性負荷駆動装置に関する。

自動車などの車両に搭載される油圧コントロールバルブ（Oil Control Valve : OCV）、自動変速機（Automatic Transmission : AT）、無段変速機（Continuously Variable Transmission : CVT）などのアクチュエータとして、リニアソレノイド（誘導性負荷に相当）が用いられている。このような用途に用いられるリニアソレノイドの駆動を制御する場合、精度の高い電流制御技術が必要となる。そのため、リニアソレノイドを駆動する駆動装置（以下、誘導性負荷駆動装置と称す）は、負荷電流をフィードバック制御する構成となっている。すなわち、誘導性負荷駆動装置は、リニアソレノイドに流れる負荷電流を検出する電流検出回路を備え、その検出値が目標値に一致するようにスイッチング素子のオン／オフを制御するようになっている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００２−１７６３４６号公報

上記した誘導性負荷駆動装置の電流検出回路は、スイッチング素子のオン時およびオフ時のいずれにおいても負荷電流が流れる経路に直列に介在するように配置した電流検出抵抗の端子電圧に基づいて、リニアソレノイドに流れる負荷電流を検出するようになっている。そのため、電流検出抵抗には常に負荷電流が流れており、その発熱量（＝負荷電流の二乗×電流検出抵抗の抵抗値）が大きい。近年、このような誘導性負荷駆動装置が搭載されるエンジンＥＣＵにおいては、小型化が進み、その結果、非常にシビアな熱設計が要求されている。従って、電流検出回路の電流検出抵抗における発熱量は、極力小さいことが望ましい。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電流検出抵抗における発熱量を極力低減することができる誘導性負荷駆動装置を提供することにある。

請求項１に記載した誘導性負荷駆動装置は、一対の電源線間のローサイド側に設けられたスイッチング素子を駆動することでハイサイド側に設けられた誘導性負荷に流れる負荷電流をフィードバック制御して誘導性負荷を駆動する。誘導性負荷駆動装置は、電流検出抵抗、還流ダイオード、電流検出回路および制御回路を備えている。電流検出抵抗は、誘導性負荷の下流側端子および一対の電源線のうち低電位側電源線の間の電流経路に直列に介在する。還流ダイオードは、誘導性負荷の端子間に、下流側端子側をアノードとして接続されている。電流検出回路は、電流検出抵抗の端子電圧に基づいて誘導性負荷に流れる負荷電流を検出する。制御回路は、電流検出回路の検出値が目標値に一致するようにスイッチング素子の駆動を制御する。

このような構成によれば、スイッチング素子がオンしている状態からオフしている状態へと移行した際、誘導性負荷の下流側端子から還流ダイオードを通じて上流側端子へと負荷電流が還流される。従って、スイッチング素子がオフしているとき（還流時）、電流検出抵抗に負荷電流が流れることがない。つまり、上記構成によれば、電流検出抵抗に、常に負荷電流が流れることがなく、その分だけ、従来技術の構成に比べて電流検出抵抗における発熱量が低減される。そのため、例えば放熱ゲルを塗布するなど放熱性を向上するための対策や、複雑な放熱構造を採用することなく、シビアな熱設計にも対応することが可能となる。

請求項２に記載した手段によれば、制御回路は、電流検出回路の検出値に対して補正を行い、その補正後の検出値に基づいてスイッチング素子の駆動を制御する。上記構成の電流検出回路は、還流時に流れる負荷電流を検出しないため、検出値が実際の負荷電流の値と一致しない。そこで、本手段では、実際の負荷電流の値と一致するように、検出値に対して補正を行い、その補正後の検出値に基づいてスイッチング素子の駆動を制御する。このようにすれば、制御回路における電流フィードバック制御の精度が一層高まる効果が得られる。

第１の実施形態を示すもので、誘導性負荷駆動装置の概略構成を示す図 従来技術を示す図１相当図 各部の信号、電圧および電流の波形を示すタイミングチャート ＰＷＭ制御におけるデューティ比を変化させた場合の図３相当図 補正値テーブルの一例を示す図 第２の実施形態を示す図１相当図

以下、誘導性負荷駆動装置の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図５を参照しながら説明する。
図１に示すように、誘導性負荷駆動装置１（以下、駆動装置１とも称す）は、図示しないバッテリから電源線２およびグランド線３（一対の電源線に相当）を通じて与えられる電力をリニアソレノイド４（誘導性負荷に相当）に供給する。リニアソレノイド４は、例えば、自動車などの車両に搭載されるＯＣＶ、ＡＴ、ＣＶＴなどにおけるアクチュエータとして用いられるものである。

駆動装置１は、電源線２（高電位側電源線に相当）およびグランド線３（低電位側電源線に相当）の間のローサイド側に設けられたスイッチング素子５（以下、ＳＷ素子５とも称す）の駆動を制御することにより、そのハイサイド側に設けられたリニアソレノイド４を駆動する、いわゆるローサイド駆動の構成となっている。また、駆動装置１は、リニアソレノイド４に流れる負荷電流Ｉｒをフィードバック制御してリニアソレノイド４を駆動する。

リニアソレノイド４の上流側端子CNHは、電圧ＶＢ（例えば＋１２Ｖ）が与えられる電源線２に接続されている。リニアソレノイド４の下流側端子CNLは、駆動装置１の負荷接続端子Ｐ１に接続されている。駆動装置１は、スイッチング素子５、電流検出回路６、ダイオード７、制御回路８などから構成されている。

ＳＷ素子５は、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴである。ＳＷ素子５のソースは、グランド端子Ｐ２を介して接地電位（０Ｖ）が与えられるグランド線３に接続されている。ＳＷ素子５のドレインは、電流検出回路６のシャント抵抗Ｒｓ（電流検出抵抗に相当）を介して負荷接続端子Ｐ１に接続されている。つまり、シャント抵抗ＲｓおよびＳＷ素子５は、リニアソレノイド４の下流側端子CNLとグランド線３との間の給電経路に介在する。

電源線２に接続される電源端子Ｐ３および負荷接続端子Ｐ１の間には、負荷接続端子Ｐ１側をアノードとしてダイオード７が接続されている。つまり、ダイオード７は、リニアソレノイド４の端子間に、下流側端子CNL側をアノードとして（並列）接続されている。ダイオード７は、ＳＷ素子５がオンしている状態から、ＳＷ素子５がオフした状態に移行した際、リニアソレノイド４の下流側端子CNLから上流側端子CNHへと電流（負荷電流Ｉｒ）を還流する。つまり、ダイオード７は、還流ダイオードであり、リニアソレノイド４が断電された際に生じる逆起電力によるサージを抑制する。

電流検出回路６は、負荷接続端子Ｐ１（リニアソレノイド４の下流側端子CNL）およびグランド端子Ｐ２の間に流れる電流（負荷電流Ｉｒ）に応じた検出電圧Ｖｄを出力する。電流検出回路６は、シャント抵抗Ｒｓ、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、オペアンプ９およびローパスフィルタ回路１０を備えている。シャント抵抗Ｒｓの端子間電圧Ｖｓは、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してオペアンプ９の各入力端子に与えられている。オペアンプ９の非反転入力端子は、抵抗Ｒ３を介してグランド端子Ｐ２に接続されている。オペアンプ９の出力端子および反転入力端子の間には、帰還用の抵抗Ｒ４が接続されている。

オペアンプ９から出力される電圧は、端子間電圧Ｖｓを所定の増幅率により増幅した電圧となる。オペアンプ９の出力電圧は、抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ１からなるローパスフィルタ回路１０により平滑化（平均化）され、制御回路８の検出電圧入力端子Ｐ４に与えられる。この場合、ローパスフィルタ回路１０の出力が検出電圧Ｖｄとなる。検出電圧Ｖｄは、負荷電流Ｉｒの平均値（平均電流）を表すものであり、制御回路８に与えられる。なお、本実施形態では、オペアンプ９および抵抗Ｒ１〜Ｒ４により、シャント抵抗Ｒｓの端子電圧を増幅する増幅回路１１が構成されている。

制御回路８は、例えばＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換器などを有するマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御回路８には、バルブの開閉または変速を制御するための情報が入力され、リニアソレノイド４に流す電流の目標値を算出する。また、制御回路８は、電流検出回路６から与えられる検出電圧ＶｄをＡ／Ｄ変換したデータに対して後述する補正を行い、その補正後のデータに基づいて、リニアソレノイド４に流れる負荷電流Ｉｒの検出値を取得する。

制御回路８は、目標値および負荷電流Ｉｒの検出値に応じたデューティ比を持つＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号Ｓａを生成する。具体的には、制御回路８は、負荷電流Ｉｒの検出値（平均電流）が目標値に一致するようにＳＷ素子５を駆動するためのＰＷＭ信号Ｓａを生成する。ＰＷＭ信号Ｓａは、信号出力端子Ｐ５から抵抗Ｒ６を通じてＳＷ素子５のゲートに与えられる。これにより、ＳＷ素子５は、ＰＷＭ信号ＳａがＨレベル（例えば５Ｖ）である期間にオン駆動されるとともに、Ｌレベル（例えば０Ｖ）である期間にオフ駆動される。なお、ここで言うデューティ比は、ＰＷＭの１周期におけるＯＮ期間（ＰＷＭ信号ＳａがＨレベルである期間）の割合である。

次に、上記構成の作用について、図２〜図５も参照して説明する。
図２は、従来技術の構成を示す図１相当図である。図２に示す従来の駆動装置２１は、図１に示した本実施形態の駆動装置１に対し、ダイオード７の接続位置が異なる。すなわち、この場合、ダイオード７は、電源端子Ｐ３およびＳＷ素子５のドレインの間に、ＳＷ素子５のドレイン側をアノードとして接続されている。図３は、本実施形態および従来技術の構成のそれぞれにおけるＰＷＭ信号Ｓａ、負荷電流Ｉｒ、端子間電圧Ｖｓおよび検出電圧Ｖｄの波形を示している。以下、本実施形態の駆動装置１および従来の駆動装置２１のＳＷ素子５のオン時およびオフ時における動作について説明する。

「１」ＳＷ素子５のオン時
ＰＷＭ信号ＳａがＨレベルの期間、ＳＷ素子５はオン駆動される。これにより、「電源線２→リニアソレノイド４→シャント抵抗Ｒｓ→ＳＷ素子５→グランド線３」という経路で電流（負荷電流Ｉｒ）が流れる。ＳＷ素子５がオンしているとき、駆動装置１および駆動装置２１のいずれにおいても、このような通電経路が形成される。この場合、負荷電流Ｉｒおよび端子間電圧Ｖｓは同じように変化する波形となる。

「２」ＳＷ素子５のオフ時
ＰＷＭ信号ＳａがＬレベルの期間、ＳＷ素子５はオフ駆動される。これにより、駆動装置２１の場合、「電源線２→リニアソレノイド４→シャント抵抗Ｒｓ→ダイオード７→電源線２」という経路（還流経路）で電流（還流電流）が流れる。この場合、還流電流がシャント抵抗Ｒｓに流れるため、負荷電流Ｉｒおよび端子間電圧Ｖｓは同じように変化する波形となる。

一方、ＰＷＭ信号ＳａがＬレベルの期間、駆動装置１の場合、「電源線２→リニアソレノイド４→ダイオード７→電源線２」という経路（還流経路）で電流が流れる。この場合、還流電流がシャント抵抗Ｒｓに流れないため、負荷電流Ｉｒおよび端子間電圧Ｖｓは、異なった波形となる。そのため、ＳＷ素子５のオフ時、シャント抵抗Ｒｓには負荷電流Ｉｒが流れず、その端子間電圧Ｖｓが略ゼロとなって、負荷電流Ｉｒが流れていないものとして検出電圧Ｖｄが算出される。

このように、本実施形態の駆動装置１においては、負荷電流Ｉｒの平均値ではなく、ＳＷ素子５がオフしているときの負荷電流Ｉｒをゼロとした、ＳＷ素子５がオンしているときの負荷電流Ｉｒの平均値となる。そのため、本実施形態の制御回路８は、ＳＷ素子５のオフ時における負荷電流Ｉｒをも加味した負荷電流Ｉｒの平均電流を正しく検出（算出）するため、検出電圧Ｖｄに対して次のような補正を行う。図４は、ＰＷＭ信号Ｓａのデューティ比を変化させた場合におけるタイミングチャートであり、図３と同様の波形を示している。

図４に示すように、駆動装置１における検出電圧Ｖｄが表す平均電流は、従来の駆動装置２１における検出電圧Ｖｄが表す平均電流（実際の負荷電流Ｉｒの平均電流）に対し、ＰＷＭ信号Ｓａのデューティ比が小さいほど低い値となる。なぜなら、ＰＷＭ信号Ｓａのデューティ比が小さくなるほど、ＳＷ素子５のオフ期間が長くなり、検出電圧Ｖｄが上昇しない期間が増えるからである。

そこで、本実施形態では、制御回路８は、検出電圧Ｖｄに対し、ＰＷＭ信号Ｓａのデューティ比に応じた補正値を乗ずる補正を行い、その補正後のデータに基づいて、負荷電流Ｉｒの平均電流を算出する。具体的には、デューティ比毎の補正値テーブル（図５参照）を予め準備しておき、制御回路８は、デューティ比の変化に応じて、検出電圧Ｖｄに乗ずる補正値を切り替える。図５に示す補正値のうち、α１、α２、…、α８、α９は、下記（１）式の条件を満たす値となっている。
０＜α１＜α２＜…＜α８＜α９＜１ …（１）

補正値α１〜α９は、下記（２）式の条件を満たす値に設定される。ただし、電流検出回路６から出力される検出電圧Ｖｄが表す平均電流をＩｘとし、実際の負荷電流Ｉｒの平均電流をＩｙとし、補正値をαｎとしている。
Ｉｘ：Ｉｙ＝１：αｎ …（２）

なお、デューティ比が０％であるとき、ＳＷ素子５が常時オフであり、負荷電流Ｉｒが流れることはないため、検出電圧Ｖｄもゼロとなる。従って、補正値はどのような値でもよいが、本実施形態では０としている。また、デューティ比が１００％であるとき、ＳＷ素子５が常時オンである、つまりオフ期間が存在しない。従って、検出電圧Ｖｄが表す平均電流および実際の平均電流の不整合は生じないので、補正を行う必要はないが、本実施形態では１の補正値を乗ずるようにしている。

補正値テーブルは、例えば、以下のようにして作成することができる。すなわち、駆動装置１の実機を用いた試験を行い、その試験データに基づいて検出電圧Ｖｄと実際に流れる負荷電流Ｉｒとの関係性を求め、デューティ比毎に代表的な補正値を決定する。このようにして決定した補正値（代表値）とデューティ比とを関連付けることにより、補正値テーブルを作成することができる。さらに、駆動装置１の製造工程において、製品毎に上記補正値テーブルを個別調整してもよい。このようにすれば、検出電圧Ｖｄに補正を加えたデータが実際の負荷電流Ｉｒの平均電流を一層正確に表すものとなる。なお、本実施形態では、デューティ比が１０％変化する毎に補正値を設定しているが、これよりも細かく補正値を設定してもよいし、これよりも粗く補正値を設定してもよい。

以上説明したように、本実施形態によれば次のような効果が得られる。
ＳＷ素子５がオンしている状態からオフしている状態へと移行した際、リニアソレノイド４の下流側端子CNLからダイオード７を通じて上流側端子CNHへと負荷電流Ｉｒが還流される。従って、ＳＷ素子５がオフしているとき（還流時）、シャント抵抗Ｒｓに負荷電流Ｉｒが流れることがない。つまり、本実施形態の構成によれば、シャント抵抗Ｒｓに、常に負荷電流Ｉｒが流れることがなく、その分だけ、従来技術の構成に比べてシャント抵抗Ｒｓにおける発熱量が低減される。なお、シャント抵抗Ｒｓにおける発熱量は、流れる電流の二乗に比例するため、ＳＷ素子５がオフしている際にシャント抵抗Ｒｓに負荷電流Ｉｒを流さない本実施形態の構成によれば、シャント抵抗Ｒｓに常に負荷電流Ｉｒを流す従来技術の構成に比べ、非常に多くの発熱量を低減することができる。そのため、例えば放熱ゲルを塗布するなど放熱性を向上するための対策や、複雑な放熱構造を採用することなく、シビアな熱設計にも対応することが可能となる。

ただし、本実施形態の構成では、還流時に流れる負荷電流Ｉｒが電流検出回路６によって検出されないため、検出電圧Ｖｄが表す負荷電流Ｉｒの平均電流（検出値）が実際の負荷電流Ｉｒの平均電流と一致しない。具体的には、駆動装置１における検出電圧Ｖｄが表す平均電流は、実際の負荷電流Ｉｒの平均電流に対し、ＰＷＭ信号Ｓａのデューティ比が小さいほど低い値となる。このようなことを踏まえ、制御回路８は、電流検出回路６から与えられる検出電圧Ｖｄに対し、デューティ比に応じた補正を行い、その補正後のデータに基づいてＳＷ素子５の駆動を制御する。このようにすれば、制御回路８における電流フィードバック制御の精度が、従来技術の構成に比べて低下することが抑制される。

（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図６を参照して説明する。
図６に示す本実施形態の誘導性負荷駆動装置３１は、図１に示した第１の実施形態の誘導性負荷駆動装置１に対し、ＳＷ素子５およびシャント抵抗Ｒｓの接続形態が変更されている。すなわち、ＳＷ素子５のドレインは、負荷接続端子Ｐ１に接続されている。ＳＷ素子５のソースは、シャント抵抗Ｒｓを介してグランド端子Ｐ２に接続されている。このように、ＳＷ素子５およびシャント抵抗Ｒｓの接続位置を入れ替えた構成であっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
駆動装置１、３１は、車載用途に用いられるリニアソレノイド４に限らず、様々な誘導性負荷を駆動することが可能である。
ＳＷ素子５としては、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴに限らずともよく、Ｐチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなど、種々の半導体スイッチング素子を採用することができる。ローパスフィルタ回路１０および増幅回路１１を含む電流検出回路６の構成については、図１などに示した構成に限らず適宜変更可能である。

上記各実施形態において、制御回路８は、電流検出回路６から与えられる検出電圧Ｖｄに対して補正を行い、その補正後のデータに基づいてＳＷ素子５の駆動を制御するようにしていたが、これに代えて以下の構成を採用してもよい。すなわち、電流検出回路６に対し、ＰＷＭ制御におけるデューティ比に応じて増幅回路１１のゲイン（増幅率）を可変するゲイン可変回路を追加し、制御回路８は、その電流検出回路６から与えられる検出電圧Ｖｄに基づいてＳＷ素子５の駆動を制御するようにしてもよい。このように変更した場合でも、検出電圧Ｖｄが表す平均電流が実際の負荷電流Ｉｒの平均電流を正確に反映するものとなるため、上記各実施形態と同様の作用および効果が得られる。

図面中、１、３１は誘導性負荷駆動装置、２は電源線、３はグランド線（電源線、低電位側電源線）、４はリニアソレノイド（誘導性負荷）、５はスイッチング素子、６は電流検出回路、７はダイオード（還流ダイオード）、８は制御回路、１１は増幅回路、Ｒｓはシャント抵抗（電流検出抵抗）を示す。

Claims (4)

1. 一対の電源線（２、３）間のローサイド側に設けられたスイッチング素子（５）を駆動することでハイサイド側に設けられた誘導性負荷（４）に流れる負荷電流をフィードバック制御して前記誘導性負荷（４）を駆動する誘導性負荷駆動装置（１、３１）であって、
   前記誘導性負荷（４）の下流側端子および前記一対の電源線（２、３）のうち低電位側電源線（３）の間の電流経路に直列に介在する電流検出抵抗（Ｒｓ）と、
   前記誘導性負荷（４）の端子間に、前記下流側端子側をアノードとして接続された還流ダイオード（７）と、
   前記電流検出抵抗（Ｒｓ）の端子電圧に基づいて前記誘導性負荷（４）に流れる負荷電流を検出する電流検出回路（６）と、
   前記電流検出回路（６）の検出値が所望の目標値に一致するように前記スイッチング素子（５）の駆動を制御する制御回路（８）と、
   を備えていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
2. 前記制御回路（８）は、前記電流検出回路（６）の検出値に対して補正を行い、その補正後の検出値に基づいて前記スイッチング素子（５）の駆動を制御することを特徴とする請求項１に記載の誘導性負荷駆動装置。
3. 前記制御回路（８）は、
   前記スイッチング素子（５）の駆動をＰＷＭ制御するようになっており、
   前記電流検出回路（６）の検出値に対し、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比に応じた補正を行い、その補正後の検出値に基づいて前記スイッチング素子（５）の駆動を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の誘導性負荷駆動装置。
4. 前記制御回路（８）は、前記スイッチング素子（５）の駆動をＰＷＭ制御するようになっており、
   前記電流検出回路（６）は、
   前記電流検出抵抗（Ｒｓ）の端子電圧を増幅する増幅回路（１１）と、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比に応じて前記増幅回路（１１）の増幅率を可変するゲイン可変回路とを備え、
   前記増幅回路（１１）の出力信号に基づいて前記誘導性負荷（４）に流れる負荷電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の誘導性負荷駆動装置。

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